Изобретение относится к электронным схемам для преобразования электрической энергии, относящимся к тому типу, который описан в заявке на патент Франции N FR 2679715 A1, и к энергоустановке, в которой такие схемы используются.
Преобразователь, предложенный в указанной заявке на патент, изображен в качестве примера на прилагаемой фиг. 1. Он, по существу, содержит между источником напряжения SE и источником тока C последовательность управляемых переключающих элементов CL1, CL2,...CLn, каждый из которых имеет два ключа T1, T'1; T2, T'2;...Tn, T'n, причем один полюс каждого из двух ключей образует часть пары восходящих (расположенных выше в электрической цепи) полюсов, а другой полюс каждого из двух ключей образует часть пары нисходящих (расположенных ниже в электрической цепи) полюсов, пара нисходящих полюсов восходящего элемента соединена с парой восходящих полюсов нисходящего элемента и пара восходящих полюсов первого элемента CL1 соединена с источником тока, тогда как пара нисходящих полюсов последнего элемента CLn соединена с источником напряжения SE, при этом преобразователь также содержит соответствующий конденсатор C1, C2,...Cn для каждого элемента, за тем исключением, что конденсатор последнего элемента может отсутствовать, когда источник напряжения SE подходит для той же роли, каждый конденсатор подсоединен между двумя полюсами, составляющими пару нисходящих полюсов этого элемента, и преобразователь дополнительно имеет средство управления (не показано), управляющее работой преобразователя в номинальном режиме, и воздействует на ключи последовательных элементов таким образом, что два ключа любого одного элемента всегда находятся в соответственных противоположных состояниях проводимости (представленных управляющими связями, такими как Ic1), так что в ответ на сигнал управления элементом, подаваемый средством управления, один из двух ключей в данном элементе последовательно находится в первом состоянии проводимости, а потом - во втором состоянии проводимости в течение циклически повторяющегося периода преобразователя, и так, что в ответ на сигналы управления элементом, которые идентичны, но смещены во времени на долю периода преобразователя, ключи последовательных элементов функционируют соответственно одинаково, но со смещением во времени на указанную долю периода.
Предпочтительно указанная доля периода равна обратной величине числа n элементов, т.е. 2π/n, что оптимально по отношению к гармоникам, генерируемым на выходе, и позволяет естественным образом балансировать напряжения заряда на конденсаторах преобразователя. Тем не менее возможно и несколько отличающееся смещение.
В таком преобразователе последовательные конденсаторы C1, C2,...Cn имеют соответственные возрастающие средние напряжения заряда, причем среднее напряжение заряда конденсатора, связанного с каждым из элементов, равно произведению напряжения VE, подаваемого источником напряжения SE, на обратную величину числа элементов в преобразователе и на ранг элемента, т.е. VE/3, 2VE/3, VE, когда n=3, т.е. когда преобразователь имеет только три элемента. Термин "многоуровневый преобразователь" употребляется ниже для обозначения преобразователя, который удовлетворяет вышеуказанному описанию.
Задача настоящего изобретения состоит в том, чтобы разработать такой многоуровневый преобразователь для того, чтобы заряд на каждом конденсаторе оставался соответствующим вышеуказанному описанию, несмотря на неизбежные отклонения от номинальных рабочих условий.
Для упрощения рассмотрения того, как должен номинально изменяться заряд на одном из конденсаторов многоуровневого преобразователя, описанного выше, обратимся к фиг. 2, где изображен произвольный переключающий элемент CLk с ключами Тk и Т'k, конденсатор Сk, связанный с этим элементом, а также следующий элемент CLk+1 и его ключи Tk+1 и T'k+1.
При данной связи между ключами в каждом элементе, Tk и T'k или Tk+1 и T'k+1, группа из двух соседних элементов CLk и CLk+1, показанная на фиг. 2, имеет четыре состояния:
а) первое состояние, при котором Tk и Tk+1 являются непроводящими, так что заряд на Ck не изменяется;
б) второе состояние, при котором Tk и Tk+1 оба являются проводящими, так что напряжение заряда Ck не изменяется ни одним из них, поскольку при таких обстоятельствах T'k и T'k+1 являются непроводящими;
в) третье состояние, при котором Tk является проводящим, а Tk+1 является непроводящим, и в таком случае источник тока C создает ток Ik, который равен току I, текущему через Tk, тогда как ток I' через T'k равен 0. Именно в этом состоянии Tk+1 создается ток Ik+1, равный нулю, тогда как ток I'k+1 равен 1, поэтому ток I'ck через конденсатор Ck равен 1;
г) четвертое состояние, при котором Tk является непроводящим, а Tk+1 является проводящим, поэтому источник тока C создает ток I'k+1, равный 1, через T'k, тогда как ток Ik через Tk равен нулю. Это состояние Tk+1 создает ток Ik+1, равный 1, тогда как ток I'k+1 равен нулю, так что ток Ick через конденсатор Ck равен I.
Токи I'ck = I'k+1 и Ick = Ik+1 подают дополнительный заряд противоположных знаков на конденсатор Ck в вышеуказанных третьем и четвертом состояниях; первую ситуацию назовем отрицательным изменением, а вторую - положительным. Токи, соответствующие этим двум состояниям, создаются источником тока. Если источник питания создает точно калиброванный постоянный ток и он все еще остается неизменным, то токи, создаваемые источником тока в течение состояний в) и г), являются одинаковыми и текут в противоположных направлениях все время на протяжении периодов проводимости Tk и Tk+1 (и эти токи номинально равны и смещены во времени, как упоминалось выше). Это значит, что заряд на Ck изменяется положительно, а потом отрицательно на равные величины, так что он не изменяется через один период преобразователя.
Токи Ick и I'ck определяются напряжением источника напряжения, током через источник тока и напряжением заряда Vck на конденсаторе Ck. Более обобщенно, когда полное внутреннее сопротивление источника тока не обеспечено, ток через источник тока зависит от напряжения между его клеммами, а значит - от напряжений Vck на конденсаторах. Например, если случилось так, что напряжение заряда Vck больше, чем его номинальная величина VExk/n, по какой либо причине, то это приведет к тому, что ток заряда I'ck будет иметь тенденцию к увеличению, а ток заряда Ick будут иметь тенденцию к уменьшению по сравнению с тем, какими они должны быть номинально, и за счет этого возникает тенденция возвращения заряда на конденсаторе Ck к той величине, которую он должен иметь. Это объясняет тот факт, что работа многоуровневого преобразователя стабильна и ее можно приспособить к изменениям амплитуды в любом направлении, как для источника напряжения, так и для источника тока. Ниже поясняется, что это, тем не менее, создает некоторые динамические проблемы.
На фиг. 3 показан пример работы многоуровневого преобразователя, показанного на фиг. 1 и 2, для случая, когда n=3; применя6тся управление типа широтно-импульсной модуляции (PWM), чтобы подать синусоидально модулированное переменное напряжение на источник тока C, т.е. в течение последовательных периодов p1, p2, p3,... при работе преобразователя (линия t) ключи T1, T2 и T3 последовательно являются проводящими в течение интервалов времени, которые изменяются в соответствии с волной модуляции выходного напряжения, называемой ниже "модулирующей волной". В каждом случае соответствующие ключи T'1, T'2 и T'3 находятся в противоположных положениях.
Естественно, и другие режимы модуляции работы ключей могут, как известно, дать возможность получить тот же самый результат. Также ясно, что преобразователь может служить и для подачи на источник тока C волны любой другой формы или сигнала с регулируемым напряжением постоянного тока.
Сначала рассмотрим период p1 при работе преобразователя. В течение этого периода, когда любой один из ключей T1, T2 и T3 является проводящим, остальные два являются непроводящими. Для каждой группы из двух элементов и конденсатора между ними это соответствует вышеуказанным состояниям в) и г), при которых конденсатор получает последовательный дополнительный отрицательный и положительный заряд, суммарная величина которого номинально равна нулю. Следует также заметить, что, когда соседние элементы CL1 и CL2 находятся в состоянии в), соединенные элементы CL2 и CL3 находятся в состоянии в), так что конденсатор C1 получает дополнительный положительный заряд от того же тока, который обеспечивает дополнительный отрицательный заряд конденсатору C2.
На фиг. 3 также показано в качестве примера, как работает многоуровневый преобразователь в течение периода p2, p3 и т.д., в течение которых периоды проводимости ключей T1, T2, T3 становятся короче, а затем становятся длиннее до тех пор, пока не превысят одну треть периода, и в этом случае они перекрываются. Линия V1 показывает напряжение, которое в идеальном случае должно передаваться на источник тока, в частности - если бы емкость конденсаторов была такой, что дополнительный заряд, о котором идет речь, несущественно изменял бы напряжение между их клеммами. Напряжение V1 выражено в долях напряжения VE источника напряжения SE, принимая отрицательный полюс источника напряжения SE в качестве источника опорного напряжения. Можно заметить, что это напряжение V1 содержит и основную частоту большой амплитуды на частоте Fd прерывателя, которая является указанной частотой преобразователя, и гармоники меньшей амплитуды на частотах выше частоты прерывателя, которые легко исключить с помощью фильтра нижних частот.
Поскольку ток изменяется, состояния в) и г), упомянутые выше, не будут способствовать подводу дополнительных количеств заряда к конденсаторам преобразователя, так как в промежутке между этими двумя состояниями у тока будет время на изменение. Такое изменение пренебрежимо только в случае, если период работы ключей значительно больше, чем частота модулирующей волны.
Следует также ожидать, что переменный ток, подаваемый на источник тока, не будет точно синусоидальным, а будет симметрично искаженным. Точно так же, ошибки в уровнях сигналов управления или в сигналах, которые они генерируют, или существующие различия во временах переключения разных участвующих в работе ключей неизбежно вызывают неравенство длительностей проводимости ключей через период работы преобразователя или будут смещать стадии проводимости ключей во времени, или еще будут разбалансировать токи, заряжающие и разряжающие конденсаторы. Поэтому, и - как правило, на практике невозможно с помощью многоуровневого преобразователя описанного типа гарантировать, что номинальные рабочие условия, описанные в начале, будут на самом деле удовлетворены. К сожалению, постоянная ошибка в дополнительном заряде приведет к ошибке в одном или другом направлении в заряде на конденсаторе, а значит - и к ошибке в его среднем напряжении заряда, создавая тем самым искажение на рабочей частоте преобразователя в напряжении, подаваемом на источник тока.
Этот эффект проиллюстрирован следом V1' на фиг. 3, аналогичным следу V1, за тем исключением, что конденсатор C1 (фиг. 1), который предполагается заряженным до напряжения, которое меньше, чем его номинальное напряжение заряда, препятствует подаче преобразователем импульсов vi1, vi2, vi3 постоянной амплитуды, и преобразователь подает вместо них импульсы, такие как vi1', которые имеют меньшую амплитуду (на чертеже масштаб увеличен, чтобы его легче было читать), всякий раз, когда конденсатор C1 подает свое собственное напряжение заряда на источник тока C, и импульсы, такие как vi2', большей амплитуды всякий раз, когда конденсатор C1 вычитает свое собственное напряжение из напряжения, подаваемого на источник тока C, и наконец, еще и импульсы, такие как vi3' неизменной амплитуды всякий раз, когда конденсатор C1 не включен в цепь. Легко заметить, что это вводит в сигнал V1' распределенную составляющую на указанной частоте прерывателя.
На фиг. 4 приведен пример спектра такой распределенной составляющей в преобразователе, имеющем смесь каскадов, и здесь можно заметить линию на частоте Fd прерывателя, т.е. на частоте преобразователя, и линии на частотах 2Fd, 3Fd и т.д.
Таких линий нет, когда конденсаторы заряжены до их соответствующих номинальных напряжений. Когда эти линии появляются, то они в общем вредны.
Тем не менее, и - помимо всего прочего, напряжения, воздействию которых подвергаются ключи, больше не равны, по существу, разности между номинальными напряжениями заряда двух соседних конденсаторов, т.е. напряжению источника напряжения, деленному на количество ступеней преобразователя. Это может привести к повреждению ключей.
Естественно, как упоминалось выше, ошибки в заряде на конденсаторах имеют тенденцию к спонтанному взаимному уничтожению, но этот процесс требует времени.
Кроме того, этот спонтанный процесс осуществляется с помощью источника тока. Следовательно, он не оказывает воздействия, когда источник тока не вырабатывает ток, и в любом случае будет замедляться всякий раз, когда ток, текущий через источник тока, мал.
На основании вышеуказанных наблюдений, в настоящем изобретении предложен многоуровневый преобразователь, в котором средний заряд на каждом конденсаторе преобразователя лучше поддерживается на своем номинальном уровне.
Согласно изобретению этот результат достигается за счет того, что многоуровневый преобразователь дополнительно содержит установленную параллельно источнику тока фильтрующую цепочку для предпочтительного рассеивания, по меньшей мере - частично, энергии любой составляющей, имеющей частоту, лежащую в полосе частот, простирающейся от основной частоты напряжения, подаваемого на источник тока, до частоты, равной в n раз увеличенной частоте преобразователя, также называемой частотой прерывателя, где n - число каскадов в преобразователе, причем указанные две частоты не входят в указанную полосу частот.
В одном конкретном варианте воплощения фильтрующая цепочка включает в себя по меньшей мере одну последовательную цепочку типа RLC. Можно также предусмотреть множество последовательных LC-цепочек, соединенных последовательно с общим резистором. Однако можно также предусмотреть и множество последовательных RLC-цепочек, соединенных параллельно.
Предпочтительно для каждой рассматриваемой последовательной RLC-цепочки сопротивление резистора достаточно мало, чтобы как можно быстрее рассеивать энергию, но достаточно велико, чтобы предотвратить избыточный ток, повреждающий ключи преобразователя.
Различные задачи и характеристики настоящего изобретения станут понятнее из нижеследующего описания конкретных вариантов воплощения изобретения, приводимого в качестве неограничительного примера со ссылкой на прилагаемые чертежи, на которых:
на фиг. 1, как указано выше, приведена принципиальная электрическая схема известного многоуровневого преобразователя;
на фиг. 2, как указано выше, приведена принципиальная электрическая схема группы из двух соседних каскадов в многоуровневом преобразователе, показанном на фиг. 1;
на фиг. 3, как указано выше, приведена временная диаграмма, отображающая работу многоуровневого преобразователя, показанного на фиг. 1 и 2, для случая, когда он содержит только три каскада;
на фиг. 4 изображен пример вывода спектра напряжения преобразователем, показанным на фиг. 1, в случае разбаланса заряда на конденсаторе применительно к преобразователю, имеющему семь каскадов;
на фиг. 5 изображена принципиальная электрическая схема многоуровневого преобразователя того типа, который показан на фиг. 1, 2 и 3, модифицированного первым конкретным вариантом воплощения настоящего изобретения;
на фиг. 6 показан фрагмент принципиальной электрической схемы, изображающей вариант преобразователя, показанного на фиг. 5; и
на фиг. 7 приведен график, на котором кривые изображают характеристику зависимости полного внутреннего сопротивления от частоты (Z/F) для различных RLC-цепочек, настроенных на одну и ту же частоту, но имеющих разные емкости и индуктивности.
Ниже не повторяется описание многоуровневого преобразователя. Схемы и временная диаграмма на фиг. 1, 2 и 3 соответствуют описанию преобразователя того типа, который раскрыт в заявке на патент Франции N FR 2697715 A1, к которой читатель может обратиться для более подробного ознакомления. На фиг. 4 приведен пример распределенных составляющих, для случая которых настоящее изобретение позволяет получить приемлемое техническое решение.
На фиг. 5 изображен преобразователь, показанный на фиг. 1, в котором разные элементы приведены под теми же цифровыми позициями. На выходе, т.е. параллельно источнику тока, подключена фильтрующая CF-цепочка для рассеивания, предпочтительно и по меньшей мере - частично, энергии любой составляющей на частоте, лежащей в полосе частот, простирающейся от основной частоты напряжения, приложенного к источнику тока, до частоты, которая в n раз превышает частоту преобразователя, также называемой частотой "прерывателя", где n - количество каскадов в преобразователе, причем две указанные частоты не лежат в указанной полосе частот.
Точнее, фильтрующая цепочка содержит одну или несколько последовательных цепочек типа RLC, каждая из которых содержит резистор Ra, Rm, катушку индуктивности La, Lm, и конденсатор Ca, Cm.
В варианте, изображенном на фиг. 6, общий резистор Rax подключен последовательно с множеством последовательных резонансных контуров La1, Ca1,; La2, Ca2. По сравнению с техническим решением, показанным на фиг. 5, этот вариант дешевле, но труднее в воплощении на практике.
В идеале фильтрующая CF-цепочка должна иметь бесконечное полное внутреннее сопротивление вплоть до основной частоты напряжения, подаваемого на источник тока преобразователем, нулевое полное внутреннее сопротивление на частотах свыше основной частоты напряжения, подаваемого на источник тока преобразователем, вплоть до, но не включая, частоты nFd, которая соответствует рабочей частоте ключей, умноженной на количество элементов в преобразователе (см. импульсы vi1, vi2, vi3 на фиг. 3), и бесконечное полное внутреннее сопротивление на более высоких частотах.
Чтобы избежать избыточного тока на ключах в преобразователе, нулевое полное внутреннее сопротивление нежелательно. Исходя из этого, определяют минимальное сопротивление резисторов Ra, Rm, Raх: в некоторых приложениях оно может составлять порядка одного Ома.
Бесконечное полное внутреннее сопротивление в заданном диапазоне частот и низкое полное внутреннее сопротивление в других диапазонах частот невозможно. Поэтому в изобретении предусмотрен по меньшей мере один резонансный контур. Частотная характеристика такого контура показана на фиг. 7, где приведены кривые полного внутреннего сопротивления (Z) в зависимости от частоты (F) для трех RLC-цепочек, причем все они имеют сопротивление R, равное 10 Ом, и емкости C 23 мкФ, 2,3 мкФ и 0,23 мкФ. Величины индуктивности таковы, что обеспечивают резонанс в каждом случае на частоте 3 кГц.
Можно заметить, что на частоте 600 Гц полное внутреннее сопротивление цепи составляет около 10 Ом, 102 Ом или 103 Ом. Аналогично распределение величин и на частоте 30 кГц. Для малой емкости (0,23 мкФ) и для соответственно высокой индуктивности характеристика имеет явно выраженную V-образную форму. Преимущество малой емкости состоит в том, что вне полосы частот, содержащей спектр любых возможных распределенных составляющих, полное внутреннее сопротивление значительно. Недостаток заключается в том, что в этой полосе частот полное внутреннее сопротивление мало только на основной частоте составляющих. Одно из решений, обуславливаемых изобретением, как показано на фиг. 5, состоит в том, чтобы предусмотреть множество RLC-цепочек, подсоединенных параллельно, например - по одной для каждой из линий большой амплитуды на фиг. 4, игнорируя остальные линии. Однако такое решение требует наличия многочисленных RLC-цепочек, которые дороги и занимают значительный объем и рассеивают мощность. Решение, изображенное на фиг. 6, фактически аналогично.
Тем не менее, в некоторых приложениях (при относительно низком напряжении, когда рассеиваемая мощность может быть пропорционально больше, распределяя составляющие ограниченной амплитуды) изобретение также обеспечивает выбор большей емкости C, вытягивая таким образом V-образную характеристику и позволяя уменьшить количество RLC-цепочек или даже - в определенных пределах - использовать только одну такую цепочку.
Очевидно, что вышеизложенное описание приведено только в качестве неограничительного примера, и для каждого приложения можно, в частности, выбрать многочисленные другие значения параметров.
Многоуровневый преобразователь содержит, в частности, один конденсатор и два ключа, например, в каждом из его элементов. Элементы работают последовательно, в течение периода, который повторяется с частотой преобразователя. Параллельно нагрузке подключена фильтрующая цепочка для рассеивания энергии любой составляющей, имеющей основную частоту, которая соответствует периоду преобразователя. Фильтр содержит одну или несколько последовательных цепочек типа PIC. Техническим результатом является повышение стабильности. 4 з.п. ф-лы, 7 ил.
| АНТИТЕЛО К GD2-O-АЦЕТИЛИРОВАННОМУ ГАНГЛИОЗИДУ С ПРОАПОПТОЗНОЙ АКТИВНОСТЬЮ | 2014 |
|
RU2679715C1 |
| Устройство для управления тиристорным преобразователем | 1987 |
|
SU1536495A1 |
| Способ управления последовательным резонансным инвертором | 1989 |
|
SU1697231A1 |
