ТЕЛЕВИЗИОННАЯ СИСТЕМА Российский патент 1994 года по МПК H04N11/00 

Изобретение относится к области техники систем связи, в частности к электросвязи.

В системах вещательного телевидения применяют два способа уплотнения сигналов, содержащих информацию о яркости и цветности изображений - частотный и временной. При частотном уплотнении сигнал цветности, являющийся продуктом модуляции цветовой поднесущей цветоразностными сигналами, передают внутри частотного спектра сигнала яркости. Такой способ использован в стандартных системах вещательного телевидения NTSC, SECAM, PAL (C. C. I.) Report 407-1, 1966-1970). Достоинством частотного уплотнения сигналов яркости и цветности является относительная простота декодирующего устройства в телевизоре, что было особенно важно при уровне техники, существовавшем в начальный период внедрения цветного вещания (1950-1960 г). Однако при частотном уплотнении качество цветных изображений существенно снижается из-за перекрестных помех между сигналами яркости и цветности. Существенное подавление этих помех достигается, как правило, за счет снижения разрешающей способности в простpанственной и временной областях. Так, например, метод гребенчатой фильтрации за счет суммирования сигналов смежных кадров дает полное подавление перекрестных помех между сигналами яркости и цветности лишь на неподвижных участках изображений, причем в NTSC для этого необходимо суммировать сигналы двух смежных кадров, в PAL - четырех, в SECAM - до шести кадров. Гребенчатая фильтрация за счет суммирования смежных во времени и простpанстве сигналов строк ведет к снижению четкости по горизонтали и вертикали. Размещение частотных компонентов сигнала цветности в области верхних частот спектра полного цветового телевизионного сигнала определяет повышенную чувствительность сигналов стандартных систем вращательного телевидения к неравномерностям частотных и фазовых характеристик тракта, к шумовым помехам с квадратичной спектральной плотностью, к искажениям типа "дифференциальное усиление" и "дифференциальная фаза". С учетом этого для систем повышенного качества, а также для будущих систем телевидения высокой четкости - ТВЧ (HDTV) предлагается использовать временной способ уплотнения сигналов, содержащих информацию о яркости и цветности, передавая эти сигналы в интервале строки последовательно.

Для системы телевидения повышенного качества без изменения числа строк Z разложения и частоты f_р кадров предложен ряд вариантов системы непосредственного спутникового вещания MAC (Multiplexed Analogue Component, C. C. I. R, Report AB/10-11, 1983-1986). В строке сигнала системы MAC один из цветоразностных сигналов с коэффициентом сжатия во времени 3:1 и сигнал яркости, сжатый во времени в 1,5 раза, передаются в активной части строки, причем цветоразностные сигналы передаются поочередно через строку. Для сохранения яркостной четкости требуется расширение полосы частот полного цветного телевизионного сигнала в 1,5 раза. Поскольку подобное расширение полосы частот допустимо лишь во вновь организуемых каналах спутникового вещания, был предложен также вариант MAC-D2, полоса частот полного цветового сигнала в котором соответствует стандартным для наземного вещания, но яркостная четкость по горизонтали соответственно в 1,5 раза ниже.

В других способах временного уплотнения сигнал яркости без изменения его временного масштаба предлагается передавать во всем активном интервале, а цветоразностные сигналы, сжатые во времени, в части интервала гашения. К таким предложениям относятся, например, патент Японии N 51-48623, кл. 97(5), Н11(9), 1976, система MUSE (NHK Tech. Report, 1984, Vol. 27, N 7, p. 19; IEEE trans., 1987, Vol. BC-33, N 4, p. 130), система HDTV с временным уплотнением сигнала яркости и цветоразностных сигналов (Electronics 1983, Vol. 56, N 14, p. p. 82-84). Во всех этих системах передача цветоразностных сигналов осуществляется поочередно, например, в одной строке в интервале гашения передают цветоразностный сигнал "R-Y", в интервале гашения следующей строки развертки передают цветоразностный сигнал "B-Y".

Важным преимуществом систем с временным уплотнением сигналов яркости и цветоразностных сигналов является полное отсутствие перекрестных искажений (помех) между этими сигналами, меньшая, чем у сигналов стандартных вещательных систем, чувствительность к неравномерностям частотных и фазовых характеристик канала связи и к шумовым помехам с квадратичной спектральной плотностью. Вместе с тем последовательная передача цветоразностных сигналов заметно уступает одновременной их передаче в части помехоустойчивости, а также видности шумов на экране из-за укрупнения их структуры по вертикали, в соседней строке повторяются и цветоразностный сигнал и шумы, переданные в предыдущей строке. При поочередной передаче возникают мерцания яркости и цветности на горизонтальных границах между цветными деталями изображений. Полностью устранить эти мелькания можно лишь остановив структуру передачи цветоразностных сигналов, как это сделано в MAC, в нечетных строках всегда передается один и тот же по названию цветоразностный сигнал, например "R-Y", в четных строках - другой цветоразностный сигнал "B-Y", так что каждый кадр начинается с передачи "R-Y". Но это приводит к заметному и неустранимому снижению цветовой четкости по вертикали, что особенно сказывается при транскодировании в сигналы стандартных вещательных систем. Кроме того, поскольку "R-Y" и "B-Y" могут иметь существенно разный размах, их нелинейные искажения в канале передачи ведут к неустранимым искажениям цветового тона, нарушается соотношение между "R-Y" и "B-Y". С аналогичными трудностями приходится сталкиваться и при решении задач сокращения скорости цифрового потока при передаче сжатых во времени цветоразностных сигналов последовательно в трактах цифровых линий связи. Из-за различий в размахах "R-Y" и "B-Y" кодирование высокочастотных компонент цветоразностных сигналов малым числом уровней может привести к возникновению цветных окантовок.

До сих пор не были известны приемлемые способы одновременной передачи двух цветоразностных сигналов в интервалах гашения.

Дуговой круг вопросов связан с необходимостью увеличения объема информации за период передачи строки, поля, кадра телевизионной развертки. Эти задачи возникают в ходе разработки новых систем - с изменением формата кадра до 16: 9, с передачей двух цветных изображений в реальном масштабе времени, передачей изображений высокой четкости. Изменение формата изображения с существующего 4:3 до 16:9 при сохранении той же четкости по горизонтали и вертикали, как и в существующих вещательных системах, требует расширения полосы частот полного цветового телевизионного сигнала на одну треть. Передача двух цветных изображений, например, в системе стереоцветного телевидения с той же четкостью и с теми же способами формирования полного цветового телевизионного сигнала, как в существующих вещательных системах, требует расширения полосы частот в 2 раза при сохранении формата 4:3 и в 2,67 раза при переходе к формату 16:9. Переход от существующих стандартов телевидения 525 строк х 60 полей (30 кадров) и 625 строк х 50 полей (25 кадров) к системам телевидения высокой четкости при использовании существующих способов формирования полного цветового телевизионного сигнала требует значительного расширения полосы частот.

Так, в японской системе HDTV с временным уплотнением сигнала яркости и цветоразностных сигналов при числе строк разложения 1125, числе полей 60 (30 кадров), формате кадра 16:9 полная полоса при эквивалентном увеличении четкости по горизонтали и вертикали составила бы 33,75 МГц с учетом принятых в разных странах значений коэффициента Кэлла - от 25,8 до 31,1 МГц, т.е. ≈ в 5-6 раз шире, чем в существующих стандартных системах. Сокращение полосы частот в этой системе до 20 МГц, как это предложено японскими специалистами, обеспечивает четкость по горизонтали с учетом изменения формата до 16:9 по сравнению:
- с системой 525 х 60 - выше в 1,56 раза (по вертикали выше в 1,96 раза) при расширении полосы частот в 4,76 раза;
- с системой 625 строк стандарта 4:2:2 (аналоговая база кода студий) - выше в 1,16 раза при расширении полосы частот в 3,48 раза;
- с системой 625 строк OIRT - выше в 1,11 раза, полоса частот в - 3,33 раза. Вертикальная четкость по сравнению с системами на 625 строк выше в 1,8 раза.

Поскольку в освоенных для телевизионного вещания частотных диапазонах нет выделенных каналов для передачи полного цветового телевизионного сигнала с полосой 20 МГц, система HDTV с временным уплотнением была модифицирована в систему MUSE, которую следует рассматривать как способ MUSE передачи сигналов системы HDTV с временным уплотнением. В системе MUSE частота кадров 15 Гц при частоте полей 60 Гц, т.е. каждый кадр состоит из четырех полей, использованы чересстрочная развертка в сочетании с чересточечным растром. В каждом поле передается по 562,5 строки длительностью 29,63 мкс, число воспроизводимых на экране строк - 1125 (в активной части кадра - 1035 строк). Полоса частот полного цветового сигнала 8,1 МГц. В каждой строке передачи может быть передано 374 независимых элемента яркости. Для воспроизведения одной строки изображения на экране используются сигналы двух строк передачи (из двух полей), т.е. 748 независимых отсчетов сигнала яркости, поступающего на вход.

Таким образом, при числе строк разложения 1125 в одном кадре частоты 30 Гц на передающей стороне (частота строк 33750 Гц), число строк передачи в полном цветовом телевизионном сигнале удваивается за счет сокращения частоты кадров с 30 до 15 Гц при сохранении частоты строк. Действительно, период кадра, т.е. время, через которое передается информация об одной и той же точке изображения в системе MUSE, составляет период четырех полей, что соответствует 66667 мкс. В этом случае число строк передачи в одном кадре, определяемое (Recomendation N 476 C. C. I. R) как отношение частоты f_н строк к частоте f_р кадров, составляет 2250. При этом, если в исходном изображении при числе строк разложения 1125 и числе кадров 30 в секунду, число независимых отсчетов (элементов) яркости, например, составляет в активной части строки и в активной части кадра, а также в секунду - при полосе частот сигнала яркости 33,75 МГц: в строке - 1560, в кадре - 1,61x 10⁶, в секунду ≈ 48,44 ˙10⁶; при полосе частот сигнала яркости 20 МГц, соответственно, эти цифры ≈ 924, ≈0,957 ˙10⁶, ≈ 28,7 x 10⁶; при сокращении полосы частот до 16,2 МГц: ≈748, ≈ 0,775 ˙10⁶,≈ 23,25˙ 10⁶. При воспроизведении изображений по системе MUSE число независимых элементов яркости на экране должно восстанавливаться из переданных в двух строках 2 х 374=748, переданных за кадр - 0,774 ˙10⁶, переданных в секунду - 11,61 ˙ 10⁶ отсчетов сигнала яркости.

Теоретический предел четкости в MUSE составляет 748 элементов яркости в строке, однако на практике при чересточечном растре неизбежны потери, невозможно синтезировать фильтр с бесконечно крутым спадом частотной характеристики. Так, например, при использовании цифрового кода студии 4:2:2 потери составляют порядка 17%. Даже, если принять, что при воспроизведении изображений системы MUSE потери составят 5-10%, то четкость по горизонтали с учетом изменения формата кадра с 4:3 до 16:9 в MUSE по сравнению со стандартными вещательными системами на 625 строк составит по сравнению с системой 625 строк, полоса частот яркостного сигнала Δ F=5 МГц (стандарт G C. C. I. R) - 0,97-1,03 (теоретический предел 1,08); по сравнению с системой 625 строк, Δ F=5,5 МГц (Англия) - 0,88-0,93 (теоретический предел 0,98); по сравнению с системой 625 строк, Δ F=575 МГц (аналоговая база кода студии 4: 2: 2) -0,84-0,9 (теоретический предел 0,94); по сравнению с системой 625 строк, Δ F=6 МГц (O. I. R. T и Франция) - 0,81-0,85 (теоретический предел 0,9). Причем указанные величины достигаются в системе MUSE только для неподвижных деталей сюжета, для подвижных объектов горизонтальная четкость в MUSE существенно ниже.

Считается, что благодаря высокой корреляции сигналов смежных кадров, достигающей 100% для сигналов яркости на неподвижных деталях сюжета, снижение частоты кадров вполне допустимо, это не более чем снижение избыточности телевизионного сигнала. Что касается "размазывания переходов" для подвижных сюжетов, возникающих при снижении числа кадров с 30 до 15 в секунду, то в MUSE используются специальные меры по компенсации этого нежелательного эффекта (так называемая система "детектора движения"), осуществляющие коррекцию размытия границ подвижных объектов за счет снижения пространственной четкости изображений. Вместе с тем снижение частоты кадров с 30 до 15 Гц на передающей стороне и повторение каждого элемента на приемной стороне для восстановления частоты кадров 30 Гц (требование отсутствия мельканий) повышает видность шумов на приемном экране примерно на 7,7 дБ. С учетом расширения полосы частот до 8,1 МГц помехозащищенность в MUSE по сравнению с существующими системами вещательного телевидения значительно ниже, допустимая мощность шума в канале связи с частотной модуляцией (передача через спутник) на порядок ниже. Но даже для такого изображения требуется передать объем информации, который не может передать наиболее широкополосный цветовой телевизионный сигнал существующих вещательных систем. В сигнале системы 625 строк, 25 кадров Δ F=6 МГц, активная часть строки 52 мкс, число активных строк в кадре 575, может быть передана информация только о 8,97 ˙10⁶ независимых элементах яркости в секунду (625 в активной части строки, ≈ 0,359 ˙10⁶ в активной части кадра), т.е. порядка 77,3% от требуемой в MUSE и примерно в 3,2 раза меньшая, чем в системе HDTV с числом строк 1125 при частоте кадров 30 Гц и полосе частот сигнала Δ F=20 МГц.

Таким образом, для создания телевизионных систем повышенного качества и тем более для создания новых вещательных систем (стереоцветного телевидения, ТВЧ) необходимо увеличить объем информации, передаваемой полным цветовым телевизионным сигналом. Практически нереально использовать для этого пропорциональное расширение полосы частот сигнала при эфирном вещании на телевизионные приемники в освоенных частотных диапазонах. В таком случае пришлось бы сокращать число программ и изменять весь частотный план, поскольку в этих диапазонах все каналы распределены и используются, причем они рассчитаны на передачу сигнала с максимальной полосой частот порядка 6 МГц (по высокой частоте полоса наземного канала порядка 8 МГц у самых широкополосных, у спутникового канала ЧМ-27 МГц.

Другой путь - передача дополнительной информации за счет исключения избыточности в телевизионном сигнале. К числу реализованных для вещательных систем таких способов относятся:
- передача сигналов цветности в полосе частот сигнала яркости путем частотного уплотнения (NTSC, SECAM, PAL, MAC-60, например),
- поочередная передача сигналов, содержащих информацию о цветности (SECAM, MAC, MUSE, HDTV 1125 x 60 x 2:1, например),
- снижение частоты кадров (MUSE, HD-NTSC с чересточечным растром, например).

Ряд аспектов влияния этих технических решений на качество и помехозащищенность изображений был рассмотрен выше.

Третий путь - не сокращая избыточность, сузить полосу частот информационного сигнала. В телевидении на возможность такого технического решения было обращено внимание еще при разработке системы PAL. Теоретически возможен способ передачи и декодирования квадратурно-модулированного сигнала двумя определенно сформированными посылками сигнала с частичным и даже полным подавлением одной боковой полосы, т.е. произведен обмен полосы частот на время передачи, что и было отчасти использовано при передаче сигналов цветности в PAL. Однако осуществить такой обмен достаточно эффективно на практике даже в условиях высокой степени корреляции телевизионных сигналов в смежных кадрах не удается, особенно при временном уплотнении сигналов яркости и цветности. Требуется не частичное, как в сигналах цветности PAL, а практически полное подавление одной боковой полосы, так как при временном уплотнении квадратурно-модулированных сигналов цветности с сигналами яркости, частота поднесущей должна быть очень низкой. Осуществить это на практике можно было бы при использовании почти идеальных фильтров, поскольку ширина спектра телевизионных сигналов измеряется мегагерцами и в них присутствуют "нулевые" частоты. Следовательно, для эффективного подавления одной боковой полосы потребовались бы фильтры с полосой пропускания порядка нескольких мегагерц и с крутизной среза в десятки децибел на единицы или десятки килогерц. При восстановлении сигнала с квадратурной модуляцией на низкочастотной поднесущей и с подавленной одной боковой - обратном переносе его на высокочастотную несущую гетеродинированием кроме таких почти идеальных фильтров потребовались бы также почти идеальные фазовращатели (обеспечивающие точный поворот на 90^о, например, для всех составляющих спектра от единиц герц или килогерц до нескольких мегагерц). Поэтому, например, в кабельных магистральных линиях связи, где осуществляют передачи телевизионных сигналов методом однополосной модуляции, частоту несущей приходится выбирать в пределах порядка 25-40% ширины одной боковой полосы. Следовательно, эффективность обмена полосы на время достигает лишь 70-80% и сопряжена при этом со значительными техническими трудностями. Но если бы "упаковку" квадратурно-модулированного телевизионного сигнала удалось осуществить на практике без указанных технических трудностей, причем, доведя эффективность обмена полосы на время до величины, близкой к 100% (точно 100% нельзя достичь даже теоретически в этом случае), а главное восстановить из двух посылок исходный квадратурно-модулированный телевизионный сигнал, из которого можно было бы выделить модулирующие сигналы, применяя для этого восстановления достаточно простые технические средства, то путь сокращения полосы частот полного цветового телевизионного сигнала без устранения в нем избыточности представлялся бы весьма перспективным.

Следует отметить, что простое растягивание во времени квадратурно-модулированного телевизионного сигнала с полосой 2 Δ F и размещение его в полосе частот от 0 до Δ F (частота несущей F) способ неподходящий. Он не применим к сигналам цветности, поскольку цветоразностных сигналов два, а таким путем за кадр их можно передать в два раза меньше. Кроме того, для подобной передачи потребуется очень высокая линейность фазовой характеристики в полосе от 0 до F.

В основу изобретения положена задача создания телевизионной системы, обеспечивающей увеличение объема информации, передаваемого полным цветовым телевизионным сигналом в единицу времени, без расширения полосы частот этого сигнала.

Решение этой задачи возможно, если, используя высокую корреляцию сигналов соседних кадров, полей и строк телевизионного изображения, заменить входящие в состав полного цветового телевизионного сигнала с временным уплотнением видеосигналы, содержащие информацию о яркости и цветности, сигналами с большей информационной емкостью. Такими сигналами, в частности, являются посылки квадратурно-модулированных телевизионных сигналов при условии размещения их в полосе частот, примерно равной ширине полосы одной боковой. Очень простым техническим способом "сворачивания" спектра квадратурно-модулированного сигнала для размещения его в полосе частот, примерно равной ширине одной боковой полосы, является квадратурная модуляция несущей или поднесущей, частота которой много меньше верхней граничной частоты спектра модулирующих видеосигналов, осуществленная без полного или частичного ограничения (подавления) одной боковой полосы. В таком напряжении с "завернутой" нижней боковой полосой содержатся все частотные составляющие верхней и нижней боковых полос квадратурно-модулированного сигнала. Это дает основание полагать, что в таком напряжении сохраняется вся информация, которая была заложена в квадратурно-модулированный сигнал с развернутыми боковыми на высокочастотной несущей. Однако считать полученное в результате переноса квадратурно-модулированного сигнала на низкочастотную несущую напряжение с "завернутой" нижней боковой полосой частот информационным сигналом можно лишь в том случае, когда на приемной стороне из этого напряжения можно выделить информацию, содержавшуюся в модулирующих сигналах. Как показали проведенные исследования, это осуществимо, причем достаточно простыми в технической реализации приемами. Поскольку напряжение с "завернутой" боковой полосой частот может быть использовано для передачи информации, оно может быть квалифицировано как сигнал. Характерным отличительным признаком такого сигнала с квадратурной модуляцией, частота несущей которого много ниже верхней граничной частоты спектров модулирующих сигналов, является наличие компонент "завернутой" ("отраженной", "рефлексной") нижней боковой полосы. Для определения процесса формирования такого сигнала можно использовать термин "рефлексная квадратурная модуляция" в отличие от квадратурной модуляции с развернутыми боковыми полосами, в том числе и квадратурной модуляции с частично подавленной одной боковой полосой, о чем говорилось выше. Сам сформированный "рефлексной квадратурной модуляцией" полезный сигнал можно назвать "сигналом с рефлексной квадратурной модуляцией" или сокращенно "рефлексно-модулированным сигналом".

Поставленная цель достигается тем, что в телевизионной системе, в полном цветовом телевизионном сигнале которой сигналы, содержащие информацию о яркости и цветности изображений, передают с временным уплотнением, размещая сигналы яркости во всем интервале активной части строки, а сжатые во времени цветоразностные сигналы, содержащие информацию о цветности, передают в интервалах гашения по строкам, полный цветовой телевизионный сигнал согласно изобретению формируют используя рефлексно-модулированные сигналы, содержащие информацию об отдельных характеристиках изображения, в том числе рефлексно-модулированные сигналы яркости и сигналы цветности. При этом видеосигналами, содержащими информацию об отдельных характеристиках изображений, т.е. такими видеосигналами, к числу которых относятся сигналы яркости и цветоразностные сигналы, осуществляют квадратурную модуляцию поднесущих в фазах "0" и ± , формируя рефлексно-модулированные сигналы на поднесущих, выбор частот f которых обеспечивает требуемые разности фаз ϕ немодулированных поднесущих в соседних строках одного кадра ϕ_н и в одинаковых по номерам строках смежных кадров ϕ_р. Сформированные рефлексно-модулированные сигналы передают в выделенных для них временных интервалах полного цветового телевизионного сигнала. На приемной стороне из принятого полного цветового телевизионного сигнала выделяют посылки рефлексно-модулированных сигналов и направляют их в каналы обработки информации, содержащейся в этих рефлексно-модулированных сигналах. В каналах обработки осуществляют задержку посылок рефлексно-модулированных сигналов на интервалы времени, кратные длительностям периодов телевизионной развертки, и обрабатывают совместно задержанную и незадержанную посылки этих сигналов путем их умножения на гармонические сигналы в соответствующих фазах. Напряжения, получаемые в результате перемножений задержанной и незадержанной посылок рефлексно-модулированных сигналов с гармоническими сигналами в данном канале обработки, алгебраически суммируют и выделяют из суммированного напряжения модулирующие видеосигналы. Выделенные в соответствующих каналах обработки сигналы яркости и цветоразностные сигналы с выравненными временными масштабами совмещают во времени.

Согласно изобретению возможно осуществлять обработку задержанной и незадержанной посылок рефлексно-модулированных сигналов путем умножения одной из них на гармонический сигнал вида U₁(t)=2cosω _xt, а другой посылки - на гармонический сигнал вида U₂(t)= 2cos(ω_xt+ π+q ϕ_н), где ω_х=2 π f_x; f_x - частота гармонического сигнала, превышающая граничную частоту спектра рефлексно-модулированного сигнала; ϕ_н=2πfτ_н; f - частота поднесущей рефлексно-модулированного сигнала; τ_н - длительность строки; q - число натурального ряда. Алгебраическое суммирование напряжений, получаемых при перемножении посылок рефлексно-модулированных сигналов с гармоническими сигналами U₁(t) и U₂(t), дает квадратурно-модулированный сигнал с развернутыми боковыми полосами на высокочастотной несущей. При детектировании этого сигнала можно выделить видеосигналы, модулирующие несущую на передающей стороне.

Совместную обработку задержанных и незадержанных посылок рефлексно-модулированных сигналов на приемной стороне согласно изобретению, возможно также осуществить непосредственно на частоте f поднесущей. При этом нужно одну посылку умножить на гармонический сигнал вида U₁(t)=2cos ω t, где ω = 2πf, а другую посылку - на гармонический сигнал вида U₂(t)=2cos(ωt+π+qϕ_н). При алгебраическом суммировании напряжений, получаемых в результате эти перемножений, непосредственно выделяется один из модулирующих видеосигналов. Чтобы выделить второй модулирующий сигнал, нужно умножить одну из посылок рефлексно-модулированных сигналов на гармонический сигнал вида U₃(t)= 2sin ω t, а другую посылку - на гармонический сигнал вида U₄(t)=2sin(ω t+ π +q ϕ_н). При алгебраическом суммировании напряжений, получаемых в результате этих перемножений, непосредственно выделяется второй модулирующий видеосигнал.

Целесообразно, чтобы в полном цветовом телевизионном сигнале предлагаемой телевизионной системы в интервалах гашения по строкам одновременно передавали оба цветоразностных сигнала, формируя путем рефлексной квадратурной модуляции сигнал цветности на цветовой поднесущей, частота которой
f_o= , где f_н= частота строк; f_р - частота кадров; m и n - числа натурального ряда, выбор значений которых обеспечивает разность фаз ϕ_оцветовой поднесущей в соседних строках одного кадра ϕ_он≈ (2n-1) и в одинаковых по номерам строках смежных кадров ϕ_ор= π (2i-1), где i - целое число. Для этого в качестве модулирующих цветовую поднесущую видеосигналов надо использовать цветоразностные сигналы и изменить временной масштаб сформированного сигнала цветности с коэффициентом сжатия К, равным отношению верхней граничной частоты номинальной полосы частот полного цветового телевизионного сигнала к выбранному значению верхней граничной частоты спектра, передаваемого в одной строке сигнала цветности до его сжатия во времени. Входящие в состав сигнала цветности сигналы цветовой синхронизации, представляющие собою сжатые во времени в К раз сигналы рефлексно-модулированной поднесущей в "опорной" фазе, могут передаваться в нескольких строках интервала гашения по кадрам, причем время передачи каждой посылки сигналов цветовой синхронизации в строках кадрового интервала гашения должно быть равно времени передачи сигнала цветности в одной строке активной части кадра. Сформированный сигнал цветности, сжатый во времени, должен передаваться в строках полного цветового телевизионного сигнала в интервалах между срезом строчного синхронизирующего импульса и началом активной части строки. На приемной стороне выделенные из принятого полного цветового телевизионного сигнала посылки сигналов цветности целесообразно задерживать на время, равное длительности кадра, и алгебраически суммировать с посылками сигналов цветности, выделенными из одинаковых по номерам строк незадержанного сигнала кадра, поступающего на вход. Посылки алгебраически суммированных сигналов цветности из одинаковых по номерам строк смежных кадров необходимо дополнительно задержать на время T=q τ_н, где τ_н= , и совместно обрабатывать дополнительно задержанную и незадержанную посылки сигналов цветности путем умножения их на гармонические сигналы в соответствующих фазах. При этом следует учитывать, что разность фаз Δϕ_о между фазой ϕ₀₁ немодулированной цветовой поднесущей в задержанной посылке сигнала цветности и фазой ϕ₀₂немодулированной цветовой поднесущей в незадержанной посылке сигнала цветности была связана с временем Т задержки соотношением
Δϕ_o = ϕ₀₁ - ϕ₀₂ = ω_oq τ_н, где ω₀=2 π f₀.

Согласно изобретению совместную обработку задержанной и незадержанной посылок суммированных сигналов цветности из одинаковых по номерам строк смежных кадров возможно осуществлять путем умножения одной из них на гармонический сигнал вида U₁(t)=2cosω_xt, а другой посылки - на гармонический сигнал вида U₂(t)=2cos(ω_xt+ π + Δϕ_o), где ω_х=2 π f_x; f_x- частота гармонического сигнала, превышающая граничную частоту спектра сигнала цветности. При суммировании напряжений, получающихся в результате этих перемножений, получается квадратурно-модулированный сигнал цветности с развернутыми боковыми полосами на высокочастотной несущей. Синхронным детектированием этого сигнала можно выделить оба цветоразностных сигнала.

Возможна также совместная обработка задержанной и незадержанной посылок суммированных сигналов цветности из одинаковых по номерам строк смежных кадров и выделения цветоразностных сигналов непосредственно на частоте f₀ цветовой поднесущей. При такой обработке одну из посылок следует умножить на гармонический сигнал вида U₁(t)=2cosω_о t, вторую посылку - на гармонический сигнал вида U₂(t)=2cos (ω_о t+ π + Δϕ_o) и алгебраически просуммировать напряжения, получаемые в результате этих перемножений. Таким путем выделяют непосредственно один из цветоразностных сигналов. Для выделения второго цветоразностного сигнала нужно одну из посылок сигналов цветности суммированных из одинаковых по номерам строк смежных кадров, умножить на гармонический сигнал вида U₃(t)=2sinω_o t, вторую посылку умножить на гармонический сигнал вида U₄(t)=2sin(ω_o t+ π + Δϕ_o) и алгебраически просуммировать напряжения, получаемые в результате этой пары перемножений. При этом выделится непосредственно второй цветоразностный сигнал. Согласно изобретению целесообразно выбирать время дополнительной задержки посылок суммированных сигналов цветности из одинаковых по номерам строк смежных кадров при совместной обработке этих посылок на приемной стороне, равным длительности строки τ_н. При этом разность фаз гармонических сигналов, на которые требуется умножать задержанную и незадержанную посылки, следует выбирать равной π + Δϕ_o (2n + 1).

Также целесообразно, чтобы в ряде применений предлагаемой системы при совместной обработке на приемной стороне задержанных и незадержанных посылок суммированных сигналов цветности из одинаковых по номерам строк смежных кадров использовали дополнительную задержку посылок на время Т, примерно равное длительности поля телевизионной развертки, T = , где Z - число строк разложения. Возможно использование двух вариантов осуществления такой задержки. В первом варианте дополнительную задержку посылок в первом поле осуществляют на время T₁= τ_н, а во втором поле - на время T₂= τ_н . При этом разность фаз гармонических сигналов, на которые требуется умножать задержанные и незадержанные посылки сигналов цветности, следует выбирать равными в первом поле Π- ± (Z+1) , а во втором поле Π- ± (Z-1) . Во втором варианте дополнительную задержку посылок суммированных сигналов цветности из одинаковых по номерам строк смежных кадров выбирают и в первом и во втором полях идентичной и равной времени T₁= τ_н. Соответственно разность фаз гармонических сигналов, на которые требуется умножать, задержанные и незадержанные посылки, следует выбирать равной Π- ± (Z+1) в обоих полях.

Целесообразно, чтобы в телевизионной системе с одновременной передачей цветоразностных сигналов в интервалах гашения в полном цветовом телевизионном сигнале за время длительности одной строки передавали рефлексно-модулированные сигналы, содержащие информацию о яркостях и цветностях двух смежных в пространстве строк изображений, и передавали бы одновременно в реальном масштабе времени два цветных телевизионных изображения в совмещенной полосе частот, номинальной для передачи одного такого изображения. Для этого на передающей стороне нужно запоминать сигналы яркости и цветности двух полей одного кадра раздельно первого и второго изображений, размещая последовательно в строках записи каждого изображения сигналы смежных в пространстве строк этого изображения из первого и второго полей так, чтобы в строке записи (2S-1) содержалась информация о яркости и цветности строки (2S-1) из первого поля, а в строке записи 2S содержалась информация о яркости и цветности строки 2S-1+ из второго поля, где S - число натурального ряда. Сигналы двух строк записи (2S-1) и 2S первого изображения преобразовывают в сигналы одной строки передачи первого изображения. Сигналы двух строк записи (2S-1) и 2S второго изображения преобразуют в сигналы одной строки передачи второго изображения. Преобразования эти осуществляют для сигналов первого и второго изображений раздельно и идентичными способами. При этом из строк записи (2S-1) и 2S одновременно считывают сигналы цветности и, алгебраически суммируя их, получают общий для строк записи (2S-1) и 2S сигнал цветности на цветовой поднесущей с частотой f₀. Разность фаз немодулированной цветовой поднесущей в строках передачи, сформированных из сигналов строк записи (2S-1) и 2S, и в строках передачи, сформированных из сигналов строк записи (2S+1) и (2S+2) того же самого изображения, составит величину ϕ_он= 2Πf_oτ_н≈ (2n-1) . Записанные в строках записи (2S-1) и 2S cигналы, содержащие информацию о яркости, также передают одновременно, формируя из этих сигналов рефлексно-модулированный сигнал яркости. Для этого считанными из строк записи (2S-1) и 2S cигналами яркости осуществляют рефлексную квадратурную модуляцию поднесущей яркости, частота которой f_y= f_н , где d - число натурального ряда. Выбор значения d должен обеспечивать разность фаз немодулированной поднесущей яркости в одинаковых по номерам строках смежных кадров ϕ_ур = (2d-1).

Сформированные рефлексно-модулированные сигналы яркости и сигналы цветности, содержащие информацию о яркостях и цветностях из строк записи (2S-1) и 2S первого изображения, передают в строке (2S-1) полного цветового телевизионного сигнала, рефлексно-модулированные сигналы яркости и сигналы цветности, содержащие информацию о яркостях и цветностях из строк записи (2S-1) и 2S второго изображения, передают в строке 2S полного цветового телевизионного сигнала. При этом сигналы цветности первого и второго изображений передают соответственно в интервалах гашения, а рефлексно-модулированные сигналы яркости этих изображений передают без изменения временного масштаба в активных интервалах строк полного цветового телевизионного сигнала. В одинаковых по номерам строках смежных кадров передают сигналы одного и того же изображения. На приемной стороне выделенные из полного цветового телевизионного сигнала сигналы первого и второго изображений направляют в каналы обработки этих сигналов. В каналах обработки сигналов каждого изображения осуществляются идентичные операции обработки. К таким операциям относятся задержка сигналов, поступающих на вход канала на время кадра, выделение сигналов цветности из сигналов одинаковых по номерам строк смежных кадров, алгебраическое суммирование задержанных и незадержанных на время кадра сигналов цветности из одинаковых по номерам строк смежных кадров, дополнительная задержка этих алгебраически суммированных сигналов цветности на время, равное длительности двух строк, умножение задержанных дополнительно и незадержанных посылок суммированных сигналов цветности из одинаковых по номерам строк смежных кадров на гармонические сигналы, разность фаз которых должна составлять Π+Δϕ_o≈ (2n+1), и выделение цветоразностных сигналов. Полученные на выходе каналов обработки цветоразностные сигналы используют для воспроизведения информации о цветности, содержащейся в строках записи (2S-1) и 2S. В число операций обработки рефлексно-модулированных сигналов яркости входят выделение посылок этих сигналов из задержанных на время кадра и незадержанных сигналов строк, совместная обработка задержанной и незадержанной посылок рефлексно-модулированных сигналов яркости из одинаковых по номерам строк смежных кадров путем умножения этих посылок на гармонические сигналы в соответствующих фазах, алгебраического суммирования напряжений, получаемых в результате перемножений посылок рефлексно-модулированных сигналов яркости с гармоническими сигналами, и выделения сигналов яркости строк записи (2S-1) и 2S. Выделенные сигналы, содержащие информацию о цветности и яркости строки записи 2S, требуется задержать на время T₁= τ_н, чтобы восстановить полный цветовой телевизионный сигнал чересстрочного разложения исходного изображения.

Согласно изобретению возможно осуществить на приемной стороне совместную обработку задержанной и незадержанной посылок рефлексно-модулированного сигнала яркости путем умножения одной из них на гармонический сигнал вида U₁(t)= 2cos ω_xyt, а другой посылки на гармонический сигнал вида U₂(t)= 2cos[ω_xyt+ (2d+1)], где ω_xy=2 π f_xy; f_хy - частота несущей, удовлетворяющая условию f_xy-f_y выше верхней граничной частоты спектра рефлексно-модулированного сигнала яркости. При алгебраическом суммировании напряжений, получаемых в результате этих перемножений, образуется квадратурно-модулированный сигнал с развернутыми боковыми полосами на высокочастотной несущей. При детектировании этого сигнала могут быть выделены яркости строк записи (2S-1) и 2S изображения. Также возможно осуществить совместную обработку задержанной и незадержанной посылок рефлексно-модулированного сигнала яркости и выделение сигналов яркости строк записи (2S-1) и 2S на приемной стороне непосредственно на частоте поднесущей яркости. Для этого требуется произвести умножение одной посылки на гармонический сигнал вида U₁(t)=2cos ω_yt, а другой посылки на гармонический сигнал вида U₂(t)=2cos[ω_yt + (2d+1)].При алгебраическом суммировании напряжений, получаемых в результате этих перемножений, непосредственно выделяется сигнал яркости строки записи (2S-1) изображения. При умножении одной посылки на гармонический сигнал вида U₃(t)= 2sin ω_yt, а другой посылки на гармонический сигнал вида U₄(t)=2sin [ ω_yt + (2d +1 )] и алгебраическом суммировании напряжений, получаемых в результате этих перемножений, может быть непосредственно выделен сигнал яркости строки записи 2S изображения.

Целесообразно, чтобы в предлагаемой телевизионной системе при передаче двух цветных изображений в совмещенной полосе частот на приемной стороне была бы предусмотрена такая обработка полного цветового телевизионного сигнала, при которой в каналах обработки сигналов каждого изображения из поступающих на их входы сигналов выделяют сигналы цветности и повторяют их путем задержки на время T₁= τ_н. Незадержанную посылку помещают в интервал гашения восстановленного сигнала яркости строки (2S-1) данного изображения, а задержанную посылку сигнала цветности помещают в интервал гашения восстановленного сигнала яркости строки (2S-1 + ) того же изображения, восстанавливая тем самым исходный полный цветовой телевизионный сигнал соответствующего изображения.

Целесообразно, чтобы в телевизионной системе с одновременной передачей цветоразностных сигналов в интервалах гашения в полном цветовом телевизионном сигнале за время длительности двух строк передавали растянутые во время рефлексно-модулированные сигналы, содержащие информацию о яркостях и цветностях двух смежных в пространстве строк изображения. Осуществить это возможно путем растягивания в два раза времени передачи сигналов яркости и цветности каждой строки изображения и формирования из пар растянутых по времени и передаваемых одновременно сигналов двух смежных в пространстве строк изображения полного цветового телевизионного сигнала с частотой передачи строк, равной , и длительностью каждой из этих строк, равной 2 τ_н. Формирование такого полного цветового телевизионного сигнала позволит передать в реальном масштабе времени сигналы телевизионных изображений с исходным числом строк разложения Z₁= и числом кадров в секунду N = в полосе частот, равной половине от номинальной полосы частот, необходимой для передачи сигналов таких телевизионных изображений известными способами. Для этого на передающей стороне нужно осуществить запоминание сигналов яркости и цветности двух полей одного кадра изображения, размещая последовательно в строках записи сигналы смежных в пространстве строк изображения, причем в строке записи (2S-1) должна содержаться информация о цветности и яркости из строки (2S-1) первого поля, а в строке записи 2S - информация о яркости и цветности из строки (2S - 1 + ) второго поля. Из строк записи (2S-1) и 2S одновременно считывают сигналы, содержащие информацию о цветности, и, алгебраически суммируя эти сигналы, формируют общий для строк записи (2S-1) и 2S сигнал цветности на поднесущей. Частота цветовой поднесущей f₀, а разность фаз немодулированной поднесущей в сигналах цветности, сформированных из исходных сигналов строк записи (2S-1) и 2S, и в сигналах цветности, сформированных из исходных сигналов в строках записи (2S+1) и (2S+2), составляет Δϕ_o≈ (2n-1) .

Формирование квадратурно-модулированных сигналов яркости осуществляют путем рефлексной квадратурной модуляции поднесущей яркости сигналами яркости, одновременно считываемыми из строк записи (2S-1) и 2S. Частота поднесущей яркости f_y= f_н, что обеспечивает разность фаз немодулированной поднесущей яркости в одинаковых по номерам строках смежных кадров ϕ_yp= (2d-1) . При растяжении в два раза по времени сформированных рефлексно-модулированных сигналов яркости и сигналов цветности сужается соответственно вдвое ширина их частотного спектра, а также уменьшаются до величин и значения частот цветовой поднесущей и поднесущей яркости. Растянутые во времени рефлексно-модулированные сигналы яркости и сигналы цветности передают соответственно в интервалах активной части строк и в интервалах гашения полного цветового телевизионного сигнала. Поскольку длительность каждой строки передачи равна 2τ_н, то число строк передачи в кадре составляет
Z₂= = .

На приемной стороне в принятом полном цветовом телевизионном сигнале нужно уменьшить вдвое длительность строк для восстановления исходных длительностей во времени сигналов цветности в интервалах гашения и рефлексно-модулированных сигналов яркости в активных частях строк и соответственно ширину частотных спектров этих сигналов, а также значений частот f₀ и f_y поднесущих. Полный цветовой телевизионный сигнал со сжатыми во времени до длительности τ_нстроками следует задержать на время кадра и выделить из задержанных на время кадра и незадержанных сигналов одинаковых по номерам строк смежных кадров посылки сигналов цветности и рефлексно-модулированных сигналов яркости, алгебраически просуммировать посылки сигналов цветности из одинаковых по номерам строк смежных кадров. Суммированные посылки сигналов цветности дополнительно задерживают на время 2τ_н и выбирают разность фаз гармонических сигналов, на которые умножают задержанные и незадержанные посылки сигналов цветности, равной Π+Δϕ_o≈ (2n+1) ; полученные в результате цветоразностные сигналы используют для воспроизведения информации о цветности, содержавшейся в строках записи (2S-1) и 2S изображения.

Выделенные из одинаковых по номерам строк смежных кадров задержанные на время кадра и незадержанные посылки рефлексно-модулированных сигналов яркости совместно обрабатывают путем умножения их на гармонические сигналы в соответствующих фазах, алгебраически суммируют напряжения, получаемые в результате этих перемножений, и выделяют сигналы яркости строк записи (2S-1) и 2S. Выделенные сигналы, содержащие информацию о яркости и цветности строк записи 2S, задерживают на время T₁= τ_н , восстанавливая сигналы строк (2S-1) (2S - 1 + )чересстрочной развертки исходного изображения.

Согласно изобретению возможно, чтобы на приемной стороне совместную обработку задержанной и незадержанной посылок рефлексно-модулированных сигналов яркости осуществляли путем умножения одной из них на гармонический сигнал вида U₁(t)= 2cos ω_xyt, а другой на гармонический сигнал вида U₂(t)= 2cos[ω_xyt + (2d + 1)], где ω_xy=2 π f_xy; f_xy - частота несущей, удовлетворяющая условию f_xy-f_y - выше верхней граничной частоты спектра рефлексно-модулированного сигнала яркости до его растяжения во времени. Полученные в результате этих перемножений напряжения алгебраически суммируют, формируя сигнал с развернутыми боковыми полосами на высокочастотной несущей, детектируют этот сигнал и выделяют сигналы яркости строк записи (2S-1) и 2S изображения. Также возможно, чтобы совместная обработка задержанной и незадержанной посылок рефлексно-модулированного сигнала яркости на приемной стороне и выделение сигналов яркости строк записи (2S-1) и 2S осуществлялись непосредственно на частоте поднесущей яркости f_y= . Для этого необходимо произвести умножение одной посылки на гармонический сигнал вида U₁(t)= 2cos ω_yt, а другой посылки на гармонический сигнал вида U₂(t)=2cos[ ω_yt + (2d +1) ]. При алгебраическом суммировании напряжений, получаемых в результате этих перемножений, непосредственно выделяется сигнал яркости строки записи (2S-1). При умножении одной посылки на гармонический сигнал вида U₃(t)= 2sin ω_yt, а другой посылки на гармонический сигнал вида U₄(t)= 2sin [ω_yt + (2d + 1)] и алгебраическом суммировании напряжений, получаемых в результате этой пары перемножений, может быть непосредственно выделен сигнал яркости строки записи 2S изображения.

Является целесообразным, чтобы на приемной стороне число строк развертки, обеспечивающее визуальное восприятие заданной вертикальной четкости, выбиралось равным Z₃ превышающим число Z₁ строк разложения сигналов яркости и цветоразностных сигналов на передающей стороне. Для этого число строк Z₃ воспроизведения каждого из сигналов яркости и цветоразностных сигналов может быть получено путем интерполяции из числа строк Z₁. Для интерполяции каждой воспроизводимой на экране строке необходимо использовать сигналы l строк разложения изображения на передающей стороне, причем половина из этих l строк являются опережающими, а вторая половина - последующими для воспроизводимой на экране интерполированной строки развертки. В соответствии с характеристиками метода интерполяции числа строк Z₃ из числа строк Z₁ должно выбираться и само число строк Z₁ разложения изображений на передающей стороне. Целесообразно, чтобы на передающей стороне сигналы яркости и цветоразностные сигналы, которыми как модулирующими видеосигналами E_1-1(t) и E_1-2(t) модулируют соответственно поднесущую яркости и цветовую поднесущую в процессе формирования рефлексно-модулированных сигналов яркости и сигналов цветности, подвергали предварительной коррекции. При этом предкорректируемый модулирующий видеосигнал необходимо задержать на время, равное длительности двух кадров 2 τ_p, и сформировать разностный сигнал, представляющий собою разность значений предкорректируемого видеосигнала в моменты времени t и t-2 τ_p. Сформированный разностный сигнал может быть подвергнут необходимой дополнительной обработке, включающей, например, операции частотной фильтрации шумоподавления. Этот разностный сигнал алгебраически суммируют с предкорректируемым видеосигналом, задержанным на время, равное длительности кадра τ_p. Скорректированный таким способом видеосигнал используют в качестве модулирующего соответствующую поднесущую при формировании рефлексно-модулированных сигналов вида E₃(t), входящих в состав полного цветового телевизионного сигнала.

Также целесообразно, чтобы на передающей стороне при формировании сигналов цветности и рефлексно-модулированных сигналов яркости цветоразностные сигналы и сигналы яркости, используемые в качестве модулирующих соответственно цветовую поднесущую и поднесущую яркости видеосигналов, были подвергнуты специальной обработке. Такая обработка должна включать запись сигналов каждой строки с тактовой частотой f_s1 и считывание этих сигналов с изменяющейся вдоль строки тактовой частотой
f_S2(t) = , где ϕ₁(t) = -t, t изменяется в пределах от 0 до τ_н, τ_н - длительность строки; Δτ_н - длительность интервала гашения по строке, положительное число W₁>2, - модуль значения ϕ₁(t) при t = . Обработанными видеосигналами, прошедшими необходимую частотную коррекцию, можно модулировать соответственно цветовую поднесущую и поднесущую яркости при формировании сигналов цветности и рефлексно-модулированных сигналов яркости, входящих в состав полного цветового телевизионного сигнала. При этом на передающей стороне потребуется, чтобы выделенные сигналы яркости и цветоразностные сигналы записывались построчно с тактовой частотой f_s3 и считывались с переменной вдоль строки тактовой частотой
f_S4(t) =
Кроме того, целесообразно, чтобы при обработке модулирующих видеосигналов на передающей стороне тактовую частоту f_s1(t) записи выбирали изменяющейся в интервале времени t, равном длительности поля τ_v,
f_S1(t) = , где
ϕ₂(t) = - t, t изменяется в пределах от 0 до τ_v; Δτ_v - длительность интервала гашения по полям, положительное число W₂>2, - модуль значения ϕ₂(t) при t = f_s1(t)=f_s1 при cosϕ₂(t) = cosϕ₂(t)dϕ . На приемной стороне соответственно требуется, чтобы при обработке выделенных сигналов яркости и цветоразностных сигналов тактовая частота f_s3(t) записи изменялась в интервале τ_v поля по закону
f_S3(t) = , где f_s3(t)= f_s3 при cosϕ₂(t) = cosϕ₂(t)dϕ .

Весьма целесообразно, чтобы в телевизионной системе согласно изобретению при обработке информационных сигналов на передающей стороне частоту f_s1 записи выбирали бы изменяющейся в интервале времени t, равном длительности τ_v поля в соответствии с выражением
f_S1(t) = · f_S1· C₁τ_v+(1-C₁)+Δτ_v-2t, где |τ_v+ Δτ_v-2t|- модуль величины (τ_v+ Δτ_v-2t), не равное нулю положительное число C₁ - коэффициент, равный отношению значения f_s1(t) при t = к значению f_s1(t) при t = , f_s1 - значение f_s1(t) при t = + , тактовую частоту f_s2(t) считывания выбирали бы изменяющейся в интервале τ_н строки в соответствии с выражением
f_S2(t) = · f_S1(t) C₂τ_н+(1-C₂)+Δτ_н-2t, где |τ_н+ Δτ_н-2t| - модуль величины (τ_н+ Δτ_н-2t), t изменяется в пределах от 0 до τ_н, не равное нулю положительное число С₂ - коэффициент, равный отношению значения f_s2(t) при t = к значению f_s2(t) при t = , а на приемной стороне тактовую частоту f_s3(t) записи выбирали бы изменяющейся за время t, равное длительности (τ_v) поля в соответствии с выражением
f_S3(t)= f_S3· , где f_s3 - значение f_s3(t) при t = , и тактовую частоту f_s4(t) считывания - изменяющейся в интервале (τ_н) строки в соответствии с выражением
f_S4(t)= f_S3(t)· , где t изменялось бы в пределах от 0 до τ_н.

На фиг. 1 приведена функциональная схема формирования рефлексно-модулированного сигнала; на фиг. 2 - примерный вид одной строки полного цветового телевизионного сигнала Е_М(t) телевизионной системы с временным уплотнением сигналов яркости и цветности согласно изобретению; на фиг. 3 - функциональная схема декодера полного цветового телевизионного сигнала предлагаемой телевизионной системы; на фиг. 4 - функциональная схема блока обработки рефлексно-модулированного сигнала с переносом его на высокочастотную несущую и выделения модулирующих сигналов; на фиг. 5 - функциональная схема блока обработки рефлексно-модулированного сигнала и выделения модулирующих сигналов непосредственно на частоте f поднесущей; на фиг. 6 - функциональная схема обработки рефлексно-модулированного сигнала и выделения модулирующих сигналов непосредственно на частоте f поднесущей с разделением модулирующих сигналов дополнительными суммирующими устройствами; на фиг. 7 - функциональная схема устройства (кодера) формирования полного цветового телевизионного сигнала предлагаемой телевизионной системы; на фиг. 8 - примерный вид одной строки полного цветового телевизионного сигнала предлагаемой телевизионной системы с одновременной передачей цветоразностных сигналов в интервале гашения; на фиг. 9 - функциональная схема канала обработки сигнала цветности предлагаемой телевизионной системы; на фиг. 10 - функциональная схема блока формирования полного цветового телевизионного сигнала, в котором за время длительности одной строки передают рефлексно-модулированные сигналы, содержащие информацию о яркости и цветности двух смежных в пространстве строк изображения; на фиг. 11 - функциональная схема устройства формирования полного цветового телевизионного сигнала, содержащего сигналы строк передачи первого и второго изображений; на фиг. 12 - примерный вид двух строк полного цветового телевизионного сигнала, содержащего информацию о двух цветных изображениях; на фиг. 13 - функциональная схема устройства обработки полного цветового телевизионного сигнала, содержащего информацию о двух цветных изображениях; на фиг. 14 - функциональная схема обработки рефлексно-модулированных сигналов яркости и цветности, выделенных из полного цветового телевизионного сигнала, содержащего информацию о двух цветных изображениях; на фиг. 15 - функциональная схема устройства формирования из полного цветового телевизионного сигнала, содержащего информацию о двух цветных изображениях, полных цветовых телевизионных сигналов первой и второй программ на промежуточном приемном пункте; на фиг. 16 - функциональная схема устройства формирования полного цветового телевизионного сигнала предлагаемой телевизионной системы, обеспечивающей передачу изображения в сокращенной полосе частот; на фиг. 17 - функциональная схема устройства обработки полного цветового телевизионного сигнала телевизионной системы, обеспечивающей передачу изображений в сокращенной полосе частот на приемном конце; на фиг. 18 - примерный вид полного цветового телевизионного сигнала телевизионной системы, обеспечивающей передачу изображений в сокращенной полосе частот; на фиг. 19 - функциональная схема формирования на приемной стороне сигналов яркости и цветоразностных сигналов с числом строк, превышающим число строк разложения; на фиг. 20 - функциональная схема устройства предкоррекции сигналов яркости и цветоразностных сигналов; на фиг. 21 - функциональная схема устройства специальной обработки сигналов яркости и цветоразностных сигналов на передающей стороне.

Предлагаемую телевизионную систему с временным уплотнением сигналов яркости и цветности, полный цветовой телевизионный сигнал E_М(t) которой формируют, используя рефлексно-модулированные сигналы вида Е₃(t), содержащие информацию об отдельных характеристиках изображения, осуществляют следующим образом. Сигналы E_y(t) яркости размещают во всем интервале активной части строки, а сжатые во времени цветоразностные сигналы E_R-Y(t) E_B-Y(t), которые содержат информацию о цветности, передают в интервалах гашения по строкам. При этом на передающей стороне видеосигналами E_1-1(t), E_1-2(t)- осуществляют квадратурную модуляцию поднесущих в фазах "0" и "± ", формируя рефлексно-модулированный сигнал вида E₃(t). Частоты f = поднесущих выбираются таким образом, чтобы обеспечить требуемые разности фаз ϕ поднесущих рефлексно-модули- рованных сигналов E₃(t) в соседних строках одного кадра ϕ_н и в одинаковых по номерам строках смежных кадров ϕ_p соответственно. О выборе разности фаза ϕ_н и ϕ_p подробно будет сказано ниже.

Формирование рефлексно-модулированных сигналов E₃(t) осуществляется в блоке 1 формирования рефлексно-моду- лированных сигналов. Один из модулирующих видеосигналов E_1-1(t) поступает на один вход модулятора 2₁, на другой вход которого поступает напряжение поднесущей 2cosω t. Второй модулирующий видеосигнал E_1-2(t) поступает на первый вход модулятора 2₂, на другой вход которого подается напряжение 2sin ω t. С выхода модулятора 2₁ снимается сигнал E_2-1(t)= 2E_1-1(t)cos ω t. С выхода модулятора 2₂ снимается сигнал E_2-2(t)=2E_1-2(t)sin ω t. Сигналы E_2-1(t) и E_2-2(t) поступают на входы сумматора 3, с выхода которого снимается рефлексный квадратурно-модулированный сигнал E₃(t) (сокращенно называемый далее "рефлексно-модулированным сигналом). Формирование рефлексно-модулированного сигнала E₃(t) может осуществляться как в аналоговой, так и в цифровой формах. В случае формирования рефлексно-модулированных сигналов E₃(t) в цифровой форме видеосигналы E_1-1(t), E_1-2(t), напряжения поднесущих 2sin ω t, 2cos ω t и сигналы E_2-1(t), E_2-2(t) и E₃(t) представляют собой цифровые потоки, модуляторы 2₁ и 2₂ видеосигналов E_1-1(t), E_1-2(t) являются схемами перемножителей сигналов в цифровой форме, а сумматор 3 - сумматор сигналов в цифровой форме. Процесс формирования рефлексно-модулированного сигнала E₃(t) на этом завершается.

В тех случаях, когда это необходимо, об этом будет сказано ниже, на передающей стороне может быть осуществлено изменение временного масштаба рефлексно-модулированного сигнала E₃(t). Для этого рефлексно-модулированный сигнал вида E₃(t) записывают в запоминающее устройство 4, осуществляя запись с тактовой частотой f₁. Считывание рефлексно- модулированного сигнала Е₃(t) из запоминающего устройства 4 осуществляют, используя тактовую частоту f₂. С выхода запоминающего устройства 4 снимают сигнал E*₃(t) с измененным масштабом времени. При этом коэффициент изменения временного масштаба K = .

Сформированные рефлексно-модулированные сигналы E₃(t) передают в выделенных для них интервалах полного цветового телевизионного сигнала E_M(t). Примерный вид размещения сигналов, содержащих информацию об отдельных характеристиках изображения, в одной строке полного цветового телевизионного сигнала E_M(t) приведен на фиг. 2. При общей длительности строки от t_0-1 до t_0-2 в интервале времени от t_0-1 до t₁ размещают сигналы синхронизации и, в случае необходимости, сигналы дополнительной информации. Сигнал цветности занимает интервал от t₂ до t₃, сигнал, содержащий информацию о яркости, интервал от t₄ до t₅. Участки от t₁ до t₂, от t₃ до t₄, от t₅ до t_0-2 являются защитными интервалами. Передача сигналов дополнительной информации не является обязательной. Одним из видов сигналов дополнительной информации может быть и сигнал звукового сопровождения.

На приемной стороне в декодере, пример укрупненной функциональной схемы которого показан на фиг. 3, осуществляется обработка полного цветового телевизионного сигнала E_M(t). На один вход схемы 5 разделения сигналов поступает полный цветовой телевизионный сигнал E_M(t), на другой вход подается сигнал U(t) управления. С выходов схемы 5 снимают сигналы E₄(t) - сигнал цветности, E₅(t) - сигнал, содержащий информацию о яркости, E₆(t) - сигнал синхронизации и E₇(t) - сигнал дополнительной информации. Каждый из сигналов E₄(t)-E₇(t) поступает в свой канал обработки. В канале 6 производится обработка сигналов E₄(t) цветности, на выходе канала 6 получают цветоразностные сигналы E_R-Y(t) и E_B-Y(t); в канале 7 - сигналов E₅(t), содержащих информацию о яркости, и на выходе канала 7 получают сигнал E_y(t) яркости; на выходе канала 8 получают сигналы E_s синхронизации, на выходе канала 9 - сигналы E_d дополнительной информации. В тех случаях, когда на входе каналов 6, 7 обработки сигналов E₄(t) цветности и сигналов E₅(t), содержащих информацию о яркости, поступают рефлексно-модулированные сигналы вида E*₃(t), временной масштаб которых был изменен на передающей стороне, каналы 6, 7, обработки сигналов E₄(t) и E₅(t) должны содержать запоминающие устройства, которые осуществляют изменение временного масштаба входного сигнала, обратное тому, которое было произведено на передающей стороне блоком 4. Выделенные каналом 6 цветоразностные сигналы E_R-Y(t) и E_B-Y(t) и выделенные каналом 7 сигналы E_y(t) яркости с выравненными временными масштабами совмещают во времени.

Если на входы каналов 6, 7 поступают рефлексно-модулированные сигналы вида E₃(t), эти каналы должны содержать блоки обработки рефлексно-модулированных сигналов E₃(t) и выделения из них модулирующих видеосигналов E_1-1(t) и E_1-2(t). Примеры функциональных схем блока 10 обработки рефлексно-модулированных сигналов E₃(t) приведены на фиг. 4 и 5. В отдельных случаях обработки рефлексно-модулированных сигналов E₃(t) в канале 6 (фиг. 3) может потребоваться некоторое изменение функциональной схемы блока 10. Такая схема приведена на фиг. 6.

На фиг. 4 приведен пример функциональной схемы блока 10 обработки рефлексно-модулированного сигнала E₃(t) с переносом его на высокочастотную несущую и выделением модулирующих видеосигналов E_1-1(t) и E_1-2(t). В блоке 10 незадержанная посылка рефлексно-модулированного сигнала E₃(t) одновременно поступает на вход устройства 11 задержки и на один из входов перемножения 12₁.

E₃(t) = E_1-1(t) cos ωt + E_1-2(t) sinω t (1) где ω =2 π f, f - частота поднесущей. На другой вход перемножителя 12₁поступает напряжение гармонического сигнала
U₁(t)=2cos ω_xt, где ω_x=2π f_x, f_x - частота гармонического сигнала, причем f_x>f_lim - верхней граничной частоты спектра рефлексно-модулированного сигнала E₃(t). Напряжение сигнала на выходе перемножителя 12₁ равно E₃(t) 2cos ω_xt = E_1-1(t) [cos (ω_x - ω)t +
+ cos (ω_x + ω) t] + E_1-2 (t) [sin (ω_x - ω) t +
+ sin (ω_x + ω)t] (2)
На вход перемножителя 12₂ с выхода устройства 11 задержки поступает задержанная на время Т посылка рефлексно-модулированного сигнала E₃(t-T). Величина времени задержки Т кратна целому числу периодов телевизионной развертки, например Т= q τ_н, где τ_н - длительность строки, q - число натурального ряда.

E₃(t - T) = E_1-1 (t) cos ω (t - T) +
+ E_1-2 (t) sinω (t - T) = E_1-1 (t) cos (ωt -
- q ϕ_н) + E_1-2 (t) sin (ωt - q ϕ_н), (3)
поскольку ω τ_н= τ_н - разности фаз немодулированной поднесущей в соседних строках одного кадра. На другой вход перемножителя 12₂поступает напряжение гармонического сигнала U₂(t)=2cos(ω_xt+π +q τ_н). Напряжение сигнала на выходе перемножителя 12₂ равно
E₃(t - T) ^. 2 cos (ω_x + π+ qϕ _н) = E_1-1 (t) x
x [cos (ω_xt -ω t +π + 2 q ϕ_н) -
- cos (ω_x - ω) t ] + E_1-2 (t) [-sin (ω_xt -
-ω t + π+ 2 q ϕ_н) -sin (ω_x + ω) t] (4)
Выходные напряжения сигналов перемножителей 12₁ и 12₂ поступают в сумматор 13, с выхода которого снимают сигнал
2qq представляющий собой квадратурно-модулированный сигнал с развернутыми боковыми полосами на несущей, частота f_x-f = которой выше верхней граничной частоты f_lim спектра сигнала E₃(t).

Сигнал с выхода сумматора 13 поступает на входы синхронных детекторов 14₁ и 14₂. На другие входы детекторов 14₁ и 14₂ поступают соответственно гармонические сигналы
U_x1(t) = cos(ω_x-ω)t+ +q и
U_x2(t) = sin(ω_x-ω)t+ +q. С выходов детекторов 14₁ и 14₂ снимают видеосигналы E_1-1(t) и E_1-2(t). Напряжение сигнала на выходе сумматора 13 максимально, когда cos +q = ± 1, т.е. когда q qϕ_н= (2x-1), где х - целое число. В случае qϕ_н= πх сигнал на выходе сумматора 13 равен нулю. При изменении qϕ_н от 0 (или π ) до (или π + ) размах сигнала на выходе сумматора 13 также будет меняться от 0 до максимального значения. Поэтому при q ϕ_н=(2x - 1) достигается максимальная помехозащищеность обработки рефлексно-модулированного сигнала E₃(t) в блоке 10. Как следует из изложенного выше, при любых значениях q ϕ_н не возникает перекрестных искажений между сигналами E_1-1(t) и E_1-2(t), если правильно выбрать фазы гармонических сигналов U_x1(t) и U_x2(t). Поэтому способ обработки рефлексно-модулированного сигнала E₃(t) с переносом его на высокочастотную несущую является универсальны. Однако такой способ не всегда является удобным, например, при обработке сигнала E₃(t) в цифровой форме. Поэтому предлагается также способ обработки рефлексно-модулированного сигнала E₃(t) и выделения из него модулирующих видеосигналов E_1-1(t) и E_1-2(t) непосредственно на частоте f поднесущей.

На фиг. 5 и 6 приведены примеры функциональных схем блока 10 обработки рефлексно-модулированного сигнала E₃(t) и выделения модулирующих видеосигналов E_1-1(t) и E_1-2(t) непосредственно на частоте f поднесущей. Незадержанная посылка рефлексно-модулированного сигнала
E₃(t) = E_1-1(t) cos ωt + E_1-2(t) sinω t (1)
Эта посылка поступает на входы устройства 11 задержки и перемножителей 12₁ и 12₃. На вторые входы перемножителей 12₁ и 12₃поступают соответственно напряжения гармонических сигналов U₁(t)=2cos ω t и U₃(t)=2sin ω t. Напряжение на выходе перемножителя 12₁ равно
E₃ (t) ^. 2 cosω t = E_1-2 (t) sin 2ω t +
+ E_1-1 (t) + E_1-1(t) cos 2ω t (6)
Напряжение сигнала на выходе перемножителя 12₃ равно
E₃ (t) ^. 2 sinω t = E_1-1 (t) sin 2ω t +
+ E_1-2 (t) + E_1-2(t) cos 2ω t (7)
C выхода устройства 11 задержки задержанная на время Т посылка рефлексно-модулированного сигнала
E₃(t - T) = E_1-1 (t) cos ω (t - q ϕ_н) +
+ E_1-2 (t) sin (ωt - q ϕ_н), (3) поступает на входы перемножителей 12₂ и 12₄, на вторые входы которых поступают соответственно
U₂(t) = 2 cos (ωt +π + q ϕ_н)
и U₄(t) = 2 sin (ωt + π+ q ϕ_н)
Напряжение сигнала на выходе перемножителя 12₂
E₃(t-T) ^. 2 cos (ωt + π+ q ϕ_н) = E_1-1 (t) x
x [cos (π + 2 q ϕ_н) - cos 2ω t] - E_1-2(t) x
x [sin (π + 2 q ϕ_н) + cos 2 ωt] (8)
Напряжение сигнала на выходе перемножителя 12₄
E₃(t-T) ^. 2 sin (ωt +π + q ϕ_н) = E_1-1(t) x
x [sin (π + 2 q ϕ_н) ^. sin 2 ωt] +
+ E_1-2(t) [cos (π+ 2q ϕ_н) + cos 2 ωt] (9)
Сигналы с выходов перемножителей 12₁ и 12₂ поступают в сумматор 13₁, с выхода которого поступает сигнал
E_1-1(t) (1 - cos 2 q ϕ_н) + E_1-2(t) sin 2 q ϕ_н (10)
Cигналы с выходов перемножителей 12₃ и 12₄ поступают в сумматор 13₂, с выхода которого поступает сигнал
E_1-1(t) sin 2 q ϕ_н) + E_1-2(t) (1 - cos 2 q ϕ_н) (11)
При qϕ_н= (2x-1) , где х - целое число, cos2qϕ_н=-1, sin2qϕ_н=0, напряжение сигнала на выходе сумматора 13₁ равно 2E_1-1(t), напряжение сигнала на выходе сумматора 13₂ равно 2E_1-2(t). В этих случаях для обработки рефлексно-модулированного сигнала E₃(t) используют блок 10, представленный на фиг. 5. При q ϕ_н= π(2х-1), cos2qϕ_н=1, sin2qϕ_н=0 напряжения сигналов на выходах сумматоров 13₁ и 13₂ равны нулю. При qϕ_н= (2x-1) , cos2qϕ_н=0, sin2qϕ_н= +1 напряжение сигнала на выходе сумматора 13₁ равно E_1-1(t) + E_1-2(t), напряжение сигнала на выходе сумматора 13₂ равно E_1-1(t)+E_1-2(t).

Для разделения сигналов E_1-1(t) и E_1-2(t) в этом случае в блоке 10 должны быть установлены дополнительные суммирующие устройства 15₁ и 15₂(фиг. 6), в которых алгебраическим суммированием непосредственно разделяют сигналы E_1-1(t) и E_1-2(t). Следует указать, что как и при обработке рефлексно-модулированного сигнала E₃(t) с переносом на высокочастотную несущую в блоке 10 (фиг. 4) при обработке сигнала E₃(t) непосредственно на частоте f поднесущей в блоке 10 (фиг. 6) разделение видеосигналов E_1-1(t) и E_1-2(t) осуществимо без перекрестных искажений между ними при любых значениях q ϕ_н≠π (2х-1). Для этого в суммирующем устройстве 15₁ алгебраически суммируют сигналы E_1-1(t)(1-cos2qϕ_н)+E_1-2(t)sin2q ϕ_н и
E_1-1(t)sin2qϕ_н+E_1-2(t)(1-cos2qϕ_н)
E
В суммирующем устройстве 15₂ алгебраически суммируют сигналы
E_1-1(t)(1-cos2qϕ_н)+E_1-2(t)sin2q
и E_1-1(t) sin 2q ϕ_н + E_1-2(t) (1 -cos 2q ϕ_н), получая в результате
E_1-2(t) = 2E_1-2(t)
И в случае обработки рефлексно-модулированного сигнала E₃(t) в блоке 10 (фиг. 4) и в блоке 10 (фиг. 6) максимальная помехозащищенность достигается при q ϕ_н = - (2x - 1).

В предлагаемой телевизионной системе с одновременной передачей цветоразностных сигналов формирование полного цветового телевизионного сигнала E_M(t) на передающей стороне осуществляют устройством, пример функциональной схемы которого приведен на фиг. 7. В этом и последующих разделах описания для обозначения сигнала цветности до его сжатия во времени используется обозначение "сигнал E_c(t) цветности", для обозначения сигнала цветности, сжатого во времени применяется обозначение E*_c(t).

На матрицу 16 (фиг. 7) поступают от источника изображения (на фиг. 7 не показан) исходные сигналы E_R(t), E_B(t), E_G(t) основных цветов, а также импульсы I_sc цветовой синхронизации и сигнал Es синхронизации. Импульсы I_sc цветовой синхронизации представляют собой несколько прямоугольных импульсов длительностью, равной длительности активной части строки, размещенных в начале интервала кадрового гашения. С выходов матрицы 16 снимаются сигнал E_y(t) яркости, содержащий сигнал E_sсинхронизации, и цветоразностные сигналы E_R-Y(t) и E_B-Y(t). Последние в данном случае используются в качестве модулирующих видеосигналов E_1-1(t) и E_1-2(t) (фиг. 1). Сигнал E_y(t) яркости, предварительно задержанный на время ϕ_н устройством 17 (фиг. 7) задержки, поступает на один из входов сумматора 18. В один из цветоразностных сигналов, например в сигнал E_B-Y(t), замешаны импульсы I_sc цветовой синхронизации. Цветоразностные сигналы E_R-Y(t) и E_B-Y(t) поступают на входы блока 1 (фиг. 7), в котором формируется сигнал E_c(t) цветности, являющийся рефлексно-модулированным сигналом вида E₃(t). Формирование сигнала E_c(t) цветности осуществляется путем рефлексно-квадратурной модуляции цветовой поднесущей с частотой f_o
f_o= , где f_н - частота строк, f_р - частота кадров, n, m - числа натурального ряда, выбор которых обеспечивает разность фаз ϕ_o цветовой поднесущей в соседних строках одного кадра ϕ_он≈ (2n-1) и в одинаковых по номерам строках смежных кадров ϕ_ор≈ π(2i-1).

С выхода блока 1 (фиг. 7) сигналы E_c(t) цветности поступает на вход запоминающего устройства 4, где осуществляется изменение временного масштаба этого сигнала в К раз и размещение его по времени в интервалах строчного гашения между срезом строчного синхронизирующего импульса и началом активной части строки. Коэффициент К равен отношению верхней граничной частоты номинальной полосы частот полного цветового телевизионного сигнала E_м(t) к верхней граничной частоте f_lim спектра, передаваемого в одной строке сигнала E_c(t) цветности до его сжатия во времени. Размещение сжатого во времени рефлексно-модулированного сигнала E*_c(t) цветности в нужном отрезке интервала строчного гашения осуществляется при считывании из запоминающего устройства 4. С выхода запоминающего устройства 4 сжатый во времени сигнал E*_c(t) цветности, в состав которого входит сигнал E_sc цветовой синхронизации, поступает на другой вход сумматора 18. Сигнал E_sc цветовой синхронизации имеет вид посылок сжатого во времени в К раз сигнала рефлексно-модулированной цветовой поднесущей в "опорной" фазе. Эти посылки размещаются в нескольких строках интервала гашения по кадрам. Длительность каждой посылки сигнала E_sc цветовой синхронизации в строках кадрового интервала гашения равна длительности сжатого во времени сигнала E*_c(t) цветности, передаваемого в одной строке активной части кадра.

С выхода сумматора 18 снимается полный цветовой телевизионный сигнал E_м(t), примерный вид одной строки которого показан на фиг. 8. Полный цветовой телевизионный сигнал E_м(t) содержит посылки сжатого во времени сигнала E*₃(t) цветности. При общей длительности одной строки полного цветового телевизионного сигнала E_м(t), равной интервалу t_0-1-t_0-2, в интервале времени t_0-1-t₁ передаются сигналы строчной синхронизации и, в случае необходимости, сигналы дополнительной информации, в интервале t₂-t₃ - сигналы E*₃(t) цветности, в интервале t₄-t₅ - сигнал E_y(t) яркости. Интервалы t₁-t₂; t₃-t₄; t₅-t_0-2 являются защитными интервалами. Сигнал E*_c(t) цветности в полном цветовом телевизионном сигнале E_м(t) располагается в интервалах времени между срезом строчного синхроимпульса и началом активной части строки на передаваемом в интервале времени t₂-t₃ пьедестале, уровень которого равен половине размаха сигнала E_y(t) яркости от уровня черного до уровня белого.

На приемной стороне, как было сказано выше, полный цветовой телевизионный сигнал E_м(t) поступает на схему 5 (фиг.3) декодера, где осуществляется выделение сжатого во времени сигнала E*_c(t) цветности, который поступает в канал 6 обработки. Пример функциональной схемы канала 6 обработки сжатого во времени сигнала E*_c(t) цветности в декодере показан на фиг. 9. Выделенные посылки сжатого во времени сигнала E*_c(t) цветности задерживают в устройстве 19 задержки на время, равное длительности τ_р кадра. Задержанные посылки сигналов E_c(t) цветности подают на один из входов сумматора 20, где их алгебраически суммируют с посылками сигналов E*_c(t) цветности в одинаковых по номерам строках незадержанного сигнала кадра, поступающими на другой вход сумматора 20 с выхода схемы 5 (фиг. 3). С выхода сумматора 20 (фиг. 9) посылки суммированных сигналов E*_c(t) цветности одинаковых по номерам строк смежных кадров поступают на запоминающее устройство 21, в котором осуществляется изменение временного масштаба сигнала E*_c(t) в 1/K раз. С выхода запоминающего устройства 21 посылки суммированных сигналов E_c(t) цветности с восстановленным временным масштабом поступают на блок 10 обработки рефлексно-модулированного сигнала. Дальнейшая обработка сигналов E_c(t) цветности в блоке 10, описанном ранее со ссылками на фиг. 4, 5 и 6, может осуществляться как с переносом на высокочастотную несущую (фиг. 4), так и непосредственно на частоте f₀ цветовой поднесущей (фиг. 5, 6). Время дополнительной задержки сигнала E_c(t) цветности Т=q τ_н, где q - число натурального ряда, τ_н - длительность строки. Задержка осуществляется устройством 11 (фиг. 4) задержки в блоке 10.

В блоке 10 (фиг. 4) незадержанный сигнал E_c(t) цветности перемножается в перемножителе 12₁ с гармоническим сигналом вида U₁(t)=2cosω_xt, где ω_х=2 πf_x, f_x>f_lim, а задержанные посылки сигнала E_c(t-T) цветности перемножаются в перемножителе 12₂ с гармоническим сигналом вида U₂(t)=2sin(ω_xt+ π+Δϕ_o), где Δϕ_o= ϕ₀₁-ϕ₀₂, ϕ₀₁иϕ₀₂ - значения фаз цветовой поднесущей задержанных E_c(t-T) и незадержанных E_c(t) посылок сигналов цветности. При этом разность фаз Δϕ_o=ϕ₀₁-ϕ₀₂связана с временем задержки Т=q τ_н соотношением
Δϕ_o=ϕ₀₁-ϕ₀₂=ω_oqτ_н, где ω_o=2πf_o.

Сигнал на выходе сумматора 13 представляет собой квадратурно-модулированный сигнал цветности с развернутыми боковыми полосами на высокочастотной несущей. После детектирования этого сигнала с выходов синхронных детекторов 14₁ и 14₂ снимают цветоразностные сигналы E_R-Y(t) и E_B-Y(t) соответственно. В блоке 10 (фиг. 5 и 6) возможно осуществление другого варианта совместной обработки задержанных и незадержанных посылок сигналов цветности, для чего незадержанный суммированный сигнал E_c(t) цветности в перемножителях 12₁ и 12₃умножается на сигналы вида U₁(t)=2cos ω₀ t и U₃(t)=2sin ω₀t соответственно. Задержанный сигнал E_c(t-T) цветности в перемножителях 12₂ и 12₄ умножается на сигналы вида
U₂(t) = 2 cos (ω_ot+π+Δϕ_o)
и
U4(t) = 2 sin (ω_ot+π+Δϕ_o)
соответственно.

Суммируя в сумматоре 13₁ напряжения, полученные на выходах перемножителей 12₁ и 12₂ непосредственно выделяют один из цветоразностных сигналов, например E_R-Y(t). Суммируя в сумматоре 13₂напряжения, полученные на выходах перемножителей 12₃ и 12₄, непосредственно выделяют второй цветоразностный сигнал E_B-Y(t).

Ниже приводятся варианты совместной обработки незадержанных и задержанных на разное время посылок сигналов E_c(t) цветности. Приведены варианты обработки как с переносом на высокую частоту f_x, так и обработки сигналов E_c(t) цветности непосредственно на частоте f_oцветовой поднесущей. Например, при дополнительной задержке на приемной стороне посылки алгебраически суммированных сигналов E_c(t) цветности из одинаковых по номерам строк смежных кадров на время Т, равное длительности τ_н строки развертки, разность фаз ϕ_он немодулированной цветовой поднесущей частоты f_o в задержанной посылке E_c(t- τ_н) и в незадержанной посылке E_c(t) составляет
== ± = ± =
В случае рефлексной модуляции частота f_o цветовой поднесущей мала и значение n и m не превышает практически нескольких единиц. Напротив, величина Z >> 1, например, в стандартных вещательных системах Z=525 и Z=625, в планируемых системах телевидения высокой четкости предполагается Z>1000. Поэтому с малой ошибкой, не превышающей долей процента, можно пренебречь членом ± (2m - 1) и записать
Δϕ_o=ϕ_он=2Πf_oτ_н= (2n-1).

При обработке сигнала E_c(t) в блоке 10 (фиг. 4) для описания процессов обработки сигнала E_c(t) можно использовать математические выражения (1)-(5) описания процессов обработки рефлексно-модулированного сигнала E₃(t), введя в эти выражения следующие подставки: E₃(t), E_c(t), E_1-1(t)= E_R-Y(t), E_1-2(t)= E_B-Y(t), ω = ω_o =2πf_o , q=1, qϕ_н=(2n-1), T= τ_н. Тогда сигнал, поступающий на вход устройства 11 задержки и на один из входов перемножителя 12₁ (математическое выражение 1) - E₃(t)=E_c(t)=E_R-Y(t)cos ω_o t+E_B-Y(t)sin ω_o t. Напряжение гармонического сигнала U₁(t), поступающего на другой вход перемножителя 12₁ U₁(t)= 2cos ω_xt, где ω_х=2 π f_x, f_x>f_lim - верхней граничной частоты спектра сигнала E_c(t). Напряжение, поступающее с выхода устройства 11 задержки на один из входов перемножителя 12₂, математическое выражение (3)
Ett-(2n-1)+
Напряжение гармонического сигнала U₂(t), поступающего на другой вход перемножителя 12₂
U₂(t) = 2cost+Π+(2n-1)=2cost+(2n+1)
Напряжения сигналов, поступающих на входы сумматора 13 с выходов перемножителей 12₁ и 12₂, математические выражения (2) и (4)
E₃(t) ^. U₁(t) = E_c(t) ^. 2 cos ω_xt = E_R-Y (t) x
x [cos (ω_x - ω_o)t + cos (ω_x + ω_o) t] + E_B-Y (t) x
x [ -sin (ω_x - ω_o) t + sin (ω_x + ω_o) t]
E)=
Напряжение на выходе сумматора 13, математическое выражение (5),
E₃(t) ^. U₁ (t) - E₃ (t-T) ^. U₂(t) =
= 2E_R-Y (t) cos (ω_x - ω_o) t + 2 E_B-Y (t) x
x sin (ω_x - ω_o) t, где ω_x- ω_o =2 π (f_x-f_o), f_x-f_o>f_lim - верхней граничной частоты спектра сигнала E_c(t). Напряжения гармонических сигналов, поступающих на синхронные детекторы 14₁ и 14₂, U_x1(t)=cos(ω_x- ω_o)t, U_x2(t)= -sin( ω_x- ω_o )t. С выходов синхронных детекторов 14₁ и 14₂ снимают цветоразностные сигналы E_R-Y(t) и E_B-Y(t).

В блоке 10 (фиг. 5) обработки рефлексно-модулированного сигнала E₃(t) на входы устройства 11 задержки и перемножителей 12₁ и 12₃поступает сигнал E₃(t)=E_c(t)=E_R-Y(t) cos ω_ot+E_B-Y(t)sin ω_o t в соответствии с математическим выражением (1). Напряжения гармонических сигналов, поступающих соответственно на вторые входы перемножителей 12₁ и 12₃ U₁(t)=2cos ω_ot и U₃(t)=2 sin ω_ot. На входы перемножителей 12₂ и 12₄ поступает после устройства 11 задержки сигнал E₃(t-T)=E_c(t- τ_н)=E_R-Y(t)cos[ω_o t- (2n-1)+E_B-Y(t)sin[ω_o t- (2n-1)] и соответственно на другие входы перемножителей 12₂ и 12₄поступают гармонические сигналы вида
U₂(t)=2cost+(2n+1) и U₄(t)=2sint+(2n+1)
Напряжения сигналов, поступающих в сумматор 13₁ с выходов перемножителей 12₁ и 12₂, математические выражения (6) и (8)
E₃(t) ^. U₁(t) = E_c(t) ^. 2 cos ω_xt = E_R-Y (t) +
+ E_R-Y (t) cos 2 ω_ot + E_B-Y (t) sin 2 ω_o t и
(t
Напряжение сигнала на выходе сумматора 13₁ равно 2E_R-Y(t). Напряжение сигналов, поступающих в сумматор 13₂ с выходов перемножителей 12₃ и 12₄, математические выражения (7) и (9)
E₃(t) ^. U₃(t) = E_c(t) ^. 2 sin ω_o t = E_R-Y (t) x
x sin 2 ω_ot + E_B-Y (t) - E_B-Y (t) cos 2 ω_o t и
(t
Напряжение сигнала на выходе сумматора 13₂ равно 2E_B-Y(t).

В ряде технологических процессов производства телевизионных программ, например, при некоторых методах формирования комбинированных изображений может понадобиться, чтобы четкость цветности по вертикали составляла половину от вертикальной четкости яркостного изображения. В этом случае дополнительная задержка посылок суммированных сигналов E_c(t) цветности из одинаковых по номерам строк смежных кадров должна быть равна примерно длительности одного поля. Поскольку, как указывалось выше, задержка должна осуществляться только на целое число строк (иначе произойдет пространственное смещение задержанного и незадержанного изображений по горизонтали), то в этом случае q₁= или q₂= . Разность Δϕ_o фаз немодулированной поднесущей в задержанной и незадержанной посылках сигнала E_c(t) цветности при этом составит
или где T₁= , T₂=
При этом задержка может быть как неодинаковой в первом и втором полях одного кадра, например в первом поле на Т₁, а во втором на Т₂, так и одинаковой для обоих полей, например на Т₁. И вариант с одинаковой задержкой в каждом поле, и вариант с неодинаковой задержкой в каждом поле дают вертикальную четкость цветности, примерно равную половину от яркостей, но пространственно частотные характеристики в первом и втором случае могут несколько отличаться. Записав в общем случае выражение для разностей фаз при задержках на Т₁ и Т₂ в виде
Δϕ₀=2Πf₀T=2Πf τ_н= ± (Z ± 1), можно несколько упростить это выражение. Поскольку Z >> 1 (например, в стандартных вещательных системах Z= 525 и Z=625, в планируемых системах телевидения высокой четкости Z>1000), то = 1 с точностью не хуже 0,998 (ошибка меньше 0,2%), и выражение для Δϕ_o можно записать в виде Δϕ₀= (Z ± 1) ± (2m-1). При обработке сигнала E_c(t) цветности в блоке 10 (фиг. 4) для описания процессов обработки можно использовать математические выражения (1)-(5) процессов обработки рефлексно-модулированного сигнала E₃(t), введя в эти выражения следующие подстановки E₃(t)=E_c(t), E_1-1(t)=E_R-Y(t), E_1-2(t)=E_B-Y(t), ω = ω_o =2πf_o (эти подстановки аналогичны тем, которые были сделаны выше для случая задержки сигнала E_c(t) на τ_н) и
q = , T = , qϕ_н= Δϕ₀.

Тогда сигнал, поступающий на вход устройства 11 задержки и на один из входов перемножителя 12₁, математическое выражение (1), E₃(t)=E_c(t)= E_R-Y(t)cos ω_o t + +E_B-Y(t)sin ω_o t. Напряжение гармонического сигнала U₁(t), поступающего на другой вход перемножителя 12₁, U₁(t)=2cos ω_xt, где ω_x=2 π f_x, f_x>f_lim- верхней граничной частоты спектра сигнала E_c(t).

Напряжение, поступающее с устройства 11 задержки на один из входов перемножителя 12₂, математическое выражение (3),
Et= E_R-Y(t)cos(ω₀t-Δϕ_o)+ .

Напряжение гармонического сигнала U₂(t), поступающего на второй вход перемножителя 12₂, U₂(t)=2cos(ω_xt+π+Δϕ_o). Напряжения сигналов, поступающих с выходов перемножителей 12₁ и 12₂ в сумматор 13, математические выражения (2) и (4)
E₃(t) ^. U₁(t) = E_c(t) ^. 2 cos ω_x t = E_R-Y (t) x
x [cos (ω_x - ω_o) t + cos (ω_x + ω_o) t] + E_B-Y (t) x
x [-sin (ω_x - ω_o) t + sin (ω_x + ω_o)t ]
Et==
Напряжение сигнала на выходе сумматора 13, математическое выражение (5),
E₃(t) ^. U₁(t) + E₃(t-T) U₂(t) = E_R-Y (t) x
x cos (ω_x - ω_o) t + E_R-Y (t) cos [(ω_x - ω_o) t +
+ π+ 2 Δϕ_o] - E_B-Y (t) cos (ω_x - ω_o) t -
- E_B-Y (t)x sin [(ω_x - ω_o) t + π+ 2 Δϕ_o].

co)2-(2m-1)=
Поскольку при чересстрочной развертки число Z всегда нечетное (например, как указывалось выше, Z=625, Z=525), всегда число целое, и составляющую 2Π·n из скобок выражения аргумента для cos можно исключить как целое число периодов.

Составляющую 2 можно представить суммой двух величин 2 = 2 = 2 + 2, где Δ Z - число строк, отняв которое от числа строк Z, обеспечивают равенство значения числу натурального ряда. В этом случае 2 будет представлять собой целое число периодов, и выражение для
cos [ (ω_x - ω_o) t + π - 2 Δϕ_o] принимает вид
cos(ω_x-ω_o)t+Π+2=cos(ω_x-ω_o)t+Π+2 ± (2m-1).

Для конкретных значений Z, например Z=525 и Z=625,

Тогда cos(ω_x-ω_o)t+Π-2=cos(ω_x-ω_o)t+Π-2 ± (2m-1).

При задержке на T=T₁=
co-ω_o)t+Π-2 ± (2m-1)=
При задержке на T=T₂=
cos[(ω_x-ω_o)t+π+2Δϕ₀₂]=cos[(ω_x-ω_o)t+π± (2m-1)
Напряжение сигнала на выходе сумматора 13 будет равно: при задержке на время T₁ =

При задержке на время T₂=
E
С выходов синхронных детекторов 14₁ и 14₂, на вторые входы которых подают гармонические сигналы частоты f_x-f_o= в соответствующей фазе, снимают цветоразностные сигналы E_R-Y(t) и E_B-Y(t). Обработка сигнала E_c(t) цветности и выделение цветоразностных сигналов E_R-Y(t) и E_B-Y(t) непосредственно на частоте f_o цветовой поднесущей осуществляется блоком 10 обработки рефлексно-модулированного сигнала E₃(t), функциональная схема которого приведена на фиг. 6.

Подстановки в математические выражения (1), (3) и (6)-(11), использованные при описании процессов обработки рефлексно-модулированного сигнала E₃(t) непосредственно на частоте f поднесущей в блоке 10 (фиг. 6), такие же, как указаны выше при обработке сигнала E_c(t) в блоке 10 фиг. 4.

E₃(t) = E_c(t); E_1-1(t) = E_R-Y(t);
E_1-2 (t) = E_B-Y (t) ; ω = ω_o = 2 πf_o;
;;== ;
Такими же, как при описании обработки сигнала E_c(t) цветности в блоке 10 фиг. 4, являются напряжения незадержанной и задержанной посылок сигнала E_c(t), поступающих в блоке 10 фиг. 6, на входы устройства 11 задержки и на входы перемножителей 12₁ и 12₃, незадержанная посылка сигнала E_c(t), сформированная в соответствии с математическим выражением (1), и на входы перемножителей 12₂ и 12₄, задержанная посылка, математическое выражение (3).

E₃(t) =Ec(t) = E_R-Y (t) cos ω_ot + E_B-Y (t) x
x sin ω_ot,
E₃(t-T) = E_c (t-T) = E_R-Y (t) cos (ω_ot - Δϕ_o) +
+ E_B-Y (t) sin (ω_ot - Δϕ_o).

Гармонические сигналы U₁(t)-U₄(t), поступающие на вторые входы перемножителей 12₁-12₄, следующие:
на перемножитель 12₁ - U₁(t)=2cos ω_o t,
на перемножитель 12₃ - U₃(t)=2sin ω_o t,
на перемножитель 12₂ - U₂(t)=2cos(ω_ot+π+Δϕ_o),
на перемножитель 12₄ - U₄(t)=2sin(ω_ot+π+Δϕ_o).

Напряжение сигнала, поступающего с выхода перемножителя 12₁ в сумматор 13, математическое выражение (6)
E₃(t) ^. U₁(t) = E_c(t) ^. 2 cos ω_ot = E_R-Y (t) +
+ E_R-Y (t) cos 2 ω_ot + E_B-Y(t) sin 2 ω_ot.

Напряжение сигнала, поступающего с выхода перемножителя 12₃ в сумматор 13₂, математическое выражение (7)
E₃(t) ^. U₃(t) = E_c(t) ^. 2 sin ω_o t = E_R-Y (t) x
x sin 2 ω_ot + E_B-Y (t) - E_B-Y (t) cos 2 ω_o t.

Напряжение сигнала, поступающего с выхода перемножителя 12₂ в сумматор 13₁, математическое выражение (8)
Ett+Π+Δϕ_c)=
Напряжение сигнала, поступающего с выхода перемножителя 12₄ в сумматор 13₂, математическое выражение (9)
E₃(t-T) ^. U₄ (t) = E_c(t) ^. 2 sin (ω_o t +
+ π+ Δϕ_o) = E_R-Y (t) sin (π + 2 Δϕ _o) -
-E_R-Y (t) x sin 2 ω_o t + E_B-Y (t) x
xcos ( π+ 2 Δϕ_o) + E_B-Y (t) cos 2 ω_o t.

Напряжение сигнала на выходе сумматора 13₁, математическое выражение (10)
E_R-Y(t) [1 - cos 2 Δϕ_o] + E_B-Y (t) sin 2Δϕ_o.

Напряжение сигнала на выходе сумматора 13₂, математическое выражение (11)
-E_R-Y (t) sin 2 Δϕ_o + E_B-Y (t) [1 -
- cos 2 Δϕ_o].

co2)=
Как указывалось выше, при чересстрочной развертке число Z всегда нечетное, следовательно, Z+1 - число всегда чeтное, тогда - целое число и
cos2Πn - ± (2m-1) = cos- ± (2m-1) = 0
Модуль sin- ± (2m-1) всегда равен 1, а знак "+" или "-" перед единицей зависит от ряда факторов, в том числе конкретной величины Z, величины задержки T₁= или T₂= , знака перед составляющей (2m - 1), значения числа m. В частных случаях примеров Z=525 и Z=625 при задержке на
,3Π = 2Π·131+Π
В обоих случаях (Z=525 и Z=625) при задержке на T₁=
si-)i(2m-1)=
При Z=525 и Z=625 в случае задержки на время T₂=
31
Соответственно напряжение на выходе сумматора 13₁ при времени задержки T₁= для Z=525 и Z=625 E_R-Y(t) + E_B-Y(t) sin(2m - 1). Напряжение на выходе сумматора 13₂ при тех же условиях
± E_R-Y(t)sin(2m-1)+E_B-Y(t). Как указывалось выше, при любом целочисленном значении m модуль sin (2m - 1) =1, изменение m вызывает лишь изменение знака перед единицей. При значениях m когда sin (2m - 1) = - 1 напряжения сигналов на выходах сумматоров 13₁ и 13₂ соответственно: E_R-Y(t) +E_B-Y(t) и E_R-y(t)+E_B-Y(t). При значениях m, когда sin (2m - 1) = 1, напряжения сигналов на выходах сумматоров 13₁ и 13₂ соответственно: E_R-Y(t) +E_B-Y(t) и + E_R-Y(t)+E_B-Y(t), т.е. когда на выходе сумматора 13₁ напряжение сигнала равно E_R-Y(t)-E_B-Y(t), напряжение сигнала на выходе сумматора 13₂ равно E_R-Y(t)+E_B-Y(t). Когда на выходе сумматора 13₁ напряжение сигнала равно E_R-Y(t)+E_B-Y(t), напряжение сигнала на выходе сумматора 13₂ равно -E_R-Y(t)+E_B-Y(t). Следовательно, из этих напряжений путем алгебраического суммирования в устройствах 15₁ и 15₂суммирования можно всегда выделить цветоразностные сигналы E_R-Y(t) и E_B-Y(t).

В этом и последующих разделах описания используются следующие обозначения: E_Y(t) - сигнал яркости (как и в предыдущих разделах), для видеосигналов яркости; E_YQ(t) - рефлексно-модулированный сигнал яркости (как и в предыдущих разделах), для сигналов, сформированных путем рефлексной квадратурной модуляции поднесущей яркости двумя видеосигналами яркости; E_M(t) - полый цветовой телевизионный сигнал (как и в предыдущих разделах), в состав которого входят сигналы E_Y(t) яркости; E¹_MQ(t) - полный цветовой телевизионный сигнал, в состав которого входят рефлексно-модулированные сигналы E_YQ(t) яркости; E_MQ(t) - цветовой телевизионный сигнал, E_MQ(t), не содержащий сигнал синхронизации E_sc; E_MQ1-2(t) - полный цветовой телевизионный сигнал, содержащий информацию о двух телевизионных изображениях.

Телевизионная система с одновременной передачей цветоразностных сигналов E_R-Y(t), E_B-Y(t) в интервалах гашения может быть преобразована таким образом, что ее полным цветовым телевизионным сигналом может быть передана информация одновременно о двух цветных телевизионных изображениях. При этом оба изображения передаются в реальном масштабе времени и в совмещенной полосе частот, номинальной для передачи одного такого изображения с той же четкостью по вертикали и горизонтали. В полном цветовом телевизионном сигнале E_MQ1-2(t) этой телевизионной системы сигналы первого и второго изображений передаются поочередно через строку. За время длительности одной строки передают рефлексно-модулированные сигналы, содержащие информацию о яркостях и цветностях двух смежных в пространстве cтрок одного изображения. Для этого на передающей стороне запоминают сигналы E_y(t) яркости и сигналы E*_c(t) цветности двух полей одного кадра раздельно первого и второго изображений, размещая последовательно в строках записи каждого изображения сигналы смежных в пространстве строк этого изображения из первого и второго полей. При этом в строке записи (2s-1) содержится информация о яркости и цветности строки (2s-1) из первого поля, а в строке записи 2s содержится информация о яркости и цветности из строки 2S-1+ из второго поля, где s - число натурального ряда. Сигналы двух строк записи (2s-1) и 2s первого изображения преобразуются в сигналы одной строки передачи первого изображения. Сигналы двух строк записи (2s-1) и 2s второго изображения преобразуются в сигналы одной строки передачи второго изображения. Преобразования эти осуществляются для сигналов первого и второго изображений раздельно и идентичными способами.

Формирование сигналов строк передачи одного изображения в полном цветовом телевизионном сигнале E_MQ1-2(t) может быть осуществлено блоком 22, пример функциональной схема которого показан на фиг. 10. Полный цветовой телевизионный сигнал одного изображения E_M(t) поступает на вход запоминающего устройства 23 блока 22 (фиг. 10). При записи сигналов E_y(t), E_c(t) яркости и цветности одного кадра этого изображения сигналы смежных в пространстве строк, т.е. сигналы строки (2s-1) первого поля и строки 2S-1+ второго поля записываемого кадра размещаются соответственно в строках записи (2s-1) и 2s запоминающего устройства 23. Сжатые во времени сигналы E*_c(2s-1)(t) и E*_c(2s)(t) цветности из строк записи (2s-1) и 2s одновременно считывают из запоминающего устройства 23 и алгебраически суммируют их в сумматоре 24 блока 22. При этом на выходе сумматора 24 получают общий для строк записи (2s-1) и 2s этого изображения сжатый во времени сигнал E*_c(t) цветности на поднесущей, частота которой остается равной f₀. Разность фаз ϕ_он немодулированной цветовой поднесущей в строках передачи, сформированных из сигналов строк записи (2s-1) и 2s и сформированных из сигналов строк записи (2s+1) и (2s+2) того же самого изображения, составляет ϕ_он≈ (2n-1) . Считанными одновременно из строк записи (2s-1) и 2s из запоминающего устройства 23 сигналами E_y(2s-1)(t) и E_y2s(t) яркости, как видеосигналами E_1-1(t) и E_1-2(t) в блоке 1 модулируют поднесущую яркости частоты f_y, формируя рефлексно-модулированный сигнал E_YQ(t) яркости, являющийся рефлексно-модулированным сигналом E₃(t). Поднесущая яркости частоты f_yвыбирается равной нечетной гармонике четвертьстрочной частоты f_н, т.е. f_y= f_н . В сформированном рефлексно-модулированном сигнале E_YQ(t) яркости разность фаз ϕ_o поднесущих рефлексно-модулированного сигнала E_YQ(t) в одинаковых по номерам строках смежных кадров при этом будет равна ϕ_yp= + (2d-1) , где d - число натурального ряда.

С выхода блока 1 рефлексно-модулированный сигнал E_YQ(t) яркости поступает на вход сумматора 25, на другой вход которого поступает сжатый во времени сигнал E*_c(t) цветности. С выхода сумматора 25 снимаются сигналы строк передачи одного изображения цветового телевизионного сигнала E¹_MQ(t), т. е. сигнала, не содержащего сигнала Esc синхронизации. Цветовой телевизионный сигнал E¹_MQ1(t), содержащий информацию о яркостях и цветностях строк записи (2s-1) и 2s первого изображения, передают в строке (2s-1) полного цветового телевизионного сигнала E_MQ1-2(t). Цветовой телевизионный сигнал E¹_MQ2(t), содержащий информацию о яркостях и цветностях строк записи (2s-1) и 2s второго изображения, передают в строке 2s полного цветового телевизионного сигнала E_MQ1-2(t), т.е. сигналы E¹_MQ1(t) и E¹_MQ2(t) передаются через строку. При этом сигналы цветности первого и второго изображений передают соответственно в интервалах гашения, а рефлексно-модулированные сигналы яркости первого и второго изображений передают без изменений их временного масштаба в активных интервалах строк полного цветового телевизионного сигнала E_MQ1-2(t). Причем в одинаковых по номерам строках смежных кадров передают сигналы одного и того же из двух изображений.

Полный цветовой телевизионный сигнал E_MQ1-2(t), содержащий сигналы строк передачи первого и второго изображений, формируется устройством, пример схемы которого приведен на фиг. 11. В этом устройстве сигналы E¹_MQ1(t) и E¹_MQ2(t) строк передачи первого и второго изображений, сформированные в блоках 22₁ и 22₂, аналогичных блоку 22, суммируются в сумматоре 26 (фиг. 11). В сумматор 26 поступают также сигналы E_sdсинхронизации и дополнительной информации, которые замешиваются в полный цветовой телевизионный сигнал E_MQ1-2(t). Примерный вид двух строк полного цветового телевизионного сигнала E_MQ1-2(t) показан на фиг. 12.

При длительности строки передачи сигналов первого изображения от t_0-1 до t_0-2 и строки передачи сигналов второго изображения от t_0-2 до t_0-3 (интервалы t_0-1-t_0-2 и t_0-2-t_0-3 одинаковы) в интервалах времени t_0-1-t_1-1 и t_0-2-t_1-2 - передаются сигналы синхронизации, в интервалах t_2-1-t_3-1 и t_2-2-t_3-2 - сигналы E*_c(t) цветности, в интервалах t_4-1-t_5-1 и t_4-2-t_5-2 - рефлексно-модулированные сигналы E_YQ(t) яркости, t_1-1-t_2-1 и t_1-2-t_2-2, t_3-1-t_4-1 и t_3-2-t_4-2, t_5-1-t_0-2, t_5-2-t_0-3 - защитные интервалы. На приемной стороне из полного цветового телевизионного сигнала E_MQ1-₂(t) выделяют сигналы E*_c(t) цветности и рефлексно-модулированные сигналы E_YQ(t) яркости первого и второго изображений. Обработку этих сигналов производят одинаковыми способами в устройствах 27₁ и 27₂. Пример функциональной схемы обработки полного цветового телевизионного сигнала E_MQ1-2(t) показан на фиг. 13. Разделение полных цветовых телевизионных сигналов первого и второго изображений и выделение из них сигнала E*_c1(t) цветности и рефлексно-модулированного сигнала E_YQ1(t) яркости первого изображения, сигнала E*_c2(t) и рефлексно-модулированного сигнала E_YQ2(t) яркости второго изображения производится схемой 5 разделения сигналов. В этой же схеме 5 происходит выделение сигналов E_s, E_d синхронизации и дополнительной информации.

Устройства 27₁ и 27₂ обработки сигналов первого и второго изображений, с выходов которых снимаются соответственно сигналы E_y1(t) яркости и цветоразностные сигналы E_(B-Y)1(t), E_(R-Y)1(t) первого изображения, и сигнал E_y2(t) и цветоразностные сигналы E_(R-Y)2(t), E_(B-Y)2(t) второго изображения, идентичны. Поэтому на фиг. 14 приводится пример функциональной схемы устройства 27 обработки сигналов первого изображения.

Выделенные из полного цветового телевизионного сигнала схемой 5 (фиг. 13) сигналы E*_c(t) цветности строк передачи одного изображения подают на вход канала 6 обработки сигнала цветности. Разность Δϕ_o фаз гармонических сигналов, на которые умножают задержанную и незадержанную посылки сигналов E*_c(t) цветности, в блоке 10 канала 6 обработки сигналов цветности, выбирают равной Π+Δϕ_o≈ (2n+1) . Полученные на выходах канала 6 цветоразностные сигналы E_R-Y(t) и E_B-Y(t) используют для воспроизведения информации о цветности, содержащейся в строках записи (2s-1) и 2s данного изображения. Снимаемые с выхода канала 6 цветоразностные сигналы E_R-Y(t) и E_B-Y(t) записываются в блоки 28₁ и 28₂(фиг. 14) памяти соответственно. Считывание цветоразностного сигнала E_R-Y(t) из строки записи (2s-1) производится в первом поле при воспроизведении строки (2s-1) изображения. Считывание цветоразностного сигнала E_R-Y(t) из строки записи 2s производится через время T₁= при воспроизведении строки 2S-1+ изображения во втором поле. Идентичным способом производится запись и считывание цветоразностного сигнала E_B-Y(t) из соответствующих строк записи (2s-1) и 2s блока 28₂памяти. Обработка рефлексно-модулированного сигнала E_YQ(t) яркости, выделенного схемой 5 (фиг. 13) из строк передачи одного изображения полного цветового телевизионного сигнала E_MQ1-2(t), производится в предназначенном для этого блока 29 (фиг. 14). Рефлексно-модулированный сигнал E_YQ(t) яркости одного изображения подается на вход блока 10 обработки рефлексно-модулированного сигнала вида E₃(t). Дальнейшая обработка рефлексно-модулированного сигнала E_YQ(t) яркости в блоке 10 может осуществляться как с переносом на высокочастотную несущую (фиг. 4), так и непосредственно на частоте f_y поднесущей яркости. Время задержки рефлексно-модулированного сигнала E_YQ(t) яркости равно длительности кадра τ_p = Z τ_н, где τ_н - длительность строки, τ_н= .

В блоке 10 (фиг. 4) незадержанная посылка сигнала E_YQ(t) поступает на входы устройства 11 задержки и перемножителя 12₁. В перемножителе 12₁осуществляется умножение сигнала E_YQ(t) на гармонический сигнал вида U₁(t)= 2cosω_xy(t), где ω_xy= 2πf_xy, f_xy - частота гармонического сигнала, превышающая верхнюю граничную частоту f_max спектра рефлексно-модулированного сигнала E_YQ(t) яркости. Задержанный сигнал E_YQ(t- τ_р) умножается в умножителе 12₂ на гармонический сигнал вида U₂(t) = 2 cos [ω_xyt + (2n +1)] . Напряжения, полученные в результате первого и второго перемножений, суммируют в сумматоре 13, формируя сигнал с развернутыми боковыми полосами на несущей, частота которой f_xy+ f_y выше граничной верхней частоты f_max спектра рефлексно-модулированного сигнала E_YQ(t) яркости. После детектирования этого сигнала с выходов синхронных детекторов 14₁ и 14₂ снимают сигналы E_y(2s-10)(t) яркости строки (2s-1) первого поля и E_y(2s)(t) яркости строки 2S-1+ из второго поля одного и того же изображения. Обработка рефлексно-модулированного сигнала E_YQ(t) яркости непосредственно на частоте f_y поднесущей яркости можeт осуществляться в блоке 10 (фиг. 5). Незадержанный сигнал E_YQ(t) умножается в перемножителе 12₁ на гармонический сигнал вида U₁(t)=2cosω_yt. Задержанный сигнал E_YQ(t- τ_р) умножается в перемножителе 12₂ на гармонический сигнал вида U₂(t) = 2 sin [ω_yt + (2d +1)].

После алгебраического суммирования в сумматоре 13₁ напряжений, полученных в результате первого и второго перемножений, на выходе сумматора 13₁ непосредственно выделяют сигнал E_y(2s-1)(t) яркости строки (2s-1) первого поля. Незадержанный сигнал E_YQ(t) также поступает на перемножитель 12₃, где он умножается на гармонический сигнал вида U₃(t)=2sin ω_yt. Задержанный сигнал E_YQ(t- τ_р) также поступает на перемножитель 12₄, где он умножается на гармонический сигнал вида U₄(t) = 2 sin [ω_yt + (2d +1)]. После алгебраического суммирования в сумматоре 13₂ напряжений, полученных в результате этих перемножений, на его выходе непосредственно выделяют сигнал E_y(2s)(t) яркости строки 2S-1+ из второго поля. Сигналы E_y(2s-1)(t) и E_y(2s)(t) яркости записываются соответственно в строки записи (2s-1) и 2s устройства 30 памяти (фиг. 14).

Считанные сигналы E_y(t) из строки записи (2s-1) осуществляется в первом поле при воспроизведении строки (2s-1) изображения. Считывание сигнала E_y(t) яркости из строки записи 2s осуществляется через T₁= при воспроизведении строки 2S-1+ изображения во втором поле. Таким образом на выходе устройства 27 обработки сигналов одного изображения восстанавливаются сигналы чересстрочной развертки.

Изложенная выше обработка полного цветового телевизионного сигнала E_MQ1-2(t) двух изображений может быть использована при воспроизведении стереоцветных изображений, а также при передаче двух независимых программ с последующим транскодированием на приемной стороне в сигналы стандартных вещательных или других систем.

При передаче изображений двух независимых программ может потребоваться разделить их на промежуточном приемном пункте и передавать дальше изображение каждой программы полным цветовым телевизионным сигналом E_м(t) (фиг. 8) предлагаемой телевизионной системы. В этом случае обработки полного цветового телевизионного сигнала E_MQ1-2(t) и разделение рефлексно-модулированного сигнала E_YQ(t) яркости производится на промежуточном приемном пункте. На промежуточном пункте не требуется декодирования сигналов E*_c(t) цветности. Декодирование этих сигналов осуществляется на приемной стороне, например, непосредственно в телевизорах, идентично тому, как это описано выше со ссылкой на фиг. 9. На промежуточном приемном пункте сигналы E*_c(t) цветности первого и второго изображений выделяют их сигналов строк соответствующего изображения полного цветового телевизионного сигнала E_MQ1-2(t). Выделенные сигналы E*_c(t) цветности в канале обработки каждого изображения повторяют путем задержки на время T₁= и помещают незадержанную посылку в интервал гашения восстановленного сигнала E_y(2s-1)(t) яркости строки (2s-1) данного изображения, а задержанную посылку сигнала E*_c(t) цветности помещают в интервал гашения восстановленного сигнала E_y2s(t) яркости строки 2S-1+ этого же изображения. Формирование из полного цветового телевизионного сигнала E_MQ1-2(t) двух программ полных цветовых телевизионных сигналов E_M1(t) и E_M2(t) первой и второй программ может быть осуществлено устройством, пример функциональной схемы которого показан на фиг. 15.

Выделенные схемой 5 из приходящего сигнала E_MQ1-2(t) рефлексно-модулированные сигналы E_YQ(t) яркости и сигналы E*_c(t) цветности каждого изображения поступают в свой канал 31₁, 31₂ обработки. Обработка сигналов первого и второго изображений проводится в каналах 31₁, 31₂ совершенно идентично. Поэтому можно ограничиться описанием одного канала 31. Рефлексно-модулированные сигналы яркости E_YQ(t) обрабатывают в блоке 29.

Сигнал E*_c(t) цветности записывают одновременно в строки записи (2s-1) и 2s блока 28 (фиг. 15) памяти. Считанный сигнал E*_c(t) цветности из строк записи (2s-1) размещают в интервале гашения строки (2s-1) сигнала E_y(t) яркости в сумматоре 32. Считывание сигнала E*_c(t) цветности из строки записи 2s производят через время T₁= , помещая этот сигнал в интервале гашения строки 2S-1+ сигнала E_y(t) яркости в сумматоре 32. На выходах каналов 31₁, 31₂ получают цветовые телевизионные сигналы E_M1(t) и E_M2(t) чересстрочной развертки изображений первой и второй программ соответственно.

Ниже приведены описания вариантов формирования сигналов одного изображения на передающей стороне и их обработки на приемной стороне.

Напряжение сигнала E*_c(2s-1)(t) цветности одного из изображений в строке (2s-1) первого поля равно
E*_R-Y (t) cos K ω_o [t + (2 s-1) τ_н] +
+ E*_B-Y (t) sin K ω_o [t + (2s-1) τ_н], где К - коэффициент сжатия сигнала E*_c(t) цветности во времени, ω_o=2πf_o. Это напряжение записывается в строку записи запоминающего устройства 23 (фиг. 10). В строку записи 2s запоминающего устройства 23 записывается напряжение сигнала Et+ цветности этого же изображения из строки 2S-1+ второго поля.

E*R

_-Y(t)cosKt+2S-1+ +E*B_-Y(t)sinKt+2S-1+
При суммировании этих напряжений в сумматоре 24 фаза немодулированной цветовой поднесущей в суммированном сигнале цветности E*_c(t) будет равна K ω_o2S-1+ . При суммировании сигнала E*_c(2s)(t) из строки 2s первого поля этого же изображения и сигнала E*t+ цветности из строки 2S+ второго поля на выходе сумматора 24 фаза немодулированной поднесущей в суммированном сигнале E_c(t+2 τ_н) будет равна K2S+ ) , так как эти сигналы записывались соответственно в строки записи (2s-1) и (2s+1), в строки (2s) и (2s+2) запоминающегося устройства 23 через время τ_н в первом поле и через время τ_н во втором поле, а считываются из устройства 23 через время 2 τ_н. Разность фаз немодулированной поднесущей в сигналах одного и того же изображения через время 2 τ_н в сигналах E*_c(t) и E*_c(t+2 τ_н) равна К ω_о τ_н=К ϕ_он, а после растяжки во времени на приемной стороне в раз Δϕ_o= ϕ_oн= 2Πf_oτ_н ≈ (2n-1) . Обработка сигнала E_c(t) цветности с такой разностью фаз между задержанной и незадержанной посылками этого сигнала в блоках 10 обработки рефлексно-модулированного сигнала E₃(t) (фиг. 4 и 5) детально рассмотрены при описании телевизионной системы с одновременной передачей цветоразностных сигналов в интервале гашения. Единственное отличие в том, что задержка сигнала E_c(t) в устройстве 11 задержки в блоке 10 должна осуществляться в этом случае на время 2 τ_н, как это объяснено выше. При этом поскольку фаза поднесущей величина относительная, можно принять 2S-1+ = 0) (опорная фаза), тогда 2S+ =ϕ_oн= (2n-1) Результаты также останутся идентичными, если в математические выражения (1) и (3) ввести 2S-1+ =ϕ_OH1) , введя также ϕ_он1 в выражения для U₁(t) и U₂(t) при описании работы блока 10, представленного на фиг. 4, и в выражения для U₁(t), U₂(t), U₃(t), U₄(t) при описании работы блока 10, изображенного на фиг. 5. Тогда для обозначения фазы поднесущей задержанной посылки сигнала E_c(t) 2S+ следует ввести обозначение
ϕ_он1+ϕ_он=ϕ_он1+ (2n-1)
Обработка рефлексно-модулированных сигналов E_YQ(t) яркости в канале 7 (фиг. 3) также осуществляется в блоке 10 обработки рефлексно-модулированных сигналов E₃(t), примеры функциональных схем которого приведены на фиг. 4 и 5. При формировании рефлексно-модулированного сигнала E_YQ(t) яркости одного из изображений считанные из строк записи (2s-1) и 2s запоминающего устройства 23 (фиг. 10) сигнал E_y(2s-1)(t) яркости строки (2s-1) из первого поля и сигнал E_y(2s)(t) яркости строки 2S-1+ из второго поля модулируют поднесущую яркости, частота которой f_y
E_YQ (t) = E_Y(2s-1) (t) cos ω_y t + E_y(2s) (t) x
x sin ω_yt, где ω_y = 2π f_y.

Поскольку частота f_y поднесущей яркости равна f_н, то разность фаз ϕ_yр немодулированной поднесущей яркости в одинаковых по номерам строках смежных кадров составляет
ϕ_yp=2Πf_yZτ_н= 2PZ=2Π(2d-1)
Поскольку разность фаз немодулированной поднесущей яркости через каждые четыре строки равна 2 π (2d-1), т.е. целому числу периодов, то выражение для ϕ_yр можно записать в виде
ϕ_yp= 2Π(2d-1) = 2π(2d-1) + 2π(2d-1) , где Δ Z - число строк, которое минимально нужно алгебраически вычесть из числа строк Z в кадре, чтобы частное от деления было числом натурального ряда. Тогда
cost+2Π(2d-1) +2Π(2d-1) = cost+ (2d-1)ΔZ
При чересстрочной развертке число Z всегда нечетное, напротив, число Z-ΔZ, как дающее при делении на четыре целочисленное значение, всегда четное, следовательно, число ΔZ всегда нечетное, причем можно показать, что для любого нечетного Z >> 1 величина Δ Z всегда будет равна либо +1, либо -1. В этом случае cos(ω_yt+ϕ_yp) = cost ± (2d-1). . При обработке рефлексно-модулированного сигнала E_YQ(t) яркости в блоке 10 (фиг. 4) обработки рефлексно-модулированного сигнала E₃(t), пример функциональной схемы которого приведен на фиг. 4, для описания процессов обработки рефлексно-модулированного сигнала E_YQ(t) яркости можно использовать математические выражения (1-5) описания процессов обработки рефлексно-модулированного сигнала E₃(t), введя в эти выражения следующие подстановки:
E₃(t) = E_YQ(t) , E_1-1 (t) = E_y(2s-1) (t),
E_1-2(t) = E_Y(2s) (t), ω = ω _y = 2π f_y, q = Z,
qϕ_н= ± (2d-1), T = Z τ_н. Тогда сигнал, поступающий на вход устройства 11 задержки и на один из входов перемножителя 12₁, математическое выражение (1), E₃(t)=E_YQ(t)=E_y(2s-1)(t)cos ω_yt+E_y(2s)(t)sin ω_yt. Напряжение гармонического сигнала U₁(t), поступающего на другой вход перемножителя 12₁, U₁(t)= 2cos ω_xy(t), где ω_xy= 2πf_xy, f_xy>f_max - верхней граничной частоты спектра рефлексно-модулированного сигнала E_YQ(t) яркости.

Напряжение, поступающее с выхода устройства 11 задержки на один из входов перемножителя 12₂, математическое выражение (3)
Etost ± (2d-1)+ На второй вход перемножителя 12₂ поступает напряжение гармонического сигнала U₂(t) = 2cost+Π ∓ (2d-1) . Напряжения сигналов, поступающих с выходов перемножителей 12₁ и 12₂ в сумматор 13, математические выражения (2) и (4),
E₃(t) ^. U₁(t) = E_YQ(t) ^. 2 cos ω_xy t =
= E_Y(2s-1) (t) [cos (ω_xy -ω _y) t + cos (ω_xy +
+ ω_y)t ] + E_Y(2s) (t) [-sin (ω_xy - ω_y) t +
+ sin (ω_xy + ω_y) t]
и
так как Π+2 = 2Πd, Π-2 = -2Π(d-2).

Напряжение на выходе сумматора 13, математическое выражение (5)
E₃(t) ^. U₁(t) + E₃(t-T) ^. U₂(t) = 2 E_y(2s-1) (t) x
x cos (ω_xy - ω_y) t - 2 E_y(2s) (t) sin (ω_xy - ω_y) t, где ω_xy - ω_y = 2 π (f_xy - f_y), f_xy - f_o > f_max.

Напряжения гармонических сигналов, поступающих на синхронные детекторы 14₁ и 14₂ соответственно, U_x1(t)=cos(ω_xy- ω_y)t и U_x2(t)=-sin(ω_xy- ω_y)t. С выходов синхронных детекторов 14₁ и 14₂снимаются сигналы E_y(2s-1)(t) яркости строки (2s-1) первого поля и сигнал E_y(2s)(t) яркости строки 2S-1+ из второго поля одного из изображений.

Обработка рефлексно-модулированного сигнала E_YQ(t) яркости может быть осуществлена непосредственно на частоте f_y поднесущей яркости в блоке 10 обработки рефлексно-модулированного сигнала E₃(t), функциональная схема которого представлена на фиг. 5. Для описания процессов обработки сигнала E_YQ(t) в блоке 10 используются математические выражения (1) и (3) и (6-9) с соответствующими подстановками
E₃(t) = E_YQ(t), E_1-1(t) = E_Y(2s-1) (t),
E_1-2(t) = E_Y(2s) (t), ω =ω_y = 2 π f_y, q = Z,
qϕ_н= ± (2d-1), T = Z τ_н.

Незадержанная посылка сигнала, поступающего на входы устройства 11 задержки и перемножителей 12₁, 12₃, математическое выражение (1), E₃(t)= E_YQ(t)= E_y(2s-1)(t)cos ω_yt+E_y(2s)(t)sin ω_y(t). Напряжения гармонических сигналов U₁(t) и U₃(t), поступающие соответственно на другие входы перемножителей 12₁ и 12₃,
U₁(t) = 2 cos ω_yt и U₃(t) = 2 sin ω_y t.

На входы перемножителей 12₂ и 12₄ поступает с выхода устройства 11 задержки, математическое выражение (3), напряжение
Напряжение гармонических сигналов U₂(t) и U₄(t), поступающих соответственно на вторые входы перемножителей 12₂ и 12₄,
,
Напряжения сигналов, поступающих в сумматор 13₁ с выходов перемножителей 12₁ и 12₂, математические выражения (6) и (8)
E₃(t) ^. U₁(t) = E_YQ^. 2 cos ω_y t =
E_Y(2s-1) (t) + E_Y(2s) (t) cos 2 ω_y t +
+ E_Y(2s) (t) sin 2 ω_yt,
t так как cos [ π π(2d-1) ] = 1, sin [π π (2d-1)] = 0 С выхода сумматора 13₁ снимается сигнал E_y(2s-1)(t) яркости строки (2s-1) первого поля.

Напряжения сигналов, поступающих в сумматор 13₂ с выходов перемножителей 12₂ и 12₄, математические выражения (7) и (9),
E₃(t) ^. U₃(t) = E_QY (t) ^. 2 sin ω_y t =
= E_Y(2s-1) (t) sin 2 ω_y t + E_Y(2s) (t) -
- E_Y(2s) (t) cos 2 ω_y t,
E
С выхода сумматора 13₂ снимается сигнал E_y(2s)(t) яркости строки 2S-1+ из второго поля.

В этом и последующих разделах описания для обозначения полного цветового телевизионного сигнала вводится обозначение E_MQexp(t).

Предлагаемая телевизионная система с одновременной передачей цветоразностных сигналов в интервалах гашения может быть преобразована таким образом, что ее полным цветовым телевизионным сигналом можно передать телевизионное изображение с заданной четкостью по вертикали и горизонтали и с заданной частотой кадров в полосе частот, равной половине от номинальной полосы частот, требуемой для передачи известными способами телевизионного изображения с такой же четкостью по вертикали и горизонтали и с такой же частотой кадров. В полном цветовом телевизионном сигнале E_MQexp(t) этой телевизионной системы за время длительности двух строк передают растянутые во времени рефлексно-модулированные сигналы, содержащие информацию о яркостях и цветностях двух смежных в пространстве строк изображения. Для этого рефлексно-модулированные сигналы E_YQ(t), E*_c(t) яркости и цветности каждой строки изображения растягивают в два раза во времени и формируют одну строку передачи (длительностью 2 τ_н) полного цветового телевизионного сигнала E_MQexp(t) из передаваемых одновременно сигналов двух смежных в пространстве строк.

Таким образом, информация о яркости и цветности из одной строки исходного изображения передается за время примерно 2 τ_н, и информация о яркостях и цветностях двух строк также передается за это же время. При этом смежные в пространстве строки объединяются попарно, например первая и вторая, третья и четвертая, пятая и шестая, и так далее. Следовательно, число строк передачи уменьшается вдвое по сравнению с числом строк в исходном полном цветовом телевизионном сигнале E_м(t), а время передачи кадра сохраняется тем же. Поэтому, несмотря на сокращение полосы частот полного цветового телевизионного сигнала E_MQexp(t) в два раза, которое достигается за счет увеличения времени передачи сигнала каждой строки при одновременной передаче сигналов двух строк за время 2 τ_н, число независимых элементов, например яркости, в каждом кадре и за одну секунду сохраняется таким же, как в исходном полном цветовом телевизионном сигнале E_M(t) этого изображения. На передающей стороне формирование полного цветового телевизионного сигнала E_MQexp(t) может быть осуществлено устройством, пример функциональной схемы которого приведен на фиг. 16. Со схемы 5 разделения сигналов цветовой телевизионный сигнал E¹_м(t) поступает на устройство 22. Процесс формирования сигнала E¹_MQ(t) в устройстве 22 идентичен описанному ранее со ссылкой на фиг. 10. Сигналы E_y(t) ярости и E*_c(t) цветности двух полей одного кадра изображения записывают в запоминающее устройство 23 (фиг. 10), размещая последовательно в строках записи 23 (фиг. 10), размещая последовательно в строках записи сигналы смежных в пространстве строк изображения из первого и второго полей. При этом в строке записи (2s-1) содержится информация о яркости и цветности из строки (2s-1) первого поля, а в строке записи 2s содержится информация о яркости и цветности из строки 2S-1+ второго поля. Из строк записи (2s-1) и 2s одновременно считывают сигналы E*_c(2s-1)(t) и E*_c(2s)(t) цветности и, алгебраически суммируя их в сумматоре 24, получают общий для строк записи (2s-1) и 2s сигнал E*_c(t) цветности на поднесущей с частотой f_o. Разность фаз немодулированной цветовой поднесущей в сигналах цветности, сформированных из сигналов строк записи (2s-1) и 2s и сформированных из сигналов строк записи (2s+1) и (2s+2), составляет ϕ_он≈ (2n-1), как и в случае, описанном со ссылкой на фиг. 10.

Сигналами E_y(2s-1)(t) и E_y2s(t) яркости из строк записи (2s-1) и 2s, одновременно считанными из запоминающего устройства 23, модулируют в квадратуре поднесущую яркости в блоке 1, с выхода которого снимается сигнал E_YQ(t), как и в случае, описанном со ссылкой на фиг. 10. В качестве поднесущей яркости выбирается нечетная гармоника четвертьстрочной частоты f_y= f_н . В рефлексно-модулированном сигнале E_YQ(t) яркости разность фаз немодулированной поднесущей яркости в одинаковых по номерам строках смежных кадров при этом будет равна ϕ_yp≈ (2d-1) . На входы сумматора 25 поступают сигналы E*_c(t) и E_YQ(t), а с его выхода снимается цветовой телевизионный сигнал E¹_MQ(t).

Сформированный в блоке 22 (фиг. 16) цветовой телевизионный сигнал E¹_MQ(t) с помощью запоминающего устройства 33 растягивают в два раза во времени, сужая этим в два раза ширину его частотного спектра, а также уменьшая значения частот поднесущих, растянутых во времени сигнала E*_c(t) цветности и рефлексно-модулированного сигнала E_YQ(t) яркости до значений . Эти растянутые во времени сигналы E*_c(t) цветности передают в интервалах гашения, а рефлексно-модулированные сигналы E_YQ(t) яркости - в интервале активной части строки полного цветового телевизионного сигнала E_MQexp(t). При этом длительность каждой строки полного цветового телевизионного сигнала E_MQexp(t) равна 2 τ_н, частота строк , а число строк в кадре Z₂= = = , где Z₁ - число строк исходного сигнала E¹_MQ(t).

Сигнал синхронизации, выделенный схемой 5, поступает на блок 34 преобразования, с выхода которого снимаются сигналы E_s синхронизации, следующие с частотой . В этот же блок 34 могут, например, поступать и сигналы E_d дополнительной информации, которые, смешиваясь с сигналом E_s синхронизации, образуют на выходе блока 34 сигнал E_sd. В сумматоре 35 растянутый во времени цветовой телевизионный сигнал E¹_MQexp(t), смешиваясь с сигналом E_sd, образует на выходе полный цветовой телевизионный сигнал E_MQexp(t). Примерный вид сигнала E_MQexp(t) соответствует виду сигнала E_м(t), приведенному на фиг. 2. В данному случае интервал времени от t_0-1 до t_0-2 равен 2 τ_н.

На приемной стороне в принятом полном цветовом телевизионном сигнале E_MQexp(t) уменьшают вдвое длительность строк, т.е. до τ_н при сохранении длительности τ_р кадра. При этом восстанавливаются исходные временные длительности сигналов E*_c(t) цветности в интервалах гашения и рефлексно-модулированных сигналов E_YQ(t) яркости в интервалах активных частей строк. И соответственно восстанавливается ширина частотных спектров этих сигналов и номинальные значения частот f_o и f_yподнесущих.

Пример функциональной схемы устройства обработки полного цветового телевизионного сигнала E_MQexp(t) приведен на фиг. 17.

Запоминающим устройством 36 производится уменьшение длительности строк приходящего на его вход полного цветового телевизионного сигнала E_MQexp(t) в два раза при сохранении длительности τ_р кадра. Достигается это выбором отношения 1: 2 для тактовых частот записи и считывания сигналов в запоминающем устройстве 36. Считывание осуществляют циклами. Цикл считывания состоит из двух интервалов длительностью τ_н каждый. В первом интервале за время, равное τ_н, осуществляется считывание сигнала из запоминающего устройства 36. Начало интервалов считывания привязано к значениям входного сигнала, соответствующим моментам времени t_0-1, t_0-2(фиг. 18) и так далее. Затем происходит остановка считывания также на время τ_н. В результате с выхода запоминающего устройства 36 снимают полный цветовой телевизионный сигнал E_MQ(t), примерный вид которого приведен на фиг. 18.

Сигнал E_MQ(t) поступает на вход схемы 5 (фиг. 17) разделения сигналов. Сигнал E*_c(t) цветности и рефлексно-модулированный сигнал E_YQ(t) яркости, выделенные схемой 5, поступают с ее выхода в устройство 27 обработки сигналов E_YQ(t) и E*_c(t). Процесс обработки сигналов E_YQ(t) и E*_c(t) и функциональная схема устройства 27 описаны ранее со ссылкой на фиг. 14. С выхода устройства 27 снимаются сигнал E_y(t) яркости и цветоразностные сигналы E_R-Y(t) и E_B-Y(t) со строчной частотой f_н и длительностью строки τ_н. Выделенные схемой 5 сигналы E_s синхронизации (их выделение может осуществляться также непосредственно на входе запоминающего устройства 36 до сжатия сигнала) поступают на блок 37 преобразования, где осуществляется формирование из них сигналов синхронизации, следующих с частотой f_н. С другого выхода схемы 5 снимается сигнал E_d дополнительной информации. Выделенные сигналы E_y(t) яркости и цветоразностные сигналы E_R-Y(t) и E_B-Y(t) строк первого и второго полей используют при воспроизведении изображения.

Предлагаемая телевизионная система с одновременной передачей цветоразностных сигналов E_R-Y(t) и E_B-Y(t) в полном цветовом телевизионном сигнале E_MQ(t) может быть преобразована таким образом, что на приемной стороне число строк развертки сигналов E_y(t) яркости и цветоразностных сигналов E_B-Y(t) и E_R-Y(t) для обеспечения визуального восприятия заданной вертикальной четкости выбирают равным Z₃. Причем число Z₃ строк развертки превышает число Z₁ строк разложения сигналов E_y(t) яркости и цветоразностных сигналов E_R-Y(t) и E_B-Y(t), которыми модулируют соответственно поднесущую яркости частоты f_y и цветовую поднесущую частоты f_o в процессе формирования на передающей стороне полного цветового телевизионного сигнала E_MQ(t). Формирование сигналов E_y(t) яркости и цветоразностных сигналов E_B-Y(t) и E_R-Y(t), число строк развертки которых выбирается равным Z₃, может быть осуществлено устройствами 38₁, 38₂, 38₃. Функциональная схема с устройствами 38₁, 38₂, 38₃ приведена на фиг. 19. Полный цветовой телевизионный сигнал E_MQ(t) поступает на схему 5 разделения сигналов. С выхода схемы 5 сигналы E*_c(t) цветности поступают соответственно в устройство 27 (фиг. 14) обработки этих сигналов. С выходов устройства 27 (фиг. 19) сигнал E_y(t) яркости и цветоразностные сигналы E_R-Y(t) и E_B-Y(t) поступают соответственно на входы устройств 38₁, 38₂, 38₃, где способом интерполяции из числа строк Z₁ разложения сигнала E_y(t) и цветоразностных сигналов E_R-Y(t) и E_B-Y(t) получают число строк Z₃воспроизведения каждого из сигналов. Для интерполяции каждой строки развертки изображения на приемной стороне используют сигналы l строк разложения на передающей стороне. При этом из числа l строк половина являются опережающими, вторая половина - последующими для воспроизводимой на экране интерполированной строки изображения. Для выполнения операции интерполяции используют цифровые фильтры, которыми и являются устройства 38₁, 38₂, 38₃. На передающей стороне число Z₁ строк разложения выбирают в соответствии с характеристиками метода интерполяции числа Z₃ строк из числа Z₁ строк.

Предлагаемая телевизионная система с одновременной передачей цветоразностных сигналов в интервалах гашения может быть преобразована таким образом, что на передающей стороне при формировании сигналов цветности E_c(t) и рефлексно-модулированных сигналов E_YQ(t) яркости цветоразностные сигналы E_R-Y(t) и E_B-Y(t) и сигналы E_y(t) яркости, которыми как видеосигналами E_1-1(t), E_1-2(t) модулируют соответственно поднесущую яркости частоты f_y и цветовую поднесущую частоты f_o, подвергают предварительной коррекции.

Функциональная схема устройства коррекции приведена на фиг. 20.

Так как устройства 39₁ и 39₂ коррекции видеосигналов E_1-1(t) и E_1-2(t) являются идентичными, приводится описание одного устройства 39₁коррекции. На вход устройства 39₁ коррекции поступает предкорректируемый видеосигнал E_1-1(t). Предкорректируемый видеосигнал E_1-1(t) поступает на вход блока 40₁ задержки, где его задерживают на время τ_р, равное длительности одного кадра. С выхода блока 40₁ задержки видеосигнал E_1-1(t) поступает на вход блока 40₂ задержки, где его также задерживают на время τ_р, равное длительности одного кадра, и параллельно поступает на один из входов алгебраического сумматора 41₁. Предкоppектируемый видеосигнал E_1-1(t) поступает также на один из входов алгебраического сумматора 41₂, на второй вход которого поступает сигнал с выхода запоминающего устройства 40₂. На выходе алгебраического сумматора 41₂формируется разностный сигнал Δ E_1-1(t), представляющий собой разность значений предкорректируемого видеосигнала E_1-1(t) в моменты времени t и t-2 τ_р. С выхода алгебраического сумматора 41₂ разностный сигнал Δ E_1-1(t) поступает на вход устройства 42 обработки разностного сигнала, в котором осуществляются необходимые операции частотной фильтрации и шумоподавления. С выхода устройства 42 разностный сигнал ΔE_1-1(t) подается на второй вход алгебраического сумматора 41₁, где его суммируют с предкорректируемым видеосигналом E_1-1(t), задержанным на время τ_ркадра. Затем скорректированный видеосигнал E_1-1(t) с выхода алгебраического сумматора 41₁ поступает на вход блока 1 формирования рефлексно-модулированного сигнала E₃(t).

Телевизионная система с одновременной передачей цветоразностных сигналов в интервалах гашения может быть преобразована таким образом, что на передающей стороне при формировании сигналов E_c(t) цветности и рефлексно-модулированных сигналов E_YQ(t) яркости цветоразностные сигналы E_R-Y(t) и E_B-Y(t) и сигналы E_y(t) яркости, которыми как видеосигналами E_1-1(t) и E_1-2(t) модулируют соответственно поднесущую яркости частоты fy и цветовую поднесущую, подвергают специальной обработке.

Функциональная схема устройства обработки видеосигналов E_1-1(t) и E_1-2(t) приведена на фиг. 21.

Способы обработки информационных сигналов E_1-1(t) и E_1-2(t) идентичны. Ниже приводится описание способа обработки видеосигнала E_1-1(t).

Каждая строка видеосигнала E_1-1(t) записывается с тактовой частотой f_s1 в устройство 43₁ памяти. Считывание каждой строки сигнала из устройства 43₁ памяти производят с изменяющейся вдоль строки тактовой частотой f_s2(t).

f_S2(t) = где ϕ₁(t) = -t, t изменяется в пределах от 0 до τ_н, τ_н - длительность строки, Δτ_н - длительность интервала гашения по строкам, положительное число W₁>2, - модуль значения ϕ₁ (t) при t = .

С выхода устройства 43₁ памяти видеосигнал E_1-1(t) поступает на вход блока 44₁, где осуществляют его частотную коррекцию. С выхода блока 44₁ обработанный видеосигнал E_1-1(t) поступает на вход блока 1 формирования рефлексно-модулированного сигнала вида E₃(t), входящего в состав полного цветового телевизионного сигнала E_MQ(t). На приемной стороне выделенные видеосигналы E_y(t) яркости и цветоразностные сигналы E_B-Y(t) и E_R-Y(t) записывают построчно с тактовой частотой f_s3 в запоминающие устройства 28₁, 28₂ и 30 соответственно устройства 27 обработки сигналов E_YQ(t) и E_c(t), описанных со ссылкой на фиг. 14, а считывают с переменной вдоль строки тактовой частотой
f_S4(t) =
Телевизионная система с одновременной передачей цветоразностных сигналов E_R-Y(t) и E_B-Y(t) в интервалах гашения может быть преобразована таким образом, что при обработке видеосигналов E_1-1(t) и E_1-2(t) на передающей стороне тактовую частоту f_s1(t) записи выбирают изменяющейся в интервале времени t, равном длительности τ_v поля.

f_S1(t) = где ϕ₂(t) = -t, t изменяется в пределах от 0 до τ_v, τ_v - длительность интервала гашения по полям, положительное число W₂>2, - модуль значения ϕ₂(t) при t = , f_s1(t)=f_s1 при cosϕ₂(t) = cosϕ(t)dϕ , а считывают с частотой f_s2(t).

На приемной стороне при обработке сигналов E_y(t) яркости и цветоразностных сигналов E_R-Y(t) и E_B-Y(t) тактовую частоту f_s2(t) записи выбирают переменной в интервале, равном длительности τ_v поля,
f_S3(t) = где f_s3=f_s3(t) при cosϕ₂(t) = cosϕ₂(t)dt, а считывают с частотой f_s4(t).

Телевизионная система с одновременной передачей цветоразностных сигналов в интервалах гашения может быть преобразована таким образом, что при обработке видеосигналов E_1-1(t) и E_1-2(t) на передающей стороне тактовую частоту f_s1 записи выбирают изменяющейся в интервале времени t, равном длительности τ_v поля, в соответствии с выражением
f_S1(t) = · fC₁τ_v+(1-C₁)+Δτ_v-2t где |τ_v + Δτ_v - 2t| - модуль величины (τ_v+ τ_v-2t), С₁ - коэффициент, равный отношению значения f_s1(t) при t = к значению f_s1(t) при t = С₁ 0, f_s1 - значение f_s1(t) при t = + .

Тактовую частоту f_s2(t) считывания выбирают изменяющейся в интервале τ_н строки в соответствии с выражением
f_S2(t) = · f_S1(t)C₂τ_н+(1-C₂)+Δτ_н-2t где |τ_н + τ_н - 2t| - модуль выражения (τ_н+Δτ_н-2t), t - изменяется в интервале от 0 до τ_н, положительное число С₂ - коэффициент, равный отношению значения f_s2(t) t = к значению f_s2(t) при t = .

На приемной стороне при обработке сигналов Ey(t) яркости и цветоразностных сигналов ER-Y(t) и EB-Y(t) тактовую частоту fs3(t) записи выбирают изменяющейся за время, равное длительности поля v, в соответствии с выражением
f_S3(t)=f_S3·
где f_s3 - значение f_s3(t) при t = + .

Тактовую частоту f_s4(t) считывания выбирают в соответствии с выражением
f_S4(t)= f_S3· (t) , где t изменяется в пределах от 0 до τ_н.

Передача телевизионных сигналов в узкой полосе частот. Предлагаемая телевизионная система, полный цветовой телевизионный сигнал E_MQ(t) которой состоит из сигналов строк передачи длительностью 2 τ_н, может быть использовано для передачи телевидения, например, в специальных трактах при записи программ телевидения на бытовых видеомагнитофонах. В отличие от системы передачи двух цветных изображений в совмещенной полосе частот телевизионная система со строками передачи длительностью 2 τ_н может быть, например, использована для передачи через спутниковый канал связи (с делением полосы частот высокочастотного тракта) двух телевизионных программ с разными стандартами разложения - европейским (625 строк, 25 кадров) и американским (525 строк, 30 кадров). При этом благодаря уменьшению полосы частот полного цветового телевизионного сигнала европейской системы с 5-6 МГц до 2,5-3 МГц, американского стандарта - с 4,2 до 2,1 МГц, индексы девиации и помехозащищенность передачи каждой из программ практически не будет отличаться от помехоустойчивости передачи одной стандартной вещательной системы через этот спутниковый канал связи. Другой пример использования этой системы - передача изображений телевидения высокой четкости без пропорционального расширения полосы частот полного цветового телевизионного сигнала.

П р и м е р 1. Передача изображения исходной системы 625 строк, 25 кадров (50 полей) в канале с полосой частот порядка 3 МГц. Входной сигнал E_м(t) - число строк разложения 625, длительность строки τ_н=64 мкс, длительность активной части строки - 52 мкс, длительность передачи сигнала цветности - 10,4 мкс (коэффициент сжатия сигнала цветности 5:1), полоса частот полного цветового телевизионного сигнала Δf=6 МГц, размах сигнала E_y(t) яркости от "уровня черного" до "уровня белого" 0,7, размах "пьедестала" - 0,35 (фиг. 8).

Формирование сигнала E_MQexp(t). Из сигнала E_м(2s-1)(t) строки первого поля выделяется сигнал E*_c(2s-1)(t) цветности вместе с "пьедесталом", из сигнала E_м(2s)(t) строки второго поля также выделяется сигнал E*_c(2s)(t) цветности с его "пьедесталом". При алгебраическом суммировании этих напряжений (в данном случае вычитании) образуется сигнал E*_c(t) цветности, разность "пьедесталов" даст ноль. Выделенные из сигналов E_м(2s-1)(t) и E_м(2s)(t) сигналы E_y(2s-1)(t) и E_y(2s)(t) яркости в гасящих интервалах, из которых ранее удалены сигналы цветности, вводят "пьедесталы" размахом 0,35 (половина размаха яркости от "уровня черного" до "уровня белого" и осуществляют привязку уровня по плоской части (вершине) импульсов "пьедесталов". В результате сигналы E_y(2s-1)(t) и E_y(2s)(t) яркости становятся биполярными с максимальным размахом + 0,35. Биполярными сигналами E_y(2s-1)(t) и E_y(2s)(t) яркости модулируют поднесущую яркости, частота которой
f_y= f_н, где f_н - частота строк входного сигнала Е_м(t). Рефлексно-модулированный сигнал E_YQ(t) яркости имеет размах +0,5 от уровня привязки (постоянной составляющей), так же, как и сигнал E*_c(t) цветности. Сигналы E_YQ(t) и E_c(t) суммируются (они не совпадают во времени), образуя полный цветовой телевизионный сигнал E_MQ(t), который растягивается во времени в два раза. В растянутый сигнал замешиваются сигналы E_s синхронизации. Примерный вид осциллограммы полного цветового телевизионного сигнала E_MQexp(t), состоящего из строк передачи длительностью 2 τ_н, соответствует показанному на фиг. 2. В данном случае время от t_0-1 до t_0-2 (между началами сигналов E_s синхронизации) составляет 128 мкс. В интервале от t_0-1 до t₁ длительностью 2 мкс передается сигнал E_sсинхронизации, интервалы t₁÷t₂, t₃÷t₄, и t₅÷t₆ длительностью по 0,4 мкс каждый - защитные интервалы между сигналами. В интервале t₂÷t₃длительностью 20,8 мкс передается сигнал E*_c(t) цветности, в интервале t₄÷t₅ длительностью 104 мкс передается растянутый во времени рефлексно-модулированный сигнал E_YQexp(t) яркости. Таким образом входной сигнал E_MQ(t) преобразуется в сигнал E_MQexp(t) со следующими характеристиками:
частота строк 7812,5 Гц, число строк в кадре 312,5, частота кадров 25 Гц, полоса частот полного цветового телевизионного сигнала 3 МГц.

E_YQexp(t)=E_Y(2S-1)exp(t)·sint+E_Y(2S)exp(t)cost, где ω_у=2πf_у
Число независимых элементов сигнала E_y(2s-1)exp(t) ^. sintравно 2 ˙3 ˙10⁶ ˙104x10^-6= 624, число независимых элементов сигнала E_y(2s)exp(t) cost в той же строке передачи равно 2 ˙3˙ 10⁶ ˙104 ˙10^-6=624. Таким образом, общее число независимых элементов яркости в одной строке передачи 624x x2=1248, в кадре - 39˙ 10⁴, в активной части кадра - 358800, в секунду - 897 ˙10⁴, т.е. столько же, сколько и в исходном сигнале E_м(t).

На приемной стороне проводят операции обработки полного цветового телевизионного сигнала E_MQexp(t) и извлечения из него сигналов E_y(2s-1)(t) и E_y(2s)(t) яркости и сигнала E*_c(t) цветности, общего для строк (2s-1) и 2s, для воспроизведения строк (2s-1) и 2S-1+ изображения способом, описанным выше со ссылкой на фиг. 17. Параметры восстановленных сигналов яркости и цветности соответствуют параметрам исходных сигналов, использовавшихся при формировании полного цветового телевизионного сигнала на передающей стороне.

П р и м е р 2. Реализация системы телевидения высокой четкости (ТВЧ). Исходные данные: число независимых элементов яркости в строке 2000, что соответствует числу независимых элементов яркости в строке системы HDTV 1125/60/2: 1 при полной полосе частот 33,75 МГц. Длительность активного интервала τ_на строки - 78% от τ_н. Соотношение между яркостной и цветовой четкостью по горизонтали 4: 1. Эти данные взяты такими же, как в системе HDTV 1125 для удобства сравнения двух систем. Число независимых элементов в активном интервале строки τ_насоставляет 2000 х x0,78=1560, что с учетом различия в форматах 16: 9 и 4: 3 даст превышение яркостной четкости по сравнению с системами 625 строк 50 полей, а именно:
- с системой 625 строк Δ F=5 МГц (стандарт G C.C.I.R.) -
1560· = = 2,25 раза где 16:9 - формат кадра предлагаемой системы ТВЧ, число элементов в активной части строки ТВЧ - 1560. Эквивалентная четкость по горизонтали системы ТВЧ 1560 x = 877,5, 4: 3 - формат кадра системы 625 строк, 52 мкс - длительность активной части строки в системе 625 строк 50 полей;
- с системой 625 строк Δ F=5,5 МГц (стандарт I C.C.I.R) - в 2,05 раза;
- с системой 625 строк Δ F=5,75 МГц (аналоговая база цифрового кода студии 4:2:2) - 1,96 раза;
- с системой 625 строк Δ F=6 МГц (стандарты D, K, KI и L C.C.I.R) - в 1,875 раза.

По сравнению с системой 525 строк, 60 полей, Δ F=4,2 МГц (стандарт M C. C. I.R., используемый в США, Канаде, Японии и некоторых других странах) - в ≈ 2,68 раза. По сравнению с системой HDTV 1125 строк ΔF=20 МГц - в 1,69 раза. По сравнению с потенциальной теоретической четкостью в системе MUSE (748 отсчетов в строке) - в 2,1 раза.

Следует указать, что значение четкости по горизонтали, вычисленное как отношение числа независимых элементов яркости в активном интервале τ_на к формату кадра 877,5 строк (или пиксел), соответствует четкости по горизонтали 1125 строк (пиксел). При расстояниях рассматривания, равных трем и четырем высотам экрана (соответственно ≈ 1,69 и 2,25 ширины экрана), это составляет 41,7 Гц и 32 Гц/^o, для числа строк 877,5 четкости (учет элементов в активной части строки) при тех же углах зрения, соответственно 32,5 Гц/^o и 25,6 Гц/^o. Для сравнения, острота зрения в 1 угловую минуту, принятая как номинальная при наблюдении натурных объектов, соответствует пространственной частоте 30 Гц/^o.

Требования к вертикальной четкости определяются анизотропией разрешающей способности зрения по вертикали и горизонтали при наблюдении широкоформатных изображений, когда разрешающая способность по горизонтали определяется бинокулярным зрением, а по вертикали - монокулярным. Эта анизотропия по физиологическим данным составляет 0,7-0,8. Таким образом при горизонтальной четкости 877,5 пиксел (строк телевизионных) четкость в активной части кадра по вертикали должна составлять 614-702 пиксел, с учетом обратного хода по кадру (8%) соответственно 667-763 пиксела. Для сравнения, в системах с числом строк разложения 625, в активной части кадра - 575 строк четкость по вертикали при чересстрочной развертке составляет 364 пиксела, при прогрессивной развертке - порядка 405 пиксел, в пересчете с учетом обратного хода по кадру - 395 и 440 пиксел. В системе HDTV 1125 строк при активной части кадра 1035 строк вертикальная четкость при чересстрочной развертке составляет 655 пиксел (с учетом обратного хода по кадру 712 пиксел), в случае прогрессивной развертки - порядка 729 пиксел (с учетом обратного хода по кадру - 792 пиксела).

При использовании на приемной стороне интерполятора в виде цифрового фильтра с крутизной среза частотной характеристики порядка 11-15% от полосы пропускания можно ограничиться числом Z= 875 строк разложения при числе активных строк порядка 805-810, что обеспечивает вертикальную четкость воспроизводимых изображений порядка 725-729 пиксел в активной части кадра (787,5 пиксел с учетом обратного хода) при крутизне среза амплитудно-частотной характеристики фильтра 11% и вертикальную четкость порядка 702-706 пиксел в активной части кадра (763 пиксела с учетом обратного хода) при крутизне среза амплитудно-частотной характеристики фильтра примерно 15% от полосы пропускания.

Таким образом, достигаемая при передаче 875 строк разложения исходного изображения и применении интерполяции вертикальная четкость превышает четкость, достигаемую при чересстрочной развертке в системах 625 строк, в 1,9-2 раза, четкость, достигаемую при прогрессивной развертке системы 625 строк, в 1,74-1,8 раза. По сравнению с системой HDTV 1125 в случае чересстрочной развертки изображений этой системы - в 1,07-1,11 раза. При прогрессивной развертке изображений в HDTV - в 0,996-1 раз, т.е. четкость практически одинакова.

Для передачи сигналов системы с числом независимых элементов за время τ_н строки, равным 2000, при числе строк разложения 875, при частоте полей 50 Гц (25 кадров) требуемая полоса частот Δ F составляет 21,875 МГц длительность строки τ_н = , где частота кадров f_р=25 Гц, число строк Z=875, частота строк f_н=875x25=21875 Гц, τ_н=45,714 10^-6 с, ΔF = = 21,875·10⁶Гц.

Полный цветовой телевизионный сигнал Е_м(t) такой системы, которую можно условно назвать системой ТВЧ 2000 х 875/50/2:1, поступает на вход схемы 5 разделения сигналов (фиг. 16). Форма входного сигнала Е_м(t) соответствует виду, приведенному на фиг. 8. Интервалы времени t_0-1÷t_0-2=45,714 ^.10^-6 c - длительность τ_н строки; интервал t_0-1÷t₁ ≈ 0,534 ^. 10^-6 c (порядка 23,5 независимых отсчетов сигнала) - интервал передачи сигнала E_s строчной синхронизации; интервал t₂÷t₃=8,914 ^. 10^-6с - интервал передачи "пьедестала" размахом 0,35 (половина размаха сигнала E_y(t) яркости от "уровня черного" до "уровня белого"). На "пьедестале" расположен сжатый во времени сигнал E*_c(t) цветности (390 независимых отсчетов цветоразностного сигнала E_R-Y(t) и 390 независимых отсчетов цветоразностного сигнала E_B-Y(t), рефлексно-модулирующих цветовую поднесущую с частотой f_o). Интервал t₄÷t₅=35,66 10^-6 c (1560 независимых отсчетов сигнала E_y(t) яркости) - активная часть строки длительностью τ_на; интервалы t₁÷t₂, t₃÷t₄, t₄÷t_0-2 - защитные интервалы длительностью по ≈ 0,2x10^-6 с каждый (порядка девяти независимых отсчетов сигнала каждый). Из входного полного цветового телевизионного сигнала Е_м(t) строк (2s-1) первого поля и смежной в пространстве строки 2S-1+ второго поля выделяют соответственно сигналы E*_c(2s-1)(t) и E*_c(2s)(t) цветности вместе с "пьедесталами". При алгебраическом суммировании выделенных напряжений (в данном случае вычитании) образуется общий для строк (2s-1) и 2S-1+ сигнал E*_c(t) цветности, разность "пьедесталов" дает ноль. В выделенные из полного цветового телевизионного сигнала Е_м(t) в строках (2s-1) и 2S-1+ сигналы E_y(2s-1)(t) и E_y(2s)(t) яркости в гасящие интервалы, свободные после выделения из них сигналов E*_c(t) цветности, вводят "пьедесталы" размахом 0,35 (половина размаха сигнала яркости от "уровня черного" до "уровня белого" на фиг. 8) и осуществляют привязку уровня по плоской части (вершине) импульсов "пьедесталов". В результате сигналы E_y(2s-1)(t) и E_y(2s)(t) становятся биполярными с размахом + 0,35. Биополярными сигналами E_y(2s-1)(t) и E_y(2s)(t) модулируют поднесущую яркости, частота f_y которой равна f_y= f_н , где f_н - частота строк входного сигнала Е_м(t), f_н=21875 Гц. Приняв d=3, например, получаем для частоты f_y поднесущей яркости значение f_y=27343,75 Гц. Рефлексно-модулированный сигнал E_YQ(t) яркости имеет размах + 0,5 от уровня привязки, являющегося "нулевым". Такой же размах имеет сигнал E*_c(t) цветности. Растянутые во времени в два раза сигналы E*_c(t) цветности и рефлексно-модулированный сигнал E_YQ(t) яркости используют при формировании полного цветового телевизионного сигнала E_MQexp(t). Форма сигнала E_MQexp(t) на выходе соответствует приведенной на фиг. 2. Интервал времени t_0-1÷ t_0-2 - длительность строки преобразованного входного сигнала предлагаемой системы ТВЧ 2000 х 875/50/2:1, τ_н на выходе (длительность строки передачи) равна суммарному времени 4 10³ независимых отсчетов частоты 21,875 МГц (≈ 91,43 ˙10^-6 с). Интервал времени t_0-1÷t₁ - длительность передачи импульсов синхронизации по строкам - равен 61 независимому отсчету тактовой части 21,875 МГц х 2 (≈ 1,386 ˙10^-6 с).

Интервал t₂-t₃, выделенный для передачи сигнала E*_c(t) цветности, длительностью в 780 независимых отсчетов тактовой частоты 21,875 х 2 МГц примерно равен 17,83 10^-6 с. Интервал активного хода τ_на по строке t₄÷t₅, в котором передается рефлексно-модулированный сигнал E_YQ(t) яркости, длительностью 3120 независимых отсчетов тактовой частоты 21,875 х 2 МГц, примерно равен 71,314˙ 10^-6 с. Защитные интервалы t₁÷t₂, t₃÷t₄, t₅÷t_0-2 длительность ≈ 0,3˙ 10^-6 с каждый. Частота строк передачи - = 10937,5 Гц . Полоса частот Δ F выходного полного цветового телевизионного сигнала E_MQexp(t) Δ F=10,9375 МГц, что вдвое меньше, чем во входном сигнале системы ТВЧ 2000 х 875/50/2: 1 и в 3,1 раза меньше, чем у сигнала системы HDTV 1125/60/2: 1, Δ F=33,75 МГц при той же воспроизводимой четкости на приемном экране (1560 независимых элементов яркости в строке). По сравнению с системой HDTV 1125/60/2:1, Δ F=20 МГц, четкость по горизонтали выше в ≈ 1,69 раза при более узкой полосе в ≈ 1,83 раза. По сравнению с системой MUSE - в ≈ 2,1 раза выше при расширении полосы частот ΔF примерно на 35%. Такая же горизонтальная четкость, как в системе HDTV 1125/60/2:1, Δ F=20 МГц обеспечивается при полосе частот Δ F полного цветового телевизионного сигнала E_MQexp(t) ΔF=6,48 МГц.

Введение переменной четкости по строке и кадру, линейно убывающей от центра к краю растра от 100% до ≈ 93% на границах растра (в самых угловых точках растра до 13%), что практически незаметно глазом в этих точках изображения на приемном экране, позволяет сократить полосу частот Δ F до 6 МГц, что соответствует стандартной полосе частот пропускания каналов связи в Европейской зоне - полоса пропускания по видеочастоте модулирующего полного цветового телевизионного сигнала Е_м(t). Обработка полного цветового телевизионного сигнала на приемной стороне и выделение из него сигналов яркости и цветности осуществляется способом описанным выше со ссылкой на фиг. 17.

Дополнительная обработка сигналов яркости и цветоразностных сигналов может осуществляться в соответствии со способами, описанными со ссылками на фиг. 19, 20, 21.

Предлагаемая телевизионная система с временным уплотнением сигналов, содержащих информацию о яркости и цветности, с передачей в интервалах гашения по строкам сигнала цветности, представляющим собой цветовую поднесущую, рефлексно-модулированную одновременно двумя цветоразностными сигналами, а также ее модификации с передачей в активной части строки рефлексно-модулированных сигналов яркости обеспечивают передачу большего объема информации в той же полосе частот, чем известные системы вещательного телевидения. Поскольку приходится сравнивать с известными вещательными системами, имеющими разное число строк и кадров разложения, неодинаковое отношение активного интервала τ_на к длительности строки τ_н, а также отличающимися по полосе частот полного цветового телевизионного сигнала, то при сравнении эти параметры выбираются одинаковыми для предлагаемой системы и сравниваемой с ней известной вещательной системой.

Информация о цветности в единицу времени (1 с),
- в сравнении с SECAM (625 строк, τ_на=81,25% τ_н, Δ F=7 МГц) больше в ≈ 1,4 раза для малых насыщенностей цвета в SECAM, в ≈ 2,7 раза для насыщенности цвета порядка 50% в SECAM (передача информации о цветности в SECAM из-за нелинейных предискажений в кодирующем устройстве зависит от насыщенности цвета), отсутствуют перекрестные помехи из канала яркости, свойственные SECAM;
- в сравнении с PAL - примерно одинаково, но без перекрестных помех от сигнала яркости;
- в сравнении с МАС-С (625 строк, Δ F=8,4 МГц) примерно в 1,5 раза больше;
- в сравнении с системой HDTV (1125 строк, частота кадров 30 Гц, частота полей 60 Гц, τ_на 78% τ_н, Δ F=20 МГц) в два раза больше;
- в сравнении с MUSE (Δ F=8,1 МГц) - больше в два раза.

Информация о яркости, передаваемая в активной части строки при прочих равных условиях, число строк и кадров, длительность τ_на, полоса частот по сравнению со всеми известными системами вещательного телевидения - больше в два раза, причем по сравнению с системами с частотным уплотнением сигналов яркости и цветности без перекрестных помех от сигнала цветности.

Как показали проведенные теоретические и экспериментальные исследования, предлагаемая телевизионная система благодаря увеличению объема информации о цветности, передаваемого в интервале гашения по строкам, обладает следующими преимуществами по сравнению со стандартными системами телевизионного вещания (NTSC, SECAM, PAL):
- высоким качеством цветных и черно-белых (совместимых) изображений за счет отсутствия перекрестных искажений между сигналами яркости и цветности; обеспечение полной яркостной четкости, определяемой стандартом вещания; отсутствием мерцаний на горизонтальных цветовых переходах;
- большой гибкостью характеристик по сигналу цветности (изменение четкости по горизонтали, вертикали и по оси времени,) что может потребоваться при использовании системы в различных звеньях тракта. Например, четкость цветности по горизонтали может быть получена равной от 1/5 до превышающей 1/2 от яркостной при соответствующих изменениях разрешающей способности по вертикали от полной до 1/4 и по оси времени от 100% до 50% от яркостной. Существенно, что при этом не требуется декодирования полного цветового сигнала, затрагивающего яркостную составляющую;
- чувствительностью к частотным и фазовым искажениям в канале связи почти такой же, как у сигналов черно-белого телевидения. Благодаря использованию рефлексно-квадратурной модуляции неравномерности частотных и фазовых характеристик, а также искажения типа "дифференциальная фаза" и "дифференциальное усиление" не вызывает искажений цвета (цветового тона и насыщенности) на экране, не возникает перекрестных искажений между цветоразностными сигналами. При ограничении полосы пропускания канала связи изменяются лишь цветовая и яркостная четкость изображений, причем примерно одинаково в процентном отношении. По чувствительности к ограничению полосы частот пропускания тракта имеются существенные преимущества не только в сравнении с существующими стандартными системами цветового телевидения, но и в сравнении с системой МАС;
- отсутствием потерь качества и специфических искажений, связанных с разделением компонент яркости и цветности в исходном полном цветовом сигнале при транскодировании в сигналы стандартных систем цветного телевидения, а также в сигналы систем цифрового телевидения;
- большей помехоустойчивостью сигналов цветности при передаче по наземным и космическим каналам связи, а также при видеозаписи, чем в стандартных системах цветного телевидения. Помехоустойчивость яркостного сигнала выше, чем в МАС.

Свойства полного цветового телевизионного сигнала предлагаемой телевизионной системы определяют широкие возможности ее использования в различных областях телевизионной техники.

1. В комплексах производства программ в качестве системы промежуточного кодирования, поскольку предлагаемая телевизионная система обладает в этом отношении преимуществами по сравнению с существующими стандартными системами, а именно: при микшировании сигналов могут быть использованы существующие микшеры в режиме работы с сигналами черно-белого телевидения, не требуется ни декодирования, ни повторного кодирования, существенно снижающих качество изображений, не требуется специальной операции по выравниванию фаз поднесущих, поскольку при низкой частоте поднесущей (например, 12 кГц) 5^о фазы поднесущей существенно больше половины длительности яркостного элемента (требование для микширования сигналов черно-белого телевидения); при формировании комбинированных изображений не требует ремодуляции полного цветового сигнала (в отличие от SECAM); при записи полного цветового сигнала к тракту изображения видеомагнитофона не предъявляются дополнительные требования по сравнению с нормами записи сигналов черно-белого телевидения; при работе электронных синтезаторов и преобразователей изображений (устройств видеоэффектов "Электронного художника") от полного цветового сигнала нет потерь качества, связанных с разделением яркостных и цветовых составляющих во входном сигнале; при совместной работе технических средств, использующих аналоговый полный цветовой сигнал (существующие линии связи, видеомагнитофоны) и устройств или комплексов, в которых применяются цифровые компонентные сигналы, когда приходится несколько раз осуществлять преобразования цифра-аналог и аналог-цифра, качество изображений может снижаться только за счет возрастания шумов квантования, как в черно-белом телевидении.

2. В системах связи для передач по наземным и космическим каналам связи, а также через телевизионные радиопередатчики и ретрансляторы; для обеспечения высокого качества изображений при передаче цветных программ (к характеристикам линий связи не предъявляются дополнительные требования, связанные с передачей сигналов цветности); для обеспечения передачи цветных программ по специальным линиям связи, характеристики которых хуже стандартных либо нестабильны во времени; для передачи цветных изображений в специальных узкополосных (1,5-2 МГц) трактах; для обеспечения высокого качества изображений при международном обмене программами с использованием транскодирования; для обеспечения связи между цифровыми телецентрами при использовании аналоговых линий связи; для обеспечения снижения колориметрических искажений при передаче сигналов цветного телевидения в цифровых линиях связи с пониженной скоростью цифровых потоков; для возможности создания системы двух цветных программ в существующих линиях связи (качество изображений каждой из программ такое же, как при передаче по этой линии связи одной программы цветного телевидения при использовании стандартных вещательных систем); для возможности создания системы передачи сигналов стереоцветного телевидения с полной вертикальной и горизонтальной четкостью "правого" и "левого" изображений (в соответствии с требованием стандартов разложения 625 строк, 50 полей) в существующих линиях связи (к характеристикам канала связи предъявляются дополнительные требования только в отношении линейности амплитудных характеристик, как и при передаче двух программ); для возможности создания систем передачи сигналов телевидения высокой четкости в существующих линиях связи, а также через существующие телевизионные радиопередатчики и ретрансляторы (дополнительные требования к характеристикам канала связи предъявляются лишь по линейности амплитудных характеристик); для возможности создания массовых приемников телевидения высокой частоты, требования к характеристикам радиоканала (селектор, УПЧ) которых практически не отличались бы от требований к параметрам радиочастотного тракта современных телевизоров.

3. В полупрофессиональной и бытовой видеозаписи для обеспечения полной яркостной четкости, например, соответствующей стандарту разложения 625 строк при записи сигнала с полосой 2,6-3 МГц, а также для обеспечения записи сигналов телевидения высокой четкости в полосе 6-8 МГц двухголовочным видеомагнитофоном.

Изобретение относится к цветному телевидению и может быть использовано для передачи двух телевизионных программ по одному стандартному телевизионному каналу и для сокращения полосы частот полного цветового телевизионного сигнала (ПЦТС), например для передачи телевидения высокой четкости по стандартному телевизионному каналу. Цель изобретения - увеличение объема информации, передаваемой ПЦТС, и улучшение помехозащищенности передаваемой информации. ПЦТС E_м(t) формируют, используя рефлексно-модулированные сигналы (РМС) E₃(t) , при этом на передающей стороне видеосигналами E_1-1(t) , E_1-2(t) осуществляют квадратурную модуляцию поднесущих в фазах 0 и ± Π/2 , формируя РМС E₃(t) на поднесущих, выбор частот f которых обеспечивает требуемые разности фаз поднесущих в соседних строках одного кадра и в одинаковых по номерам строках смежных кадров и передают сформированные РМС в выделенных для них временных интервала ПЦТС E_м(t) . При приеме из ПЦТС E_м(t) выделяют посылки РМС E₃(t) , задерживают их на интервалы времени, кратные длительностям телевизионной развертки, умножают задержанные и незадержанные посылки на гармонические сигналы U₁(t) , U₂(t) , алгебраически суммируют и выделяют из сигналов, полученных при суммировании, видеосигналы E_1-1(t) , E_1-2(t). 20 з.п. ф-лы, 21 ил.

1. ТЕЛЕВИЗИОННАЯ СИСТЕМА, в полном цветовом телевизионном сигнале (ПЦТС) которой сигналы, содержащие информацию о яркости и цветности изображений, передают с временным уплотнением, размещая сигналы яркости во всем интервале активной части строки, а сжатые во времени цветоразностные сигналы, содержащие информацию о цветности - в интервалах гашения по строкам, отличающаяся тем, что, с целью увеличения объема информации, передаваемой ПЦТС, и улучшения помехозащищенности передаваемой информации, ПЦТС формируют, используя содержащие информацию об отдельных характеристиках изображений рефлексно-модулированные сигналы (РМС) вида E₃(t), в том числе РМС E_yQ(t) яркости и сигналы E_c(t) цветности, при этом при передаче видеосигналами E_1-1(t), E_1-2(t), содержащими информацию об отдельных характеристиках изображений, т.е. такими видеосигналами, как сигналы E_y(t) яркости и цветоразностные сигналы E_R-Y(t) и E_B-Y(t), осуществляют квадратурную модуляцию
поднесущих в фазах 0 и формируют РМС вида E₃ (t) = E_1-1(t) cosω t + E_1-2(t) sinω t на поднесущих, выбор частот f= которых обеспечивает требуемые разности фаз ϕ немодулированных поднесущих в соседних строках одного кадра ϕ_н и в одинаковых по номерам строках смежных кадров ϕ_p , и передают сформированные РМС вида E₃(t) в выделенных для них временных интервалах ПЦТС E_m(t), а при приеме из принятого ПЦТС E_m(t) выделяют посылки РМС вида E₃(t) и направляют их в каналы обработки информации, содержащейся в этих сигналах, в каналах обработки РМС вида E₃(t) осуществляют задержку посылок этих сигналов на интервалы времени T, кратные длительностям периодов телевизионной развертки, и обрабатывают совместно задержанные и незадержанные посылки РМС вида E₃(t) путем их умножения на гармонические сигналы в соответствующих фазах, алгебраически суммируют напряжения, получаемые в результате перемножений задержанной и незадержанной посылок РМС вида E₃(t) в каждом из каналов
обработки, и выделяют из сигналов, полученных при суммировании этих напряжений в данном канале обработки, соответствующие видеосигналы E_1-1(t), E_1-2(t), модулирующие поднесущие при передаче, в том числе сигналы E_y(t) яркости и цветоразностные сигналы E_R-y(t), E_B-y(t) при обработке РМС E_yQ(t) яркости и сигналов E_c(t) цветности, выравнивают временные масштабы сигналов E_y(t) яркости и цветоразностных сигналов (E_R-y(t), E_B-y(t)) и совмещают их во времени. 2. Система по п.1, отличающаяся тем, что при приеме совместную обработку задержанной и незадержанной посылок РМС вида E₃(t) осуществляют путем умножения одной посылки на гармонический сигнал вида U₁(t) = 2cosω_xt, другой посылки - на гармонический сигнал вида U₂(t) = 2cos(ω_xt + π + q ϕ_н) ,
где ω_x = 2π f_x , f_x - частота гармонического сигнала, превышающая верхнюю граничную частоту f_lim спектра РМС вида E₃(t), q - число натурального ряда, суммируют алгебраические напряжения, получаемые в результате первого и второго перемножений, и детектируют полученный при этом суммировании квадратурно-модулированный сигнал с развернутыми боковыми полосами на высокочастотной несущей, выделяя оба модулирующих видеосигнала E_1-1(t) и E_1-2(t). 3. Система по п.1, отличающаяся тем, что при приеме совместную обработку задержанной и незадержанной посылок РМС вида E₃(t) осуществляют непосредственно на частоте f поднесущей путем умножения одной посылки на гармонический сигнал вида U₁(t) = 2cosω t , а другой посылки - на гармонический сигнал вида U₂(t) = 2cos(ω t + π + q ϕ_н) , где ω = 2π f , q - число натурального ряда, и алгебраическим суммированием напряжений, полученных в результате первого и второго перемножений, непосредственно выделяют модулирующий поднесущую видеосигнал e_1-1(t), одновременно умножают задержанную и незадержанную посылки РМС вида E₃(t) соответственно на гармонические сигналы вида U₃(t) = 2sinω t и
U₄(t) = 2sin(ω t + π + q ϕ_н) и суммированием напряжений, полученных в результате этих двух перемножений, непосредственно выделяют второй модулирующий поднесущую видеосигнал E_1-2(t). 4. Система по п.1, отличающаяся тем, что в ПЦТС E_m(t) одновременно передают оба цветоразностных сигнала E_R-y(t), E_B-y(t) путем рефлексной квадратурной модуляции цветовой поднесущей, при этом при передаче цветоразностными сигналами E_R-y(t) и E_B-y(t), как видеосигналами E_1-1(t) и E_1-2(t), модулируют напряжения поднесущих в фазах 0 и , формируя сигнал E_c(t) цветности, являющийся РМС вида E₃(t), на цветовой поднесущей частоты
f_o=
где f_н - частота строк;
f_p - частота кадров;
m и n - числа натурального ряда, выбор которых обеспечивает разность фаз ϕ₀ цветовой поднесущей в соседних строках одного кадра ϕ_он≈ (2n-1) и в одинаковых по номерам строках смежных кадров ϕ_0p = π (2i - 1) , где i - целое число,
изменяют временной масштаб сигнала E_c(t) цветности с коэффициентом сжатия K, равным отношению верхней граничной частоты номинальной полосы частоты ПЦТС E_m(t) к выбранному значению верхней граничной частоты f_limспектра, передаваемого в одной строке сигнала E_c(t) цветности до его сжатия во времени, входящие в состав сигнала E_c(t) цветности сигналы цветовой синхронизации в виде посылок сжатого во времени в K раз сигнала рефлексно-модулированной цветовой поднесущей в "опорной" фазе передают в нескольких строках интервала гашения по кадрам, причем время передачи каждой посылки сигналов цветовой синхронизации в строках кадрового интервала гашения равно времени передачи сигнала цветности в одной строке активной части кадра, сжатый во времени сигнал E_c^* (t) цветности передают в ПЦТС E_m(t) в интервалах между срезом строчного сигнала синхронизации и началом активной части строки, а при приеме из принятого ПЦТС E_m(t) выделяют
посылки сигналов E_c^* (t) цветности, задерживают их на время, равное длительности кадра, алгебраически суммируют с посылками сигналов E_c^* (t) цветности в одинаковых по номерам строках незадержанного сигнала кадра, поступающего на вход, посылки сигналов E_c(t) цветности, суммированных из одинаковых по номерам строк смежных кадров, дополнительно задерживают на время T = q τ_н , где τ_н= - длительность строки, и совместно обрабатывают задержанную и незадержанную посылки сигналов E_c(t) цветности путем умножения их на гармонические сигналы в соответствующих фазах, причем разность Δ ϕ₀ фазы ϕ₀₁ немодулированной цветовой поднесущей в задержанной посылке сигнала E_c(t) цветности и фазы ϕ₀₂ немодулированной цветовой поднесущей в незадержанной посылке сигнала E_c(t) цветности связана с временем T задержки соотношением
Δ ϕ₀ = ϕ₀₁ - ϕ₀₂ = ω₀q τ_н ,
где ω₀ = 2π f₀ . 5. Система по пп.1, 2 и 4, отличающаяся тем, что совместную обработку задержанной и незадержанной посылок алгебраически суммированных сигналов E_c(t) цветности из одинаковых по номерам строк смежных кадров осуществляют путем умножения одной из них на гармонический сигнал вида U₁(t) = 2cos ω_xt , а другой - на гармонический сигнал вида U₂(t) = 2cos ( ω_xt + π + Δ ϕ₀) , где
ω_x = 2π f_x , f_x - частота гармонического сигнала, превышающая граничную частоту f_lim спектра сигнала E_c(t) цветности, суммируют полученные в результате этих перемножений напряжения и детектируют образовавшийся при этом сигнал цветности с развернутыми боковыми полосами на высокочастотной несущей, выделяя оба цветоразностных сигнала E_R-y(t) и E_B-y(t). 6. Система по пп.1, 3 и 4, отличающаяся тем, что при приеме совместную обработку задержанных и незадержанных посылок алгебраически суммированных сигналов E_c(t) цветности из одинаковых по номерам строк смежных кадров осуществляют путем умножения одной посылки на гармонический сигнал вида U₁(t) = 2cos ω₀t , а другой посылки - на гармонический сигнал вида U₂(t) = 2cos ( ω₀t + π + Δ ϕ₀) и суммированием напряжений, полученных в результате первого и второго перемножений, непосредственно выделяют один из цветоразностных сигналов E_R-y(t), одновременно умножают задержанную и незадержанную посылки этих сигналов E_c(t) цветности соответственно на гармонические сигналы вида
U₃(t) = 2sinω t и
U₄(t) = 2sin( ω₀t + π + Δ ϕ₀)
и суммированием напряжений, полученных в результате этих двух перемножений, непосредственно выделяют второй цветоразностный сигнал E_B-y(t). 7. Система по пп.4, 5 и 6, отличающаяся тем, что при приеме посылки алгебраически суммированных сигналов E_c(t) цветности из одинаковых по номерам строк смежных кадров дополнительно задерживают на время T, равное длительности τ_н строки, при этом разность фаз гармонических сигналов, на которые умножают задержанную и незадержанную посылки сигналов E_c(t) цветности, выбирают равной
Π+Δϕ_o≈ (2n+1)
8. Система по пп. 4, 5 и 6, отличающаяся тем, что при приеме посылки алгебраически суммированных сигналов E_c(t) цветности из одинаковых по номерам строк смежных кадров задерживают дополнительно на неодинаковое число строк в первом и втором полях, а именно: в первом поле задержку производят на время
T₁= τ_н
где Z - число строк разложения,
а во втором поле - на время
T₂= τ_н
при этом разность фаз гармонических сигналов, на которые умножают задержанную и незадержанную посылки сигналов E_c(t) цветности, в первом поле выбирают равной
Π- ± (Z+1),
а во втором поле - равной
Π- ± (Z-1). 9. Система по пп.4, 5 и 6, отличающаяся тем, что при приеме посылки алгебраически суммированных сигналов E_c(t) цветности из одинаковых по номерам строк смежных кадров дополнительно задерживают одинаково в первом и втором полях на время
T₁= τ_н,
при этом выбирают разность фаз гармонических сигналов, на которые умножают задержанную и незадержанную посылки сигналов E_c(t) цветности, равной
Π- ± (Z+1). 10. Система по пп. 1, 4 и 5 или 6, отличающаяся тем, что в ее ПЦТС E_mQ(t) за время длительности одной строки передают РМС
E_c(t) и E_yQ(t),
содержащие информацию о цветностях и яркостях двух смежных в пространстве строк изображения, и передают одновременно в реальном масштабе времени два цветных телевизионных изображения в совмещенной полосе частот, номинальной для передачи одного такого изображения, при этом при передаче запоминают сигналы E_y(t), E_c^*(t) яркости и цветности двух полей одного кадра раздельно первого и второго изображений, размещая последовательно в строках записи каждого изображения сигналы смежных в пространстве строк этого изображения из первого и второго полей, причем в строке 2s - 1 записи содержится информация о яркости и цветности строки 2s - 1 из первого поля, а в строке 2s записи содержится информация о яркости и цветности строки 2S-1+ из второго поля, где s - число натурального ряда, сигнал двух строк 2s - 1 и 2s записи первого изображения преобразуют в сигнал одной строки передачи первого изображения, сигналы двух строк 2s - 1 и 2s записи второго изображения преобразуют в сигнал одной
строки передачи второго изображения, преобразования эти осуществляют для сигналов первого и второго изображений раздельно и идентичными способами, для чего из строк 2s - 1 и 2s записи соответствующего изображения считывают одновременно сигналы E_c^*(t) цветности и, алгебраически суммируя их, получают общий для строк 2s - 1 и 2s записи этого изображения сигнал E*c

(t) цветности на цветовой поднесущей, частота которой остается равной f₀, а разность фаз ϕ_0ннемодулированной поднесущей в строках передачи, сформированных из сигналов строк 2s - 1 и 2s записи и сформированных из сигналов строк 2s + 1 и 2s + 2 записи того же самого изображения, составляет ϕ_он≈ (2n-1), записанные в строках 2s - 1 и 2s записи сигналы, содержащие информацию о яркости, также передают одновременно путем рефлексной квадратурной модуляции поднесущей яркости, при этом считанными из строк 2s - 1 и 2s записи сигналами E_y(2s-1) (t), E_y2s(t) яркости, как видеосигналами E_1-1(t), E_1-2 (t), модулируют напряжение поднесущей в фазах "0" и формируя РМС яркости E_yQ(t), являющийся РМС вида E₃(t) на поднесущей яркости, в качестве которой выбирают нечетную гармонику четвертьстрочной частоты f_y= f_н, где d - число натурального ряда, выбор значения которого обеспечивает разность фаз ϕ_уp поднесущей яркости в одинаковых по номерам строках смежных кадров ϕ_ур= (2d-1), сформированные РМС E_yQ1(t) яркости и сигналы E_c^*(t) цветности, содержащие информацию о яркостях и цветностях строк 2s - 1 и 2s записи первого изображения, передают в строке 2s - 1 ПЦТС E_MQ1-2(t), РМС E_yQ2(t) яркости и сигналы E_c2^*(t) цветности, содержащие информацию о яркостях и цветностях строк 2s - 1 и 2s записи второго изображения, передают в строке 2s ПЦТС E_MQ1-2(t), причем сигналы E_c^*(t) цветности первого и второго изображений передают соответственно в интервалах гашения по строкам, а РМС E_yQ(t) яркости первого и второго изображений передают без изменений их временного масштаба в активных интервалах строк ПЦТС E_MQ1-2(t) , и в одинаковых по номерам строках смежных кадров передают сигналы одного и того же из двух изображений, при этом из ПЦТС E_MQ1-2(t) выделяют сигналы E_MQ1(t) и E_MQ2(t) первого и второго изображений, направляют их в каналы обработки сигналов каждого из этих изображений, где осуществляют идентичные операции обработки сигналов E_MQ1(t) и E_MQ2(t) , т.е. задерживают эти сигналы на время кадра, выделяют из задержанных и незадержанных сигналов E_мQ(t) строк, одинаковых по номерам в смежных кадрах, сигналы E_c(t) цветности, суммируют эти сигналы алгебраически, задерживают алгебраически суммированные сигналы цветности из одинаковых по номерам строк смежных кадров дополнительно на время, равное длительности двух строк, выбирают разность фаз гармонических сигналов, на которые умножают задержанную и незадержанную посылки суммированных сигналов цветности, равную Π+Δϕ_o≈ (2n+1), полученные в результате на выходах каналов обработки цветоразностные сигналы E_R-y(t) и E_B-y(t) используют для воспроизведения информации о цветности, содержащейся в строках 2s - 1 и 2s записи данного изображения, из задержанных на время τ_p кадра и незадержанных сигналов строк одного и того же изображения выделяют посылки РМС E_yQ(t) яркости из одинаковых по номерам строк смежных кадров, обрабатывают их путем умножения на гармонические сигналы в соответствующих фазах, алгебраически суммируют напряжения, полученные в результате таких перемножений, и выделяют сигналы E_yQ(2s-1)(t) и E_yQ2s(t) яркости строк 2s - 1 и 2s записи, выделенные сигналы, содержащие информацию о яркости и цветности строк 2s записи изображения, задерживают на время T₁ = и восстанавливают сигналы строк 2s - 1 и 2S-1 + чересстрочной развертки исходного изображения. 11. Система по п.10, отличающаяся тем, что при приеме совместную обработку задержанной и незадержанной посылок РМС E_yQ(t) яркости осуществляют путем умножения одной из них на гармонический сигнал вида U₁(t) = 2cosω_xy t , а другой посылки - на гармонический сигнал вида U₂(t) = 2cost+Π+ (2d+1)= 2cost+ (2d+1), , где ω_xy = 2π f_xy , f_xy - частота несущей, удовлетворяющая условию f_xy - f_y выше верхней граничной частоты спектра РМС E_yQ(t) яркости, алгебраически суммируют напряжения, полученные в результате обоих перемножений, формируя сигнал с развернутыми боковыми полосами на несущей с частотой f_xy - f_y, и детектируют этот сигнал, выделяя сигналы строк 2s - 1 и 2s записи изображения. 12. Система по пп.3 и 10, отличающаяся тем, что при приеме совместную обработку задержанной и незадержанной посылок РМС E_yQ(t) яркости из одинаковых по номерам строк смежных кадров осуществляют непосредственно на частоте поднесущей яркости f_у= путем умножения одной посылки на гармонический сигнал вида U₁(t) = 2cosω_y t , другой посылки-на гармонический сигнал вида U₂(t) = 2cost+ (2d+1) алгебраически суммируют напряжения, полученные в результате первого и второго перемножений, непосредственно выделяя сигнал E_yQ(2s-1)(t) яркости строки 2s - 1 записи изображения, путем умножения одной посылки на гармонический сигнал вида U₃(t) = 2 sinω_y t , а другой посылки - на гармонический сигнал вида U₄(t) = 2sint+ (2d+1) и алгебраическим суммированием напряжений, полученных в результате этих перемножений, выделяют непосредственно сигнал E_yQ2s(t) яркости строки 2s записи изображения. 13. Система по п.10, отличающаяся тем, что при приема в каналах обработки сигналов каждого изображения из поступающих на их входы сигналов соответствующего изображения выделяют сигналы E_c^*(t) цветности и повторяют их путем задержки на время T₁= τ_н, затем помещают незадержанную посылку сигнала E_c^*(t) цветности в интервал гашения восстановленного сигнала E_y(t) яркости строки 2s - 1 данного изображения, а задержанную посылку сигнала E_c^*(t) цветности помещают в интервал гашения восстановленного сигнала E_y(t) яркости строки 2s - 1 + (z + 1)/2 того же изображения, восстанавливая ПЦТС E_m(t) соответствующего изображения. 14. Система по пп.4 - 6, отличающаяся тем, что в ПЦТС за время длительности двух строк передают растянутые во времени РМС, содержащие информацию о яркостях и цветностях двух смежных в пространстве строк изображения, осуществляя это путем растягивания в два раза времени передачи сигналов E_y(t), E_c^*(t) яркости и цветности каждой строки изображения и формирования из пар растянутых по времени передач и передаваемых одновременно сигналов двух смежных в пространстве строк изображения ПЦТС E_MQexp(t) с частотой передачи строк f_н/2 и длительностью 2τ_н каждой растянутой во времени строки, и передают в реальном масштабе времени сигналы телевизионных изображений с исходным числом строк разложения z₁ = f_н/f_р и числом кадром N = 1/f_р в 1 с в полосе частот, необходимой для передачи сигналов телевизионных изображений, при этом при передаче запоминают сигналы E_y(t), E_c^*(t) яркости и цветности двух полей одного кадра изображения, размещая последовательно в строках записи сигналы смежных в пространстве строк изображения из первого и второго полей, причем в строке 2s - 1 записи содержится информация о яркости и цветности из строки 2s - 1 первого поля, а в строке 2s записи содержится информация о яркости и цветности из строки 2S-1 + второго поля, из строк 2s - 1 и 2s записи одновременно считывают сигналы, содержащие информацию о цветности, и, алгебраически суммируя их, получают общий для строк 2s - 1 и 2s записи сигнал E_c^*(t) цветности на поднесущей с частотой f₀ при разности фаз Δ ϕ₀ немодулированной цветовой поднесущей в сигналах цветности, сформированных из сигналов строк 2s - 1 и 2s записи и строк 2s + 1 и 2s + 2 записи, составляющей Δϕ_o≈ (2n-1), записанные в строках 2s - 1 и 2s записи сигналы, содержащие информацию о яркости, также передают одновременно путем рефлексной квадратурной модуляции поднесущей яркости, для чего считанными из строк 2s - 1 и 2s записи сигналами E_y(2s-1)(t) , E_y2s(t) яркости, как видеосигналами E_1-1(t) и E_1-2(t), модулируют напряжение поднесущей в фазах "0" и , формируя РМС E_yQ(t) яркости, являющийся РМС вида E₃(t) на поднесущей яркости с частотой f_y= f_н, что обеспечивает разность фаз ϕ_ypподнесущей яркости в одинаковых по номерам строках смежных кадров ϕ_yp= (2d-1), растягивают в два раза время передачи сформированных сигналов E_c^*(t) цветности и РМС E_yQ(t) яркости, сужая этим в два раза ширину их частотного спектра, а также уменьшая значения частот поднесущих до величин f₀/2 и f_y/2, и передают эти сигналы соответственно в интервалах гашения и в интервалах активной части строки ПЦТС E_MQexp(t) , причем длительность каждой строки ПЦТС E_MQexp(t) равна 2 τ_н , а число строк, передаваемых в кадре,
Z₂= = = ,
а при приеме в принятом ПЦТС E_MQexp(t) уменьшают вдвое длительность строк, восстанавливая исходные длительности во времени сигналов E_c^*(t) цветности в интервалах гашения и РМС E_yQ(t) яркости в интервалах активных частей строк, восстанавливая соответственно ширину частотных спектров этих сигналов и номинальные значения частот f₀ и f_yподнесущих, ПЦТС E_MQ(t) со сжатыми во времени по длительности τ_нстроками задерживают на время кадра, выделяют из задержанных на время кадра и незадержанных сигналов одинаковых по номерам строк смежных кадров посылки сигналов E_c(t) цветности и РМС E_yQ(t) яркости, алгебраически суммируют посылки сигналов E_c(t) цветности из одинаковых по номерам строк смежных кадров, дополнительно задерживают посылки суммированных сигналов E_c(t) цветности на время 2τ_н и выбирают разность фаз гармонических сигналов, на которые умножают задержанную и незадержанную посылки суммированных сигналов E_c(t) цветности, равной Π+Δϕ_o≈ (2n+1), полученные в результате цветоразностные сигналы E_R-y(t) и E_B-y(t) используют для воспроизведения информации о цветности, содержащейся в строках 2s - 1 и 2s записи изображения, выделенные из одинаковых по номерам строк смежных кадров задержанную на время кадра и незадержанную посылки РМС E_yQ(t) яркости обрабатывают путем умножения на гармонические сигналы в соответствующих фазах, алгебраически суммируют полученные в результате этих перемножений напряжения и выделяют сигналы E_y(2s-1)(t) , E_y2s(t) яркости строк 2s - 1 и 2s записи, причем выделенные сигналы, содержащие информацию о яркости и цветности строк 2s записи изображения, задерживают на время T₁= τ_н и восстанавливают сигналы строк 2s - 1 и 2S-1 + чересстрочной развертки исходного изображения. 15. Система по п.14, отличающаяся тем, что при приеме задержанную и незадержанную посылки РМС E_yQ(t) яркости обрабатывают путем умножения одной из них на гармонический сигнал вида U₁(t) = 2cos ω_xy t, а второй - на гармонический сигнал вида U₂(t) = 2cost+ (2d+1), где ω_xy = 2π f_xy, f_xy - частота несущей, удовлетворяющая условию f_xy - f_y выше верхней граничной частоты спектра РМС E_yQ(t) яркости до его растяжения во времени, суммируют напряжения, полученные в результате перемножений посылок РМС E_yQ(t) яркости с гармоническими сигналами, формируя сигнал с развернутыми боковыми полосами на высокочастотной несущей, детектируют этот сигнал и выделяют сигналы E_y(2s-1)(t) , E_y2s(t) яркости строк 2s - 1 и 2s записи изображения. 16. Система по пп.3 и 14, отличающаяся тем, что при приеме совместную обработку задержанной и незадержанной посылок РМС E_yQ(t) яркости из одинаковых по номерам строк смежных кадров осуществляют непосредственно на частоте поднесущей яркости f_y= путем умножения одной посылки на гармонический сигнал вида U₁(t) = 2cos ω_y t, другой посылки - на гармонический сигнал вида U₂(t) = 2cost+ (2d+1), алгебраически суммируют напряжения, полученные в результате первого и второго перемножений, непосредственно выделяя сигнал E_y(2s-1)(t) яркости строки 2s - 1 записи изображения, путем умножения одной посылки на гармонический сигнал вида U₃(t) = 2sin ω_y t, а другой посылки - на гармонический сигнал вида U₄(t) = 2cost+ (2d+1) и алгебраическим суммированием напряжений, полученных в результате этих перемножений, непосредственно выделяют сигнал E_y2s(t) яркости строки 2s записи изображения. 17. Система по пп.10 и 14, отличающаяся тем, что при приеме число строк развертки, обеспечивающее визуальное восприятие заданной вертикальной четкости, выбирают равным z₃, превышающим число z₁ строк разложения сигналов E_y(t) яркости и цветоразностных сигналов E_Ry(t) и E_B-y(t) при передаче, причем число z₃ строк воспроизведения каждого из сигналов E_y(t) яркости и цветоразностных сигналов E_R-y(t) и E_B-y(t) получают из числа z₁ строк путем интерполяции, используя для интерполяции каждой строки развертки при приеме сигналы l строк разложения изображения при передаче, при этом из числа l строк половина строк являются опережающими, вторая половина - последующими для воспроизводимой на экране интерполированной строки изображения, а при передаче число строк z₁ разложения выбирают в соответствии с характеристиками метода интерполяции числа z₃ строк из числа z₁ строк. 18. Система по пп. 10 и 14, отличающаяся тем, что при передаче при формировании сигналов E_c(t) цветности и РМС E_yQ(t) яркости цветоразностные сигналы E_R-y(t), E_B-y(t) и сигналы E_y(t) яркости, используемые в качестве модулирующих соответственно цветовую поднесущую и поднесущую яркости видеосигналов типа E_1-1(t) и E_1-2(t), подвергают предварительной коррекции, при этом предкорректируемый видеосигнал E_1-1(t), E_1-2(t), модулирующий поднесущую, задерживают на время, равное длительности двух кадров 2τ_p, формируют разностный сигнал Δ E_1-1(t) , Δ E_1-2(t), представляющий собой разность значений предкорректируемого видеосигнала E_1-1(t), E_1-2(t) в момент времени t и t - 2 τ_p, производят необходимую обработку разностного сигнала Δ E_1-1(t), Δ E_1-2(t), включая операции частотной фильтрации и шумоподавления, алгебраически суммируют разностный сигнал Δ E_1-1(t), Δ E_1-2(t) с предкорректируемым видеосигналом E_1-1(t), E_1-2(t), задержанным на время, равное
длительности τ_p кадра, и используют скорректированные сигналы в качестве модулирующих поднесущую яркости и цветовую поднесущую при формировании РМС вида E₃(t), входящих в состав ПЦТС E_MQ(t). 19. Система по пп.10 и 14, отличающаяся тем, что при передаче при формировании сигналов E_c(t) цветности и РМС E_yQ(t) яркости цветоразностные сигналы E_R-y(t), E_B-y(t) и сигналы E_y(t) яркости, используемые в качестве модулирующих соответственно цветовую поднесущую и поднесущую яркости видеосигналов типа E_1-1(t), E_1-2(t), подвергают специальной обработке, включающей запись сигналов каждой строки с тактовой частотой f_s1, считывание сигналов каждой строки с изменяющейся вдоль строки тактовой частотой
f_S2(t) = ,
где ϕ₁(t) = -t, t изменяется в пределах 0 - τ_н , τ_н - длительность строки, Δ τ_н - длительность интервала гашения по строке, w₁ > 2, - модуль значения ϕ₁(t) при t = , осуществляют частотную коррекцию обработанных видеосигналов E_1-2(t), E_1-1(t) и модулируют ими соответственно цветовую поднесущую и поднесущую яркости при формировании сигналов E_c(t) цветности и РМС E_yQ(t) яркости, являющихся РМС вида E₃(t), входящими в состав ПЦТС E_MQ(t), а при приеме выделенные сигналы E_y(t) яркости и цветоразностные сигналы E_R-y(t), E_B-y(t) записывают построчно с тактовой частотой f_s3 и считывают с переменной вдоль строки тактовой частотой
f_S4(t) =
20. Система по п.19, отличающаяся тем, что при обработке модулирующих поднесущую видеосигналов E_1-1(t), E_1-2(t) при передаче тактовую частоту f_s1(t) записи выбирают изменяющейся в интервале времени t, равном длительности τ_v поля:
f_S1(t) = ,
где ϕ₂(t) = - t, t изменяется в пределах 0 - τ_v , Δ τ_v - длительность интервала гашения по полям, w₂ > 2, - модуль значения ϕ₂(t) при t = , f_s1(t) = f_s1 при cosϕ₂(t) = cosϕ₂(t)dϕ и при обработке сигналов E_y(t) яркости и цветоразностных сигналов E_R-y(t), E_B-y(t), выделенных при приеме, тактовую частоту f_s3 записи выбирают изменяющейся в интервале длительности τ_ν поля:
f_S3(t) =
где f_s3(t) = f_s3 ,
при cosϕ₂(t) = cosϕ₂(t)dϕ. 21. Система по пп.19 - 20, отличающаяся тем, что при обработке модулирующих поднесущую видеосигналов E_1-1(t), E_1-2(t) при передаче частоту f_s1 записи выбирают изменяющейся в интервале времени t, равном длительности τ_v поля в соответствии с выражением
f_S1(t) = · f_S1· C₁τ_v+(1-C₁)+Δτ_v-2t,
где +Δτ_v-2t - модуль величины (τ_v + Δ τ_v - 2t), не равное нулю положительное число C₁ - коэффициент, равный отношению значения f_s1(t) при t = к значению f_s1(t) при t = , f_S1- значение f_S1(t) при t = + тактовую частоту f_s2(t) считывания выбирают изменяющейся в интервале длительности τ_н строки в соответствии с выражением
f_S2(t) = · f_S1(t) C₂τ_н+(1-C₂)+Δτ_н-2t,
где +Δτ_н-2t - модуль величины (τ_н + Δ τ_н - 2t), t изменяется в пределах 0 - τ_н , не равное нулю положительное число C₂ - коэффициент, равный отношению значения f_s2(t) при t = к значению f_s2(t) при t = , а при приеме тактовую частоту f_s3(t) записи выбирают изменяющейся за время t, равное длительности τ_v поля в соответствии с выражением
f_S3(t)=f_S3· ,
где f_s3 - значение f_S4(t) при t = , и тактовую частоту f_s4(t) считывания - изменяющейся в интервале длительностью τ_н строки в соответствии с выражением
f_S4(t)=f_S3(t)· ,
где t изменяется в пределах 0 - τ_н.