АКУСТИЧЕСКИЙ ПЕРЕДАТЧИК СИСТЕМ АКУСТИЧЕСКОГО И РАДИОАКУСТИЧЕСКОГО ЗОНДИРОВАНИЯ Российский патент 2001 года по МПК G01S13/95 G01S7/03 G01S7/282 H02M7/42 

Изобретение относится к метеорологической технике высотного зондирования атмосферы, а именно к устройствам для определения основных метеовеличин в пограничном слое атмосферы, и может быть использовано в аппаратуре акустического и радиоакустического зондирования (АЗ и РАЗ).

В таблице приведены основные параметры типичных акустических передатчиков для высотного атмосферного зондирования акустическим и радиоакустическим методом.

В системах акустического зондирования, перечисленных в таблице (NN 1, 4), использованы фазированные антенные решетки (ФАР) с электрически управляемым направлением луча. Акустический передатчик выполняется по схеме ФАР пассивного типа: задающий генератор, предусилитель, разветвление линии передачи на N каналов, затем в каждом канале фазовращатель, усилитель мощности и электроакустический преобразователь. Такой акустический передатчик обладает специфическим недостатком - усилители мощности должны быть регулируемыми: для сканирования луча необходимо изменять уровень сигнала, подаваемого на вход усилителя мощности или варьировать его коэффициентом усиления.

В системах радиоакустического зондирования, перечисленных в таблице (NN 5-10), сканирование акустическим лучом не производится, акустические сигналы посылаются вертикально вверх. Поэтому акустические синфазные решетки использованы только для концентрации акустической энергии с целью достижения больших высот зондирования. В этих системах применяют акустический передатчик двух видов: 1) один мощный возбудитель, состоящий из задающего генератора, нескольких каскадов усиления и усилителя мощности, разветвление линии передачи на N каналов, затем в каждом канале электроакустический преобразователь; 2) задающий генератор, предусилитель, разветвление линии передачи на N каналов, затем в каждом канале усилитель мощности и электроакустический преобразователь. В первой схеме усилитель мощности сложно согласовать при параллельном подключении большого числа электроакустических преобразователей. Во второй схеме предъявляются жесткие требования к идентичности и стабильности характеристики усилителей мощности в заданном частотном диапазоне.

Наиболее близким к заявляемому по совокупности признаков является акустический передатчик моностатического содара ИРЭ АН СССР, описанный в [1, Андрианов В.А., Ветров В.И. Неоднородности нижнего 500-метрового слоя атмосферы по результатам акустической локации. // Препринт N 9 (468) ИРЭ ФР СССР. 35 с. Рис. 2.] Передатчик включает последовательно соединенные между собой генератор зондирующих импульсов, усилитель мощности и электроакустический преобразователь в режиме передачи. Между усилителем мощности и электроакустическим преобразователем включен антенный коммутатор, к которому подсоединен также вход предусилителя приемного канала содара. Антенный коммутатор отключает от электроакустического преобразователя вход предусилителя приемника на время акустической посылки или усилитель мощности передатчика на время паузы излучения. Генератор зондирующих импульсов состоит из задающего генератора непрерывных периодических колебаний, стабилизированного с помощью кварцевого резонатора, и предварительного усилителя. На задающий генератор поступают строб-импульсы (длительность τ и периодам Т) от формирователя команд, управляющего с помощью таких же импульсов антенным переключателем и приемником. Несущая частота акустических посылок F=1850 Гц, длительность импульса τ = 0,1 с, период следования импульсов Т = 3,2 с. Электрическая мощность на входе электроакустического преобразователя 50 Вт. Высота зондирования не превышает 500 м.

Усилительные каскады передатчика должны удовлетворять следующим требованиям:
1) нестабильность звуковой частоты не хуже 10^-4;
2) должны быть широкополосными, чтобы пропускать звуковые импульсы с огибающей, близкой к прямоугольной форме, на вход электроакустического преобразователя;
3) должны иметь низкий уровень нелинейных искажений сигнала, поступающего на вход электроакустического преобразователя: при нелинейных искажениях последний излучает не только несущую частоту, но и ее гармоники, перегружается и бесполезно расходует энергию, поскольку приемник не принимает гармонических составляющих эхо-сигнала; высшие гармоники вызывают подмагничивание звуковой катушки, что приводит к дополнительным потерям в ней и уменьшению амплитуды ее колебаний (падению коэффициента преобразования электрической мощности в акустическую);
4) должны иметь стабильные во времени частотные и фазовые характеристики.

Частотная, фазовая и переходная характеристики электронных усилительных устройств однозначно связаны между собой [2. Цыкина А.В. Электронные усилители. М.: Радио и связь, 1982. 288 с.].

Устройство-прототип обладает следующими недостатками:
1. Необходимо увеличение мощности акустических посылок, создаваемых акустическим передатчиком, так как прототип не обеспечивает зондирования в слоях атмосферы выше 500 м.

2. В составе акустической фазированной антенной решетки с качанием луча прототип требует применения отдельного независимого функционального узла - фазовращателя.

3. Поскольку требуется высокая стабильность частоты, нельзя обойтись одним мощным каскадом генерации и усиления (мощным автогенератором), а потому используются задающий генератор+предварительный усилитель+усилитель мощности, т.е. не менее трех-четырех усилительных каскадов.

4. Усилитель создает шумы в паузах между зондирующими посылками, тем большие, чем больше коэффициент усиления. В моностатическом содаре необходимо отключение выхода усилителя мощности от электроакустического преобразователя в этих паузах.

5. Приемо-передающий тракт содара с усилителем мощности может самовозбуждаться из-за наличия акустической обратной связи при конечной величине развязки антенного коммутатора. Акустическая обратная связь звукового передатчика и приемника рассмотрена в монографии [3. Анерт В., Райхардт В. Основы техники звукоусиления. М.: Радио и связь, 1984, 320 с. Пер. с нем. W. Ahnert, W. Reichardt Crundlagen der Beschallungstechnik. Veb Verlag Technik, Berlin, 1981].

6. При цифровом управлении частотой и фазой излучаемого сигнала необходим цифро-аналоговый преобразователь на входе усилителя мощности.

В основу изобретения поставлена задача создания экономичного акустического передатчика систем АЗ и РАЗ с возможностью подключения к цифровому формирователю частоты и фазы, исключающего самовозбуждение приемо-передающего тракта содара по цепям акустической обратной связи и необходимость отключения выхода усилителя мощности от электроакустического преобразователя на интервалах времени приема эхосигналов.

Такой технический результат достигается тем, что в акустическом передатчике систем АЗ и РАЗ, содержащем электроакустический преобразователь и возбудитель тока в нем, возбудитель тока в форме пакетов синусоидальных колебаний вида I_osin(2πF+Φ) выполнен по схеме автономного резонансного инвертора с внешним управлением от стабилизированного импульсного генератора с выходной частотой F, инвертор подключен к регулируемому источнику постоянного тока и снабжен элементом регулировки частоты собственных колебаний около частоты F тока в нагрузке.

До настоящего времени инверторы не применялись в акустических передатчиках систем АЗ и РАЗ. Известные области практического применения автономных инверторов перечислены на с. 248 монографии [4. Руденко В.С., Сенько В.И., Чиженко И. М. Преобразовательная техника. Киев: Вища школа. 1983. 431 с.] и относятся к бортсетям, аварийному электроснабжению, регулированию электропровода с частотным управлением, электротранспорту, работающему от контактных сетей, трансформаторам постоянного тока, энергоснабжению с нестандартной частотой или от отводов магистрали постоянного тока, преобразованию постоянного тока в переменный спецназначения (в МГД-генераторах, топливных элементах, термо- и фотоэлементах).

В связи с традиционными областями применения к автономным инверторам предъявляются следующие требования [4, с. 248-249]:
1) максимальный КПД;
2) минимальная установленная мощность узлов и элементов;
3) возможность широкого регулирования выходного напряжения;
4) стабильность выходного напряжения при изменении нагрузки и входного напряжения;
5) обеспечение синусоидальной или близкой к таковой формы выходного напряжения;
6) возможность регулирования в некоторых пределах выходной частоты;
7) отсутствие срывов инвертирования при перегрузках;
8) возможность работы в режиме холостого хода;
9) обеспечение максимальной надежности и устойчивости.

Устройства, удовлетворяющие перечисленным требованиям, пригодны для использования в составе возбудителя акустического передатчика систем АЗ и РАЗ.

На фиг. 1 приведена структурная схема предложенного акустического передатчика. На фиг. 2 дана принципиальная схема примера конкретного исполнителя инвертора.

Схема акустического передатчика (фиг. 1) включает электроакустический преобразователь 1 и возбудитель 2. Возбудитель 2 состоит из инвертора 3, схемы запуска 4, блока питания 5 и управляемого выпрямителя 6, подсоединенного к инвертору 3 в точках 7 (+) и 8 (-), причем блок питания 5 и управляемый выпрямитель 6 подключены к сети (на фиг. 1 трехфазный). Схема запуска 4 подсоединена к инвертору 3 линиями связи в точках 9, 10, 11, 12. Электроакустический преобразователь 1 подсоединен к инвертору 3 линиями связи в точках 13, 14.

Инвертор 3 (фиг.2) выполнен на основе схемы полумостового тиристорного инвертора с разделенным коммутирующим конденсатором, показанной на рис. 5.19в [4] , и включает два управляемых вентиля 15, 16. Вентили 15, 16 могут быть выполнены, например, на однонаправленных однооперационных тиристорах. На фиг. 2 показаны тиристоры 15, 16. Управляющий электрод и катод тиристора 15 присоединены к точкам 9, 10, управляющий электрод и катод тиристора 16 присоединены к точкам 11, 12 соответственно.

Тиристоры 15, 16 включены последовательно с коммутирующими дросселями 17, 18, причем первый конец дросселя 17 подключен к катоду тиристора 15, первый конец дросселя 18 - к аноду тиристора 16. Анод тиристора 15 подключен к точке 7 (+), катод тиристора 16 - к точке 8 (-). К точке 13 подсоединены вторые концы дросселей 17, 18, средняя точка двухполюсного выключателя 19 и первый вывод полосового фильтра 20. Первый контакт выключателя 19 подсоединен к точке 21 отвода обмотки дросселя 17, второй контакт - к точке 22 отвода обмотки дросселя 18.

Полосовой фильтр 20 включает параллельный резонансный контур из индуктивности 23 и емкости 24, один конец которых подсоединен к точке 13, другой - к точке 14. Полосовой фильтр 20 включает также последовательный резонансный контур из индуктивности 25 и емкости 26, причем один конец последовательного контура 25-26 подсоединен к точке 14, другой конец контура 25-26 (второй вывод фильтра 20) - к точке 27. Резонансная частота контура 23-24 с учетом реактивности преобразователя 1 и контура 25-26 равна F.

К точке 27 подсоединены также первые обкладки основных коммутирующих конденсаторов 28, 29 и первый контакт выключателя 30. Первые обкладки дополнительных коммутирующих конденсаторов 31, 32 подсоединены ко второму контакту выключателя 30. Вторые обкладки конденсаторов 28, 31 подключены к точке 7 (+), вторые обкладки конденсаторов 29, 32 подключены к точке 8 (-).

Дроссели 17, 18 идентичны. Конденсаторы 28 и 29, 31 и 32 попарно идентичны. Индуктивность L дросселя 17 или 18 и емкость C/2 конденсатора 28 или 29 выбраны из соотношения

где F - частота собственных колебаний тока в нагрузке 20-1 инвертора, состоящей из полосового фильтра 20 с подключенным к нему электроакустическим преобразователем 1, имеющим резистивную часть входного сопротивления R₁.

Схема запуска 4 (фиг. 1) может быть выполнена, например, на основе стабилизированного импульсного генератора с выходным сигналом типа "меандр" частотой F и двух формирователей импульсов, причем формирователи подключены к прямому и инверсному выходам импульсного генератора. Схема формирователя, работающая по сходному принципу, описана в [5. Розанов Ю.К. Основы силовой электроники. М.: Энергоатомиздат, 1992, 296 с. Рис. 5.5. и комментарий к нему.].

Блок питания 5 (фиг. 1) может быть выполнен, например, по схеме неуправляемого двухполупериодного выпрямителя с понижающим трансформатором - см. схему N 41 [6. Р. Трейстер, Дж. Мейо 44 источника электропитания для любительских электронных устройств. М.: Энергоатомиздат, 1990, 288 с. Пер. с англ. Traister R.J. and Mayo J.L. 44 power supplies for your electronic projects, New York TAB Books Inc., 1987].

Управляемый выпрямитель 6 (фиг. 1) может быть выполнен, например, по трехфазной схеме управляемого выпрямителя, привееднной на рис. 24 [7. Шидловский А. К. , Козлов А.В., Комаров Н.С., Москаленко Г.А. Транзисторные преобразователи с улучшенной электромагнитной совместимостью. Киев: Наукова думка, 1993, 271 с.].

Предложенное устройство работает следующим образом. После подачи сетевого напряжения на управляемый выпрямитель 6 (фиг. 1) с его выхода поступает постоянное напряжение U₀ в точки 7 (+) и 8 (-) инвертора 3. Основные коммутирующие конденсаторы 28, 29 (фиг. 2) заряжаются до напряжения U₀/2.

При подаче сетевого напряжения на блок питания 5 (фиг. 1) с его выхода на вход схемы запуска 4 поступает постоянное напряжение. Схема запуска 4 вырабатывает две последовательности запускающих импульсов длительностью τ с частотой F, сдвинутых на полпериода относительно друг друга. Последовательности импульсов, обозначенные на фиг. 2 как u₁, u₂, поступают по линиям связи в точки 9 - 10 и 11 - 12 инвертора 3. Рассмотрим действие отдельных запускающих импульсов.

1. В момент времени t₀ передний фронт запускающего импульса из последовательности u₁, поданного в точки 9, 10, отпирает тиристор 15. В цепи контура, включающего дроссель 17 и конденсаторы 28, 29, начинается колебательный процесс: конденсатор 28 разряжается через тиристор 15, дроссель 17 и нагрузку 20-1; конденсатор 29 заряжается от источника 7-8 через тиристор 15, дроссель 17 и нагрузку 20-1.

Обозначим i₁, i=i₁+i₂, i₂ - токи, текущие через конденсаторы 28, 29 и по цепи, состоящей из дросселя 17 и нагрузки 20-1. Запишем уравнения Кирхгофа, связывающие эти токи. Ниже индексы при индуктивностях L и емкостях C соответствуют номерам позиций на фиг. 2.

Уравнение (2) перепишем в виде

С учетом равенства C₂₈+C₂₉=C/2 первое слагаемое в (3) заменим на удвоенную левую часть уравнения (1). Получим

Решение уравнения (4) известно - см. [5, с. 142] и в принятых обозначениях имеет вид

где U₂₉(t₀)=U₀/2 - напряжение на конденсаторе 29 в момент t₀;

Примем условное направление 13 ---> 27 (от точки 13 к точке 27) тока i₂ в нагрузке 20-1. Из уравнения (5) видно, что ток i₂ изменяется по синусоидальному закону, сначала нарастает, а затем падает до нуля. Конденсатор 28 разряжается, конденсатор 29 заряжается до напряжения U₀. В момент времени t₁=t₀+T/2 ток i₂ переходит через нулевое значение, а затем нарастает в обратном направлении и создает на дросселе 17 обратное смещение для тиристора 15. Тиристор 15 запирается. Обратное смещение поддерживается конденсатором 28 в течение времени, необходимого для восстановления запирающих свойств тиристора 15. Для оценки порядков величины временных соотношений заметим, что для тиристора ТЧ-25 время включения составляет 3 мкс, время выключения 7,5 мкс [8. Шопен Л. В. Бесконтактные электрические аппараты автоматики. М.: Энергия, 1976, 567 с. См. с. 391]; в радиоакустическом и акустическом зондировании период T = 0,2 - 1 мс.

2. В момент времени t₁=t₀+T/2 передний фронт запускающего импульса из последовательности u₂, поданного в точки 11, 12, отпирает тиристор 16. В цепи контура, включающего дроссель 18 и конденсаторы 28, 29, начинается колебательный процесс: конденсатор 28 заряжается от источника 7 - 8 через нагрузку 20 - 1, дроссель 18, тиристор 16; конденсатор 29 разряжается через нагрузку 20 - 1, дроссель 18, тиристор 16.

Обозначим i=i₃ + i₄, i₃, i₄ - токи, текущие через конденсаторы 28, 29 и по цепи, состоящей из дросселя 17 и нагрузки 20 - 1. Запишем уравнения Кирхгофа, связывающие эти токи.

По аналогии с предыдущим получаем

где U₂₈(t₁)=0 - напряжение на конденсаторе 28 в момент t₁;

Сравнивая уравнения (5) и (9), с учетом принятого направления токов при t₀ получаем направление 27 ---> 13 тока i₄ в нагрузке 20 - 1, т.е. противоположное направлению тока i₂ в первом полупериоде. Ток i₄ изменяется по синусоидальному закону, сначала нарастает в обратном направлении, а затем уменьшается до нуля. Конденсатор 28 заряжается до напряжения U₀, конденсатор 29 разряжается до нуля. В момент времени t₂= t₀+T/2 ток i₄ переходит через нулевое значение, а затем нарастает в обратном направлении и создает на дросселе 18 обратное смещение для тиристора 16. Тиристор 16 запирается. Обратное смещение поддерживается конденсатором 29 в течение времени, необходимого для восстановления запирающих свойств тиристоров 16.

3. В момент времени t₂ = t₁+T/2 в схеме на фиг. 2 начинают происходить процессы, описанные в п. 1 с той лишь разницей, что U₂₈=U₀, U₂₉=0. Ток в нагрузке найдем из уравнения (5), где сделаем замену U₂₉(t₀) ---> U₂₉(t₂)=0.

Пункты 2, 3 повторяются на интервале времени излучения пакета (цуга) акустических волн. Амплитуды токов в нагрузке 20-1 одинаковы в первом и втором полупериодах колебаний - ср. первые сомножители в (9), (11). Экспоненциальный множитель в этих выражениях также одинаков и характеризует нелинейные искажения, которые оказываются небольшими: в максимуме синусоиды, этот множитель равен Q ≈ 15 - 20 для частот зондирования F =1-5 кГц. Вследствие равенства индуктивности L₁₇=L₁₈ частоты F и добротности Q в соотношениях (6), (10) одинаковы. Таким образом ток в нагрузке 20-1 имеет синусоидальную форму с частотой F. Режим работы инвертора, в котором частота собственных колебаний тока нагрузки совпадает с частотой запускающих импульсов, называется граничным [4, c. 275].

Предложенная схема позволяет осуществлять регулировку фазы тока в нагрузке без изменений частоты F выходных колебаний, что ранее не использовалось в инверторных схемах. Регулировка фазы достигается с помощью выключателей 19, 30. При замыкании выключателя 19 уменьшается индуктивность колебательного контура инвертора, что приводит к возрастанию резонансной частоты инвертора и опережению фазы тока в нагрузке 20-1. Режим работы инвертора, в котором частота собственных колебаний тока нагрузки превышает частоту запускающих импульсов, известен как режим естественного выключения тиристоров [4, c. 275] . В этом режиме ток в цепи отпертого тиристора прекращается раньше, чем приходит новый запускающий импульс. Поэтому на интервале времени между моментом нуля тока и моментом прихода очередного запускающего импульса ток в цепи нагрузки отсутствует.

При замыкании выключателя 30 (выключатель 19 разомкнут) увеличивается емкость колебательного контура инвертора, соответственно реализуется запаздывание фазы тока в нагрузке.

Режим работы инвертора, в котором частота собственных колебаний тока нагрузки F_н меньше частоты F запускающих импульсов (F_н = F - Δ F), называется режимом принудительной коммутации [4, с. 275]. В этом режиме в момент t₁ прихода запускающего импульса последовательности u₂ ток i₂ в цепи отпертого тиристора 15 не достигает нуля и определяется формулой (5), где t=1/(2F_н), ω = ω₁,

C₁/2 - емкость конденсатора 31 и 32.

На конденсаторах 28, 31 еще осталась разность потенциалов Δ U, конденсаторы 29, 32 заряжены до напряжения U₀ - Δ U. В момент отпирания тиристора 16 потенциалы точек 13 и 8 (-) выравниваются. Поскольку в точке 27 имеется напряжение +(U₀- Δ U), в нагрузке 20-1 возникает ток i_4н = i₄ + Δ i в направлении 27 ---> 13, который расходится в две ветви - ток Δ i через дроссель 17, тиристор 15, конденсаторы 28, 31, ток i₄ через дроссель 18, тиристор 16, конденсаторы 29, 32. Направление тока Δ i на дросселе 17 противоположно направлению тока i₂, компенсирует его и создает обратное смещение на тиристоре 15, которое поддерживается конденсаторами 28, 31 в течение времени восстановления запирающих свойств тиристора 15. После запирания тиристора 15 процесс протекает в соответствии с п. 2. Ток i₄ определяется формулой (9), где U₂₈(t₁) = Δ U, ω = ω₁.
В момент t₂ прихода запускающего импульса последовательности u₁ ток i₄ в цепи отпертого тиристора 16 не достигает нуля. На конденсаторах 29, 32 еще осталась разность потенциалов Δ U, конденсаторы 28, 31 заряжены до напряжения U₀ - Δ U. В момент отпирания тиристора 15 потенциалы точек 13 и 7 (+) выравнивается. Поскольку в точке 27 имеется напряжение + Δ U, в нагрузке 20-1 возникает ток i_2н = i₂ + Δ i в направлении 13 ---> 27, который является суммой двух токов - тока i₂ через конденсаторы 28, 31, тиристор 15, дроссель 17 и тока Δ i через конденсаторы 29, 32, тиристор 16, дроссель 18. Направление тока Δ i через дроссель 18 противоположно направлению тока i₄, компенсирует его и создает обратное смещение на тиристоре 16, которое поддерживается конденсаторами 29, 32 в течение времени восстановления запирающих свойств тиристора 16. После запирания тиристора 16 процесс протекает в соответствии с п. 3. В формулу (11) для тока i₂ подставим U₂₉(t₂)= Δ U.

Подобные переключения, вызывающие изменение величины индуктивности или емкости резонансного контура инвертора, можно осуществлять с помощью цифрового управляющего устройства.

Оценим пределы регулирования фазы тока с помощью выключателей 19, 30. Если допустить, что величина ± Δ F равна расстройке резонансного контура тока нагрузки 20-1 на уровне 0,5 максимальной мощности, то значение Δ F можно найти из соотношения Δ F = QF/2. Величину индуктивности L - Δ L дросселей 17, 18 при замкнутых контактах выключателя 19 найдем из равенства

Величину емкости C₁/2 конденсаторов 31 или 32 при замкнутых контактах выключателя 30 найдем из равенства

Возможные при замыкании выключателей 19, 30 нелинейные искажения формы тока в электроакустическом преобразователе 1, а также нелинейность формы тока за счет экспоненциального множителя устраняются с помощью полосового фильтра 20, работа которого описана, например, в [4].

Для использования предложенного акустического передатчика в качестве элемента фазированной антенной решетки необходимо регулировать выходную акустическую мощность, чтобы создать требуемое амплитудное распределение в апертуре решетки. Регулировку выходной мощности в предложенном передатчике осуществляют регулировкой напряжения U₀ на выходе управляемого выпрямителя 6 (фиг. 1).

Таким образом предложенное устройство удовлетворяет требованиям, сформулированным выше для акустических передатчиков, позволяет исключить недостатки прототипа и обеспечивает достижение поставленной цели благодаря существенным признакам в отличительной части формулы изобретения. Предложенная схема инвертора осуществляет новую функцию, ранее не использованную, - регулировку фазы тока в нагрузке без изменения частоты выходных колебаний путем изменения резонансной частоты инвертора. Предложенный передатчик экономичнее прототипа, так как инвертор имеет предельный КПД до 95% [9. Модель З.И. Радиопередающие устройства. М.: Сов. радио, 1971, 129 с. См. с. 28.], в то время как усилитель мощности в режиме А имеет предельный КПД до 50%, а в режиме B - до 80% - см. с. 158 [10. Цыкин Г.С. Усилительные устройства. М.: Связь, 1971, 367 с.].

Изобретение относится к метеорологической технике высотного зондирования атмосферы, а именно к устройствам для определения основных метеовеличин в пограничном слое атмосферы, и может быть использовано в аппаратуре акустического и радиоакустического зондирования. В акустическом передатчике систем акустического и радиоакустического зондирования, содержащем электроакустический преобразователь и возбудитель тока в нем, возбудитель тока в форме пакетов синусоидальных колебаний вида I₀sin(2πF+Φ) выполнен по схеме автономного резонансного инвертора с внешним управлением от стабилизированного импульсного генератора с выходной частотой F, инвертор подключен к регулируемому источнику постоянного тока и снабжен элементами регулировки частоты собственных колебаний около частоты F тока в нагрузке. Достигаемым техническим результатом является создание экономического акустического передатчика. 2 ил., 1 табл.

Акустический передатчик систем акустического и радиоакустического зондирования, содержащий электроакустический преобразователь и возбудитель, отличающийся тем, что возбудитель состоит из инвертора, схемы запуска, выполненной на основе стабилизированного генератора импульсов с частотой F, блока питания и управляемого выпрямителя, подсоединенного к инвертору, причем блок питания и управляемый выпрямитель подключены к сети для подачи сетевого напряжения, с выхода блока питания на вход схемы запуска поступает постоянное напряжение, схема запуска подсоединена к инвертору, электроакустический преобразователь подсоединен к инвертору, инвертор выполнен на основе схемы полумостового тиристорного инвертора с разделенным коммутирующим конденсатором и снабжен элементами регулировки частоты собственных колебаний около частоты F.