СПОСОБ ПЕРЕДАЧИ ДАННЫХ И СИСТЕМА ДЛЯ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ СПОСОБА Российский патент 2004 года по МПК H04B11/00 

Изобретение относится к способу передачи информации и к системе для осуществления способа.

Во многих областях техники для передачи информации используются волны, например электромагнитные или акустические, которые, излучаясь передатчиком, достигают приемного устройства, распространяясь по специальному волноводу или свободно в определенной среде. В случае, если приемник и передатчик согласованы, например, по частоте или по выбранному частотному диапазону, то устанавливается соединение. Посредством такого соединения информация может передаваться различными путями.

Передаваемая информация (например, речь, текст, последовательность чисел, музыкальная запись, данные изображения и другие данные) может преобразовываться или кодироваться для излучения передатчиком в форме волновых сигналов в среду передачи. Приемник принимает сигналы, преобразует их в исходную форму, т.е. декодирует их, и выдает соответствующую выходную информацию.

В зависимости от формы кодирования информации различают аналоговую и цифровую передачу информации.

При аналоговой передаче информации передаваемые величины представлены в непрерывном спектре физических состояний. Это происходит обычно в форме модуляции амплитуды, частоты, и/или фазы несущих волн. В течение заданного временного интервала могут передаваться большие объемы информации.

При цифровом способе связи, ограничиваются определенными дискретными состояниями. В настоящее время не существует еще ограничений по скорости передачи информации в случае применения электромагнитных волн, поскольку частоты соответствующих несущих волн являются очень высокими, и поэтому различные дискретные состояния могут быть реализованы через исключительно короткие интервалы времени.

В некоторых средах передачи информации, например в воде, связь посредством электромагнитных волн является лишь условно возможной, поскольку эти волны распространяются в воде только на очень короткие расстояния. В этой среде, однако, возможна передача информации посредством звуковых волн, которые могут распространяться на большие расстояния. Звуковые волны могут модулироваться подобно тому, как описано выше. Эти волны, однако, являются механическими волнами давления, которые отличаются от электромагнитных характером распространения и, кроме того, существенно более низкими частотами, что в конечном итоге отражается на скорости передачи информации. В отношении характера распространения механических волн отмечается, к примеру, существенная зависимость скорости звука от определенных условий среды.

Различные проблемы, имеющие место при акустическом способе передачи данных, объясняются ниже на примере передачи звуковых сигналов под водой. При распространении в водной среде звуковые волны, излученные передающим гидрофоном, могут отражаться или отклоняться, к примеру, от поверхности воды и/или, в зависимости от глубины, от дна, различных предметов, воздушных пузырьков, взвеси, а также от слоистых неоднородностей водного канала. Различные компоненты звуковых волн поступают в приемное устройство с различными амплитудами и фазами, в зависимости от длины пути распространения, угловых отношений и акустических свойств соответствующих граничных поверхностей. Полезный сигнал в точке приема может, как следствие интерференции, непредсказуемо усиливаться, ослабляться, искажаться или компенсироваться, и соответственно прием, вследствие так называемого эха, может быть нарушен.

Для более полного разъяснения проблемы, рассмотрим сначала простой случай, когда посылается очень короткий сигнал определенной частоты, так называемый импульс непрерывного колебания. Тогда, в вышеупомянутых условиях, может быть принят не только один-единственный сигнал, а целая группа сдвинутых во времени отдельных импульсов разного уровня. Этот эффект называют откликом канала. Для описанного случая можно различить при приеме отдельные импульсы и, к примеру, выбирать наилучший подходящий импульс как "собственно сигнал", в то время как другие импульсы могут рассматриваться как помехи и соответствующим образом обрабатываться. Подобного рода возможность различения многолучевых импульсов друг от друга обычно не представляется возможной для более продолжительных пакетов волн. Это объясняется тем, что приемник регистрирует суммарный (или составной) сигнал, который, хотя и имеет ту же частоту, что и излученный сигнал, однако является суперпозицией сигналов и помех с различными фазами и амплитудами, что приводит к непредвиденным скачкам фазы и амплитуды в суммарном сигнале. Этот негативный эффект, затрудняющий или приводящий к невозможности обработки сигнала, называют "межсимвольной интерференцией". В случае относительных перемещений приемника и передатчика возникает дополнительная проблема смещений частоты вследствие доплеровского эффекта.

Указанные проблемы затрудняют подводную связь, как, например, ультразвуковую связь между водолазами и/или подводным аппаратом. Также сложным является и дистанционное управление подводными устройствами. До сих пор используемая аналоговая связь представляется лишь условно практичной. Она применялась и применяется еще часто для передачи речевых сигналов, используя свойства органов слуха распознавать знакомые слова и смысловой контекст даже при очень зашумленном приеме. С помощью соответствующих тренировок и договоренности о применении ограниченного списка слов может быть достигнуто некоторое улучшение степени распознавания речи. Этот поход не может быть, однако, применим для передачи, к примеру, компьютерных данных или другой информации алгоритмическим путем. По этой причине ведется поиск подходящего способа цифровой передачи данных также и в области акустической связи.

Современные технические цифровые системы, специально для применения под водой, базируются в основном на передаче тональных сигналов постоянной высоты, лежащих в более или менее узкой частотной полосе. Для достижения наибольших дальностей передачи и для исключения потерь информации в акустически "мертвых" зонах в некоторых системах излучаются сигналы большой энергии в широкой частотной полосе. Вне зависимости от того, в широкой или узкой полосе передаются сигналы, способ кодирования посредством последовательных "щелчков" (амплитудно-модулированных сигналов) позволяет достигнуть лишь очень ограниченной скорости передачи, что затрудняет или приводит к невозможности передачи больших объемов информации, например изображений, полученных подводной камерой и т.п. Кроме относительно больших затрат энергии, что означает также "акустическое загрязнение окружающей среды", известные в настоящее время относительно негибкие системы имеют также большие проблемы в связи с доплеровскими смещениями.

Кроме искажений и потерь, технически обусловленных при передаче, существуют также значительные трудности с обработкой информации, содержащейся в сложных сигналах, для исключения или ослабления (при приеме) различных искажений и восстановления параметров сигнала, использованных для информационного кодирования. Среди способов связи не существует до сих пор подхода, позволяющего достаточно и оптимальным образом разрешить всю совокупность упомянутых проблем.

Задачей изобретения является создание способа и соответствующей системы для передачи данных, которые позволили бы осуществлять связь на большие расстояния с большей скоростью передачи.

Кроме того, задачей изобретения является создание способа и системы для передачи информации, являющихся устойчивыми к вышеописанным помехам и адаптируемых к разнообразным условиям связи.

Особенно важной является задача создания способа и соответствующей системы, обеспечивающих эффективное выделение и последующий анализ по возможности таких компонент, которые претерпели наименьшие потери в канале для наилучшего исключения влияния межсимвольной интерференции.

Кроме того, задачей изобретения является создание способа и соответствующей системы для обработки сигналов, обеспечивающих по возможности полную компенсацию доплеровских сдвигов.

Посредством улучшения качества обработки сигналов, предполагается создание предпосылок для существенного увеличения скорости передачи и, при необходимости, также дальности передачи в сложных условиях связи, например, между подвижными подводными объектами.

Эти задачи решаются в заявленном способе с помощью признаков пункта 1 и в системе с помощью признаков пункта 31.

В соответствии с изобретением генерируется информационный сигнал, состоящий по меньшей мере из двух компонент - по меньшей мере одной опорной компоненты, посылаемой в опорном частотном канале, и по меньшей мере одной информационной компоненты, передаваемой в информационном частотном канале, так что в распоряжение предоставляются несколько частотных каналов или частотных компонент. Посредством их одновременного использования может быть передано больше единиц информации за единицу времени. В дальнейшем, как опорный канал, так и информационный канал предоставляют дискретные состояния, формирующие битовый шаблон. Существенным отличием по сравнению с радиотехникой является тот факт, что используется не высокочастотная несущая волна, модулируемая низкочастотной волной. Выработанный информационный сигнал, используемый для передачи информации, представляет собой колебание, являющееся суперпозицией опорного канала и по меньшей мере одного информационного канала.

Для формирования битового шаблона, в простейшем случае частоты (или тоны) информационных каналов могут включаться или выключаться, причем присутствие или отсутствие соответствующих частотных компонент сигнала оцениваются как бинарные цифровые состояния (вкл./выкл.), т.е. 1 или 0. Таким образом, может быть передан один бит информации в каждом информационном канале. Компоненты сигнала совместно формируют битовый шаблон, в котором информация может быть закодирована любым образом.

В этом простейшем случае, в состояниях "вкл", могут варьироваться также другие сигнальные параметры, так что можно различать дополнительные цифровые состояния.

Другие предпочтительные варианты осуществления изобретения представлены в зависимых пунктах формулы изобретения.

В соответствии с пунктом 2 простейшим способом формируется временная последовательность битового шаблона.

В пункте 3 представлен один из предпочтительных вариантов изобретения, в котором частотные каналы представляют гармоническую последовательность.

Если в соответствии с пунктом 4 информационный сигнал формируется в виде суммы опорного канала, являющегося основным тоном (основной волной) и, по меньшей мере, одного информационного канала, находящихся в гармоническом отношении друг к другу (к примеру, информационный канал является обертоном основного тона), либо также, если все информационные каналы находятся в гармонических соотношениях с основным тоном (основной волной), то отдельные частоты (тоны) или компоненты сигнала составляют гармоническую последовательность или консонантную систему. Особенность такой системы состоит в том, что основной тон, имеющий самую низкую частоту и наибольшую дальность распространения, может излучаться непрерывно при передаче информации, создавая как бы непрерывный мост между излучателем и приемником. Опорный канал, сформированный в виде основного тона, служит в этом случае собственно не для передачи данных, а в качестве постоянной опоры для согласования остальных информационных каналов и, при необходимости, как будет далее представлено, для согласования относительных значений фазы, а также возможно и в качестве энергетической "подпитки" в случае использования нелинейных эффектов для увеличения дальности передачи всей системы частот. Следует отметить, что вместо нижней частоты в качестве опорного канала (или основного тона) может быть использован любой другой тон заданного частотного спектра, если это по определенным соображениям охраны окружающей среды или для конкретного применения является более предпочтительным.

Посредством задания определенного разнесения информационных частотных каналов относительно опорного канала гарантируется то, что приемному устройству, которому известны соответствующие разнесения или коэффициенты пропорциональности, требуется только лишь найти опорный канал, сформированный в виде основного тона, чтобы на этой основе распознать все остальные активные информационные каналы и обеспечить их оперативное согласование. Этот процесс согласования можно автоматизировать, чтобы система без больших дополнительных затрат, могла быть настроена на самые разнообразные условия связи. Автоматическое распознавание основного тона и соответствующее адаптивное согласование информационных каналов со стороны приемника создает существенные преимущества, в особенности для связи между подвижными объектами, поскольку, например, проблемы, вызванные доплеровскими сдвигами, имеющиеся в других способах, здесь отпадают, к примеру, если используется система гармонических частотных каналов.

Если в соответствии с пунктом 5, частота опорного канала в процессе передачи данных меняется во времени, на этой основе осуществляется не только постоянная подстройка адаптивной системы для компенсации естественных частотных сдвигов (доплеровский эффект и т.д.). Намного более важным является то, что со стороны передатчика совершенно сознательно осуществляется регулируемое изменение частотного спектра, не создавая опасности потери контакта для приемника.

Если изменение частоты опорного канала происходит непрерывно или ступенчато, согласно пункту 6, то для использования предоставляются один или несколько значений градиентов изменения частоты. Этот подход обозначается в дальнейшем как способ частотных градиентов (ЧГ). Посредством этого способа достигается то, что, например, отражения или сигналы помехи могут быть устранены. Изменение опорной и информационной компонент на основе способа ЧГ определяется далее как способ переменной многоканальной передачи (ПМП).

В случае, если изменение компонент осуществляется пропорционально, эта разновидность вышеуказанного способа будет обозначаться как пЧГ или пПМП, в то время как разновидность способа с параллельным изменением компонент будет обозначаться как паЧГ или паПМП.

Посредством применения способа ЧГ возможно осуществлять более точный и надежный анализ сигнала, чем с помощью известных способов, в особенности использующих частотные каналы с неизменяемыми во времени частотами.

Так как в этом случае рабочие частоты информационных частотных каналов постоянно изменяются во времени, все компоненты сигнала, поступающие в данный момент времени к приемнику по различным путям,, имеют различные (мгновенные) частоты. На основе этих частотных различий, собственно информационные частотные каналы могут отделяться от существующих в каждом данном случае помеховых компонент; это значит, межсимвольные взаимодействия могут быть в основном или даже полностью устранены, при этом на приемной стороне может быть восстановлено значительно более ясное отображение информационного сигнала, излученного передающим устройством.

Поскольку в способе ЧГ частота опорного частотного канала и синхронно с этим, соответственно заданному соотношению, частоты информационных частотных каналов могут варьироваться практически согласно любой зависимости, заявленные способ и система являются весьма гибкими. Посредством умышленно введенных частотных смещений можно избежать взаимных наложений сигналов нескольких передающих систем и уменьшить вероятность нежелательного подслушивания.

В случае, если кроме частот опорного частотного канала и информационного частотного канала для создания битового шаблона также используются другие параметры сигнала, можно простым способом обеспечить более комплексный характер кодирования и соответственно увеличить скорость передачи данных.

Если согласно пункту 7 выполняется амплитудная модуляция информационного сигнала, то в определенных узлах колебаний амплитуды, используемой для модуляции, могут задаваться моменты времени, в которых, например, отдельные информационные частотные каналы могут мгновенно изменять свои информационные параметры, не вызывая помех в информационном сигнале в точках таких мгновенных изменений. Посредством этого качество передачи информации может быть также улучшено.

Если в соответствии с пунктом 8 битовые шаблоны генерируются в заданном временном такте, то они могут декодироваться в приемном устройстве простым способом, причем точность передачи информации возрастает.

Если в соответствии с пунктом 9 изменение битового шаблона производится внутри одного временного такта, то в особенности первая часть временного такта может быть использована для распознавания информационных частотных каналов, используемых для передачи информации, а остальная часть - для формирования собственно битового шаблона. Кроме того, первая часть обеспечивает дополнительный опорный сигнал (кроме опорного частотного канала), с помощью которого параметры компонент сигнала, передаваемых во второй части такта, могут быть определены с высокой точностью. Таким образом, надежность передачи информации повышается.

Предпочтительный вариант осуществления изобретения изложен в пункте 10, согласно которому обеспечивается возможность настройки на различные условия связи и различные пользовательские потребности.

С помощью признаков пункта 11 может быть достигнуто повышение скорости передачи данных.

На основе достигнутого высокого качества приема (за счет применения способа ЧГ), в комбинации с вышеописанным способом включения/выключения отдельных информационных компонент (создания бинарных состояний "вкл"/"выкл") или вместо этого способа, информация может модулировать определенные параметры или комбинации параметров в сигнале. Поскольку в принимаемом сигнале, кроме частот, имеются также амплитуды и фазовые углы компонент сигнала, имеющие более определенное соответствие с первоначально сформированным сигналом, то практически все параметры могут использоваться для модуляции. Это может производиться, к примеру, посредством ступенчатых изменений.

Существенное преимущество этого способа состоит в том, что для кодирования могут быть использованы присущие сигналу отношения в заданной системе частот. Посредством таких отношений достигается то, что битовые шаблоны или символы могут быть идентифицированы уже на основе одного или двух принятых тактов сигнала, причем без дополнительной привязки к внешней опорной величине.

Так, к примеру, фазовые углы могут задаваться в данном временном такте как текущее отношение между соответствующими параметрами информационной компоненты и опорного канала. Этот способ кодирования определяется как способ относительных фазовых углов (способ ОФУ). Предыстория не имеет значения в этом способе, внешнее время теряет свое значение для оценки сигнала. Вместо него вступает в силу внутреннее (относительное) системное время, которое может отсчитываться, например, на основе мгновенных значений циклического времени, которое, с внешней точки зрения зависит в каждом случае от текущего значения частоты. Относительные фазовые углы могут быть определены простым путем, когда, например, в процессе обработки все компоненты сигнала, т.е. опорные и информационные каналы, нормируются сначала одной-единой длительностью периода. Этот принцип поясняется следующим. В теории обработки сигналов известно множество подходов, использующих способы отображения и преобразования сигнала, которые могут быть использованы для того, что в результате применения способа ЧГ и в особенности пЧГ целый ряд помеховых эффектов может быть устранен; при этом дифференциальные фазовые углы могут определяться с большей точностью, что может быть использовано для более тонкой дискретизации (т.е. для кодирования большим числом фазовых состояний), а также для дальнейшего увеличения скорости передачи информации.

Следующий вариант состоит в том, что информация кодируется не непосредственно фазовым углом соответствующей компоненты по отношению к опорному каналу (основному тону), в качестве так называемой "вертикальной" присущей сигналу опоры, а как разница между фазовыми углами в текущем и предыдущем такте той же компоненты, в качестве так называемой "горизонтальной", присущей сигналу опоры. Этот способ определяется как дифференциально-фазовый способ (ДФ-способ). При этом каждый первый такт соответствующей компоненты служит в качестве горизонтальной опоры. В очень сложных условиях связи может оказаться полезным использование комбинации ДФ-способа и способа по пункту 9. С другой стороны, в случае простых условий связи достаточно использование только лишь горизонтальная опора. В этом случае, опорный частотный канал может служить в качестве информационного частотного канала. Далее необходимо отметить, что как в способе ОФУ, так и в ДФ-способе, факт отсутствия одной из компонент сигнала (или, например, не превышение определенного амплитудного порога) может использоваться для кодирования дополнительного цифрового состояния.

Если в соответствии с пунктом 12 число информационных каналов изменяется в зависимости от свойств передающего канала, то этим достигается то, что, в особенности с уменьшением расстояния между передатчиком и приемником, могут быть использованы дополнительные, обычно более высокочастотные (или лежащие в промежутках между используемыми) компоненты, например, имеющие консонантные частоты; и, наоборот, при очень больших расстояниях связи используются, главным образом, более низкие частоты. Этим достигается оптимальное использование характера распространения волновых сигналов, что особенно важно при применении звуковых сигналов. Таким образом, могут быть достигнуты, например, в подводных каналах, соответственно максимальные скорости передачи битов и/или большие дальности связи. Само собой разумеется, способ допускает гибкость использования, так что настройки, используемые для определенных условий связи, могут быть приняты в качестве основного стандарта, если при этом реализуется заданный рабочий режим.

Кроме конкретных состояний или пропорций параметров сигнала, в этом способе может быть использовано кодирование информации с применением для этого мгновенных значений или определенных динамических характеристик сигнала.

В случае если, как в пункте 13, отдельные информационные каналы задаются в более широкой частотной полосе и при этом не пересекаются, создается возможность информационного кодирования с использованием постоянных (неступенчатых) фазовых смещений соответствующей информационной компоненты. Этот режим определяется как фазовый градиентный способ или способ фазовой скорости (ФС). Разнесение информационных компонент относительно опорного канала определяется, в типичном случае, как расстояние между характеристиками средних значений частот соответствующих каналов. При передаче данных, частоты отдельных информационных частотных каналов (внутри каждого временного такта) могут незначительно и плавно изменяться (обычно менее чем на 0,5% от текущего номинального значения частоты), при этом осуществляется непрерывное постепенное (либо ускоренное) смещение фазы текущей компоненты по отношению к фазе опорного канала или основного тона. Приемное устройство распознает не только, передавалась ли компонента определенной частоты в данном такте, но также и определяет (в случае существования компоненты) значение относительного фазового угла и/или характеристического параметра, описывающего функцию изменения фазы в зависимости от текущего циклического времени для опорного канала (или основного тона). Кроме собственных значений, описывающих состояния или пропорции, для кодирования могут быть использованы также и плавные изменения во времени таких состояний или пропорций. При этом создаются различные возможности изменения и комбинирования, позволяющие увеличить скорость передачи информации, улучшить адаптируемость системы к различным условиям связи, а также оптимизации приемопередающих устройств и их стоимости.

Для упрощения обработки сигнала, после его приема проводится отделение опорной компоненты от по меньшей мере одной информационной компоненты, как указано в пункте 16.

В соответствии с пунктом 17 посредством попарной обработки соответствующей информационной компоненты сигнала совместно с опорным каналом или опорной компонентой (или одной из наиболее подходящих опорных компонент) достигается возможность компенсации доплеровских эффектов. Как дополнительный результат, этот шаг обработки сигнала способствует стабилизации частоты. В случае использования способа паЧГ, этот шаг может привести к формированию стабильных, т.е. не изменяющихся во времени промежуточных частот.

Дальнейшее развитие способа в соответствии с пунктом 18 обеспечивает перевод компонент сигнала в стабильные промежуточные частоты, которые обеспечивают предпочтительный вариант последующей обработки. Одно из преимуществ, достигаемых согласно пункту 18, состоит, например, в том, что постоянные промежуточные частоты могут быть сформированы в оптимальном частотном окне для последующей фильтрации в соответствии с пунктом 20, что обеспечивает возможность применения узкополосных фильтров.

При применении способов пЧГ или пПМП существует, в качестве альтернативы к подходам, определенным пунктами 16 и 18, также возможность формирования стабильных промежуточных частот посредством смешивания сигнала, принятого в текущем такте, с сигналом, принятым в предыдущем такте, причем без необходимости предварительного разделения компонент сигнала и применения гетеродинной частоты. Этот вариант обработки сигнала предлагается пунктом 19 в особенности для применения в комбинации с дифференциально-фазовым способом.

Дальнейшее развитие способа в соответствии с пунктом 20 имеет целью выделить (например, отфильтровать) из спектра стабильных промежуточных частот, имеющих целый набор многолучевых составляющих (или переотражений), только наиболее подходящих для каждой компоненты составляющих сигнала и, при этом, минимизировать влияние помех на них со стороны других составляющих. Последнее предполагает то, что на этом этапе обработки могут отделяться друг от друга также и собственно компоненты сигнала, если это еще не произошло (или произошло не полностью) по варианту способа согласно пункту 16.

Для этой цели могут использоваться, в простейшем случае, специальные фильтры. При этом могут исключаться (к примеру, отфильтровываться) ненужные компоненты, т.е. компоненты, которые в данный момент времени не предназначены для обработки. В результате такой обработки каждая информационная компонента сигнала будет отчетливо выражена одной составляющей, на основе чего становится возможным наилучшее восстановление информационных параметров (использованных для кодирования данных), например, амплитуд и/или фазовых углов. В этом описании речь идет только лишь о представлении основного принципа. Само собой разумеется, что здесь могут быть применены также и более сложные методы обработки сигналов, которые, к примеру, кроме идентификации составляющих принимаемого сигнала выдают также соответствующие параметры.

При дальнейшем усовершенствовании способа согласно пункту 21 достигается исключение ошибок в обработке сигнала.

В результате дальнейшего развития способа согласно пункту 22 достигается то, что для текущих условий связи могут быть идентифицированы постоянно такие многолучевые компоненты (составляющие сигнала), на основе которых оптимально, т.е. наилучшим образом, могут быть определены параметры передаваемого сигнала. Как правило, таковыми являются наиболее мощные составляющие сигнала, которые делают возможным достижение наилучшего качества обработки сигнала. В процессе настройки на канал могут быть определены, например, наилучшие настройки фильтров для наиболее точной фильтрации желаемых составляющих сигнала и оптимального подавления помеховых воздействий других многолучевых компонент и возможного влияния других боковых частотных полос. Последнее может в некоторых случаях содействовать увеличению радиуса приема сигнала и/или также увеличению скорости передачи информации. Чем лучше и надежнее могут быть обработаны принимаемые сигналы, тем больше возможностей имеется для более тонкого различения цифровых состояний или применения разных комбинаций параметров для кодирования информации.

С помощью текущей актуализации фильтровых настроек, в соответствии с пунктом 23, могут достигаться оптимальные результаты приема даже в быстро меняющихся условиях связи, причем преимущество применения этого способа состоит в том, что для проведения настройки на канал нет необходимости прерывать собственно процесс передачи информации.

Согласно пункту 27 достигается оптимизация одного из способов компенсации доплеровских смещений.

Способ, соответствующий пункту 28, предусмотрен предпочтительно для обработки принимаемых сигналов, находящихся под влиянием сильных доплеровских сдвигов, где каждая компонента сигнала представлена, однако, в основном посредством лишь одной многолучевой компоненты.

Дальнейшие предпочтительные варианты выполнения предлагаемого изобретения изложены в остальных зависимых пунктах.

Со ссылками на чертежи ниже более детально описываются различные формы выполнения заявляемого изобретения.

Фиг.1 представляет один из заявленных вариантов с использованием одного опорного частотного канала и трех информационных частотных каналов.

Фиг.2а представляет информационный сигнал, составленный из компонент по фиг.1 и подвергнутый амплитудной модуляции.

Фиг.2б представляет ряд тактированных информационных сигналов.

Фиг.3 схематически представляет один из вариантов кодирования информации.

Фиг.4 представляет такое же кодирование, как на фиг.3, но в варианте параллельного способа ЧГ.

Фиг.5 представляет результат анализа в момент времени t_i сигнала, состоящего из опережающей и запаздывающей помеховой составляющей, с использованием способа пропорционального ЧГ по отношению к трем информационным частотным каналам, находящимся в гармоническом отношении друг к другу.

Фиг.6 представляет основной принцип улучшения анализа сигнала в отношении помеховых компонент соответственно фиг.5 при применении одного опорного и четырех информационных частотных каналов.

Фиг.7 схематически представляет один из вариантов применения ступенчатого частотного смещения с дополнительным изменением информационных частотных каналов внутри такта, причем в каждом случае первая половина такта образует дополнительную горизонтальную опору для ДФ-способа.

На фиг.8а схематически представлен один из вариантов кодирования с двумя ступенями изменения частоты.

Фиг.8б представляет в качестве примера принцип пентарного кодирования информации в одном из информационных частотных каналов.

Фиг.9а и 96 представляют два различных градиента фаз, сформированных способом пЧГ.

Фиг.10 представляет различные градиенты фаз, которые могут быть образованы с помощью способа непропорционального пЧГ (вверху) и способа пЧГ (внизу).

Фиг.11 представляет принцип построения одной из заявленных передающих систем.

Фиг.12 представляет возможный вариант одной из заявленных передающих систем, использующих амплитудную модуляцию.

Фиг.13 представляет принцип построения одного из заявленных приемных устройств согласно первому варианту выполнения.

Фиг.14 представляет возможный вариант одного из заявленных приемных устройств с дополнительным детектированием фазовых углов согласно второму варианту выполнения.

Фиг.15 представляет результат анализа в момент времени t_i сигнала, состоящего из опережающей и запаздывающей помеховых составляющих, с использованием способа параллельного ЧГ по отношению к трем информационным частотным каналам, находящимся в гармоническом отношении друг к другу.

Фиг.16 схематично представляет несколько примеров благоприятного расположения частотных каналов для конкретных применений.

Фиг.17 схематично представляет один из основных процессов обработки сигнала в соответствии с заявляемым способом.

Фиг.18 представляет пример для изменяющихся во времени частотных каналов принятого сигнала, образованного способом пПМП, состоящего из одной опорной и трех информационных частотных компонент при практически идеальных условиях связи (минимум межсимвольных взаимодействий).

Фиг.19 представляет принятый сигнал согласно фиг.18 после преобразования первой информационной компоненты сигнала на промежуточную частоту.

Фиг.20 представляет пример того, что вследствие изменяющихся свойств многолучевого канала могут происходить существенные флуктуации уровней различных многолучевых составляющих данной принимаемой компоненты.

Фиг.21 представляет пример (уже показанный на фиг.20) после прохождения через узкополосный фильтр.

Фиг.22 схематично представляет одну из основных процедур заявляемого способа, при которой производится настройка на канал.

Фиг.23 схематично представляет основные этапы обработки сигнала в различных предпочтительных вариантах выполнения заявляемого способа.

Фиг.24 представляет принцип построения заявляемой системы для обработки сигналов согласно третьему варианту выполнения.

Фиг.25 представляет принцип построения заявляемой системы для осуществления настройки на канал.

На фиг.1 представлен вариант формирования информационного сигнала IS, состоящего, например, из одной опорной компоненты, являющейся опорным каналом ВК, который в этом случае выполнен как основной тон GT, и, например, трех информационных компонент, являющихся информационными частотными каналами I1, I2, I3. Представленные на фиг.1 информационные частотные каналы являются гармоническими обертонами НК1, НК2 и НК3 основного тона GT, сумма которых и составляет информационный сигнал. Из фиг.1 можно заключить, что информация в каждом информационном канале может кодироваться посредством смены бинарных состояний типа канал "включен" или "выключен", что соответствует, например, цифровым кодам "1" или "0" (сравни с фиг.2б).

На фиг.2а представлена амплитудная модуляция информационного сигнала IS (см.фиг.1) для того, чтобы обеспечить плавный (непрерывный) переход в начале и конце такта для случая, когда информационный сигнал, принадлежащий определенному информационному частотному каналу, изменяется во времени.

Такого рода изменение представлено на фиг.2б, причем значение информационного сигнала изменяется от такта к такту так, что, например, в секторе 1 существует информационный сигнал, состоящий из суммы основного тона, второго и третьего гармонического обертона (GT+HK2+HK3), который в следующем такте (в секторе II) преобразуется посредством отключения второго и третьего гармонического обертона в сигнал, состоящий только лишь из основного тона, чтобы в следующем такте сформировать другой информационный сигнал (соответствующий другому кодированному битовому шаблону), представляющий сумму основного тона и первого обертона (см. Сектор III). Таким образом, может передаваться один бит в единицу времени (такт) по каждому из информационных каналов. В результате из этого создается битовый шаблон, в котором информация может быть закодирована любым образом. В общем, в зависимости от числа используемых информационных частотных каналов применяемой системы кодирования, может, к примеру, кодироваться буква или любой другой символ.

Необходимо отметить, что при применении 2, 4, 8, 12, 16 или другого числа информационных каналов может быть достигнута прямая совместимость с различными существующими методами электронной обработки данных.

На фиг.3 представлено, к примеру, слово "DolphinCom" при передаче его в общепринятом коде ASCII с использованием четырех информационных каналов. Система частотных каналов, составляющая информационный сигнал, состоит в этом примере из одного опорного частотного канала (в виде основного тона) и четырех гармонических информационных каналов (I1, I2, I3 и I4, в виде обертонов основного тона), которые варьируются во времени посредством пропорционального ЧГ. Кодирование в этом примере производится только лишь "включением"/"выключением" обертонов. Вертикальные линии показывают такты, которые всегда имеют одинаковую продолжительность. В каждом такте формируется специальный битовый шаблон, определяемый как символ. Два символа совместно формируют одну букву в коде ASCII. Представлено слово "DolphinCom". В общем, для кодирования передаваемой информации может быть применен также и любой другой код, что предоставляет пользователю максимальную свободу для собственного программирования, а также делает этот способ совместимым почти со всеми другими вычислительными системами. Как показано на фиг.3, опорный частотный канал изменяет свою частоту плавно и непрерывно, причем частоты четырех информационных частотных каналов (I1, I2, I3 и I4) изменяются пропорционально частоте опорного частотного канала.

На фиг.4 снова представлено передаваемое слово "DolphinCom" в коде ASCII при применении также четырех информационных каналов, причем смещение частоты опорного частотного канала производится также плавно и непрерывно как на фиг.3, где смещения частот информационных частотных каналов (упорядоченных изначально в гармоническом соотношении частот), однако, в отличие от варианта по фиг.3, производится параллельное смещение частоты опорного частотного канала.

Фиг.5 показывает, как может проводиться существенно более точный и надежный анализ сигнала, когда, например, в опорном частотном канале производится плавное и непрерывное смещение частоты в соответствии со способом ЧГ. При этом для примера, приведенного на фиг.5 и с учетом фиг.3, было выбрано три информационных частотных канала, на которых, кроме собственно частот сигнала, в каждом случае (на приемной стороне) также регистрируется одна "опережающая частота" и одна "запаздывающая частота" в качестве сигналов-помех, причем соответствующий временной сдвиг этих сигналов-помех на каждом из информационных частотных каналов является идентичным. Для пояснения основного принципа, указание тактов не выполнялось. Вертикальная линия среза (в момент времени t_i) показывает, что на приемной стороне частоты всех информационных компонент отличаются друг от друга. Особенно важно отметить тот факт, что на основании этих частотных различий, собственно частоты сигнала теперь можно отделить от помеховых частот, и, таким образом, межсимвольные взаимодействия могут быть либо полностью устранены, либо в значительной мере ослаблены. Важным в этой связи является также то, что амплитуды и фазовые углы принятых и таким образом "очищенных" компонент сигнала имеют явное соотношение с опорным частотным каналом. При применении способа ЧГ могут применяться специальные частотные фильтры для отделения собственно частот сигнала от соответствующих помеховых частот. На фиг.5 можно отчетливо видеть, что расстояние от собственно частот сигнала до соответствующих помеховых частот увеличивается с ростом градиента изменения (смещения) частоты df/dt, т.е. с увеличением соответствующей скорости изменения частоты. Поскольку в представленной на фиг.5 системе частоты всех информационных частотных каналов изменяются (смещаются) пропорционально, градиенты изменения частоты, относящиеся к более высокочастотным информационным каналам, увеличивают свои значения; при этом возрастает качество отделения актуальных частот полезного сигнала от помеховых частот.

На фиг.6 этот эффект (или функциональный механизм) представлен схематично для системы, состоящей из одного опорного частотного канала и четырех информационных частотных каналов, имеющих в каждом случае по две соседних помеховых частоты (многолучевых составляющих). Нанесенная на фиг.6 штриховая линия представляет характеристику обычного фильтра. Из фиг.6 можно отчетливо распознать, что даже для постоянной ширины полосы пропускания фильтра достигается повышенное качество разделения многолучевых составляющих для более высокочастотных информационных компонент. В сравнении с существующими способами в общем достигается существенно более высокое разрешение. При этом следует в особенности отметить, что согласно этому способу прежде всего наиболее высокочастотные информационные каналы, частоты которых больше всего подавляются в среде распространения и, следовательно, принимаются с наименьшей энергией, могут быть лучше выделены (отфильтрованы) из зашумленного сигнала. Отсюда следует, что, например, при помеховых частотах, которые близки к собственно частоте сигнала, должен выбираться соответственно более высокий частотный градиент, т.е. увеличивается скорость смещения частоты, в то время как для больших расстояний между полезной и помеховыми частотами могут быть достаточными более низкие градиенты. Для адаптации такого рода может использоваться либо заранее подготовленный набор шаблонов смещения частоты либо настройка градиентов в оперативном режиме. Последнее легко осуществимо, если связь используется в двух направлениях, т.е. если приемник может излучать, а передатчик может служить также и приемником. Таким образом может проводиться анализ отклика канала и производиться обмен результатами анализа между, например, приемным и передающим устройством или проводиться также и соответствующий подбор битового шаблона с последующей установкой оптимального градиента изменения (скорости смещения) частоты. В общем, такой градиент может вырождаться в нулевое значение в случае, если условия связи становятся соответственно благоприятными (стационарными), а помехи становятся пренебрежительно малыми.

В этом отношении необходимо отметить, что для максимизации скорости передачи информации изменение продолжительности такта может осуществляться пропорционально с изменением частоты опорного канала, поскольку для анализа содержащихся в составном сигнале отдельных компонент необходимо не более чем определенное число периодов колебаний.

На фиг.7, 8а и 8б представлены дальнейшие возможности, возникающие в особенности при применении ступенчатого изменения частоты опорных частотных каналов. Эти возможности представляют в особенности интересные альтернативы способу ЧГ, где временные смещения между собственно частотой сигнала и частотами помех представляют достаточно большие величины, например, миллисекундного диапазона. В этом случае может быть обеспечено хорошее отделение собственно частот сигнала от помеховых частот и в том случае, если все каналы (потактно) одновременно и ступенчато меняют свою частоту к более высокому или более низкому значению, сохраняя, однако, это значение постоянным внутри самого такта. Также и в этом случае полезно выполнять смещение частоты по возможности так, чтобы внутренние пропорции в сигнале были одинаково определены на всех ступенях. Это может быть проще всего достигнуто с помощью пропорциональных или параллельных ступенчатых смещений. Эта альтернатива определяется в общем как способ ступенчатой частоты (способ СЧ). Из фиг.7, 8а и 8б ясно, как, например, с помощью дополнительного фазового состояния производится пентарное кодирование отдельных информационных каналов. К тому же, для повышения надежности, в начале каждого такта на всех информационных частотных каналах передается опорный сигнал, которому во второй части такта следует соответственно кодированный сигнал. Как показано на обозначениях сбоку на фиг.7 и 8а, например, пять состояний могут определять 5 различных дискретных состояний, а именно отсутствие сигнала (0) и четыре цифровых ступени, полученных, например, с помощью ДФ-способа. В общей сложности в каждом такте для сигнала, состоящего из одного опорного частотного канала и трех информационных частотных каналов, образуется 5³=125 комбинаций, которые могут быть использованы для кодирования.

Фиг.8б представляет в качестве примера принцип пентарного кодирования информационного частотного канала. Заданные обозначениями D1-D4 точки являются сигнальными компонентами, амплитуда которых превысила амплитудный порог ао и четыре различных фазовых угла (или угловых сектора).

Фиг.8б представляет в качестве примера принцип пентарного кодирования информационного частотного канала. Заданные обозначениями D1-D4 точки являются сигнальными компонентами, амплитуда которых превысила амплитудный порог ао и четыре различных фазовых угла (или угловых сектора) которых могут быть в цифровом виде отделены друг от друга. Состояние D5 представляет случай, когда амплитуда компоненты сигнала не превышает порог Ао.

Еще один способ кодирования информации представлен, например, способом ЧГ и поясняется с помощью фиг.9а, 9б и 10. Фиг.9а и 9б представляют так называемый способ пропорциональных фазовых градиентов или скоростей (ПФС). Фиг.10 дополнительно представляет отношения между компонентами для непропорциональных фазовых градиентов (нФС).

Основной принцип способа ФС может быть пояснен проще всего на основе следующей исходной конфигурации.

Пусть дана система, в которой информационные частотные каналы непрерывно составляют гармонический ряд, т.е. смещения частот производятся с помощью способа пропорционального ЧГ. Возьмем любой информационный частотный канал, в котором соответствующая частота в данном интервале (такте) теперь образуется не как точный обертон основному тону, а несколько сдвинута относительно требуемой частоты обертона вниз или вверх (обычно менее чем 0,5% такого номинального значения), как показано на фиг.10 в верхнем ряду. В общем случае производится сдвиг частоты, который, однако, зависит от того, является эта частота несколько выше или ниже своего "номинального" значения, в результате ее сложения с частотой основного тона GT становится очевидным непрерывное и плавное изменение фазового угла этой частоты, как это представлено на фиг.9а и 9б. Фаза частоты информационного частотного канала либо опережает основной тон, либо соответственно отстает от него. В соответствующем такте с помощью этого создается фазовый градиент, направление которого может быть легко распознано и также легко определено одним из известных алгоритмов. При вычислении фазового градиента в данном случае формируется линейная характеристика изменения фазы по отношению к мгновенному значению длительности периода основного тона. Предпосылкой для такой линейной характеристики является то, что при постоянном сдвиге частот во всей частотной системе продолжают соблюдаться внутренние, заданные в текущем такте, но легко изменяемые пропорции; это значит также, что и относительные сдвиги частоты в отношении основного тона являются неизменными. Выполнение этого условия определяется как пропорциональный способ ФС (пФС). В случае пФС имеет место равномерный поворот фазы информационного частотного канала влево или вправо по отношению к фазе опорного частотного канала.

Этот эффект может быть очень выгодно использован для кодирования информации, поскольку как, например, при анализе направление поворота в сигнале, направление фазового градиента определяется намного проще, чем собственно значение фазового смещения. Математически это означает только лишь определение знака первой производной относительного фазового смещения частоты информационного частотного канала по отношению к частоте основного тона, или другими словами определение, является ли относительная скорость смещения фазы значением большим или меньшим, чем ноль (см.фиг.10 вверху).

Этот подход может применяться для каждого информационного канала индивидуально в каждом такте. Если этот подход используется в комбинации с ранее описанным простым способом "включения"/"выключения" канала, тогда в данном такте для каждого информационного канала в отношении GT создается до четырех различных цифровых состояний: 1) нет сигнала, 2) сигнал с положительным фазовым градиентом, 3) сигнал с отрицательным фазовым градиентом и 4) сигнал без градиента, хотя в практике, четвертое состояние едва ли может быть использовано, и в этом случае четырехпозиционное кодирование будет заменяться фактически трехпозиционным фазовым градиентным кодированием, которое в некоторых обстоятельствах все же может быть не столь надежным как двухпозиционное, поскольку одному из цифровых состояний соответствует сингулярная величина фазовой скорости (Null). Эта проблематика зависит, однако, от текущих условий (качества) связи, т.к. для передатчика, как правило, не существует сложностей с формированием градиентов любой точности. Теоретически скорость передачи информации могла бы в первом случае удвоиться по сравнению с простым "включением"/"выключением", и во втором варианте возрасти на одну треть.

В качестве альтернативы, можно сэкономить соответствующее число каналов, причем частотный спектр системы может удерживаться более узким, что предоставляет множество соответствующих преимуществ, которые могут быть использованы по выбору. В этом случае излучатели могут быть не очень широкополосными, что, при использовании каскадов излучателей, может привести к экономии отдельных или множества элементов. Это может быть полезным для того, чтобы, например, снизить стоимость устройства. С другой стороны, при той же конфигурации устройства, может быть достигнута более высокая гибкость и адаптивность системы. Так, по выбору, может быть повышена скорость передачи информации посредством того, что при отказе от использования более низкочастотных каналов снижается продолжительность такта, в то время как при отказе от использования высоких частот могут быть достигнуты большие дальности связи. Существует целый ряд весомых причин необходимости увеличения числа цифровых состояний и, тем самым, повышения плотности информации в каждом информационном частотном канале.

Способ пФС может быть усовершенствован так, что, кроме направления, могут также использоваться, например, различные наклоны линейных фазовых градиентов, которые посредством разных по величине частотных сдвигов информационных частотных каналов могут применяться для кодирования, причем в конкретном случае, в зависимости от уровня достигаемой дискретизации, могут появляться также и другие возможности кодирования и комбинирования.

Во взаимосвязи со способом ЧГ положительные и отрицательные фазовые градиенты могут формироваться также с помощью таких изменений частоты информационных частотных каналов, которые выполняются не совсем пропорционально по отношению к изменению частоты основного тона (см.фиг.10 внизу).

В отличие от способа пФС этот вариант назван как способом нФС, причем "н" обозначает "непропорциональный"' Способ нФС может быть реализован таким образом, что частота соответствующего информационного частотного канала изменяется в данном такте несколько быстрее или медленнее, чем это предписывает, например, базовый вариант пропорционального способа ЧГ. Легко распознать, что оба варианта способа ФС наиболее предпочтительно применяются на основе гармонических частотных рядов в взаимосвязи с пропорциональным способом ЧГ.

Принцип альтернативного способа для формирования фазовых градиентов состоит, другими словами, в такой модификации пропорционального способа ЧГ, что внутри каждого такта может формироваться индивидуально для каждой компоненты дополнительный небольшой, обычно линейный, частотный градиент. В отличие от способа пФС, при сложении с основным тоном, вместо линейного фазового смещения образуется несколько другая характеристика, а именно, обычно, квадратичная кривая, описывающая ускоренное смещение фазового угла, направление и форма которой зависит, однако, от положения начальной и конечной величины соответствующего изменения частоты по отношению к своему номинальному значению (см.фиг.10). В случае способа нФС, уже на основании знаков первой и второй производной относительного фазового угла как функции времени цикла основного тона, могут различаться до шести конфигураций. Совместно для обоих вариантов в случае способа ФС образуются в общей сложности до восьми различных комбинаций знаков.

Интересным в способе нФС является также то, что дополнительно к знакам могут к тому же использоваться и определенные относительные фазовые углы, например фазы начального и конечного значений или точки среза на кривой должных значений фазы в смысле способа ОФУ.

На фиг.11 представлен опорный вариант кодирования информации (модуляции) одним из передающих устройств. Схема, отражающая основной принцип, имеет устройство, подающее кодируемую информацию в кодер 3. Кодер преобразует полученную информацию в необходимый код, в соответствии с числом опорных и информационных частотных каналов, и доставляет кодированную информацию устройству (в форме генераторов 5), генерирующему как минимум один опорный и как минимум один информационный частотный сигнал, которые управляются с помощью специального устройства управления 7. Созданные этими генераторами волновые компоненты соответствующей амплитуды, частоты и фазы подаются на суммирующее устройство 9, которое управляется устройством управления 7.

Согласно этому варианту выполнения сформированный суммирующим устройством сигнал подается при необходимости на усилитель мощности 11, который передает информационный сигнал на вход подходящего для использования в определенной среде излучателя (или каскада излучателей).

Согласно этому варианту выполнения предусматривается по одному генератору на каждый частотный канал.

На фиг.12 показан вариант осуществления одного из предпочтительных передающих устройств, осуществляющий, в случае необходимости, амплитудную модуляцию информационного сигнала. Для этого перед подачей информационного сигнала, состоящего из отдельных компонент (опорной и информационных частотных компонент), на суммирующее устройство, информационный сигнал сначала передается поканально на соответствующие модуляторы при управлении от устройства управления.

На фиг.13 представлен один из вариантов осуществления приемного устройства заявляемой системы. Преобразователь, согласованный для приема сигналов в соответствующей передающей среде, принимает поступающий информационный сигнал, представленный на фиг.13 как акустический сигнал, и подает его на усилитель 23. После усилителя предусмотрен фильтр 25, предназначенный для разделения и анализа отдельных частотных каналов и, в особенности, для пропускания опорного частотного канала. Поступающий от фильтра, предпочтительно фильтра низких частот, сигнал передается на детектор частоты опорного канала 27, который оценивает значение уровня и частоты опорного частотного канала. Эти данные передаются в модуль управления 29 приемного устройства. Параллельно с этим, перед поступлением в фильтр низких частот 25, информационный сигнал подается также на управляемые фильтры 31, предусмотренные по одному для каждой из компонент. Выходные сигналы фильтра анализируются в управляемом пороговом устройстве 33 и передаются на декодер 35, преобразующий код в исходный символ.

На фиг.14 представлен следующий вариант выполнения, имеющий дополнительные фазовые детекторы, например, для способа пФС, нФС, дифференциально-фазового или фазового градиентного метода. Для анализа фаз предусматривается фазовый детектор 32, включенный между управляемым фильтром 31 и управляемым пороговым устройством 33, предпочтительно в соответствии с числом действующих информационных частотных каналов, причем для определения упомянутых значений фаз опорный канал, обрабатываемый детектором основного тона, используется в качестве опоры.

На фиг.15-24 детально представлены различные варианты выполнения обработки сигнала.

Заявляемый способ включает две существенных опорных функции, которые могут комбинироваться любым способом или также использоваться самостоятельно. Эти опорные функции определены как 1) полная компенсация доплеровских сдвигов, сокращенно КДС и 2) "чистка канала", сокращенно ЧК. Соответствующие основные принципы объясняются сначала по отдельности; затем поясняются разнообразные возможности для комбинации и усовершенствования способа и системы.

1. Решение проблемы доплеровских сдвигов

Для пояснения основных принципов КДС сначала выбран пример, в котором частоты опорного и информационного каналов составляют гармонический ряд, т.е. эти частоты находятся в целочисленных отношениях друг к другу. Если передатчик изменяет свою частоту, то это происходит по способу пПМП. В приемнике происходит разделение всех частотных компонент сигнала сразу же на первом этапе, например, с помощью каскада полосно-пропускающих фильтров. Для простоты примем сначала идеальные условия передачи, когда каждая компонента состоит только лишь из одной-единственной многолучевой составляющей и все компоненты сигнала излучаются и принимаются примерно на одном уровне мощности. Такого рода условия связи могут возникать, например, при распространении электромагнитных сигналов в воздушной среде. В этом примере сначала объясняется, как и что достигается посредством полной компенсации доплеровских сдвигов.

Проблема доплеровских сдвигов состоит в том, что вследствие перемещений передатчика и приемника относительно друг друга, возникают частотные смещения, которые не могут быть точно предсказаны заранее, поскольку, например, скорость относительных перемещений точно неизвестна. При этом положения фаз не могут быть определены с достаточной точностью, что приводит к существенным ограничениям для любых форм связи, использующих фазовое кодирование. Эта проблема может быть частично решена при дифференциальном фазовом кодировании, при котором принимается во внимание не собственно фазовый угол, а лишь его изменение от такта к такту. Стопроцентная компенсация доплеровских сдвигов может быть, однако, достигнута, если отдельные информационные компоненты обработать соответствующим образом совместно с опорной компонентой. Одно из полезных решений содержит "попарное выравнивание по доплеровским сдвигам", сокращенно пВДС, которое может быть реализовано разными путями. Одна из простейших возможностей этого поясняется подробнее в следующем примере:

Пусть любая одна, например первая информационная компонента (первый обертон основного тона), представлена для обработки в одном из временных тактов выборочно и репрезентативно для всех других. Частота этой компоненты f_ik и, следовательно, скорость, изменение фазового угла ω_ik представляют значения вдвое больше, чем соответствующие значения основного тона f_b и ω_b. Пусть сигнал принят в дискретном виде, тогда излученные передатчиком компоненты сигнала send_b и send_ik могут быть представлены следующим образом:

где N - общее число оцифрованных точек (отсчетов) в данном такте, n - номер текущего отсчета, t_s - интервал времени, в котором происходила оцифровка, nt_s - дискретное время, Е - энергия, θ_ik - начальная фаза, θ_inf - фазовый угол, кодирующий определенное цифровое состояние на информационном канале, и фактор k описывает крутизну изменения частоты компоненты при применении пропорционального способа ПМП.

В общем случае, k может быть любой подходящей функцией времени, может принимать положительные или отрицательные значения или быть равной нулю. Последнее значит, что применение постоянных несущих частот рассматривается здесь как один из возможных специальных случаев.

Поскольку значение начальной фазы опорной частоты не изменяется на передающей стороне, она не играет в дальнейшем никакой роли, поэтому соответствующее значение в уравнении (1) установлено равным нулю.

Вследствие доплеровских сдвигов, принимаемые компоненты сигнала empf_b и empf_ik отличаются от излученных только лишь одним дополнительным членом:

где D - доплеровский коэффициент, описывающий отношение относительной скорости приемник-передатчик (положительный знак для взаимного сближения и отрицательный для удаления) к скорости распространения сигнала в передающей среде.

На основе различных аргументов этих уравнений становится понятным, что доплеровский эффект оказывает такое влияние на эти компоненты, что соответствующие члены этих аргументов отличаются друг от друга ровно в два раза, что, собственно, определяется отношением пропорциональности между частотами этих компонент. В данном примере коэффициент пропорциональности равен двум.

Поскольку коэффициент пропорциональности является известной величиной, точные значения доплеровских сдвигов не играют больше никакой практической роли. Именно, если опорная компонента преобразуется так, что она получает такую же частотную характеристику, какую имеет анализируемая информационная компонента, тогда значения доплеровских сдвигов этих компонент станут равными величинами. В представленном примере посредством возведения в квадрат опорной компоненты может вырабатываться такая опора Rf, которая имеет доплеровское смещение такое, как и для информационной компоненты. После возведения в квадрат опорной компоненты будет получено:

После того как неиспользуемая боковая полоса спектра будет отфильтрована, а также после масштабирования результата посредством коэффициента получаем нормированный опорный сигнал Rf', значение фазы которой отличается от фазы информационной компоненты, представленной в уравнении (5), следующим образом:

Этот опорный сигнал может быть использован в определенной мере как внутренний тактовый сигнал составного сигнала, с помощью которого могут определяться фазовые углы информационных компонент.

Аналогичным образом из опорной компоненты могут формироваться необходимые опорные сигналы также и для всех остальных содержащихся в принимаемом сигнале информационных компонент. В этом случае опорная компонента должна возводиться в соответствующую степень (многократно умножаться на саму себя) и, при необходимости, фильтроваться. В общем случае информационные компоненты также могут быть преобразованы аналогичным путем, что может оказаться полезным в случае, если частоты информационных компонент выбраны не так, как в предыдущем случае, а иначе, например, когда они лежат в диапазоне более низких частот, чем опорная компонента, или если их частоты не находятся в целочисленном отношении к частоте опорной компоненты. В последнем случае вышеописанный подход может применяться индивидуально для каждой из сторон пары, формируемой для текущей обработки (опорной и одной из информационных компонент) повторно, и именно столько, сколько необходимо для полного покрытия обеих частей пары. Поскольку после каждого умножения (возведения в степень) количество частотных составляющих спектра быстро увеличивается, необходимо изначально стремиться к такому расположению частотных каналов, чтобы по возможности меньшее число шагов потребовалось для попарной обработки принимаемого сигнала для уравнивания доплеровских сдвигов.

В общем случае, при использовании приложений с фазокодированными сигналами, в выборе подходов попарного уравнивания доплеровских сдвигов необходимо также стремиться к тому, чтобы не возникало потерь информации при манипуляции с информационными компонентами, например, из-за возникновения неопределенностей (многозначностей) в оценках положения фаз.

В последующем, на основе упомянутого примера, описывается одна из простых возможностей, как согласно вышеупомянутому подходу может быть определено положение фазового угла соответствующей информационной компоненты. Для этого должна быть, описана, например, возможность разложения соответствующей компоненты на базисе квадратурных функций опорного сигнала Rf '[п].

Так как опора Rf'[n] в этом примере уже представлена в косинусоидальной форме, запишем:

RfC[n]=Rf’[n]

Соответствующая синус-составляющая может быть получена, например, посредством взятия первой производной от RfC[n] и соответствующего нормирования амплитуды.

Проекция информационной компоненты на косинус-составляющую имеет вид:

где N1 описывает начало, а N2 - конец соответствующего такта.

Поскольку во второй части суммы значения функции осциллируют у нуля, то положительные и отрицательные величины взаимно уничтожаются, т.е. эта часть стремится к нулю и поэтому ею можно пренебречь:

Проекция принятой информационной компоненты на синус-составляющую соответственно записывается:

Если рассматривать величины CQ и SQ как, например, координаты точки в радиальной системе координат, то соединительная линия между этой точкой, началом координат и абсциссой заключает в себе искомый угол Θ. Он может быть просто определен с помощью соответствующего алгоритма. Очевидный способ определения угла показан как:

Фаза принимаемой компоненты представлена здесь как разница между начальной фазой передаваемой волны и некоторой кодирующей фазой, т.е. внутри каждого такта она инвариантна времени. Ради полноты изложения представлен вариант, где разница между фазой в текущем и предыдущем такте может быть использована для кодирования. Используя индексы i и i+1, получаем вариант дифференциально-фазового кодирования:

Аналогичным образом в каждом такте определяются фазовые углы остальных информационных компонент. Это предоставляет пользователю возможность соответственно более точной (многоступенчатой) дискретизации фазовых углов и увеличения скорости передачи информации. Вышеописанный способ определения фазовых углов определен здесь как C-S-проекция.

Способ кДС является основой для варианта выполнения способа по пункту 28. На фиг.23 представлены важнейшие элементы обработки, выполняемой по способу кДС. Показано, что различные (из описанных) элементы могут аналогичным образом применяться и для других форм выполнения способа.

2. Чистка канала (ЧК)

ЧК включает в себя идентификацию (в каждом случае) наиболее подходящей многолучевой составляющей и ее отделение от остальных составляющих при одновременной минимизации межсимвольных взаимодействий. Она может включать в себя уже частичную компенсацию доплеровских сдвигов, что может уже быть достаточным для целого ряда различных приложений.

Рассмотрим в качестве примера случай, когда доплеровские сдвиги не играют существенной роли; принимаемый сигнал содержит только лишь помехи, представляемые многолучевыми компонентами. Условия связи такого рода встречаются часто в акустической связи между стационарными или медленно движущимися подводными объектами. Каждая из компонент сигнала представлена тогда целым спектром многолучевых компонент (см. схематичное представление на фиг.5 и 17а). Заявляемый способ должен, прежде всего, обеспечить возможность такой обработки сигнала, при которой межсимвольные взаимодействия значительно уменьшаются.

Несмотря на то, что в результате применения способа ПМП различные многолучевые составляющие поступают в приемник с различными значениями мгновенных частот, практически является едва ли возможным выделение наиболее благоприятных составляющих из спектра соответствующей компоненты сразу же на первом этапе обработки, так как они обычно расположены очень близко друг к другу, и их частоты являются переменными во времени величинами (см.фиг.18). Даже следящие фильтры могут едва ли использоваться для этой цели. Выше мы исходили, однако, из того, что соответствующие спектры опорной и информационных компонент могут отделяться друг от друга (фиг.17б и фиг.17с).

После перемножения опорной и соответствующей информационной компоненты (фиг.17д) образуются два спектра промежуточных частот, которые лежат в разных частотных диапазонах и имеют разные градиенты частоты (фиг.17е). Диапазон более низких частот может быть пропущен с помощью фильтра низких частот для дальнейшей обработки. В этой части спектра наблюдается также уменьшение влияния доплеровских сдвигов, в то время как в другой части спектра эти сдвиги усиливают свое влияние. Если эта вторая (боковая) полоса частот не вызывает помех, на этом этапе она все еще может оставаться в спектре (не отфильтровываться), при этом одна из ступеней фильтра может быть сэкономлена.

На следующем этапе обработки осуществляется умножение по меньшей мере одной оставшейся части спектра на вспомогательную частоту, генерируемую в приемном устройстве (фиг.17f), характеристика которой выбирается так, что в результате умножения часть вторых промежуточных частот больше не изменяется во времени (фиг.17g).

Характеристика соответствующей частоты (H1; H2;...HN) либо устанавливается исходя из оперативного согласования применяемых приемником и передатчиком структур сигналов, либо определяется из предварительно проведенного зондирования свойств передающего канала (см. ниже "настройку на канал"),

На фиг.19 представлено, что это может быть также достигнуто, когда сначала только лишь опорная компонента отделяется от группы информационных компонент. Посредством соответствующего выбора гетеродинной частоты, частота предусмотренной для обработки информационной компоненты (первая в текущем примере) может быть стабилизирована.

Преимущество этого подхода состоит в том, что посредством подходящей гетеродинной частоты, необходимые части неизменяемых (стабильных) во времени частот могут размещаться в определенных частотных окнах и, при этом, фильтроваться с помощью обычных фильтров, например фильтров низких частот. (фиг.17h).

Фиг.20 представляет на близком к практическому использованию примере, что из-за существования в спектре стабильных промежуточных частот (целого ряда) многолучевых составляющих сигнала, пока еще не могут быть сделаны никакие заключения о значении фазового угла, т.к. разные многолучевые компоненты переставлены в различные моменты времени разными уровнями мощности.

По этой причине предусмотрена вторая ступень (по возможности с наилучшим качеством) фильтрации, полоса которой устанавливается (для каждой компоненты) на основе данных о свойствах канала, полученных при проведении процедуры "настройки на канал" (описание см. ниже) по самой мощной по уровню многолучевой компоненте. Пунктирная линия (фиг.17h) изображает, что линии наклона переднего и заднего фронта фильтра могут устанавливаться с необходимой крутизной. Вследствие этого влияние остальных многолучевых компонент могут существенно уменьшаться (фиг.17i).

фиг.21 представляет практический пример, как в результате такой узкополосной фильтрации влияние флюктуирующих многолучевых компонент (см. фиг.20) может быть в значительной мере ослаблено (подавлением этих компонент) и может быть произведена однозначная оценка информационного параметра. В целом, процесс, описанный в этом контексте, определен как "чистка канала" с частичной компенсацией доплеровских сдвигов.

Определение параметров

Подготовленные таким образом и очищенные от помеховых влияний канала компоненты сигнала могут теперь быть подвергнуты детальному анализу их параметров. При этом могут с высокой точностью определяться как амплитуды, так и фазы компонент сигнала, несущих информацию. Различные значения амплитуд могут различаться, в простейшем случае, с помощью пороговых устройств. В случае, если для определения фазовых углов необходимо проведение C-S-проекции, требуемые для разложения компонент опорные колебания (синусная и косинусная составляющие) могут искусственно генерироваться приемным устройством.

Последнее не представляет технических сложностей, поскольку настройки последней ступени (узкополосной) фильтрации известны в системе, следовательно, известны частоты несущих информацию компонент сигнала. В зависимости от используемой формы кодирования пользователем могут выбираться и применяться наиболее подходящие формы обработки из числа известных алгоритмов.

В вышеописанном методе процедура "чистки канала" ЧК применяется предпочтительно совместно со способом пПМП (см. фиг.5). Этот способ может быть также без проблем реализован и совместно со способом паПМП (см.фиг.15). В случае использования способа паПМП произведение опорной и информационной компонент приводит непосредственно к образованию стабильных промежуточных частот. При этом дальнейшее умножение на вспомогательную компоненту становится излишним. Если этот промежуточный этап является все еще необходимым, например, для перемещения определенного спектра частот в заданное частотное окно, то это может производиться посредством умножения на соответствующую вспомогательную компоненту постоянной частоты. Это находится, однако, в рамках данного выше описания.

Чистка канала совместима со всеми формами способа ПМП, при которых градиент изменения частоты есть величина большая, чем нуль. Для того чтобы отличить описанный вариант от последующих модификаций, он будет называться как способ ЧК-1. Описанная здесь предпочтительная форма выполнения заявляемого способа составляет основу пункта 18. Важнейшие элементы этого способа представлены на фиг.23.

Вышеописанный вариант чистки канала может быть преобразован, например, так, что изначально не производится умножения информационной компоненты на опорную компоненту. В этом случае происходит образование стабильных промежуточных частот посредством умножения соответствующей компоненты на соответствующую вспомогательную частоту. Этот подход дает то преимущество, что спектры стабильных промежуточных частот имеют не такие сложные спектры многолучевых компонент, как принимаемые компоненты. После отделения (фильтрации) наилучшей многолучевой составляющей каждой из компонент (т.е. чистки канала) существует еще возможность обработки информационной компоненты с помощью опоры так, чтобы достичь по меньшей мере частичной компенсации доплеровских сдвигов, или как, по аналогии с описанным для кДС примером, провести оценку фазового угла информационной компоненты с помощью C-S-проекции, с образованием синусной и косинусной составляющих из "очищенной" опорной компоненты. Выбор частотной характеристики соответствующей опоры происходит, если необходимо, в ходе перемножения с соответствующей вспомогательной сопровождающей частотой, или после прохождения последней ступени фильтрации посредством перемножения с соответствующей вспомогательной постоянной частотой. В последнем случае необходимым является лишь однократное прохождение опорной компоненты через фильтр.

С использованием описанных модификаций могут быть определены другие предпочтительные варианты осуществления изобретения. Схематично упрощенная процедура обработки представлена на фиг.23 и определена как способ ЧК-2.

В случае если доплеровские эффекты не играют никакой роли, опорная компонента может быть опущена или использована в качестве дополнительной информационной компоненты. В этом случае применяется способ ЧК-2. Определение параметров сигнала должно, однако, происходить так, как описано для способа ЧК-1.

Для полноты сошлемся еще раз на вышеописанное, но не представленное на чертежах альтернативное решение, с помощью которого этап получения стабильных промежуточных частот может быть достигнут в рамках, например, способа пПМП без предварительного разделения компонент, просто посредством перемножения сигналов, принимаемых непосредственно в соседних тактах. Этот этап включает также частичную компенсацию доплеровских сдвигов. Особенностью в этом случае является то, что, в зависимости от крутизны изменения частоты, спектры стабильных промежуточных частот соответствующих каналов лежат в различных, хотя более или менее близко друг к другу расположенных соседних частотных окнах. Однако в результате такой трансформации получается очень сложная структура сигнала. Особенно, если применяется большое число информационных каналов, необходимо тщательно следить за возможным наложением продуктов перемножения обрабатываемых компонент. Для разделения многолучевых компонент может применяться, например, каскад узкополосных фильтров.

В итоге необходимо еще раз указать на то, что в настоящем описании системы поясняется лишь принцип предлагаемого подхода. На практике возможно применение более сложных методов обработки и анализа сигналов, которые включают использование вышеописанных этапов обработки подобной или другой формы при сохранении принципа.

Комплексные решения

После того как по отдельности описаны методические основы для полной компенсации доплеровских сдвигов и различные варианты чистки канала (включающие также частичную компенсацию доплеровских сдвигов), рассмотрим практический случай, в котором помехи при приеме сигнала вызывают как множество многолучевых компонент, так и доплеровские сдвиги. Такая комбинация мешающих факторов часто осложняет связь между подвижными объектами под водой.

Для этого примера существует возможность получения решения, например, путем комбинирования способов кДС и ЧК-2.

После разделения опорной и информационных компонент сначала проводится, как описано для способа кДС, попарное выравнивание доплеровских сдвигов, при котором как минимум одна из компонент выбранной пары преобразуется (либо, при необходимости, обе компоненты преобразуются) так, что обе компоненты пары представляют в точности равные характеристики изменения частоты и поэтому одинаково "нагружены" доплеровскими сдвигами. По необходимости не требуемые для обработки частотные полосы (составляющие) сигнала могут отфильтровываться и оставшиеся составляющие сигнала могут повторно нормироваться.

После этого обе компоненты по отдельности перемножаются обычно с такой же вспомогательной частотой (которая имеет такой же градиент изменения частоты, как и соответствующая компонента, но параллельно сдвинута на некоторую величину), при этом образуются стабильные промежуточные частоты, которые затем фильтруются для осуществления чистки канала на последующих ступенях фильтрации. Для этого узкополосные фильтры устанавливаются для каждой компоненты индивидуально. В идеальном случае соответствующие установки фильтров могут учитываться также при точном согласовании вышеупомянутых вспомогательных частот.

В результате достигается очищение от межсимвольных взаимодействий, как опорной компоненты, так и информационной компоненты. После такой очистки (включая при необходимости анализ пороговых значений) анализ параметров может происходить, например, согласно описанному подходу для кДС или ЧК-2, причем посредством попарной обработки соответствующей информационной компоненты с соответствующим опорным сигналом достигается полная компенсация доплеровских сдвигов.

Вышеописанная форма выполнения заявляемого способа создает основу для варианта выполнения способа по пункту 8. На фиг.23 она обозначена как Kompl.1.

Следующее возможное решение состоит в соответствующем комбинировании способов кДС и ЧК-1 (см. упрощенное представление схемы обработки на фиг.23). Также и в этом случае, после отделения опорной компоненты от информационной, происходит попарное выравнивание доплеровских сдвигов. После этого одна из компонент сдвигается параллельно на некоторое значение частоты с помощью перемножения ее с соответствующей вспомогательной константной частотой, генерируемой принимающим устройством. Затем обе компоненты перемножаются, при этом достигается этап обработки, представленный на фиг.17д, т.е. этап образования стабильных промежуточных частот. После этого производится фильтрация (на обоих этапах) и анализ параметров согласно способу ЧК-1.

Это второе (комплексное) решение предполагает, что посредством проекции информационной компоненты на опорный сигнал, имеющий идентичную характеристику доплеровских смещений, влияние частотных сдвигов, вызванных движением объектов, полностью устраняется. При этом этот опорный сигнал "расходуется". Однако он больше и не потребуется. Значительное преимущество этого подхода состоит в том, что для размещения требуемой части спектра промежуточных частот в точности в пределах заданного частотного окна существует необходимость только лишь в генерировании вспомогательной константной частоты. В благоприятном случае может применяться одна и та же вспомогательная частота для всех пар обрабатываемых компонент. В принципе существует возможность использования этой вспомогательной частоты на заключительном этапе чистки канала в качестве опорного сигнала для проведения анализа значений фаз. Поскольку в практике будут пытаться настраивать узкополосные фильтры для каждой компоненты сигнала индивидуально (в данном случае представлена уже комбинация опорной и соответствующей информационной компоненты), тогда текущие настройки фильтров становятся известными системе в каждом случае проведения настроек, и поэтому приемное устройство может искусственно генерировать согласованные с такими настройками опорные сигналы (включая квадратурные синусоидальную и косинусоидальную компоненты), если они необходимы для проведения анализа фазовых углов (сравни с ЧК-1).

Установка канала и настройка на канал

Посредством многократно упомянутой настройки на канал, на основе соответствующих тестовых сигналов сначала необходимо установить, что структура сигнала оптимально подобрана для соответствующих условий связи и/или обеспечивается, как минимум то, что приемное устройство может в требуемой степени разделять компоненты сигнала. Если эта предпосылка выполнена, тогда может проводиться настройка на канал для всех вариантов выполнения способа, которые соответствуют пункту 1 и также всем дальнейшим вариантам, включающим процедуру чистки канала. Для этого можно предусмотреть сначала передачу более продолжительных некодированных сигналов, которые в остальном, однако, обладают необходимыми характеристиками, используемыми в дальнейшем для передачи информации. При этом пользователь может выбрать, применять ли все частотные каналы одновременно, или настройку на канал осуществлять на основе тестовых сигналов, посылаемых по очереди и представляющих в каждом случае либо только опорную компоненту, либо только одну из информационных компонент. Любой из этих подходов должен, естественно, быть согласован с выбранным вариантом способа обработки сигнала. Принятые тестовые сигналы проходят все предусмотренные соответствующим способом этапы обработки для формирования стабильных промежуточных частот. На этом уровне проводится анализ распределения энергии в заданном спектре частот индивидуально для каждой из компонент сигнала (или из смешанных компонент, сформированных перемножением опорной и соответствующей информационной компоненты), предназначенных для дальнейшей обработки. Для такого анализа может применяться, например, быстрое преобразование Фурье. На основании результатов обработки выбирается наилучшая (благоприятствующая) многолучевая компонента (имеющая обычно наиболее высокий уровень мощности), для которой затем выполняется качественная настройка узкополосных фильтров, результаты которой сохраняются в памяти. После завершения соответствующих настроек для всех компонент сигнала, может начинаться собственно передача данных (информации). Эти настройки сохраняются до проведения следующей настройки на канал.

Особенно при акустической передаче данных в подводных каналах условия связи часто являются неустойчивыми, переменными во времени. В таких случаях рекомендуется проведение процедуры настройки на канал повторно через соответствующие условиям связи промежутки времени, это значит, что настройки узкополосных фильтров регулярно обновляются.

Применение более продолжительных некодированных сигналов для настройки на канал предлагает хорошую статическую надежность, хотя это означает, что собственно передача данных должна время от времени прерываться. Таких перерывов можно, однако, избежать. Полезной альтернативой является способ, заявленный в пункте 23. При этом постоянно и оперативно, на основе принимаемых сигналов, параллельно с процессом собственно обработки сигнала (или в качестве его составной части) производится настройка на канал с обновлением упомянутых настроек фильтров. При этом целесообразно использовать для обработки результаты приема сигналов из множества тактов. Одно из таких альтернативных решений выставляет, соответственно, более сложные требования системе по обработке сигналов.

Определение относительной скорости между приемником и передатчиком

Ниже представлено, что на базе принимаемых сигналов может выполняться определение текущего изменения расстояния между приемником и передатчиком. Обработка сигнала по вышеописанному способу предполагает восстановление наилучшим образом параметров (посылаемого) сигнала (например, фазовых углов) для каждой из компонент сигнала. Компоненты сигнала целесообразно обрабатываются совместно таким образом, что доплеровские смещения устраняются. Последние рассматриваются в качестве помеховых величин. Доплеровские смещения содержат, однако, информацию в форме доплеровского коэффициента D=ν/c (сравни с уравнениями 4 и 5), которая хотя и не имеет никакого отношения к собственно передаче данных, может, однако, предоставить информацию о мгновенной величине относительной скорости v между приемником и передатчиком. Доплеровский коэффициент может быть определен с помощью соответствующего способа обработки сигнала. Так как скорость распространения сигнала с является известной величиной (например, может быть измерена в процессе зондирования канала), величина v может быть оценена или относительно точно определена.

В качестве примера может быть представлено следующее возможное решение

Для этого может быть отфильтрована одна любая компонента принимаемого сигнала (целесообразно выделить некодированную опорную компоненту). Если необходимо, то снова, в соответствии со способом ЧК-2 можно сократить спектр принимаемого сигнала до одной многолучевой составляющей. Поскольку структуры сигнала известны как приемному, так и передающему устройству, а также возможно определение фазового угла в процессе проведения анализа сигналов (по одному из знакомых методов), то система может генерировать нормированный по амплитуде опорный сигнал, который в отношении своего фазового угла и частотной характеристики - за исключением еще не известной доплеровской составляющей - является идентичным соответствующей компоненте принимаемого сигнала. После выполнения проекции этой компоненты принимаемого сигнала на квадратурные синусную и косинусную составляющие опорного сигнала и после фильтрации (НЧ-фильтрации) чистая доплеровская составляющая может быть получена в форме синусоидальных и косинусоидальных колебаний равной амплитуды. Функция арктангенса определяет аргумент Dωnt_s. Поскольку ωnt_s, является известной величиной, деление этих величин дает D, и D, умноженное на с, дает в конце концов ν. (См. фиг.23). Для многих приложений может оказаться полезным получать эту полезную информацию без дополнительных измерительных затрат.

Необходимо отметить, что знание доплеровской составляющей способствует дальнейшему совершенствованию собственно обработки сигнала. Так, например, генерированные в рамках ЧК вспомогательные частоты могут быть точнее согласованы со структурой соответствующей компоненты принимаемого сигнала и, таким образом, нежелательные (при анализе сигнала), доплеровские смещения могут ослабляться более эффективно или более простым путем. С помощью интеграции таких процедур, при необходимости их итеративного применения, кроме улучшения результатов обработки может также достигаться хотя бы промежуточная оптимизация; так, с увеличением устойчивости по доплеровским смещениям могут расширяться области применения, например, способов ЧК-1 и ЧК-2. При этом можно избежать, в особенности при перемножении компонент принимаемого сигнала друг с другом, быстрого роста вычислительных затрат, в некоторых случаях можно отказаться от промежуточной ступени фильтрации и в целом быстрее выполнить обработку. Все упрощения способа полезны для достижения режима обработки в реальном времени. Даже если оценка доплеровских смещений вызывает сначала дополнительные вычислительные затраты, в целом все же может быть достигнута экономия, т.к. тогда центральные процедуры обработки сигнала могут выполняться с использованием меньшего объема программных и/или аппаратных средств.

Далее, упомянутые упрощения или улучшения заявляемого способа могут быть достигнуты простым путем также и в случае, когда информация о текущем доплеровском смещении предоставляется в одной из форм, например, со стороны внешней измерительной системы.

На фиг.24 представлен один из возможных вариантов функциональной схемы устройства по обработке сигналов, содержащего фильтрующее устройство, состоящее из двух параллельных управляемых фильтров BPF1 и BPF2, который разделяет принимаемый сигнал на опорную и информационную компоненту.

Обе части сигнала подаются сначала на устройство преобразования частот [состоящего из Wandler1 (Преобразователь 1) и Wandler2 (Преобразователь 2)], в котором происходит попарное уравнивание доплеровских смещений перед тем, как эти обе части сигнала перемножаются с помощью умножителя 1, для последующего преобразования с помощью вспомогательной (гетеродинной) частоты (поставляемой генератором системы обработки) и умножителя 2 к константным (более не изменяемым во времени) промежуточным частотам.

В качестве средства подавления помеховых составляющих служит (при этой форме осуществления способа) сначала фильтр LPF1 и при необходимости также второй фильтр LPF2, которые в каждом случае включены после соответствующих умножителей, для удаления из спектра ненужных для обработки боковых частотных составляющих. Затем производится выделение из спектра подходящей для обработки многолучевой составляющей с помощью включенного в цепь обработки фильтра BPF3; сигнал подается затем на устройство анализа параметров (в этой форме выполнения - в модуль для анализа параметров). Если необходимо, модуль анализа параметров может дополняться генератором опорных сигналов, связанных с BPF3.

На выходе обрабатывающего устройства для каждой информационной компоненты выдаются параметры сигнала, использованные при модуляции передаваемых символов (для кодирования информации).

Фиг.25 представляет функциональную схему для настройки на канал, применимую в аналогичном контексте. В отличие от фиг.24 в этой форме выполнения компоненты сигнала после фильтра LPF2 подаются в устройство настройки, в котором FFT-модуль (или модуль для анализа частотных спектров) и устройство 3 представляют обрабатывающее устройство. Результат подается на устройство управления, производящее соответствующую оптимальную настройку фильтра BPF3.

Ниже детально описываются дальнейшие возможности применения заявляемого способа и системы.

При уменьшении расстояния между приемником и передатчиком могут по выбору использоваться дополнительные частотные каналы, лежащие между изначально использованными частотными каналами, а также могут использоваться более высокочастотные каналы или весь спектр частот может сдвигаться целиком в направлении более высоких частот. При этом появляется такой дополнительный полезный эффект, что с уменьшением расстояния связи уменьшается также и влияние помеховых факторов. Для реализации этого приемник и передатчик должны обладать возможностью использования достаточно широкого диапазона частот, а также способностью соответственно перенастраивать кодирующие устройства. Со стороны передатчика опознавание введенных дополнительно частот может производиться либо автоматически, либо переход на новый рабочий режим может производиться с помощью передачи сообщения от передатчика (например, с последним информационным пакетом). Отдельные тоновые каналы должны, однако, лежать так далеко друг от друга, чтобы они могли разделяться приемником при соответствующих условиях связи. С другой стороны, увеличение расстояния связи может вызывать необходимость смещения спектра используемых частот в более низкочастотный диапазон или необходимость увеличения частотных расстояний между каналами (особенно при усилении воздействия помех) посредством пропорционального растягивания спектра сигнала или посредством опускания промежуточных частотных компонент.

Выбор частотных диапазонов, предусмотренный в основном из основных вариантов так, что тоны или частоты каналов имеют консонантные или целочисленные соотношения (обертона) к основному тону, имеющему самую низкую частоту, направлен на достижение энергетически благоприятного соотношения.

При применении гармонических последовательностей частот возникает, кроме всего, еще и возможность использования нелинейных эффектов при распространении звуковых колебаний и при этом достижения больших расстояний передачи информации. Звуковые волны являются продольными волнами, в которых участки высокой плотности сменяются участками низкой плотности. Поскольку скорость звука зависит, кроме того, от плотности среды, уплотненные участки распространяются быстрее. Фронты изначально синусоидальных колебаний становятся постепенно несимметричными, т.е. синусоидальное колебание преобразуется в большей степени в пилообразное колебание. Физически это означает передачу энергии обертонам. В воде этот эффект становится чувствительным на расстоянии нескольких километров. Если одновременно с основным тоном посылаются также обертоны (один или более), то последние, по причине гармонических отношений и упомянутых нелинейных эффектов, получают дополнительную энергию от более низкочастотных тонов. Впоследствии они исчезают в шуме не так скоро (остаются дольше над уровнем фонового шума) и поэтому распространяются на большие расстояния. Поскольку расстояние передачи данных системой определяется в первую очередь самой высокой частотой системы, дальность связи в целом возрастает. Целесообразно, основной тон (по возможности, также и другие тоны) излучать с высокой мощностью.

Ввиду многовариантности системы, возможно, могут использоваться также и другие свойства передающего канала. Вследствие слоистой неоднородности водной среды часто создаются передающие каналы, которые обладают собственными свойствами по распространению колебаний. В зависимости от соответствующих собственных значений могут возбуждаться несколько различающиеся моды, которые, как правило, имеют относительно низкие частоты, зато распространяются на очень большие расстояния. В системе передачи информации в принципе существует возможность согласования частотных диапазонов на такие моды. Приемное и передающее устройства должны иметь возможность согласования для такого режима передачи и приема.

В случае, если относительная скорость приемника по отношению к передатчику является такой малой, что доплеровскими смещениями можно пренебречь, для всей системы могут производиться соответствующие однородные изменения частоты в качестве альтернативы к вышеописанному пропорциональному методу ЧГ. В этом случае может задаваться (в зависимости от определенных условий связи) так называемая кривая частотных смещений и суммироваться со всеми частотными каналами (см. фиг.4). Этот способ назван способом паЧГ. Особенность этого способа состоит в том, что вследствие параллельного смещения частотных каналов образуется постоянный частотный градиент, т.е. скорость смещения частоты, причем в оптимальном случае может быть достигнуто оптимальное разрешение частот многолучевых (помеховых) компонент для соответствующих каналов по всему частотному спектру. Модифицированный таким образом способ имеет, кроме всего, то преимущество, что спектр частот, занятых компонентами сигнала, не расширяется с возрастанием опорной частоты. На основании большей компактности расположения компонент в спектре верхним тонам едва ли угрожает опасность оказаться в частотном диапазоне со слишком малым радиусом распространения колебаний, следствием чего могли быть потери информации. Верхние частотные диапазоны (более благоприятные в смысле скорости передачи данных) могут быть более эффективно использованы. Параллельный способ ЧГ может быть проще реализован, т.к. излучатели и приемные сенсоры могут часто работать лишь в очень ограниченной полосе частот, а применение соответствующих каскадов является не всегда возможным.

Само собой разумеется, что также при параллельном способе ЧГ приемному устройству должно сообщаться, как отдельные частотные каналы должны быть согласованы в отношении к основному тону. В принципе, переключение между параллельным и пропорциональным способом ЧГ не должно быть проблематичным, поскольку в отношении определения характеристик частот по отношению к опорному каналу нужно всего лишь перейти от функции умножения к функции сложения.

Если фазовые скачки создают проблемы в точках сопряжения тактов, может оказаться полезным осуществление потактной амплитудной модуляции. Один из дальнейших способов минимизации влияний помех состоит в применении такого способа кодирования, при котором исключается существование тонов в двух соседних тактах одного и того же информационного канала. Такой же эффект может быть достигнут посредством мультиплексирования при попеременном применении четных и нечетных информационных каналов. Кроме других параметров, может определяться также и характеристика скорости (основанная на значениях частоты) посредством специального зондирования или в процессе двухсторонней связи. Она может (и даже должна) учитываться при генерировании сигналов.

При необходимости, если позволяют текущие условия связи, в дальнейшем предполагается применение опорного частотного канала дополнительно, в качестве информационного частотного канала.

Изобретение относится к радиотехнике. Технический результат заключается осуществлении связи, предпочтительно между подвижными подводными объектами, на большие расстояния с большей скоростью передачи, обеспечивающей, по возможности, полную компенсацию доплеровских сдвигов. Сущность изобретения заключается в том, что формируется информационный сигнал, состоящий как минимум из одного опорного и одного информационного канала, при этом эти каналы формируют дискретные состояния для формирования битового шаблона. 2 с. и 35 з.п. ф-лы, 25 ил.

1. Способ передачи информации, при котором в состав передающего сигнала входят по меньшей мере одна опорная компонента (ВК) и по меньшей мере одна информационная компонента (I1; I2; ...; IN), причем опорная компонента (ВК) и информационные компоненты (I1; I2; ...; IN) формируют соответствующие дискретные состояния для формирования битового шаблона, причем битовый шаблон задается в течение данного интервала времени посредством манипуляции частоты, амплитуды и/или фазы информационных компонент, а также характеризующийся тем, что по меньшей мере одна из компонент сигнала испытывает непрерывное изменение своей частоты в процессе передачи порции информации, причем такое непрерывное изменение частоты не состоит в зависимости от передаваемой порции информации.2. Способ по п.1, отличающийся тем, что по меньшей мере одна опорная компонента и по меньшей мере одна информационная компонента испытывают непрерывное изменение частоты во времени, причем между частотами опорной и информационной компонент задается определенное соотношение в соответствии с заранее заданной функцией времени.3. Способ по п.2, отличающийся тем, что частотные расстояния между компонентами являются постоянными или испытывают пропорциональные изменения.4. Способ по любому из пп.1-3, отличающийся тем, что частота по меньшей мере одной компоненты в процессе передачи порции информации непрерывно увеличивается.5. Способ по любому из пп.1-4, отличающийся тем, что частота по меньшей мере одной компоненты в процессе передачи порции информации непрерывно уменьшается.6. Способ по любому из пп.1-5, отличающийся тем, что для минимизации межсимвольной интерференции градиенты частотных изменений устанавливаются в зависимости от положения частот помех относительно соответствующей частоты компоненты сигнала, и/или во избежании взаимных помех нескольких систем передачи данных устанавливаются соответствующие градиенты смещения несущей частоты.7. Способ по любому из пп.1-6, отличающийся тем, что начальные частоты компонент изменяют свои значения от одного интервала передачи данных к другому.8. Способ по любому из пп.1-7, отличающийся тем, что диапазоны изменения частоты, т.е. частотные полосы двух или большего числа компонент пересекаются.9. Способ по любому из пп.1-8, отличающийся тем, что по меньшей мере одна компонента, предпочтительно опорная частота, лежит в отдельной полосе частот.10. Способ по любому из пп.1-9, отличающийся тем, что битовый шаблон изменяется в течение одного такта времени.11. Способ по любому из пп.1-10, отличающийся тем, что количество информационных компонент (I1; 12; ...; IN) изменяется в зависимости от канала передачи данных.12. Способ по любому из пп.1-11, отличающийся тем, что опорная компонента (ВК) используется в качестве дополнительной информационной компоненты (IN+1).13. Способ по любому из пп.1-12, отличающийся тем, что опорная компонента (ВК) и, по меньшей мере, одна информационная компонента (I1; I2; ...; IN) образуются в виде звуковой волны или электромагнитной волны.14. Способ по любому из пп.1-13, отличающийся тем, что для обработки информационного сигнала после приема опорная компонента (ВК) отделяется по меньшей мере от одной информационной компоненты (I1; I2; ...; IN).15. Способ по любому из пп.1-14, отличающийся тем, что производится попарная обработка опорной компоненты (ВК) и, по меньшей мере, одной информационной компоненты (I1; I2; ...; IN).16. Способ по любому из пп.14 или 15, отличающийся тем, что информационная компонента и опорная компонента или попарно обработанные опорные компоненты и информационные компоненты преобразуются к константным промежуточным частотам (Z'1; Z'2; ... Z'N+X) предпочтительно посредством перемножения со вспомогательными частотами (Н1; Н2; ... HN+X).17. Способ по любому из пп.1-16, отличающийся тем, что предпочтительно в варианте с пропорциональным изменением частот компонент сигнала константные промежуточные частоты образуются посредством попарной обработки, предпочтительно перемножением сигнала, принимаемого в текущем такте, с сигналом, принятым в предыдущем такте.18. Способ по любому из пп.15 или 17, отличающийся тем, что для разделения частотных составляющих спектра принимаемого сигнала используется тот эффект, что в зависимости от величины применяемого в излучаемом сигнале частотного градиента различия во времени распространения многолучевых составляющих, содержащихся в принимаемом сигнале, после преобразования принимаемого сигнала к промежуточным константным частотам представлены в форме больших или меньших частотных различий, причем наиболее благоприятные для последующей обработки частотные составляющие выделяются из спектра промежуточных частот (Z'1; Z'2; ... Z'N+X) предпочтительно с помощью фильтрующих устройств, и/или на основе анализа таких составляющих определяются соответствующие информационные параметры сигнала.19. Способ по любому из пп.14-18, отличающийся тем, что через заданные промежутки времени осуществляется настройка на канал.20. Способ по любому из пп.14-19, отличающийся тем, что в процессе передачи данных проводится непрерывная идентификация самой благоприятной для последующей обработки многолучевой составляющей спектра принимаемого сигнала и/или проводится актуализация настроек фильтров на основе соответствующего анализа спектров промежуточных константных частот, посредством чего настройка на канал реализуется как процедура, выполняемая непрерывно и без остановки собственно процесса передачи данных.21. Способ по любому из пп.14-20, отличающийся тем, что доплеровские частотные смещения, возникающие в процессе передачи данных, определяются предпочтительно внутри принимающей системы и учитываются при генерировании вспомогательных частот.22. Способ по любому из пп.14-21, отличающийся тем, что попарная обработка производится с помощью сгенерированных внутри системы компонент, имеющих в каждом случае соответствующую частотную характеристику.23. Способ по любому из пп.14-22, отличающийся тем, что в каждом случае а) производится преобразование опорной компоненты ВК в трансформированную опорную компоненту ВК' и по меньшей мере одной информационной компоненты 11; 12; ...; IN в трансформированную информационную компоненту I1'; I2'; ...; IN', а также б) сигнальные параметры, т.е. соответствующие параметры информационной модуляции, оцениваются на основе проекции I1'; I2'; ...; IN' на соответствующие квадратурные компоненты (синус- и косинус-компоненты), полученные из соответствующего ВК'.24. Способ по п.23, отличающийся тем, что опорная компонента посредством соответствующей процедуры преобразуется в ссылочную компоненту, имеющую идентичные доплеровские смещения с обрабатываемой в каждом данном случае информационной компонентой, таким образом, что перемножение этих двух компонент образует спектральную составляющую (сигнал) постоянной частоты.25. Способ по любому из пп.23 или 24, отличающийся тем, что

а) производится перемножение трансформированной информационной компоненты (I1'; I2'; ...; IN') со ссылочной компонентой (RF) для образования некоторой первой величины (CQ);

б) производится перемножение трансформированной информационной компоненты (I1'; I2'; ...; IN') с первой производной по времени от опорной компоненты (RF) для образования некоторой второй величины (SQ);

в) определяется отношение между этими первой и второй величинами с целью получения конечной величины, инвариантной во времени, которая зависит только от информационного параметра, также инвариантного времени.

приемное устройство содержит средство для принятия и обработки сигнала, состоящего из опорной компоненты (ВК) и пр меньшей мере одной информационной компоненты (I1; I2; ...; IN), в котором по меньшей мере одна компонента претерпевает непрерывное изменение частоты в процессе передачи порции информации.