УСТРОЙСТВО ОБРАБОТКИ СИГНАЛОВ В РЛС С ФАЗИРОВАННЫМИ АНТЕННЫМИ РЕШЕТКАМИ Российский патент 2004 года по МПК G01S7/36 

Изобретение относится к радиолокации и может быть использовано для измерения угломестной координаты источников излучения в РЛС, содержащих фазированную антенную решетку (ФАР), в условиях действия интенсивных активных шумовых и иных помех. Возможно применение устройства и для улучшения разрешения сигналов, имеющих различную интенсивность, по угломестной координате.

Известно, что обработка сигналов в РЛС с ФАР позволяет эффективно решать целый ряд сложных радиолокационных задач [1]. Широкое применение устройства на основе ФАР находят в тех случаях, когда необходимо оперативно производить измерение угломестной координаты воздушных объектов (ВО). В связи с этим в качестве прототипа выбрано "устройство обработки сигналов в фазированных антенных решетках" [2].

Это устройство содержит антенные элементы, канальные приемники, электронные ключи, фазовые детекторы, запоминающие устройства, коммутатор и анализатор спектра. Сущность работы устройства заключается в образовании специального сигнала, соответствующего распределению сигналов в вертикальном сечении апертуры ФАР и его спектральном анализе. Для этого в каждом n-ом канале ФАР (n∈[1,N]) после усиления и оптимальной обработки в канальных приемниках сигналы подаются на электронные ключи, в которых одновременно производится взятие сигнальных выборок длительностью ≤Т_и/N. Далее эти выборки запоминаются и с помощью электронного коммутатора из них создается единый сигнал. В этом сигнале выборки расположены регулярно и таким образом, что около выборки с номером n располагаются выборки с номерами n-1 и n+1. В результате этого после коммутатора образуется сигнал длительностью ≤Т_и.

Известно, что разность фаз сигналов в соседних элементах ФАР составляет

Здесь Δd - расстояние между соседними элементами ФАР в вертикальной плоскости;

λ - длина волны РЛС,

ε - угол места источника излучения.

Поскольку порядок следования выборок в сигнале на выходе коммутатора и расположение сигналов в ФАР одинаковы, а изменения начальных фаз выборок определены (1), можно показать, что несущая частота такого сигнала зависит от угла ε

Спектральный анализ позволяет различать сигналы с различными значениями ωε, а значит и с различными углами ε (2). Измерение ωε с помощью анализатора спектра позволяет определять угол места (2) источников излучения, лоцируемых ВО.

Применение устройства [2] не позволяет достичь цели в условиях действия активных шумовых помех. Дело в том, что использование автокомпенсаторов [4] позволяет защитить рассматриваемое устройство от активных шумовых помех (АШП), лишь в области боковых лепестков диаграммы направленности (ДН) ФАР в азимутальной плоскости. Если источник АШП принимается основным лепестком ДН ФАР, то корреляция помехи в основном и компенсационном каналах автокомпенсатора снижается и компенсации помехи не происходит. Применение поляризационной селекции при компенсации улучшает защищенность РДС от помех. Однако она эффективна только в определенных специальных условиях, когда один источник шумовых помех используется для излучения их с различными поляризациями. Очевидно, что эти условия легко исключаются при использовании независимых источников АШП или вращении плоскости поляризации помехи.

Таким образом, защита рассматриваемого устройства обработки сигналов от АШП в основном лепестке азимутальной ДН ФАР практически не обеспечивается.

Если учесть, что отношение интенсивностей АШП и полезность сигнала может достигать 60-70 дБ, то ясно, что в этих условиях невозможно измерение угловой координаты тех ВО, азимутальная координата которых практически совпадает с таковой у постановщика АШП. Эта особенность известного устройства является серьезным недостатком его.

Целью настоящего изобретения является улучшение защищенности устройства обработки сигналов в РЛС с ФАР от активных шумовых помех, принимаемых по основному лепестку азимутальной ДН. Можно утверждать, что заявляемое устройство позволит еще разрешать сигналы с сильно отличающимися (до ≈60 дБ) интенсивностями. Поэтому в заявляемом устройстве улучшится и разрешающая способность по угловой координате ε при приеме сигналов различной интенсивности. Это существенным образом повышает эффективность РЛС с ФАР и может обеспечивать работоспособность ее при действии помех иного типа, например пассивных и импульсных.

Поставленная цель достигается тем, что в известное устройство, взятое за прототип и содержащее антенные элементы, канальные приемники, фазовые детекторы, электронные ключи, запоминающие устройства и коммутатор с анализатором спектра, согласно изобретению последовательно с упомянутым анализатором спектра включен измеритель параметров сигнала, соединенный через пороговое устройство с постоянным запоминающим устройством, выходы которого соединены с умножителями, причем первый непосредственно, а второй - через устройство задержки, между которыми включен режекторный фильтр низких частот. Вход первого умножителя соединен с выходом устройства задержки, вход которого соединен со входом анализатора спектра и выходом аналого-цифрового преобразователя, вход которого соединен с коммутатором; выход второго умножителя соединен с вновь введенным анализатором спектра, выход которого соединен с упомянутым ранее устройством измерения параметров сигнала. Анализаторы спектра, аналого-цифровой преобразователь, устройства измерения параметров сигнала, задержки, а также постоянное запоминающее устройство соединены с источником синхроимпульсов для обеспечения необходимой последовательности их работы.

Как показал анализ, признаками, отличающими заявленное устройство от прототипа, являются имеющиеся в его составе постоянное запоминающее устройство, которое управляется через пороговое устройство, умножители сигналов с режекторным фильтром и второй анализатор спектра с устройством задержки сигналов. Таким образом, можно сделать вывод о соответствии его критерию "новизна".

Применение режекторных фильтров известно и используется, например, в устройствах СДЦ [7]. Обычно они выполняются в виде линейных фильтров с конечной импульсной переходной функцией (ИПФ) или бесконечной ИПФ в линейных системах с обратной связью. В заявляемом устройстве применение подобных фильтров возможно. Однако наличие переходных процессов определяет постепенный переход к режиму максимального подавления помехи. При этом постоянная времени должна выбираться из компромиссных соображений, обеспечивающих с одной стороны большее подавление и, с другой стороны, сохраняющих длительность сигнала. В заявленном устройстве может использоваться интерполяционный режекторный фильтр на основе спектрального представления режектируемых сигналов [8].

Анализ спектра входного сигнала в некоторой ограниченной области позволяет воспроизвести с необходимой точностью исходный сигнал (помеху) и устранить его из входного сигнала. При этом компромиссные требования к параметрам снимаются и подавление помех оказывается максимальным.

Реализация режекторных фильтров оптимальна для низкочастотных сигналов [8]. Поэтому в заявленном устройстве перед режекцией производится преобразование частоты сигнала АШП в область нулевой частоты, где производится режекция, и восстановление частоты оставшихся после режекции сигналов.

Второй особенностью заявляемого устройства является использование постоянного запоминающего устройства (ПЗУ), управляемого с помощью порогового устройства. В ПЗУ хранятся изначально внесенные в него сведения (коэффициенты) всех возможных значениях измеряемого параметра, т.е. угла ε. Выбор по результатам измерения ε координаты источника АШП соответствующих коэффициентов из ПЗУ обеспечивает преобразование частоты задержанных сигналов АШП в нулевую область. При этом пороговое устройство "разрешает" это преобразование только в том случае, если интенсивность входных сигналов, т.е. по существу сигналов АШП достаточно большая. Таким образом, устройство реагирует на появление только опасной по интенсивности АШП и производит подавление (компенсацию) ее. В случае малых сигналов АШП компенсации их не происходит, устройство работает обычным образом и обработка сигналов ВО обеспечивается за счет избирательных свойств устройства.

Еще одна особенность заявленного устройства связана с наличием второго анализатора спектра и устройства задержки сигналов, поступающих на него. Эта особенность определяется конечной длительностью сигналов (≈Т_и) и временными затратами на спектральный анализ в анализаторе спектра. В связи с этим информация о появлении АШП во входном сигнале запаздывает относительно начала сигнала. В этих условиях для осуществления режекции АШП и повторного спектрального анализа необходима задержка сигнала и второй анализатор спектра. Последний необходим, чтобы не прерывался анализ входных сигналов. В заявляемом устройстве полная задержка сигналов в канале второго анализатора незначительна и может достигать (2-3)T_и.

Рассмотренные признаки заявленного устройства являются существенными, т.к. только при их наличии может быть достигнута цель изобретения. Действительно, преобразование частоты сигналов обеспечивает возможность эффективной режекции АШП при сохранении длительности сигнала, а восстановление частоты сигнала перед вторым анализатором спектра позволяет сохранить единую частотную (угломестную) шкалу обоих анализаторов спектра. Применение порогового устройства позволяет фиксировать (обнаруживать) сигналы АШП "опасной", высокой интенсивности и включать канал режекции этих помех и вторичного спектрального анализа для обнаружения и измерения координат ВО, "прикрываемых" постановщиком АШП.

Таким образом, в заявленном устройстве цель изобретения может быть достигнута лишь на основе совокупности всех признаков, присущих ему и отсутствующих, как признаков, присущих ему и отсутствующих, как показывает сопоставительный анализ, у известных устройств.

Только совокупное использование признаков прототипа и признаков, указанных в отличительной части формулы изобретения, обеспечивает появление новых свойств заявленного устройства и подтверждает тем самым соответствие заявленного устройства критериям "новизны" и "существенного отличия".

Изложенная сущность поясняется графическим материалом. На фиг.1 изображена блок-схема устройства, принятого за прототип, а на фиг.2, 3, 7 - заявляемого. На фиг.1-3, 7 использованы следующие обозначения:

1 - антенный элемент,

2 - канальный СВЧ усилитель,

3 - смеситель,

4 - местный гетеродин,

5 - согласованный фильтр,

6 - двухквадратурный фазовый детектор

7 - когерентный гетеродин,

8 - электронный ключ,

9 - запоминающее устройств,

10 - коммутатор,

11 - аналого-цифровой преобразователь,

12 - анализатор спектра,

13 - измеритель параметров сигнала,

14 - устройство задержки сигналов,

15 - пороговое устройство,

16 - постоянное запоминающее устройство,

17 - умножитель,

18 - режекторный фильтр,

19, 20 - вход сигнала синхронизации,

21 - выход устройства,

22 - вычитающее устройство,

23 - интегратор,

24 - линия задержки,

25 - сумматор,

26 - балансный смеситель,

27 - балансный модулятор,

28 - управляемый гетеродин.

На фиг.4 изображена структура ФАР, поясняющая свойства принимаемых сигналов. На фиг.4 использованы следующие обозначения:

1, 2,..n,..N - номера элементов ФАР в вертикальной плоскости,

О - поверхность земли,

ε - угол места источника принимаемого сигнала,

d₁ - расстояние от поверхности О до первого элемента ФАР,

Δd - расстояние между соседними элементами ФАР,

Δr - разность хода сигналов для соседних элементов ФАР.

На фиг.5, 6, 8 изображены эпюры сигналов, поясняющие работу заявленного устройства. При этом использованы следующие обозначения:

Т_кв. - период квантования (взятая выборок) сигналов в элементах ФАР,

U_s - огибающая сигнала, отраженного от ВО, в одном из каналов ФАР,

U_АШП - огибающая сигнала АШП в одном из каналов ФАР,

Т_кв.1 - период следования выборок из сигналов, принятых элементами ФАР, в образованном едином (объединенном) сигнале,

ϕ_s, ϕ_АШП - фазовая структура объединенного сигнала соответственно для случаев сигнала ВО и сигнала АШП,

20 - синхроимпульсы,

S_i - сигнал в i-ом элементе дальности,

Т_о - задержка сигналов при обработке,

Т_3s - полная задержка результата обработки,

10-18 - номeра элементов заявляемого устройства,

, - соответственно модули сигналов считываемых коммутатором 10 и их спектров,

ω_No, ω_si - соответственно несущие частоты сигнала АШП и сигнала ВО,

ΔB₁ - относительное изменение уровней спектральной плотности в основном и первом боковом лепестках,

ΔВ₂ - октавное относительное изменение уровней спектральной плотности в боковых лепестках,

ω_max - максимальная частота сигнала, определяемая дискретной структурой ФАР,

K_ф - частотная характеристика режекторного фильтра.

Заявленное устройство состоит из N антенных элементов 1. После каждого элемента 1 последовательно соединены канальный СВЧ усилитель 2, смеситель 3 с подключенным местным гетеродином 4, согласованный фильтр 5, двухквадратурный фазовый детор 6 с подключенным когерентным гетеродином 7, электронный ключ 8 и запоминающее устройство 9. Запоминающие устройства 9 всех N каналов ФАР подключены к коммутатору 10, к выходу которого подключен аналого-цифровой преобразователь 11. К выходу его 11 подключен анализатор спектра 12, соединенный с измерителем параметров сигнала 13, выход которого 21 является выходом всего устройства. Параллельно с анализатором спектра 12 включено устройство задержки сигналов 14, выход которого соединен с последовательно включенными умножителем 17, режекторным фильтром 18, вторым умножителем 17 и вторым анализатором спектра 12, выход которого соединен с измерителем параметров сигнала 13. Выходы измерителя параметров сигнала 13 соединены: один - с пороговым устройством 15, другой - с постоянным запоминающим устройством 16, два выхода которого подключены соответственно ко вторым входам умножителей 17, причем у первого умножителя 17 - непосредственно, а у второго - через второе устройство задержки сигналов 14. Синхроимпульсы 19 подключены к коммутатору 10, АЦП 11, устройствам задержки сигналов 14, постоянному запоминающему устройству 16 и режекторному фильтру 18. Импульсы синхронизации 20 подключены к обоим анализаторам спектра 12, измерителю параметров сигнала 13 и режекторному фильтру 18. Фазовый детектор 6 и все последующие устройства, кроме измерителя параметров сигнала 13 и порогового устройства 15, являются двухквадратурными.

Устройство работает следующим образом. Принятые элементами I ФАР сигналы в каждом из N каналов усиливаются на СВЧ в 2, преобразуются местным гетеродином 4 и смесителем 3 на промежуточную частоту, где фильтруются с помощью согласованного фильтра 5. Далее сигналы детектируются в двухквадратурном фазовом детекторе 6, на который подается колебание когерентного гетеродина 7. В результате образуются два видеосигнала, являющиеся проекциями сигнального вектора на сдвинутые на π/2 составляющие колебания когерентного гетеродина 7. С помощью электронных ключей 8, управляемых синхроимпульсами 20, из видеосигналов одновременно во всех N каналах ФАР получают короткие выборки. Эти выборки запоминаются в устройствах 9 и считываются из них последовательно коммутатором 10. При этом одновременные выборки из сигналов N элементов ФАР преобразуются в последовательные с регулярным порядком следования. При этом первой следует выборка с крайнего элемента ФАР и далее все последующие.

Период синхроимпульсов 20 выбирается в соответствии с теоремой Котельникова и равен T_кв ≈ 1/Δf_n ≈ Т_и - длительности сигнала. Длительность выборок сигнала меньше или равна Т_n/N. Поэтому после коммутатора 10 образуются сигналы, длительность которых не превышает Т_и. Эти сигналы подаются на АЦП 11 и каждая выборка преобразуется в цифровую форму на основе двоичного цифрового кода. Далее сигналы поступают на анализатор спектра 12, где осуществляется анализ их по гармоническим составляющим, т.е. Фурье-анализ. При анализе в 12 образуется сигнал в виде модуля спектра. Поэтому две квадратуры входного сигнала в анализаторе 12 преобразуются к одному спектральному (модуль спектра) сигналу. Этот сигнал поступает в измеритель параметров сигнала 13, где производится измерение частоты (несущей) и амплитуды его. Значение частоты сигнала связано (1, 2) с величиной угла места ε источника сигнала и измерение ее является важнейшей задачей заявленного устройства. Информация об измеренном ε выдается на выход всего устройства 21. Кроме этого информация об ε поступает на вход постоянного запоминающего устройства 16. Результат измерения амплитуды сигнала поступает на пороговое устройство 15, где сравнивается с установленной заранее пороговой величиной. Цель сравнения состоит в определении "опасного" (порогового) уровня сигнала АШП, при котором невозможно обнаружить полезные сигналы с этого азимутального направления - направления на источник АШП. Например, если пороговый сигнал на выходе 12 составляет ρ_п и при уровне помехи на выходе 12≥ρ_п/2, измерение и обнаружение становится недостоверным, то, с учетом уровня боковых лепестков в вертикальном сечении ФАР заявленного устройства - β_л, уровень пороговой величины для 15 должен составить β_п ≈ ρ_п/2β_л. Если сигнал на выходе 12 (13), содержащий АШП превышает этот уровень, то с порогового устройства 15 на ПЗУ 16 поступает сигнал, разрешающий включение сигналов его на умножитель 17 и устройство задержки 14. В ПЗУ 16 изначально записаны и хранятся значения коэффициентов, необходимые для преобразования частоты входного сигнала (2) к нулевой частоте. Информация о частоте сигнала, полученная в 13, используется для выбора необходимых коэффициентов из 16. При этом правило выбора состоит в том, что из 16 выбирается наиболее близкая к результату измерения в 13 частота (коэффициенты). Понятие частота, применительно к рассматриваемому случаю, можно уточнить в том смысле, что следует иметь в виду набор дискретных значений комплексных Фурье-коэффициентов. При этом дискретные значения является выборками из непрерывного сигнала с несущей типа(2). Известно [1], что минимальная величина дискрета на угломестной шкале равна Δε_min ≈ λ/2L_A (L_A=N·Δd - размер апертуры ФАР). Однако при использовании такого дискрета в ПЗУ 16 преобразование к нулевой частоте будет происходить достаточно грубо и это приведет к необходимости применения весьма сложного фильтра 18 - фильтра высокого порядка. Поэтому целесообразно использовать в 16 более мелкие дискреты . При этом всего в устройстве 16 необходимо иметь 2 N² (5-10)² значений фазы, образующих комплексные коэффициенты . После преобразования в умножителе 17 частоты сигналов АШП к нулевой частоте (с использованием комплексно-сопряженных коэффициентов ПЗУ) происходит режекция их в режекторном фильтре 18. Для этого в режекторном фильтре анализируется спектр сигналов в небольшой области около нулевой частоты и по этому спектру воссоздается сигнал нулевой частоты, содержащийся во входном сигнале. Далее он вычитается из входного сигнала, а оставшийся после компенсации сигнал поступает на выход режекторного фильтра 18 и далее на вход второго умножителя 17. В этом умножителе используются Фурье-коэффициенты, комплексно-сопряженные тем, что использовались в первом умножителе 17. Поэтому после второго умножения частота сигналов восстанавливается к исходному ее значению, существовавшему до первого умножения. В режекторном фильтре 18 происходит задержка сигналов в процессе режекции сигналов АШП. Поэтому коэффициенты ПЗУ 16 для второго умножителя 17 задерживаются в устройстве задержки 14, включенном между устройствами 16 и вторым умножителем 17. После второго умножителя 17 сигналы поступают на второй анализатор спектра 12, выполненный аналогично первому. В этом анализаторе производится спектральный анализ сигналов, оставшихся после компенсации АШП и далее в 13 происходит определение частоты (угла места) их (2). Информация об этом из измерителя параметров сигнала 13 поступает на выход 21 всего устройства.

Элементы заявленного устройства работают синхронно. Основной тактовой частотой является частота считывания выборок сигналов элементов ФАР 19. При этом за время длительности сигнала Т_и должно считываться N выборок и, следовательно, период следования выборок Т_кв.1=Т_и/N. С этой же скоростью производится выборка коэффициентов из ПЗУ 16 и управление работой устройств задержки сигналов 14 и АЦП 11. Для управления электронными ключами 8 взятия выборок из элементов ФАР анализаторами спектра 12 и измерителем параметров сигналов 13 используются более редкие (в N раз) синхроимпульсы 20.

На фиг.5 изображены эпюры напряжений, поясняющие работу заявленного устройства. Эпюра U_s показывает модуль сигнала в одном из каналов ФАР. В качестве примера выбран простой гармонический сигнал с прямоугольной огибающей. После согласованного фильтра 5 этот сигнал имеет огибающую треугольной формы. Как видно из эпюры, из сигнала будут взяты две выборки. Соответствующие импульсы квантования (U_кв. ≡ 20) отмечены. Модуль сигнала АШП изображен на следующей эпюре. В отличие от сигнала ВО АШП непрерывна, а амплитуда ее случайна. Поэтому выборки АШП образуются на большем отрезке времени (дальности).

На следующих эпюрах, выполненных в более крупном масштабе времени, представлены сигналы после коммутатора 10. Они образуют регулярную последовательность выборок из N элементов ФАР в возрастающем, например, порядке их номеров. Период считывания выборок Т_кв.1 при образовании единого сигнала в 10 меньше и кратен периоду взятия выборок Т_кв.. На 5-ой и 6-ой эпюрах изображены соответственно последовательности амплитуд выборок сигнала и начальных фаз их. В соответствии с (1) значения начальных фаз определяются разностью хода между элементами ФАР, а изменение их происходит монотонно. На двух последних эпюрах изображены аналогичные сигналы АШП. Видим, что для АШП изменение амплитуд выборок случайное, а последовательность начальных фаз имеет случайную фазу первой выборки. Последовательность начальных фаз регулярна поскольку определяется углом ε источника АШП. На эпюpax фиг.5 изображены сигналы для случая, когда переотражений от поверхности земли нет. Существование такого сигнала (фиг.4) приводит в основном к модуляции амплитуды сигнала U_s, образованного чередующимися выборками из элементов ФАР [1] и не является существенным для работы заявляемого устройства. Эпюры на фиг.6 дают представление о последовательности прохождения сигнала в элементах заявляемого устройства. Видим, что сигнал в i-ом элементе дальности, т.е. i-ые выборки из элементов ФАР, (S_i) занимает практически весь интервал квантования. Этот сигнал образуется устройствами 10, 11. В анализаторе спектра 12 сигнал, как известно, не может появиться ранее того, как окончится входной сигнал S_i. Поэтому результат анализа наблюдается в следующем кванте. Измеритель параметров и пороговое устройство (13, 15) обрабатывают сигнал в этом же кванте дистанции. Из 16 выбор коэффициентов осуществляется только после окончания процесса измерения в 13, т.е. в следующем кванте (втором от начала действия сигнала S_i). В этом же кванте происходит умножение сигнала в умножителе 17. Поэтому сигнал на этот умножитель задерживается в 14 на два интервала квантования (T_o). В фильтре 18 сигнал задерживается на один интервал квантования, т.к. фильтрация связана с определением специального спектра S_i. Этот сигнал обрабатывается во втором умножителе 17 (2). Фурье-коэффициенты на второй вход его подаются с 16. Поскольку они вырабатываются ранее, то необходима задержка их во втором устройстве 14 на Т_о. Как видно, величина Т_о равна двум интервалам квантования. Далее сигнал анализируется во втором анализаторе спектра и на это тоже требуется время в один интервал квантования. Видим, что суммарные затраты времени составляют Т_3s, равны четырем интервалам квантования. Эти затраты незначительны, постоянны и легко могут быть учтены при обработке сигналов в РЛС.

Заявленное устройство представляет вариант реализации на основе цифровой техники. Это связано с возможностями элементной базы ее, высокими точностями реализуемых операций, широкой номенклатурой их и высокой технологичностью аппаратуры. Однако заявленное устройство, как и прототип, может быть выполнено и на основе аналоговой техники. На фиг.7 изображена функциональная схема такого устройства. Видим, что оно идентично устройству, изображенному на фиг.2. При переходе к аналогу устройства задержки заменяются линиями задержки 9→24, 14→24. Исключается АЦП 11. ПЗУ заменяется управляемым (по частоте) гетеродином 16→28. Умножители соответственно заменяются балансным смесителем и модулятором 26 и 27. Обработка сигнала в аналоговом устройстве не требует двух квадратур. Двухквадратурным остается лишь режекторный фильтр 18. Все эти особенности и отражены в схеме фиг.7. Работа этого устройства происходит аналогично цифровому и не требует специальных пояснений.

Рассмотрим кратко основные соотношения сигналов в элементах заявленного устройства, определяющие реализуемую им эффективность. Для простоты воспользуемся аналоговой формой сигналов. Пусть принимаются сигнал АШП и полезный сигнал при t∈[0-T_и]

здесь , - соответственно векторы АШП и полезного сигнала;

ω_N, ω_s - соответственно частоты этих сигналов, связанные соотношением (2) с углами места;

Т_о - длительность сигнала (интервал квантования)

В анализаторе спектра определяется:

Поскольку эта операция линейная, а помеха много больше сигнала, последний в спектре не обнаруживается. Это происходит из-за боковых лепестков спектральных сигналов [10], которые при оказываются обычно больше полезного сигнала и "маскируют" его. В этих условиях влиянием сигнала на помеху можно пренебречь и измерить частоту помехи обычным для прототипа способом - по положению максимума спектра. Далее сигнал (3) преобразуется с гетеродинным напряжением, частота которого определяется частотой АШП, т.е. ω_r=ω_N. При этом получается сигнал следующего вида:

Далее необходимо редактировать сигнал АШП нулевой частоты и сохранить при этом полезный сигнал ВО, имеющий иную частоту (3.1). Для этого можно применить фильтр на основе череспериодного компенсатора системы СДЦ (10, стр.48). Однако такие режекторы, являясь линейными устройствами, обладают импульсной переходной функцией с конечной длительностью. Поэтому при режекции возникают переходные процессы, которые приводят к компромиссу между подавлением АШП и снижением чувствительности по отношению к полезным сигналам.

Однако в заявленном устройстве можно применять для режекции нелинейный фильтр на основе спектрального представления сигналов. При этом в фильтре имеется постоянная задержка сигналов, а переходные процессы, подобные тем, что наблюдаются в линейных фильтрах, отсутствуют. В связи с этим оказывается возможной глубокая режекция сигналов АШП и практически полное отсутствие потерь чувствительности по отношению к полезным сигналам. Поскольку использование нелинейных фильтров связано с более сложными процессами ниже приводятся выкладки, поясняющие их и дающие оценки достижимых результатов.

Фильтр режекции производит разложение сигнала U_s1 в спектр по степенным ортогональным полиномам [8] до второй-четвертой степени. Ограничение количества полиномов связано с необходимостью более точного воспроизведения сигналов АШП в условиях малых углов ε приема их, когда сказывается влияние переотраженного землей сигнала [1]. Для остальных углов ε можно ограничиться полиномами нулевой и первой степени. Далее по полиномиальному спектру с помощью обратного спектрального преобразования воссоздается сигнал U_s2. Поскольку полиномиальный спектр определялся по начальным полиномам (не выше 4-й степени), то вклад сигнала , имеющего отличающуюся от нулевой несущую частоту, в значения спектральных коэффициентов незначителен. Следовательно эти коэффициенты, как и воссоздаваемый сигнал U_s2 определяются в основном сигналом АШП. Так, если используется лишь полином нулевого порядка, т.е. P_o(t)=I, то спектр:

При образовании сигнала на основе спектра (4) получим:

После вычитания этого сигнала из преобразованного входного (U_s1) имеем . Из соотношения (4), в котором определен сигнал , следует, что . После преобразования частоты этого сигнала в умножителе, включенном после режекторного фильтра, восстанавливаем прежние частоты сигналов:

В результате сигнал U_s4 содержит полезный сигнал и "остаток" от АШП, величина которого не превышает полезного сигнала. При спектральном анализе этого сигнала во втором анализаторе спектра сигнал легко обнаруживается и измеряется его частота.

Таким образом, оказывается возможным обнаружение и измерение частоты (утла места) сигналов в РЛС с ФАР в условиях, когда полезный сигнал принимается в основном лепестке диаграммы направленности одновременно с АШП. Рассмотрение принципа действия заявленного устройства показывает, что в нем производится режекция интенсивных помех на основе использования спектральных различий полезного сигнала и АШП. Действительно, сигналы помех преобразуются в область режектируемых в фильтре частот, а сигналы ВО, имеющих иную угломестную координату, а следовательно, и частоту, оказываются вне зоны режекции, сохраняются на выходе фильтра 18 и наблюдаются при дальнейшей обработке. Спектральный состав всех сигналов, обрабатываемых в устройстве и существенный с точки зрения селекции их, определяется структурой выборок из ФАР [2]. В связи с этим выборки из АШП для каждого элемента дистанции являются коррелированными, поскольку действующий вертикальный размер апертуры ФАР (N·Δd·sin ε) обычно не превышает элемента разрешения РЛС по дальности. С учетом вышеизложенного следует иметь в виду возможность аналогичной селекции в заявленном устройстве и интенсивных помех иного рода. Например, пассивные помехи, принимаемые рассматриваемой ФАР, оказываются коррелированными и имеют частотную окраску, определяемую их угломестной координатой. Поэтому режекция их в заявленном устройстве позволит обнаруживать ВО в этом элементе дистанции под иным углом ε.

Реализация заявленного устройства возможна на основе известных технических решений с применением существующей элементной базы. Такие элементы его, как АЦП, устройства задержки и умножения, ППЗ являются основными, базовыми в цифровой технике и применяются непосредственно в виде функционально оформленных и определенных стандартами единиц [11, 12]. Анализатор спектра, пороговое устройство и измеритель параметров сигнала являются устройствами, теория и методы реализации которых подробно исследованы. Анализаторы спектра выполняются с использованием умножителей, сумматоров и запоминающих устройств, содержащих значения коэффициентов спектральных базисных функций. Измеритель параметров сигнала 13 необходим для определения амплитуды и частоты сигнала, которая соответствует ε - координате ВО или источника помехи. Как показано, например, в [4] измерение угловой координаты сводится к определению положения максимума сигнала на выходе анализатора спектра. Структура таких измерителей известна и подробно исследована [4, стр.268].

В качестве режекторного фильтра возможно использование режекторных фильтров, аналогичных используемым в системах СДЦ (10, стр.482-487, 497-501). При этом ясно, что время задержки сигналов (рекуррентный период) определяется периодичностью следования одновременных выборок, взятых в элементах ФАР (T_кв1, фиг.5).

Как указывалось ранее, более эффективно использование режекции на основе интерполяционных процессов с применением спектральных преобразований сигналов. В связи с некоторой спецификой поясним работу режекторного интерполяционного фильтра. Схема его изображена на фиг.3.

Фильтр является двухквадратурным и в каждой квадратуре содержит 2-4 умножителя 17, сигнальные входы которых соединены и образуют квадратурные входы фильтра 18. Выходы умножителей 17 подключены к интеграторам 23, после которых включены последовательно электронные ключи 8, запоминающие устройства 9 и вторые умножители 17. Вторые входы умножителей 17 соединены между собой и с выходами ПЗУ 16. Выходы вторых умножителей 17 объединяются суммирующим устройством 10, выход которого соединен с вычитающим устройством 22. Второй вход 22 через устройство задержки 14 соединен с входами первых умножителей 17. Выход вычитающего устройства является выходом режекторного фильтра 18 в каждой квадратуре. Синхроимпульсы 19 и 20 соединены соответственно с ПЗУ 16, устройствами задержки 14, электронными ключами 8 и интеграторами 23.

Режекторный фильтр работает следующим образом: видеосигналы, содержащие АШП на нулевой частоте и полезный сигнал некоторой частоты поступают на умножители 17. На вторые входы умножителей 17 с постоянного запоминающего устройства 16 подаются опорные колебания, форма которых определяется степенными ортогональными полиномами

(Лежандра, Чебышева и др.) [8]. После умножения сигналы интегрируются в 23 и результат интегрирования с помощью электронного ключа 8 в момент времени, соответствующий переднему фронту импульса 20, переносится в запоминающее устройство 9. Интегрирование в 23 и запоминание в 9 производится на интервале квантования Т_кв.. Предварительно интегратор 23 обнуляется в момент заднего фронта синхроимпульса 20. В фильтре использованы низкочастотные (не выше 4-го порядка) полиномы. Спектральные коэффициенты в 9 запоминаются на Т_кв. и умножаются на те же опорные колебания во втором умножителе 17 и после сумматора 10 снова воссоздается "входной" сигнал. Если учесть, что опорные колебания низкочастотные и используется их не более четырех, то только сигналы с несущей частотой около нуля участвуют практически в образовании сигнала после сумматора 10. Это является следствием основного свойства спектральных преобразований [10]. Действительно, для точного воспроизведения сигналов по спектральной картине необходимо разложение их в бесконечный спектр. В нашем случае это потребовало бы применения бесконечного набора опорных функций - от нулевой до бесконечной степени. Если спектр ограничивается по частоте, то это приводит к невозможности представления быстро изменяющихся сигналов и сохранению лишь низкочастотных компонентов сигнала. В нашем случае таким сигналом является преобразованный сигнал АШП. Сигнал, принимаемый от ВО с иным углом ε, имеет другую несущую частоту [2], отличную от нулевой. Поэтому после сумматора 10 воссоздается практически только сигнал AШП. Далее он подается на вычитающее устройство 22, на второй вход которого через устройство задержки 14 подается входной сигнал, содержащий как АШП, так и сигнал ВО. После вычитания в 22 сигнал АШП компенсируется и на выход фильтра поступает лишь сигнал ВО. Требуемая задержка сигнала в 14 определена запаздыванием сигнала после 10, которая, как видно из вышеизложенного, определена временем интегрирования, т.е. величиной Т_и (длительностью интервала квантования). Опорные функции известны и записаны предварительно в ПЗУ 16. Синхроимпульсы 19 и 20 обеспечивают считывание их с необходимой скоростью и периодичностью.

Реализация режекторного фильтра 18 возможна с использованием основных известных и существующих устройств из номенклатуры цифровой элементной базы [11, 12]. Действительно, для создания режекторного фильтра следует использовать сумматоры, запоминающие устройства, компараторы, сдвиговые регистры и постоянные запоминающие устройства. Все они определены едиными стандартами и приводятся в справочниках по микросхемам общего применения [11 стр.489 - сумматоры, стр.490 - регистры сдвига, стр.494 - ЗУ, стр.492 - мультиплексоры и др. 12] с подробным указанием режимов, питающих и управляющих напряжений и параметров потребителей-нагрузок. Реализация заявленного устройства на их основе не требует изобретательской мысли.

Таким образом, следует считать, что поставленная настоящим изобретением цель в заявленном устройстве достигается. В результате этого в РЛС с ФАР оказывается возможным устранять АШП, принимаемые главным лепестком азимутальной диаграммы направленности ФАР. При этом становятся обнаруживаемыми сигналы ВО, угломестная координата которых отличается от таковой у источника АШП.

Можно считать, что в заявленном устройстве реализуется возможность разрешения по угломестной координате сигналов, интенсивность которых различается на несколько порядков. Различение таких сигналов обычными средствами в спектральной и временной областях практически невозможно.

Следует отметить, что в заявленном устройстве режекция (компенсация помех) основана на апертурном анализе сигналов. Поэтому наряду с АШП в устройстве возможна режекция сигналов иных помех, например пассивных, в тех случаях, когда последние не рассредоточены по утломестной координате. Кроме этого возможно подавление импульсных помех, источники которых локализованы под определенными углами места.

При оценке эффективности заявленного устройства следует рассмотреть ситуацию, определяемую сигналами (3). Эпюры на фиг.8 соответствуют случаю с двумя сигналами, из которых один принадлежит АШП, а другой - ВО.

Если весовая обработка сигналов при спектральном анализе отсутствует, то ΔВ₁ ≈ -14 дБ, а ΔВ₂ ≈ -6 дБ приблизительно соответствует октавному снижению уровня боковых лепестков. Таким образом для АШП с уровнем в +60 дБ относительно шумов приемника необходимо ≈8 дискретов ΔВ₂, чтобы уровень АШП снизился до величины порогового сигнала, составляющего ≈-3 дБ для сигнала на входе анализатора спектра. Следует отметить, что в этом случае в ФАР должно реализовываться достаточно много (≥16) элементов разрешения по угловой координате. Кроме этого следует учесть, что симметрия спектра и большая вероятность нахождения постановщика помех не только в нижней области утла места ухудшает ситуацию с наблюдением сигнала ВО, т.к. взаимное перекрытие спектров АШП и сигнала ВО увеличивается. Таким образом, можно утверждать, что при уровне АШП в +60 дБ, отсутствии весовой обработки сигналов и числе элементов ФАР порядка 16 наблюдение сигналов ВО оказывается невозможным. При использовании заявленного устройства имеется возможность глубокой режекции интенсивных сигналов. Моделирование процесса режекции показало, что достижимо подавление летающего сигнала на 60 дБ. При этом сигналы ВО с отношением сигнал/шум -3 дБ наблюдаются при использовании спектрального анализа.

Можно показать, что, в соответствии с соотношениями (4, 5), подавление АШП определяется некоторой частотной характеристикой. На фиг.8 изображена такая частотная характеристика. Видим, что по мере увеличения разности частот сигналов степень подавления уменьшается, а вне подавления сигналов не происходит. Это связано со свойствами режекторного фильтра 18, спектральное представление сигналов в котором производится лишь по низкочастотным опорным функциям (полиномам невысоких степеней). Сигналы ВО, отличающиеся по угловой координате от источника АШП, имеют иную более высокую частоту и не оставляют "следов" в спектре. Поэтому компенсации их не происходит и они наблюдаются на выходе режекторного фильтра и второго анализатора спектра.

Применение весовой обработки при спектральном анализе улучшает, как известно, ситуацию с защитой от АШП, т.к. в этом случае снижается относительный уровень первого бокового лепестка и в ряде случаев увеличивается скорость спадания боковых лепестков. Однако данные [7 стр.434] показывают, что, например, сложные весовые функции Дольф-Чебышева, Хэмнинга и Teйлора позволяют лишь снизить уровень боковых лепестков до постоянной величины порядка -(40-44) дБ. В этих условиях очевидно, что даже для помехи ≈50 дБ этого недостаточно и обнаружение сигналов невозможно. Применение в этих условиях заявленного устройства компенсирует АШП и позволит и в этих условиях обнаружить рассматриваемые в заявке сигналы ВО.

Таким образом, учитывая, что в настоящее время технически достижима компенсация сигналов, уровень которых на 60 дБ выше уровня шумов приемника, можно утверждать, что оказывается возможна обработка сигналов ВО в части обнаружения и измерения частоты, принимаемых в РЛС с ФАР с этого же азимутального направления, с которого действует источник активных шумовых помех.

ЛИТЕРАТУРА

1. Справочник по радиолокации, под ред. М.Скольника, т.4. М.: Сов. Радио, 1979.

2. А.с. №107478 от 8.07.77 по заявке №2.213.918/09 от 10.01.77 (прототип).

3. Теоретические основы радиолокации, под ред. В.Е.Дулевича, изд.2. М.: Сов. Радио, 1978.

4. Справочник по радиолокации, под ред. М.Скольника, т.3. М.: Сов. Радио, 1979.

5. Гончаров В.Л. Теория интерполирования и приближения функций, Гос. издат. технико-теоретической литературы, М., 1954.

6. Харкевич А.А. Спектры и анализ, Гос. издат. технико-теоретической литературы, М., 1953.

7. Интегральные микросхемы. Справочник под ред. Тарабрина Б.В. М.: Радио и связь, 1984.

8. Кутыркин Ю.М. и др. Зарубежные интегральные микросхемы широкого применения. Справочник. М.: Энергоатомиздат, 1984.

9. Рабинер Л., Гоулд Б. Теория применения цифровой обработки сигналов. М.: Мир, 1978.

10. Современная радиолокация, пер. с англ., под ред. Кобзарева Ю.Б. М.: Сов. радио, 1969.

Изобретение относится к радиолокации и может быть использовано для измерения угломестной координаты источников излучения в РЛС, содержащих фазированную антенную решетку, в условиях действия интенсивных активных шумовых и иных помех, а также для улучшения разрешения сигналов, имеющих различную интенсивность, по угломестной координате. Техническим результатом является улучшение защищенности устройства обработки сигналов в РЛС с ФАР от активных шумовых помех, принимаемых по основному лепестку азимутальной диаграммы направленности. Устройство обработки сигналов в РЛС с фазированными антенными решетками содержит N антенных элементов, N приемных каналов, каждый из которых состоит из СВЧ усилителя, смесителя, согласованного фильтра, квадратурного фазового детектора, электронного ключа и запоминающего устройства, местный гетеродин, когерентный гетеродин, коммутатор, отличающееся тем, что введены квадратурный аналого-цифровой преобразователь, первый квадратурный анализатор спектра, измеритель параметров сигналов, пороговое устройство и постоянное запоминающее устройство, квадратурное устройство задержки, первый квадратурный умножитель, квадратурный режекторный фильтр, второй квадратурный умножитель и второй квадратурный анализатор спектра, устройство задержки. 1 с.п. ф-лы, 8 ил.

Устройство обработки сигналов в РЛС с фазированными антенными решетками, содержащее N антенных элементов, соединенные с ними N приемных каналов, каждый из которых состоит из последовательно соединенных СВЧ-усилителя, смесителя, согласованного фильтра, квадратурного фазового детектора, электронного ключа и запоминающего устройства, местный гетеродин, выход которого соединен с вторыми входами смесителей приемных каналов, когерентный гетеродин, выход которого соединен с вторыми входами квадратурных фазовых детекторов приемных каналов, коммутатор, входы которого соединены с выходами запоминающих устройств приемных каналов, отличающееся тем, что, с целью обеспечения защиты от активных шумовых помех, принимаемых главным лепестком диаграммы направленности в горизонтальной плоскости, а также помех иного типа высокой интенсивности, образующих коррелированные сигнальные выборки по апертуре фазированной антенной решетки, введены последовательно соединенные квадратурный аналого-цифровой преобразователь (АЦП), первый квадратурный анализатор спектра, измеритель параметров сигналов, пороговое устройство и постоянное запоминающее устройство (ПЗУ), последовательно соединенные квадратурное устройство задержки, первый квадратурный умножитель, квадратурный режекторный фильтр, второй квадратурный умножитель и второй квадратурный анализатор спектра, выход которого соединен с вторым входом измерителя параметров сигналов, вторым выходом подключенного к второму входу ПЗУ, а также устройство задержки, причем первый и второй входы квадратурного АЦП соединены соответственно с первым и вторым выходами коммутатора, первый и второй выходы АЦП соединены соответственно с первым и вторым входами квадратурного устройства задержки, первый выход ПЗУ соединен с гетеродинным входом первого квадратурного умножителя, а второй выход ПЗУ соединен с гетеродинным входом второго квадратурного умножителя через устройство задержки, первый вход синхроимпульсов соединен с синхровходами коммутатора, квадратурного АЦП, квадратурного устройства задержки, ПЗУ, квадратурного режекторного фильтра и устройства задержки, второй вход синхроимпульсов соединен с синхровходами электронных ключей приемных каналов, первого и второго квадратурных анализаторов спектра и измерителя параметров сигналов, при этом выход порогового устройства и третий выход измерителя параметров сигналов являются соответственно первым и вторым выходами устройства.