СПОСОБ ОПТИМАЛЬНОГО ОБНАРУЖЕНИЯ ИМПУЛЬСНЫХ СИГНАЛОВ С НЕМОДУЛИРОВАННОЙ НЕСУЩЕЙ ЧАСТОТОЙ Российский патент 1997 года по МПК G01S7/292 G01S7/36 

Изобретение относится к радиотехнике, может быть использовано в радиолокации и в некоторых других системах радиосвязи.

Известны способы оптимального обнаружения сигналов, основанные на операциях оптимальной линейной фильтрации (ОЛФ) или той или иной корреляционной обработки. В результате этих операций обеспечивается наибольшее отношение сигнал/шум (ОСШ), а отсюда наилучшее качество обнаружения сигналов по тому или иному вероятностному критерию или приема сообщения (с наименьшей ошибкой). При более высоком ОСШ обеспечивается более высокая точность (меньшая ошибка) измерения некоторых параметров сигнала.

Согласно теории ОЛФ АЧХ оптимального фильтра (ОФ) для полностью известного сигнала на фоне стационарного шума и ОСШ на выходе ОФ определяется соотношениями
Здесь S(iω), S^*(iω) соответственно спектр и комплексно-сопряженный спектр сигнала; двухсторонняя спектральная плотность (СП) входного шума; t₀ момент возникновения максимального напряжения на выходе ОФ. Выражения (1) и (2) справедливы и для более сложных видов сигнала со случайным временем запаздывания, случайной амплитудой. В последнем случае в (1) и (2) учитывается среднее значение амплитуды сигнала; величина ОСШ усредняется . В случае белого шума с СП (N₀ односторонняя СП) ОФ с АЧХ является согласованным фильтром (СФ) со спектром сигнала. При этом ОСШ определяется как параметр обнаружения, равный
где E энергия сигнала. Приведенные выражения (1) и (2) распространяются на любую флюктуационную стационарную помеху, в том числе и пассивную, которая в определенных ограниченных интервалах времени может считаться условно стационарной.

В современных условиях все возрастающих уровней помех и требований увеличения дальности действия все труднее обеспечить требуемую величину q². По сути в ряде применений средств связи технические возможности уже ограничены из-за невозможности создания передатчиков и антенно -фидерных устройств на большой уровень энергии и тем более пиковой мощности излучаемого сигнала, массо-габаритных ограничений и так далее. В случае пассивной помехи также имеются ограничения по выделению сигнала из-за ряда технических (аппаратурных) причин. Поэтому повышение помехоустойчивости (ПУ) за счет более эффективной обработки сигналов при их обнаружении (приеме) является целесообразным и актуальным.

В данном способе оптимального обнаружения импульсных сигналов, основанном на корректных операциях обработки сигналов при их приеме, в том числе известных операций, до проведения классической операции ОЛФ проводят дополнительную фильтрацию (ДФ), которая преобразует форму огибающей входного сигнала, превращая его в более сложный сигнал на той же несущей частоте ( f_c), состоящий из двух или более практически разделенных во времени частных рабочих сигналов. При этом ДФ обеспечивает провал-шумовую "яму" в спектральной плотности шума (СП) n_ξ(ω) вокруг частоты f_c. Поэтому последующий традиционный оптимальный фильтр (ОФ), выполненный на основе классической ОЛФ, благодаря "яме" в СП шума (на входе) обеспечивает на своем выходе резкое увеличение отношения сигнал/шум (ОСШ) по сравнению с таковым при традиционной ОЛФ, т.е. без применения указанного ДФ. Применение ДФ может быть многократным, что углубляет и расширяет шумовую "яму".

Такие изменения форм огибающей сигнала и СП шума (с помощью ДФ) достигаются за счет проведения операций задержки исходного сигнала с прямоугольной огибающей длительностью t_и на величину τ_к=τ_и и последующего суммирования незадержанного и задержанного сигналов. Устройство, с помощью которого осуществляются такие операции является частным случаем так называемого гребенчатого фильтра (ГФ), АЧХ которого имеет известную гребенчатую форму. Т.е. за счет применения дополнительного фильтра (ДФ; перед ОФ), которым в данном конкретном случае и является идеальный ГФ без амплитудных и фазовых искажений в устройстве задержки (ЛЗ) и сумматоре ГФ. При этом ЛЗ выполняется условие
f_c•τ_к=d 1/2 (4)
где τ_к=τ_и величина задержки в ЛЗ;
d целое число.

Полоса приемника и цепей ГФ выбирается избыточной порядка ΔF ≥ 10/τ_и, что не ухудшает конечный результат из-за применения затем в качестве квазиоптимального фильтра с полосой ΔF_к ≪ 1/τ_и.

В результате прохождения входного сигнала через ДФ-ГФ на его выходе (в сумматоре) суммируются входной сигнал длительностью τ_и и он же задержанный на интервал τ_к=τ_и, но с начальной фазой, отличающийся от фазы конца первого (незадержанного) сигнала на ψ=π. Т.е. на стыке обоих сигналов происходит скачок фазы на 180^o, что делает их максимально некогерентными - антикогерентными. Это положение вытекает из условия (4). Благодаря этому условию АЧХ ГФ имеет нулевую "яму" на частоте сигнала. При обеспечении равенства дисперсий суммируемых шумов в ГФ (и СП) СП шума на выходе будет
n_η(ω)=4n_ξ(ω)cos²ωτ_к/2 (5),
n_ξ(ω) односторонняя СП входного шума. Обозначая w′=ω-ω_c, выражение (5) можно записать и в виде
n_η(f′)=4n_ξ(f′)sin²πf′τ_к (5a)
Выходные сигналы и шум ГФ далее подвергают традиционной ОЛФ. Т.к. оба антикогерентных сигнала на выходе ДФ-ГФ разделены интервалом τ_к=τ_к, а СП стационарного шума с "ямой" действуют постоянно во времени и, естественно, последующая схема обнаружения сигналов "не знает", что вслед за первым сигналом на нее поступит или не поступит второй сигнал (в данном случае антикогерентный со скачком фазы на ψ=π ), то процесс обнаружения определяется первым раздельным сигналом и шумом (на выходе ГФ) с СП n_η(f′), что соответствует причинно-следственному принципу обнаружения сигналов во времени. Естественно, это начинается с операции оптимальной фильтрации упомянутых сигнала и шума. Однако традиционная теория ОЛФ возможность такого разделения сигналов не учитывает она учитывает всю совокупность преобразованного ДФ сигнала, т.е. спектр всего сигнала на выходе ДФ, в котором, естественно, будет та же спектральная "яма", что и в СП шума (5а).

Итак, для определения АЧХ ОФ_p и ОСШ r на выходе оптимального фильтра (ОФ_p) нужно по традиционной методике учитывать спектр раздельного сигнала S_p(i w) и СП шума после ДФ-1Ф на входе ОФ_p


Здесь двусторонняя СП шума, равная в данном случае (ГФ) спектры S_p(iω)=S(iω) т. е. спектры первого сигнала на выходе ГФ и входного сигнала (так как первый и является входным сигналом незадержанным; S*p

(iω) - комплексно-сопряженный спектр раздельного сигнала. Напомним, что в классической теории ОЛФ для определения К_ОФ(i ω ) и ОСШ (ρ_т) в (6) и (7) учитываются спектр входного сигнала S(i ω) и СП входного шума .

Для сигнала с прямоугольной огибающей длительностью t_и и входного шума с СП n_η(ω)=N_o/2=const получено:


где x=πf′τ_и, f′=f-f_c
Для квазиоптимального фильтра (КФ) с прямоугольной формой АЧХ доказано, что ОСШ

где параметр обнаружения,
E энергия входного сигнала;
β=ΔF_к•τ_и, ΔF_к полоса КФ. При β → 0, ρ_п → ∞..

Т.е. выигрыш в ОСШ равен

Так, при b= 0.01 g=3,4, т.е. ρ_п ≫ ρ_c=q². Разумеется, при значительном росте величины ОСШ будут соответственно улучшены качественные (вероятностные) показатели обнаружения сигналов и точность измерения их некоторых параметров.

Хотя в данном варианте способа можно получить очень высокое ОСШ для реальных КФ, в том числе и согласно (10), однако для этого потребуются очень узкополосные КФ ΔF_к=β/τ_и, β ≪ 1. На обычных промежуточных частотах это потребует применения высокодобротных кварцевых резонаторов. Однако при малых величинах τ_и в цепях полосового усилителя и детектора на той же промежуточной частоте (f_c) должна быть достаточно широкая полоса для прохождения пилообразного фронта рабочего сигнала длительностью τ_и, т.е. ΔF_у ≈ 1/τ_и. При этом легче обеспечить такую полосу при соотношении f_c: ΔF_у ≳ 10. Так, если τ_и=1 мкс, то ΔF_у ≃ 1 мГц и f_c≥10 МГц, т.е. при этом в пределах τ_и=1 мкс = 1 мкс укладывается не менее 10 волн сигнала на f_c=10 МГц, что достаточно для формирования рабочего сигнала в УПЧ и точной оценки его спектра по стандартным формулам.

Заметим, что кварцевые резонаторы на первой гармонике технологичны до частоты f_c=10 МГц. Например, при β=0,0001 полоса КФ составит DF_к=β/τ_и=100 Гц. Стало быть, эквивалентная добротность контура КФ составит Q= f_c• ΔF_к=10⁷:10²=10⁵, что практически недостижимо и для кварцев. Пришлось бы ограничится по крайней мере добротностью Q=10⁴ и соответственно ΔF_к=1 КГЦ и β=0,001. По-видимому, при очень малых b настройка цепей ГФ по точному выравниванию СП суммируемых шумов в сумматоре и для образования нуля в шумовой "яме" будет практически проблематичной. То же в условиях не очень строго стационарной помехи, что скорее всего соответствует практике. Поэтому в целом желательно достижение высокого значения ОСШ (т.е. высокой помехоустойчивости ПУ) при сравнительно не очень малых значениях b.

В данном способе из-за узкополосности КФ (после ГФ) после прохождения пары рабочих антикогерентных сигналов длительностью t_и возникшие свободные колебания в цепях КФ длятся весьма долго в соответствии с эквивалентной постоянной времени КФ, равной τ_кф ≈ 1/ΔF_к=1:β/τ_и/β ≫ τ_и. Это означает, что резко ухудшится пропускная способность, разрешающая способность по дальности (РСД). Это серьезный недостаток, и должны быть приняты меры по обеспечению РД хотя бы на уровне, близком к величине τ_и.

Целью изобретения является, во-первых, обеспечение повышенной эффективности обнаружения сигналов повышение ОСШ при приемлемой не очень узкой полосе КФ, т.е. и решение технологических трудностей обеспечения высокой эффективности. Во-вторых, целью изобретения является обеспечение РСД обнаруживаемых сигналов, по величине, близкой к длительности τ_и.

Поставленные цели достигаются введением дополнительных (отличительных) операций:
а) операции задержки исходного сигнала (τ_и) при выполнении условия f_c• τ_к=d 1/2 и суммирования его с незадержанным сигналом, проводимые с помощью дополнительного фильтра (ДФ-ГФ), осуществляют последовательно (каскадно) γ >1 раз; эти каскадные операции при выбранном значении b резко увеличивают ОСШ;
б) после срабатывания решающего устройства при обнаружении любого из ВЧ импульсов, прошедших через КФ и последующий полосовой фильтр (ПФ), формируют видеоимпульсы длительностью t_ОБ=(1 ... γ)τ_и, их затем подают на управляющие (ключевые) схемы с малым выходным сопротивлением в рабочем (открытом) состоянии, с помощью этих малых сопротивлений, к которым подключены цепи КФ и ПФ, последние за время τ_ОБ шунтируют ("обнуляют"), после чего вся схема обнаружения сигналов снова готова к обнаружению сигнала с выхода сумматора последнего γ-го каскада ГФ.

Ниже указанные дополнительные операции рассматриваются подробно.

Выполнение указанных выше операций, как уже отмечалось, эквивалентно применению дополнительного фильтра (ДФ) идеального ГФ с параметром V=2, равным числу слагаемых в сумматоре ГФ, стало быть, и общему расширению выходного сигнала по огибающей T=Uτ_и=2τ_и. АЧХ такого фильтра определяется сравнительно простым прямым расчетом и в общем известно. В частности, на основании общего выражения для произвольного V [1] имеем для V=2

Тогда СП шума на выходе ДФ-ГФ равна (5) или (5а), что вытекает из известного соотношения для линейных фильтров:

Из изложенного выше принципа учет раздельных во времени сигналов для определения АЧХ ОФ_p (после ДФ-ГФ) и ОСШ ρ на выходе такого ОФ_p следует, что для определения этих величин надо воспользоваться соотношениями (6) и (7), подставляя в них известные функции (f')-(5_a) и S_p(if'). Последняя для сигнала длительностью t_и с прямоугольной огибающей известна: в данном случае, когда первый раздельный сигнал на выходе ГФ совпадает с исходным сигналом длительностью τ_и

Для однократного выполнения операций п.а. или одного каскада АЧХ ОФ_p (ее модуль) и ОСШ ρ определены выражениями (8) и (9). Определены эти величины для произвольного числа каскадов g. При этом напомним, что первый импульс совокупности ВЧ антикогерентных импульсов на выходе последнего (g-го) каскада ГФ остается исходным незадержанным сигналом со спектром (13).

СП шума в этом случае с учетом логики (12) и выражения (5а) будет равна

Тогда в общем виде


Применительно к рассматриваемому сигналу со спектром (13) при СП


АЧХ ОФ_p при γ>1 (15а) имеет тот же характер, что и при g 1: пики до бесконечности в точках , но более острые (узкие), не столь глубокие впадины кривой АЧХ между этими пиками. Такой ОФ_p, как и при γ= 1 строго нереализуем из-за необходимости иметь "бесконечные" коэффициенты передачи.

Величина ОСШ r=∞ при любом значении γ= 1,2. так как уже при g=1

а наличие в знаменателе интеграла множителя sin^2(γ-1)x увеличивает подинтегральную функцию в (16а) при любом X (кроме ) особенно в точках, где . Величина ρ стремится к бесконечности быстрее, чем при g=1, причем тем быстрее, чем g>1.

Рассмотрим традиционный КФ с прямоугольной формой АЧХ. Его центральная частота настройки совпадает с частотой сигнала f_c (и центральной частотой полосы шума КФ f'=0), удовлетворяющей (4). В общем случае g≥1. СП шума на входе КФ при односторонней СП входного реального шума N₀=Const равна согласно (14)
n_ηγ(f′)=N_o•(2sinπf′τ_и)^2γ (14a)
Правая ветвь этой СП при нормировке N 1 на примере γ=2 в области малых значений X=πf′τ_и до X_n=π 0,005 показана на фиг. 1. Пунктиром отмечена правая граница полосы КФ -X_n=pb/2 при β=0,01.

Рассмотрим формирование сигнала на выходе g -го каскада ГФ на условной цифровой диаграмме, где через символ "I" обозначен входной (исходный) сигнал единичной амплитуды. При задержке в каскаде ГФ на интервал t_к=τ_и и соблюдении условия (4) при суммировании фазы сигналов на их стыке скачком меняются на ψ=π. Но при суммировании незадержанных и задержанных сигналов в каждом каскаде соблюдается полное совпадение фаз суммируемых одновременно существующих элементарных сигналов длительностью t_и, начиная с каскада γ≥2. Смысл сказанного о суммировании иллюстрируется цифровой диаграммой (17), в которой это проявляется в суммах 1+1=2, 2+1=3, 1+2=3, и тому подобное.

При этом скачки фазы на ψ=π на стыках сигналов в сумматорах сохраняются. Например, при g=3, после первого сигнала длительностью t_и происходит скачок фазы на π, затем после второго на p, затем после третьего на p. Это легко проследить графически, укладывая на интервале t_и=τ_к d 1/2 волн частоты f_c.

Таким образом общая длительность на выходе γ-го каскада ГФ равна T=(γ+1)τ_и, причем через интервалы τ_и фазы сигнала скачкообразно меняются на ψ=π. Максимальная амплитуда антикогерентных импульсов равна U_min=g U_m (при j≅ 3 см. диаграмму). Однако для обнаружения раздельного сигнала следует учитывать наибольшую разностную амплитуду U_mp. Можно показать, что она на стыке первого и последующего (противофазного) импульса сигнала на выходе ГФ равна
U_мр=U_м(γ-1); γ≥ 2 (18)
и равна U_mp= U_m при γ=1 (амплитуде первого импульса на выходе ГФ). В случае g 3 U_mp=2U_m, что видно на диаграмме (17). Это объясняется тем, что, как показывает анализ (см. ниже), для оптимального обнаружения приходится применять КФ с узкой полосой DF_к, при которой постоянная времени контуров КФ τ_кф ≈ 1/ΔF_к ≫ τ_и,, что приводит к резкому затягиванию времени свободных колебаний после прохождения предыдущего импульса через КФ. В момент появления следующего импульса на входе КФ с противоположной фазой при этом сжимается общий скачок амплитуды сигнала на входе КФ (это и отражено выше разностной формулой 18), указанная противоположная фазировка таких сигналов доказана для одиночных LC-контуров.

Итак, для определения ОСШ надо учитывать амплитуду раздельного сигнала U_mp при γ ≥3 или U_m при g=1; 2.

Для рассматриваемого типа КФ с прямоугольной АЧХ

Здесь максимальная амплитуда U_mk на выходе КФ с полосой ΔF_к зависит от эффективной входной амплитуды U_mp раздельного сигнала (на выходе ГФ; см. выше), от величин ΔF_к и τ_и, поскольку параметр Z определяется как
Z=πΔF_кτ_и=πβ ΔF_к=β/τ_и (20)
В (19) СП n_2γ(f′), определяемая согласно (14а), оценивается как средняя мощность шума на 1 Гц полосы. Из физических соображений и смысла вида АЧХ ОФ_p наибольшие значения ОСШ будут в области DF_к _→ 0. Для малых аргументов Z справедливо . Поэтому с учетом (14а) и (20)

Здесь учтено, что U2m

τ_и=2E, E энергия сигнала, а также (3). Т.е. выигрыш равен

Естественно, для получения большей эффективности роста ρ_п и g, следует выбирать выше величину γ. При этом решающую роль имеет величина интеграла в (21) и (22) в области малых значений b<1. Заметим, что при малых значениях b и больших g потребуется весьма высокая точность расчета интеграла (непринципиальное техническое обстоятельство). Однако, чтобы и это учесть и не очень усложнять схему остановимся на конкретном примере g=2 (2 каскада ГФ), при котором U_mp=U_m. Тогда, находя интеграл в (22) имеем

При β=0,01 g₂≈50000 раз или ≈47 дБ. Для сравнения укажем, что при g1 g₁= 30,4 или 14,8 дБ. Таким образом r_п=g•ρ_c ≫ ρ_c, причем при сравнительно не очень малых β (0,01). При g=1 и b → 0 ρ_п→ ∞. Это тем более относится и к случаям γ>1, т. к. делитель в (22) при g>1 в раскрытом виде представляет собой разность малых величин, которая еще быстрее стремится к нулю, чем при g=1, когда

что легко сравнить в (22).

Надо заметить, что такой весьма высокий результат g₂ достижим, разумеется, при строгой стационарности входного шума и точной и стабильной настройке цепей каскадов ГФ, когда обеспечивается "номинальная яма" в СП на выходе. Практически из-за несоблюдения строгого равенства СП суммируемых шумов результат (23) будет несколько ниже, но гарантированно высокий по сравнению с одним каскадом ГФ.

Отметим, что при малых β=ΔF_кτ_и максимальное напряжение на выходе КФ практически пропорционально амплитуде входного напряжения U_m (в общем U_mp) лишь для ограниченных типов КФ, например, для рассмотренного идеального, одно- и двухкаскадного на резонансных LC контурах, однокаскадного на связанных контурах при двугорбости с относительным уровнем впадины 0,7, при критической связи, что следует из рассчитанных кривых установления на выходе КФ. В случаях некоторых реальных КФ при их многокаскадности и малых β выходные уровни сигнала (и шума) нелинейно зависят от входных уровней (в интервале установления) и вопрос уменьшения ОСШ требует особых исследований, в частности взаимоотношениях отмеченной нелинейности и времени группового запаздывания сигнала при многоконтурности КФ.

Поскольку в качестве КФ используются относительно узкополосные фильтры, то естественно, возникает вопрос о повышенной частотной селективности (ЧС). В данном случае используется режим малых значений b=ΔF_кτ_и. Но ЧС фильтров в полной мере проявляется лишь при β ≳ 0,5.

Так как АЧХ простого кварцевого фильтра практически эквивалентна АЧХ одиночного LC-контура, то с помощью такого КФ можно ожидать достижения относительно большого усиления на частоте резонанса f_p=f_c и близости АЧХ КФ к основной области АЧХ ОФ_p на частоте f'=0 при f_c, соответствующей условию (4). Это обусловит высокое ОСШ. В отдельных применениях, естественно, могут быть использованы КФ типа резонансных LC-контуров.

Чтобы решить задачу приближения РСД к величине τ_и при использовании данного способа обнаружения сигналов с узкополосными КФ, имеющими эквивалентную постоянную времени τ_кф ≫ τ_и, целесообразно после обнаружения сигнала первого раздельного (или последующего) сигнала вырабатывать специальный импульсный сигнал длительностью τ_ОБ, "перекрывающий" по времени прохождение остальных раздельных сигналов на выходе последнего γ-го каскада ГФ. В течение интервала t_ОБ шунтируют цепи узкополосного КФ и последующего ПФ низкоомным выходным сопротивлением ключевой схемы, в результате чего полностью гасятся свободные колебания ("обнуляются") в этих цепях, и вся схема снова становится готовой к обнаружению следующего (по времени) входного сигнала длительностью τ_и. В соответствии с цифровой диаграммой (17) в свете изложенного целесообразно иметь τ_ОБ=γτ_и, хотя возможны в некоторых случаях и варианты τ_ОБ<γτ_и. В общем Τ_ОБ=(1 ... γ)τ_и. Тогда РСД будет определяться общей длительностью всех раздельных сигналов на выходе γ-го каскада ГФ
T_рсд=T=(γ+1)τ_и
Так, при γ=2 T_рсд=3τ_и. Но при γ=3 срабатывание решающего устройства может произойти для слабых сигналов после второго раздельного сигнала (U_mp= 2U_m; см. диаграмму (17) и (18)).

На фиг. 2 представлен пример упрощенной структурной схемы цепей приемника (после УПЧ), в которых реализуются основные операции (отличительные признаки) предложенного способа оптимального обнаружения импульсных сигналов с использованием двух каскадов дополнительных фильтров ГФ. На фигуре и в тексте приняты следующие обозначения: 1 УПЧ приемника; 2 устройство задержки на интервал t_к=τ_и; 3 усилитель, компенсирующий потери в устройстве задержки; 4 сумматор; 5 развязывающий усилитель; 6 усилитель, нагруженный на квазиоптимальный фильтр; 7 усилитель, нагруженный на полосовой фильтр; 8 детектор; 9 решающее устройство; 10 формирователь управляющих "обнулением" импульсов; 11 устройство "обнуления" выходных цепей усилителей 6 и 7.

С выхода УПЧ приемника 1, полоса пропускания ΔF которого (и последующих цепей двух ГФ 2, 3, 4 и усилителя 5) соответствует условию ΔF ≳ 10/Δτ_и, рабочий импульсный сигнал длительностью τ_и на промежуточной частоте f_c поступает на первый каскад ГФ, а именно на устройство задержки (УЗ) 2' и сумматор 4'. УЗ содержит ультразвуковую линию задержки (УЗЛ) и прямой и обратный преобразователи электрических колебаний в механические (ультразвуковые). УЗ, практически не искажая сигнал, задерживает его на время τ_к=τ_и, которое удовлетворяет условию (4). В этом случае поступающий на сумматор 4' задержанный ВЧ импульс через неинвертирующий усилитель 3' отличается по начальной фазе от фазы конца незадержанного импульса на ψ=π.

Стабильность задержки и частоты f_c определяет точность совмещения частоты сигнала с центром шумовой "ямы" СП шума (14). Так, если τ_и=τ_к=10^-6c, то ширина между главными гребнями этой СП ΔF_г=1/τ_к=10⁶ Гц. При β=ΔF_кτ_и=0,01, т. е. при ΔF_к=10⁴ Гц стабильность и точность задержки τ_к и частоты f_c 10^-5 соответствует . Изменения частоты Δf_c=100 Гц и частоты центра "ямы" на весьма незначительны по отношению к полосе КФ ΔF_к, что практически не повлияет на эффективность - достижимую величину ОСШ. Величина 10^-5 легко достижима при кварцевой стабилизации частоты f_c (на всех этапах) и при применении в УЗ УЗЛ на кварце.

В цепи суммирования неинвертирующий фазу усилитель 3' предназначен для компенсации потерь задержанного сигнала в УЗ, т.е. для выравнивания интенсивностей шумов ξ(t) и ξ(t-τ_к) при их суммировании, чтобы правильно (с нулем на f_c) сформировать "яму" СП (14).

С выхода сумматора 4' пара антикогерентных импульсов поступает на развязывающий усилитель 5, нагруженный на второй каскад ГФ в составе устройств 2", 3" и 4", идентичных таковым первого каскада ГФ. На выходе сумматора 4" формируются 33 антикогерентных импульса с амплитудами согласно цифровой диаграмме (17) U_m, 2U_m, U_m, каждый длительностью τ_и. Эта последовательность импульсов поступает на усилитель 6, нагруженный на КФ с полосой ΔF_к ≪ 1/τ_и. Отметим лишь то, что именно в узкополосном КФ как раз и решается задача получения высокого ОСШ ρ ≫ ρ_т.

С выхода КФ каскада 6 сигнал с пилообразным фронтом длительностью τ_и (при повышенном ОСШ) поступает на усилитель 7, нагруженный на полосовой фильтр (ПФ), обеспечивающий согласованную работу с детектором 8. Полоса пропускания ПФ с целью пропускания фронта рабочего сигнала длительностью τ_и, исключения влияния на результирующую полосу КФ ΔF_к, дополнительного подавления ближайших главных гребней СП шума (ГФ) на входе КФ, отстоящих от f_c на ± 1/2 τ_и/(x=π/2) и с целью реализации ПФ на LC-контурах составляет ΔF_у ≲ 1/τ_и.

Соответственно полоса видеоцепей нагрузки детектора 8 определяется длительностью фронта . После окончания фронта рабочего сигнала (τ_и) из-за малого эквивалентного коэффициента затухания контура КФ 6 α=πΔF_к "хвост" свободных колебаний после прохождения через него рабочих антикогерентных импульсов будет относительно затянут по закону e^-αt. Из-за антикогерентности (скачков фазы на π на стыках между импульсами на входе КФ) и малого ослабления колебаний за интервалы t_и, 2τ_и и так далее после окончания всех γ+1 импульсов на входе КФ колебания "хвостов" будут в значительной степени скомпенсированы взаимно подавленными парциальными противофазными составляющими. Из цифровой диаграммы (17) видно, что сумма амплитуд с условной начальной фазой 0, определяемой первым (исходным) сигналом на выходе сумматора последнего g-го каскада ГФ, и сумма амплитуд сигналов с начальной фазой, отличающейся от первого сигнала на Jg, равны друг другу. Например, при g= 1 это соответствует 1=1; при g=2 1+1=2; при g3 1+3=3+1 и так далее. Физическая картина автокомпенсации (подавления) нежелательных "хвостов" свободных колебаний иллюстрируется на фиг. 3, где на примере первого каскада 1ф (g1) условно показаны огибающие входного (незадержанного) сигнала с обозначением условной начальной фазы "0" (фиг. 3,а), задержанного сигнала (фаза p, фиг. 3, б), их сумма (фиг. 3,в). С использованием принципа суперпозиции показаны огибающие выходных сигналов КФ с обозначенными начальными фазами "0" и "p" (фиг. 3,г,д) и их сумма (фиг. 3,е) на выходе КФ практически без "хвоста" в виде треугольной огибающей длительностью 2τ_и, т.е. почти как в обычном КФ с полосой ΔF_к ≈ 1/τ_и. В этом построении учтено то, что начальная фаза свободных колебаний частоты f_p после окончания входного сигнала частоты f_c= f_p для КФ типа LC-контура из-за его инерционности равна фазе колебаний конца входного импульса. При таком виде выходного сигнала КФ создаются обычные условия для оценки амплитуды и запаздывания сигнала, точность которой повышается с ростом ОСШ. Разумеется, при γ>1 форма сигналов усложняется; огибающая сигнала на выходе КФ строится аналогичным образом.

Тем не менее из-за неточностей настройки контура КФ или его особенностей (неодноконтурности) указанная противофазность может в строгом смысле нарушаться. Все же парциальные свободные колебания в КФ начинаются через интервалы t_и, 2τ_и и так далее, уже поэтому абсолютное подавление "хвостов" может не произойти. Следовательно, может резко ухудшаться РСД, особенно будут влиять "ближние" (сильные) сигналы на прохождение "дальних" (более слабых). Т.е. должны быть приняты меры по подавлению "хвостов" свободных колебаний.

С детектора 8 видеосигнал поступает на решающее устройство (РУ), настроенное, например, на нужную вероятность ложной тревоги по критерию Неймана-Пирсона.

При γ= 1 в огибающей входного сигнала РУ имеется один пик (фиг. 3,е). Поэтому на входной (исходный) сигнал РУ реагирует по простой бинарной схеме: есть сигнал, нет сигнала. В случае g>1 таких пиков может оказаться несколько (если не приняты меры по надежному обеспечению РСД; см. ниже), что в общем должно учитываться при определении вероятностей ложной тревоги и пропуска сигнала.

С выхода РУ 9 сформированный им стандартный импульс нужной амплитуды и длительности идет в канал обработки принятой информации (целевой для конкретных систем связи) и на формирователь управляющих "обнулением" импульсов 10. Последний формирует управляющие импульсы нужной полярности, амплитуды и длительности, которые посредством устройств "обнуления" (управляемых ключей), подключенных своими низкими выходными сопротивлениями (во включенном состоянии) к цепям КФ 6 и ПФ 7 гасят свободные колебания в них за время длительности управляющих импульсов. После этого схема реализации способа обнаружения сигналов становится снова готовой к обработке следующего входного рабочего сигнала (длительностью t_и ). Время "обнуления" в принципе может варьироваться τ_ОБ=(1 ... γ)τ_и. Наиболее простым вариантом будет τ_ОБ=γτ_и, когда процесс "обнуления" начинается сразу после обнаружения первого раздельного сигнала на выходе γ-го каскада ГФ и заканчивается приблизительно в момент окончания последнего раздельного сигнала, что следует из диаграммы (17). При этом РСД составляет величину порядка T_РСД= (γ+1)τ_и. Заметим, что режим "обнуления" может отключаться при необходимости, что при не очень отличающихся по уровню входных сигналов в общем сохраняет указанную РСД в свете рассмотренной выше автокомпенсации свободных колебаний узкополосного КФ. Отметим, что вместо обычного детектора огибающей может использоваться та или иная корреляционная обработка сигнала. В этом случае узкополосный КФ применяется в выходных видеоцепях коррелятора.

Таким образом в данном способе при резком росте ПУ (ОСШ) РСД ухудшается незначительно.

Использование предложенного способа обнаружения импульсных сигналов позволит резко повысить помехоустойчивость (ПУ) к флюктуационным помехам любого происхождения, в том числе действующим одновременно, и, естественно, чувствительность приемной аппаратуры. При этом входная помеха может иметь СП с произвольным частотным спектром и иметь произвольное распределение вероятностей (которое, впрочем, после узкополосного КФ все равно стремится к нормальному, если было ненормальным на входе). Особенно отметим, что рост ПУ достигается в одном временном цикле работы системы связи, что приводит к росту пропускной способности (ПС) системы, хотя при необходимости для этой же цели роста ПУ может быть использована поцикловая обработка сигналов (с потерей ПС). Кроме роста ПУ к стационарной флюктуационной помехе, применительно к которой в основном нацелен данный способ (см. выше), обеспечивается рост ПУ к гармонической и к узкополосной помехам (как "настроенным" на частоту сигнала f_c, так и весьма "расстроенным"), что обусловлено "ямой" в АЧХ ГФ на f_c и условием ΔF_к ≪ 1/τ_и.

Рост ПУ относится в большой степени и к нестационарным широкополосным прерывистым помехам длительностью по крайней мере τ_п ≳ 2τ_и, так как на выходе ДФ-ГФ начинает формироваться спектр после интервала τ_и в соответствии с АЧХ ГФ (с "ямой" на f_c), имеющий физический смысл и при одной реализации помехи. При этом такая помеха должна опережать сигнал на интервал не менее τ_к=τ_и и быть условно стационарной в пределах τ_п для формирования шумовой "ямы" с "нулем" в зоне частоты f_c. На выходе каскадов ГФ на первом интервале длительностью τ_к=τ_и и на таком же интервале после окончания прерывистой помехи она проходит с той же СП, что и на входе первого ГФ (из-за особенностей работы ГФ с его ЛЗ "краевой эффект"), т.е. без эффекта "ямы" в зоне частоты f_c.

Рост ПУ приводит к росту пропускной способности системы связи, что может быть в некоторых применениях и важной целевой задачей. При этом известный предел Шенона по скорости передачи двоичной информации, ограниченный полосой пропускания (полосой "эфира") ΔF, средней мощностью сигнала и мощностью шума в этой полосе, увеличивается за счет снижения шума.

Указанная техническая эффективность способа обеспечивает также улучшение таких характеристик, как массо-габаритные (снижение), эксплуатационные (снижение потребляемой энергии, топлива), санитарно-технические (экологические) за счет возможности применения меньших излучающих мощностей для достижения такого же эффекта в линии связи. Все это снижает стоимость аппаратуры и ее эксплуатации.

Предложенный способ и его обоснование имеют большое теоретическое значение. Найденный нетрадиционной подход в теории ОЛФ применительно к основной цели ОЛФ обнаружению импульсных сигналов развивает существующую теорию, вкладывая в нее не только математическое обоснование, но и большее физическое содержание на базе причинно -следственных процессов во времени, в значительной степени обойденное в ныне существующей теории.

Данный конкретный способ вместе с другими ранее заявленными автором способами, на наш взгляд, составляет определенную научную базу уточненной теории ОЛФ и обнаружения импульсных сигналов.

Использование: радиолокация. Сущность изобретения: способ оптимального обнаружения импульсных сигналов, заключающийся в том, что принимают сигнал, оптимально или квазиоптимально фильтруют, выделяют огибающую, сравнивают с пороговым уровнем и по превышению порога обнаруживают сигнал, перед квазиоптимальной фильтрацией обеспечивают избыточную полосу пропускания ΔF приемника по сравнению с шириной основного спектра импульсного сигнала длительность τ_и, где ΔF больше или равно 10 τ_и и задерживают сигнал на время τ_к=τ_и при выполнении условия f_c• τ_к=d 1/2, d - целое число, f_c - несущая частота, суммируют незадержанный и задержанные сигналы с последующей фильтрацией в квазиоптимальном фильтре, полоса пропускания которого удовлетворяет условию ΔF_к много меньше 1/ τ_и, а центральная частота f_p=f_c, при этом операции задержки и суммирования повторяю γ раз. 3 ил.

Способ оптимального обнаружения импульсных сигналов с немодулированной несущей частотой, при котором принимают сигнал, оптимально или квазиоптимально фильтруют, выделяют огибающую, сравнивают с пороговым уровнем и по превышении порогового уровня обнаруживают сигнал, отличающийся тем, что перед квазиоптимальной фильтрацией обеспечивают избыточную полосу пропускания ΔF приемника по сравнению с шириной основного спектра импульсного сигнала длительностью τ_и, где ΔF ≥ 10/τ_и, принятый сигнал задерживают на время τ_к = τ_и при выполнении условия f_c•τ_к= d 1/2, где d целое число; f_с несущая частота сигнала, суммируют незадержанный и задержанный сигналы с последующей фильтрацией в квазиоптимальном фильтре, полоса пропускания ΔF_к которого удовлетворяет условию ΔF_к≪ 1/τ_и, а центральная частота f_p f_c, при этом операции задержки и суммирования последовательно повторяют γ раз, где g>11>е