ВЫСОКОТОЧНЫЙ АКУСТООПТИЧЕСКИЙ ИЗМЕРИТЕЛЬ СКОРОСТИ ПЕРЕСТРОЙКИ ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ Российский патент 2002 года по МПК G01R23/17 

Предлагаемое изобретение относится к радиоизмерительной технике и может быть использовано в качестве высокоточного измерителя скорости перестройки частотно-модулированных (ЧМ) сигналов и/или законов изменения частоты радиосигналов в широкополосных системах связи, радиолокации и радиоразведке.

Известен акустооптический (АО) анализатор спектра с пространственным интегрированием (опубл. в кн.: Оптическая обработка радиосигналов в реальном времени (О.Б.Гусев, С.В. Кулаков, Б.П.Разживин, Д.Б.Тигин. Под ред. Кулакова С. В. - М. : Радио и связь. - 1989. - 136 с., стр. 48), в состав которого входят последовательно по свету включенные лазер, конденсор и коллиматор, образующие оптический каскад перехода от лазерного пучка к плоской световой волне заданной апертуры, акустооптический дефлектор (АОД), на электрический вход которого подается измеряемый радиосигнал, Фурье-линза и регистрирующее фотоприемное устройство (ФПУ) в виде линейки фотоприемников.

В данном аналоге измерение скорости перестройки γ ЧМ - сигнала S(t) = a(t)cos[2πf_c(t)t] в момент времени t₀ осуществляется путем регистрации значений частот f_c1 и f_c2 в моменты времени t₁ и t₂ и последующем вычислении γ(t₀) путем

где t₀=(t₂+t₁)/2.

При этом точность измерения γ(t₀) определяется точностью регистрации мгновенных частот f_c1 и f_c2, которая связана с дискретным характером расположения N_Σ фотодиодов в применяемой в анализаторе линейке фотоприемников.

Причиной, препятствующей достижению заявляемого технического результата, является наличие в аналоге существенной частотной погрешности, равной половине частотной дискреты измерителя δf_g = Δf_Σ/2N_Σ, где Δf_Σ- полоса рабочих частот измерителя.

Частотная погрешность в данном аналоге обусловлена конечным числом N_Σ; в общем случае она задается алгоритмом обработки информации, снимаемой с ФПУ, но с учетом особенностей характеристик современных фотодиодных линеек и матриц, она не может быть меньше указанного предела.

Признаками аналога, совпадающими с признаками изобретения, являются последовательно по свету включенные лазер, коллиматор, акустооптический дефлектор, интегрирующая линза и фотоприемное устройство в виде линейки фотоприемников.

Известно АО частотно-определительное устройство (Гуревич А.С., Нахмансон Г. С. Точность измерения ширины спектра широкополосных радиосигналов на фоне помех в АО спектроанализаторе // Радиотехника. -1982. - т.25. - 4. - с.62-69), содержащее в своем составе последовательно по свету расположенные лазер, коллиматор, формирующий плоскую световую волну, АО дефлектор, на вход которого подается измеряемый радиосигнал, линзу, выполняющую преобразование Фурье, и оптоэлектронную систему, обрабатывающую оптический сигнал и включающую в себя линейку фотоприемников, набор видеоусилителей, набор пороговых устройств и решающее устройство.

Причиной, препятствующей достижению заявляемого технического результата, является наличие в данном устройстве, как и в предыдущем аналоге, частотной погрешности, также равной половине частотной дискреты измерителя.

Признаками аналога, общими с заявляемым изобретением, являются последовательно расположенные лазер, коллиматор, акустооптический дефлектор, интегрирующая линза и электронная система, включающая в себя линейку фотоприемников, наборы видеоусилителей, пороговых устройств, а также решающее устройство.

Наиболее близким по технической сущности к заявляемому устройству является устройство-прототип: АО измеритель законов изменения частоты ЧМ-сигналов - см. фиг.1,А и 1,Б, который описан в обзорной статье: Роздобудько В.В. Широкополосные акустооптические измерители частотных и фазовых параметров радиосигналов // Радиотехника. - 2001. - 1. - с.79 -92.

Устройство-прототип содержит в своем составе последовательно по свету расположенные лазер, коллиматор, акустооптический дефлектор, на электрический вход которого подается измеряемый радиосигнал - S(t), интегрирующую линзу, линейку фотоприемных устройств с параллельным съемом информации, выходы которой через набор предварительных видеоусилителей и набор пороговых устройств нагружены на решающее устройство.

Признаками прототипа, общими с заявляемым техническим решением, являются последовательно по свету включенные лазер, коллиматор, акустооптический дефлектор, интегрирующая линза и линейка фотоприемных устройств, выходы которой через набор видеоусилителей и пороговых устройств нагружены на решающее устройство.

Причиной, препятствующей достижению заявляемого технического результата, является недостаточная точность измерения несущей частоты радиосигналов и соответственно скорости ее изменения.

Поясним данный недостаток прототипа и вышеописанных аналогов, для чего рассмотрим используемый ими алгоритм регистрации несущих частот радиосигнала в различные моменты времени.

В АО частотно-определительных устройствах, к которым относятся заявляемое устройство, прототип и вышеописанные аналоги, съем информации с линейки ФПУ о координате энергетического центра дифрагированного пятна света, пропорциональной частоте входного радиосигнала - f_c, осуществляется с помощью параллельного набора видеоусилителей, набора однопороговых устройств, решающего устройства и определяется как

где f_c - измеряемая частота, F - фокусное расстояние интегрирующей линзы, λ - длина волны лазерного излучения, V - скорость ультразвука в АОД, Θ₀- угол падения лазерного излучения на АОД. В задачу решающего устройства входит определение номеров фотодиодов - первого - m_п и последнего m_з из группы N_m засвеченных фотодиодов, приходящихся на дифрагированное пятно света.

При этом собственно измерение частоты f_c осуществляется в соответствии:

где f_н - нижняя граничная частота рабочего диапазона частот измерителя, которой в линейке фотоприемников соответствует, например, первый фотодиод; Δf_Σ- полоса пропускания измерителя. Погрешность единичного измерения f_с не превышает Δ_f= 0,5Δf_Σ/N_Σ, а среднеквадратичная погрешность составляет ~ 0,3Δ_f.
Пользуясь правилом сложения погрешностей, можно легко показать, что в выбранных аналогах и прототипе суммарная погрешность измерения мгновенных частот входного радиосигнала в различные моменты времени, определяемая в соответствии с (1), также не будет отличаться от величины, равной Δ_f.
Таким образом, основной недостаток прототипа и аналогов заключается в том, что их точность измерения скорости перестройки частоты ЧМ-сигнал сигналов ограничивается величиной ~0,5 частотной дискреты - 0,5Δf_Σ/N_Σ.
Задачей, на решение которой направлено предлагаемое изобретение, является повышение точности измерения скорости перестройки ЧМ-сигнал сигналов.

Технический результат, достигаемый при осуществлении предлагаемого изобретения, заключается в увеличении точности измерения упомянутой скорости примерно на порядок при следующих типовых параметрах предлагаемого измерителя: полоса рабочих частот Δf_Σ = 1000 МГц; максимальная скорость перестройки измеряемого сигнала |γ| = 50 МГц/мкс; тактовая частота съема информации с ФПУ f_T=1 МГц; число фотодиодов в используемой линейке ФПУ N_Σ = 100.
Технический результат - увеличение точности измерения скорости перестройки частоты радиосигналов в ~10 раз - в предлагаемом устройстве обеспечивается за счет организации повторной дифракции света на двух "отрезках" измеряемого радиосигнала, задержанных относительно друг друга на некоторое время, и при этом повторная дифракция должна отличаться от первоначальной знаком номера порядка.

Изложенная идея структурно реализуется путем введения в известное устройство оптической системы переноса изображения и второго АО дефлектора, причем оба входящих в заявляемое устройство АО дефлектора пространственно размещены с возможностью получения в них дифракции полярных, например ±1, либо ∓1 порядков.

Таким образом, в предлагаемом устройстве регистрируется не само значение частоты входного сигнала, а степень ее изменения от исходной первоначальной величины.

Для достижения технического результата в АО измеритель скорости перестройки ЧМ-сигнал сигналов, состоящий из последовательно по свету включенных лазера, коллиматора, первого АО дефлектора с величиной темновой апертуры, равной l₁, интегрирующей линзы, линейки фотоприемных устройств с параллельным съемом информации, выходы которой через набор предварительных видеоусилителей и набор пороговых устройств нагружены на решающее устройство, между первым АО дефлектором и интегрирующей линзой включены система переноса изображения и второй АО дефлектор, с величиной темновой апертуры, равной l₂, причем оба акустооптических дефлектора пространственно сдвинуты относительно друг друга на расстояние ΔX = |l₂- l₁| и размещены с возможностью получения в них дифракции соответственно плюс/минус первого, либо минус/плюс первого порядков.

Для доказательства наличия причинно-следственной связи между заявляемыми признаками и достигаемым техническим результатом, а также оценки степени улучшения точности измерения γ заявляемым устройством проведем подробное рассмотрение явления повторной дифракции света на входном ЧМ-сигнал сигнале, подаваемом одновременно на два одинаковых АО дефлектора, в одном из которых организована дифракция +(-)1 порядка, а во втором -(+)1 порядка. Структурная схема части предлагаемого устройства, включающая основные из необходимых для пояснения расчета элементов, приведена на фиг.2,А и 2,Б.

Схема функционирует следующим образом. Свет с длиной волны λ (частотой ν₀) и апертурой L₁ под углом Θ_п1 падает на первый АО дефлектор 1, скорость ультразвука в теле которого V. В АОД-1 полезно используется +1 порядок дифракции, частота света в котором ν_g1= [ν₀+ f_c(t)]. Входной ЧМ-сигнал сигнал S(t) подается на пьезопреобразователь АОД-1 и одновременно на второй АОД-2, параметры которого идентичны параметрам первого. Далее дифрагировавший на угол Θ_g1 пучок света с помощью системы переноса изображения подается под углом Θ_п2 на АОД-2. В АОД-2 полезно используется пучок -1 порядка дифракции, а сам он по отношению к АОД-1 "сдвинут" по оси Х₂ на расстояние, равное ΔX₂ = Vτ₃, где τ₃- время задержки, формируемое частью темновой апертуры АОД-2: ΔX₂= l₂- l₁. Отметим, что в АОД-1 свет падает навстречу направлению распространения звука, а в АОД-2 направление света и звука совпадают. Таким образом, свет на выходе АОД-2 имеет частоту, равную ν_g2= [ν_g1- f_c(t+τ₃)]. Дважды продифрагировавший свет линзой с фокусным расстоянием F₂ фокусируется на линейку фотодиодов, выходы которых в последующем через набор видеоусилителей и пороговых устройств будут нагружены на решающее устройство.

В задачу решающего устройства входит преобразование информации о координате центра X₃= F₂[Θ_п2-λf_c(t+τ₃)/nV] дважды продифрагировавшего пятна света в код, необходимый потребителю.

Очевидно, что для любого сигнала S(t) с f_с(t)=const, попадающего в полосу Δf_Σ, в рассматриваемом устройстве дифрагировавший свет не будет менять своего направления от X₃₀= F₂Θ_п1; Х₃ будет отклоняться от положения Х₃₀ в тем больших пределах, чем больше изменится f_c(t)) за время τ₃; при этом знак Х₃ будет определяться знаком [f_c(t)-f_c(t+τ₃)].
Количественно охарактеризовать работу предлагаемого измерителя можно следующим образом. Если положить, что параметры АОД идентичны, а схема переноса изображений не вносит искажений, то для равноамплитудного (U₀=const) распределения падающего на АОД - 1 света выражение для интенсивности света в плоскости размещения АОД - 2 может быть записано в виде (см.: Балакший В.И., Парыгин В.Н., Чирков Л.Е. Физические основы акустооптики. - М.: Радио и связь. - 1985. - 280 с.):

где первая и вторая функции sinc[x_1,2] = sin(πx_1,2)/(πx_1/2) представляют собой угловые спектры светового и акустических пучков;

параметр, связанный с мощностью Р_a акустической волны, распространяющейся в теле АОД, в котором l и b - размеры преобразователя; n - коэффициент преломления материала светозвукопровода; Р_a=кР_вх, к - коэффициент преобразования мощности входного сигнала Р_вх в акустическую мощность; М₂ - коэффициент АО качества; Θ_g1- угол дифракции; Θ_Б= -λf_c(t)/2nV - угол Брэгга; U₀ - амплитуда падающего на АОД-2 светового поля; λ - длина волны света в вакууме.

Соотношение (3) записано, как следует из фиг.2, для +1 порядка дифракции, максимум интенсивности которого наблюдается под углом Θ_g1= Θ_п1+ λf_c(t)/nV; Θ_g1, в свою очередь, является углом падения для АОД-2, т.е. Θ_g1= Θ_п2.
В АОД угловое распределение интенсивности дифрагированного света определяется в основном первой из указанных функций sinc[x], поскольку расходимость светового пучка ϕ_L= λ/nL₁ значительно меньше расходимости ультразвукового ϕ_S= V/f_cl, т.е. в них параметр Гордона G = ϕ₁/ϕ_S≪ 1.
Поскольку в схеме фиг.2 регистрируется весь дважды продифрагировавший световой поток, то фактически выходной сигнал, снимаемый с ФПУ, с точностью до апертурных множителей rect[X₃/L_1,2] описывается корреляционной функцией квадратов амплитуд отрезков ЧМ-сигналов S(t) и S(t+τ₃):

где
Максимум i(t) будет иметь место при равенстве апертур L₁ и L₂. Последнее может быть обеспечено, если размеры падающего на АОД света ограничить условием, в соответствии с которым при отсутствии и при наличии в них отрезков ЧМ-сигнала, протяженности дифрагированных пятен света изменяются незначительно. При гармоническом входном сигнале эффективная протяженность дифрагированного пятна света (по критерию Рэлея) ΔL₁= 2λF₁/L₁, а при наличии в апертуре L₁ отрезка ЧМ-сигнала с девиацией W:

Условие дает критерий на выбор соотношения между W (или скоростью перестройки γ = W/T_1,2, помещаемых в апертуры L_1,2 отрезков ЧМ-сигналов S(t) и S(t+τ₃)) и временной протяженностью апертур Т_1,2=L_1,2/V:
В схеме фиг. 2 для падающего на второй АОД светового пучка, в угле падения которого Θ_п2= Θ_g1= Θ_п1+ λf_c(t)/nV заключена информация о частоте f_c(t), организована дифракция - 1 порядка. Приняв во внимание, что апертура падающего света L₂≈L₁=L и что он дифрагирует на акустическом аналоге сигнала с частотой f_c(t+τ₃), где τ₃= (l₂- l₁)/V - время задержки, интенсивность для дважды продифрагировавшего света запишем в виде:

где q₂= q₁ по причине P_a1=P_a2. Из (4) следует, что поскольку угловое положение I_g2(Θ_g2) определяется множителем sinc²[nL/λ(Θ_g2- Θ_п1)+γτ₃λ/nV], то при f_c(t) = f_c(t+τ₃) он не изменяет своего направления относительно Θ_п1.
При фиксированном τ₃ координата максимума I_g2(Θ_g2), равная пропорциональна γ, причем знак γ определяет и направление отклонения светового луча относительно Θ_п1 или X₃₀= F₂Θ_п1.
Точность измерения γ(t) будет определяться заданными пределами изменения ±γ_max и числом используемых в ФПУ фотодиодов N_Σ:
δγ = |γ_max|/2N_Σ. (5)
Для обеспечения точности по (5) фокусное расстояние интегрирующей линзы должно удовлетворять условию F₂= N_ΣhV(γ_maxτ₃λ), где h - шаг расположения фотодиодов в ФПУ.

Степень повышения точности измерения γ(t) предлагаемым устройством в сопоставлении с прототипом и аналогами оценим, задав одинаковыми Δf_Σ, γ_max, N_Σ, а так же тактовую частоту съема информации с ФПУ f_T, равную f_T= 1/τ₃. Если учитывать только погрешность, обусловленную дискретным характером расположения N_Σ, то получим, что для прототипа она составит половину частотной дискреты δf_c= 0,5δf_g= Δf_Σ/4N_Σ, а для предлагаемого устройства δf_пр= γτ₃/2N_Σ, т.е., например, при Δf_Σ= 1000МГц, |γ| = 50 МГц/мкс, τ₃= 1мкс и N_Σ= 100 выигрыш составит ~10 раз; в общем случае он будет тем большим, чем больше разнятся Δf_Σ и (|γ_max|τ₃).
Таким образом из рассмотренного следует, что заявляемый технический результат заключается в увеличении точности измерения скорости перестройки частоты ЧМ-сигналов в ~10 раз в сопоставлении с аналогами и прототипом.

При этом наличие причинно-следственной связи между заявляемыми признаками и достигаемым техническим результатом определяется тем, что в предлагаемом измерителе введены два дополнительных элемента - второй АОД, отличается от первого величиной темновой апертуры, и система переноса изображения, причем оба АОД размещены с возможностью реализации в них противоположных ±1 порядков дифракции.

Структурная схема заявляемого высокоточного АО измерителя скорости перестройки ЧМ-сигналов изображена на фиг.3,А и 3,Б. Она содержит в своем составе последовательно по свету расположенные лазер -1, коллиматор - 2, первый АОД-3, который размещен с возможностью получения +(-) 1 порядка дифракции, систему переноса изображения - 4, второй АОД-5, который отличается от АОД-3 значением темновой апертуры и который размещен с возможностью получения -(+) 1 порядка дифракции, а также интегрирующую линзу - 6, линейку фотоприемников - 7, набор предварительных видеоусилителей - 8, набор пороговых устройств - 9 и решающее устройство - 10.

В своей основной части принцип работы заявляемого АО измерителя не отличается от принципа работы аналогов и прототипа. Измеритель работает следующим образом Измеряемый сигнал подается на оба АО дефлектора: АОД-3 и АОД-5. При этом один из них сдвинут относительно другого на расстояние ΔX₂= l₂- l₁, где l₁ и l₂ - темновые апертуры соответственно первого АОД-3 и второго АОД-5. Лазерное излучение, подаваемое от лазера - 1 через коллиматор - 2 на первый АОД-3, дифрагирует на акустическом аналоге отрезка входного ЧМ-радиосигнала. Далее дифрагированное излучение с помощью системы переноса изображения - 4 (в простейшем случае она может представлять собой систему из двух одинаковых линз, разнесенных на расстояние F₁) падает на второй АОД-5. Во втором АОД-5 осуществляется повторная дифракция падающего света на отрезке входного радиосигнала, временное положение которого отличается от временного положения первого отрезка на τ₃= ΔX₂/V. Дифрагированное излучение от второго АОД-5 падает на интегрирующую линзу - 6 и далее фокусируется на линейку фотоприемных устройств - 7. При этом местоположение дифрагированного пятна света пропорционально скорости перестройки входного ЧМ-сигнала. Информация о координате упомянутого местоположения обрабатывается с помощью набора предварительных видеоусилителей - 8, набора пороговых устройств - 9 и решающего устройства - 10.

На выходе решающего устройства - 10 формируется код, несущий информацию о знаке и величине γ(t) входного ЧМ-сигнала.

Предлагаемый высокоточный акустооптический измеритель скорости перестройки ЧМ-сигналов может быть выполнен на основе следующих элементов. Лазер - 1 целесообразно использовать газовый He-Ne, с длиной волны, равной 0,63 мкм, например, типов ЛГН-219, ЛГН-223, ЛГН-208, и др.; не исключена возможность применения полупроводниковых лазеров видимого или инфракрасного диапазона, выпускаемых отечественной промышленностью (ГНПП "Восток", г. Новосибирск). АО дефлекторы диапазона частот (500-4000) МГц могут быть выполнены на основе таких материалов как LiNbO₃, PbMoO₄, GаР, а для диапазона частот менее 500 МГц они могут быть выполнены на основе ТеО₂ и других материалов.

В предлагаемом измерителе могут быть использованы зарубежные АОД, например, типов N45160, N30210, N451000L, и др., поставляемые такой фирмой, как NEOS (США), или дефлекторы на основе GaP серии М301-М315 фирмы Aurora Photoniсs Inc.

В качестве линейки фотоприемников в измерителе могут быть применены в первую очередь фотодиодные матрицы типов ФПУ-14, МФ-14, выпускаемые ГНПП "Восток", г.Новосибирск. Из зарубежных ФПУ возможно применение линеек и матриц, выпускаемых такими фирмами, как Toshiba и Hitachi (Япония), Philips (Голандия), или Retikon (США).

К оптическим элементам, входящим в измеритель, особых требований не предъявляется; и коллиматор - 2 и система переноса изображения - 4 и интегрирующая линза 6 могут быть выполнены по стандартной технологии, например из стекла марки К-8; в качестве коллиматора - 2 не исключена возможность применения стандартного объектива. К элементам низкочастотной техники, входящим в заявляемое устройство, также не предъявляется специфических требований. Большинство из них могут быть выполнены на основе микросхем серий 140, 153,544 и др.

Набор предварительных усилителей может быть выполнен па основе операционных усилителей серии 153УД5 или 544УД2.

Пороговые устройства могут быть реализованы на основе компараторов 544СА1-544СА4.

Что касается решающего устройства, то сегодня его выполнение целесообразно на основе ПЛИСов - программируемых линейных интегральных схем, например, типов EPM7128SQC160, EPF10K50EQC240 и др., поставляемых в РФ фирмой Altera (США).

Использование: в широкополосных системах связи, радиолокации и радиоразведке в качестве высокоточного измерителя скорости перестройки частотно-модулированных (ЧМ) сигналов и/или законов изменения частоты радиосигналов. Технический результат заключается в увеличении точности измерения скорости перестройки ЧМ-сигналов. Акустооптический измеритель скорости перестройки ЧМ-сигналов состоит из последовательно по свету включенных лазера, коллиматора, первого акустооптического дефлектора с величиной темновой апертуры, равной l₁, интегрирующей линзы, линейки фотоприемных устройств с параллельным съемом информации, выходы которой через набор предварительных видеоусилителей и набор пороговых устройств нагружены на решающее устройство, между первым акустооптическим дефлектором и интегрирующей линзой включены система переноса изображения и второй акустооптический дефлектор с величиной темновой апертуры, равной l₂, причем оба акустооптических дефлектора пространственно сдвинуты относительно друг друга на расстояние ΔX = (1₂-1₁) и размещены с возможностью получения в них дифракции соответственно плюс/минус первого, либо минус/плюс первого порядков. 6 ил.

Высокоточный акустооптический измеритель скорости перестройки частотно-модулированных сигналов, состоящий из последовательно по свету включенных лазера, коллиматора, первого акустооптического дефлектора с величиной темновой апертуры, равной l₁, интегрирующей линзы, линейки фотоприемных устройств с параллельным съемом информации, выходы которой через набор предварительных видеоусилителей и набор пороговых устройств нагружены на решающее устройство, отличающийся тем, что между первым акустооптическим дефлектором и интегрирующей линзой включены система переноса изображения и второй акустооптический дефлектор с величиной темновой апертуры, равной l₂, причем оба акустооптических дефлектора пространственно сдвинуты относительно друг друга на расстояние ΔX = (l₂- l₁) и размещены с возможностью получения в них дифракции соответственно плюс/минус первого, либо минус/плюс первого порядков.