ЦИФРОВОЙ ИЗМЕРИТЕЛЬ МОДУЛЯЦИИ Российский патент 2005 года по МПК G01R29/06 

Предлагаемое изобретение относится к области измерительной техники, в частности к области измерения параметров модуляции сигналов.

Известно устройство для измерения глубины амплитудной модуляции [А.с. СССР №347694, МПК G 01 R 29/06, опубл. 1972], содержащее аттенюатор, усилители, логарифмирующие цепочки, детектор, фильтры нижних частот и вычислительный блок с индикатором. В этом устройстве осуществляется выделение напряжений, пропорциональных максимальной и минимальной амплитудам AM-сигнала, и вычисление глубины AM с помощью функциональных преобразователей (логарифмирующие цепочки и переворачивающее устройство, состоящее из логарифмирующей цепочки и дифференцирующего усилителя). При использовании устройства возникают трудности выделения огибающей AM-сигнала с малыми искажениями. Применение функциональных преобразователей обуславливает сложность схемы и низкую точность измерения.

Наиболее близким по технической сущности к заявленному устройству является выбранный в качестве прототипа “Цифровой измеритель глубины модуляции” [А.с. СССР №424089, МПК G 01 R 29/06, опубл. 1974], содержащий входное устройство, блок синхронизации, преобразователь аналог-код, цифровое сравнивающее устройство, два реверсных счетчика, блок переноса, цифровой логометр, индикатор и блок управления. Амплитудно-модулированный сигнал частоты с выхода входного устройства поступает на входы блока синхронизации и преобразователя аналог-код. Блок синхронизации выделяет моменты времени, соответствующие максимальному значению напряжения несущей частоты и запускает в эти моменты преобразователь аналог-код. Последний преобразует мгновенные значения напряжения несущей частоты в цифровые коды, поступающие на схему сравнения, где производится их поочередное сравнивание, а выделенные максимальные и минимальные значения напряжения (A_MAX и A_MIN) записываются соответственно в регистры максимального и минимального значений. Регистры соединены соответственно со входами вычислительного блока, который осуществляет расчет глубины амплитудной модуляции по формуле:

.

Результат вычисления выводится на цифровом индикаторе. Устройство лишено методической погрешности, связанной с нелинейностью AM-детектора, т.к. расчет глубины AM ведется по мгновенным значениям ВЧ-сигнала. Однако устройство имеет сложную схему синхронизации и не может измерять девиацию частоты.

Целью предлагаемого изобретения является расширение функциональных возможностей, а именно реализация одновременного измерения глубины амплитудной модуляции и девиации частоты сложных модулированных сигналов.

Поставленная цель достигается тем, что в цифровой измеритель модуляции, содержащий индикатор, преобразователь аналог-код и входное устройство, первый вход которого является входом измерителя, а выход соединен с первым входом преобразователя аналог-код, введены преобразователь частота-код и вычислитель, причем вход преобразователя частота-код соединен с выходом входного устройства, а выход преобразователя частота-код соединен со вторым входом вычислителя, первый вход которого соединен с выходом преобразователя аналог-код, первый выход вычислителя соединен с индикатором, второй выход вычислителя соединен со вторым входом преобразователя аналог-код, а третий выход вычислителя соединен со вторым входом входного устройства.

Структурная схема приведена на фиг.1.

Цифровой измеритель модуляции содержит входное устройство 1, преобразователь 2 аналог-код, преобразователь 3 частота-код, вычислитель 4 и индикатор 5. Причем выход входного устройства 1 соединен со входом преобразователя 3 частота-код и первым входом преобразователя 2 аналог-код, выход которого соединен с первым входом вычислителя 4, первый выход вычислителя соединен с индикатором, второй выход соединен со вторым входом преобразователя 2 аналог-код, а третий выход со вторым входом входного устройства 1, выход преобразователя 3 частота-код соединен со вторым входом вычислителя.

Входное устройство 1 представляет собой согласованный усилитель-аттенюатор с регулируемым коэффициентом передачи. При необходимости во входном устройстве 1 может осуществляться перенос частоты в область более низких частот. Преобразователь 2 аналог-код представляет собой аналого-цифровой преобразователь (АЦП), работающий в режиме стробирования. Преобразователь 3 частота-код формирует код несущей частоты входного сигнала. Вычислитель 4 задает частоту дескритизации АЦП, управляет коэффициентом усиления входного устройства, а также обрабатывает дискретизированный массив данных с выхода АЦП. Вычислитель 4 имеет стандартную конфигурацию и связи, характерные для любых микропроцессорных устройств. Он содержит процессор, оперативное и постоянное запоминающие устройства, устройства ввода-вывода. Индикатор 5 отображает измеренные значения глубины AM и девиации частоты.

Принцип работы измерителя основан на обработке дискретизированного массива данных при помощи преобразования Гильберта.

Преобразование Гильберта позволяет найти для сигнала X(t), ортогональный ему сигнал X₁(t). Используя эти сигналы, можно найти огибающую (мгновенную амплитуду) и мгновенную частоту сигнала X(t) по формулам:

Таким образом, необходимость выделения моментов времени, соответствующих максимальному значению напряжения несущей, отсутствует, соответственно становится не нужным и синхронизирующее устройство.

При стробировании с частотой дискретизации f_д несущая частота сигнала f_ВЧ на выходе преобразователя определяется выражением: f_СП=f_ВЧ-nf_д, где n=ent(f_BЧ/f_д) - целое число. После дискретизации с указанными условиями минимальная и максимальная частоты в спектре AM-сигнала будут определяться в соответствии с выражениями:

f_MIN=f_СП-F_МАХ, f_MAX=f_СП+f_МАХ,

где f_MAX максимальная частота модулирующего колебания. Если при дискретизации в окно преобразования попадает не целое число периодов несущей частоты и/или частоты модулирующего сигнала, то происходит растекание спектра (явление Гиббса). Для уменьшения этого эффекта целесообразно применение временных окон.

Спектр сигнала на выходе АЦП должен быть расположен в диапазонах частот: от 0 до f_д/2 или от f_д/2 до f_д-f_д/N, однако из-за явления Гиббса происходит расширение спектра. Чтобы учесть это явление, необходимо уменьшить снизу и сверху границы допустимых частот на величину bf_д/N, где N - количество дискретизированных точек в массиве данных. Тогда скорректированные диапазоны частот будут от bf_д/N до f_д/2-bf_д/N или от f_д/2+bf_д/N до f_д-(b+1)f_д/N. Коэффициент b можно выбрать, например, равным 7.

Требования к точности преобразователя частота-код не высокие, так как значение несущей частоты используется только для изменения частоты дискретизации таким образом, чтобы спектр сигнала на выходе АЦП лежал в допустимых границах. Погрешность преобразователя частота-код, если она велика, может быть учтена путем дополнительного сужения границ допустимых частот, тогда скорректированные диапазоны частот будут от bf_д/N+Δ f_ВЧ до f_д/2-bf_д/N-Δ f_ВЧ или от f_д/2+bf_д/N+Δ f_ВЧ до f_д-(b+1)f_д/N-Δ f_ВЧ, где Δ f_ВЧ - абсолютная погрешность измерения частоты.

Аналогично, путем сужения границ допустимых частот можно учесть погрешность установки частоты дискретизации. Тогда для b=7 получим условия работоспособности:

а) от 7f_д/N+Δ f_ВЧ+nΔ f_д до f_д/2-7f_д/N-Δ f_ВЧ-nΔ f_д;

б) от f_д/2+7f_д/N+Δ f_ВЧ+nΔ f_д до f_д-8f_д/N-Δ f_ВЧ-nΔ f_д,

где Δ f_д - абсолютная погрешность установки частоты дискретизации.

Пример проверки правильности выбора частоты дискретизации:

Пусть f_ВЧ=100,5 МГц, F_MAX=10 кГц, f_д=955,5 кГц, АМ-сигнал, N=512 (количество точек в массиве данных). Тогда n=ent(f_ВЧ/f_д)=105,

f_СП=f_ВЧ-nf_д=172,5 кГц, f_MIN=f_СП-F_MAX=162,5 кГц, f_MAX=f_СП+F_MAX=182,5 кГц, Если Δ f_д/f_д=Δ f_ВЧ/f_ВЧ=10^-5, тогда Δ f_ВЧ=f_ВЧ·_{10^-5=1005 Гц, Δ fд=fд·10^-5=9,555 Гц.}

Проверим выполнение условия работоспособности:

a) f_MIN>7f_д/N+Δ f_ВЧ+nΔ f_д≈_{15.1 кГц и fMAX<fд/2-7fд/N-Δ fВЧ-nΔ fд≈462.7 кГц;}

б) f_MIN>f_д/2+7f_д/N+Δ f_ВЧ+nΔ f_д≈_{492.9 кГц и fMAX<8fд/N-Δ fВЧ-nΔ fд≈938.6 кГц. Выполняется первое условие, что говорит о правильном выборе частоты дискретизации. Если ни одно условие не выполняется, то необходимо изменить частоту дискретизации.}

Рассмотрим алгоритм работы вычислителя по шагам:

1. Измерение несущей частоты входного сигнала f_ВЧ.

2. Перебор допустимых для АЦП частот дискретизации и выбор такой f_д, чтобы выполнялось одно из условий:

а) bf_д/N+Δ f_ВЧ+nΔ f_д до f_д/2-bf_д/N-Δ f_ВЧ-nΔ f_д;

б) f_д/2+bf_д/N+Δ f_ВЧ+nΔ f_д до f_д-bf_д/N-Δ f_ВЧ-nΔ f_д.

3. Дискретизация сигнала с частотой f_д и получение массива X[iT_д], где i∈ [0, N-1] - номер элемента в массиве мгновенных значений X[iТ_д].

4. Нахождение максимального значения из массива A_MAX=МАХ(X[iТ_д]). Если P₁>A_MAX/MАХ_ацп>P₂, то изменение коэффициента передачи входного устройства не производится. Здесь: P₁ и Р₂ - максимальный и минимальный коэффициент использования динамического диапазона АЦП (можно выбрать P₁=0.9, Р₂=0.5); МАХ_ацп - предел шкалы АЦП. При необходимости изменения коэффициента передачи повторяются 3-й и 4-й шаги алгоритма. Правильный выбор коэффициента передачи обеспечит более полное использование рабочего диапазона АЦП, что будет способствовать высокой точности оцифровки.

5. Наложение на дискретизированный массив временного окна Хемминга и получение массива X_w[iТ_д].

6. Нахождение преобразования Гильберта от массива X_w[iТ_д].

Преобразование Гильберта находится через прямое (FFT) и обратное (RFT) преобразование Фурье:

где

k=-j если i=0,1,2,3,... N/2;

k=j если i=N/2+1, N/2+2, N/2+3,... N-1.

7. Нахождение огибающей

Для восстановления амплитуды A[iT_д] каждый элемент массива необходимо разделить на функцию (массив коэффициентов) окна Хемминга. Из-за краевых эффектов, которые возникают при попадании в окно преобразования нецелого количества периодов входного сигнала, около 25% от начала и конца функции A[iT_д] целесообразно отбросить.

8. Для симметричной формы огибающей A[iT_д] коэффициент амплитудной модуляции находим по формуле

где А_MAX=МАХ(A[iТ_д]); A_MIN=MIN(A[iT_д]).

9. Для нахождения частотной модуляции необходимо вычислить производную от массивов Х_w, Х_w1. Производную можно найти, используя прямое и обратное преобразование Фурье:

где

где

Здесь k=jω i если i=0,1,2,3,... N/2;

k=-jω (N-i) если i=N/2+1, N/2+2, N/2+3,... N-1.

10. После нахождения производных закон изменения частоты f_СП будет описываться формулой:

Из-за краевых эффектов, которые возникают при попадании в окно преобразования нецелого количества периодов входного сигнала, около 25% от начала и конца массива f_СП[iT_д] целесообразно отбросить.

11. Для симметричной формы модулирующего сигнала девиация частоты

где f_СПMAX=MAX(f_СП[iT_д]), f_СПMIN -MIN(f_СП[iT_д]).

Устройство работает следующим образом. Сигнал поступает на входное устройство 1, представляющее собой согласованный усилитель-аттенюатор с регулируемым коэффициентом передачи. Затем сигнал одновременно поступает на преобразователь 2 аналог-код и преобразователь 3 частота-код. В зависимости от уровня сигнала, оцифрованного преобразователем 2 аналог-код, вычислитель 4 задает требуемый коэффициент передачи входного устройства. В зависимости от значения несущей частоты вычислитель 4 задает частоту дискретизации (стробирования) f_д таким образом, чтобы сигнал на выходе преобразователя аналог-код находился в требуемом диапазоне частот. Массив оцифрованных данных Х[iТ_д] с выхода преобразователя 2 аналог-код поступает на вычислитель 4, который реализует представленный выше алгоритм работы. Найденные значения девиации частоты и глубины модуляции отображаются на индикаторе 5.

Если полоса сигнала НЧ много меньше f_д/2, то целесообразно отфильтровать демодулированный сигнал при помощи цифрового фильтра. Для этого нужно добавить процедуру цифровой фильтрации между 7 и 8 шагами для AM, а также между 10 и 11 шагами для ЧМ-сигнала, что позволит уменьшить погрешность. Целесообразна реализация фильтра через прямое и обратное преобразование Фурье. Моделирование показало, что наименьшую погрешность дают временные окна, спадающие к нулю на краях, например, для окна Хемминга можно выбрать a=0.5001. При использовании 12-битного АЦП (преобразователь аналог-код) и случайном шуме на уровне 1 бита относительная погрешность измерения глубины AM не превосходит 0,1%, а относительная погрешность измерения девиации частоты не превосходит 0,7%.

Результаты моделирования представлены на фиг.2-5. На вход АЦП подавался комбинированный AM и ЧМ модулированный сигнал: f_ВЧ=100,5 МГц, F=10000 Гц, f_д=955500 Гц, М=30%, F_д=30000 Гц. Фазы модуляции AM и ЧМ отличались на π /2, N=512.

По оси ОХ на каждом из графиков отложено время в миллисекундах.

На фиг.2 показан массив данных X[iT_д]. По оси OY отложена относительная амплитуда.

На фиг.3 показан массив данных X_w[iT_д] (наложено окно Хемминга). По оси OY отложена относительная амплитуда.

На фиг.4 показан массив данных A[iT_д] (демодулированный AM-сигнал). По оси OY отложена относительная амплитуда.

На фиг.5 показан массив данных f_СП[iT_д] (демодулированный ЧМ-сигнал). По оси OY отложена мгновенная частота f_СП в герцах.

Наибольший эффект от использования предложенного изобретения может быть достигнут в измерительных комплексах, содержащих в своей структуре персональный компьютер (ПК). При использовании современных АЦП, вставляемых в свободный слот ПК и работающих в режиме стробирования, компьютер обеспечивает всю дальнейшую обработку и представление данных. Значительное упрощение аналоговой части измерителя достигнуто за счет усложнения алгоритма цифровой обработки, что позволило расширить функциональные возможности.

Предложенный цифровой измеритель модуляции может измерять:

- AM-сигнал;

- ЧМ-сигнал;

- AM-сигнал с паразитной ЧМ;

- ЧМ-сигнал с паразитной AM;

- сигнал со сложной модуляцией несущей AM и ЧМ.

Использование в цифровом измерителе модуляции недорогой цифровой схемотехнической базы приводит к снижению стоимости и повышению надежности устройства. Применение АЦП с относительно невысокой частотой дискретизации (0,5... 5 МГц), работающего в режиме стробирования, также снижает стоимость.

Предложенное устройство было реализовано и апробировано для измерения параметров простых и сложных (комбинированных) AM- и ЧМ-сигналов. Результаты измерения девиации ЧМ-сигнала показали, что влиянием паразитной AM (глубиной до 95%) можно пренебречь. Аналогичные результаты были получены и при измерении глубины AM в присутствии паразитной ЧМ. Во всех экспериментах проводилось одновременное измерение глубины AM и девиации частоты с допустимой для большинства практических задач погрешностью.

Изобретение относится к области измерительной техники, в частности к области измерения параметров модуляции. Измеритель содержит индикатор, преобразователь аналог-код и входное устройство. Первый вход входного устройства является входом измерителя, а выход соединен с первым входом преобразователя аналог-код. Введены преобразователь частота-код и вычислитель. Вход преобразователя частота-код соединен с выходом входного устройства. Выход преобразователя частота-код соединен со вторым входом вычислителя. Первый вход вычислителя соединен с выходом преобразователя аналог-код, первый выход - с индикатором, второй выход - со вторым входом преобразователя аналог-код, а третий выход - со вторым входом входного устройства. Технический результат - возможность одновременного измерения глубины амплитудной модуляции и девиации частоты сложных модулированных сигналов. 5 ил.

Цифровой измеритель модуляции, содержащий индикатор, преобразователь аналог-код и входное устройство, первый вход которого является входом измерителя, а выход соединен с первым входом преобразователя аналог-код, отличающийся тем, что в него введены преобразователь частота-код и вычислитель, причем вход преобразователя частота-код соединен с выходом входного устройства, а выход преобразователя частота-код соединен со вторым входом вычислителя, первый вход которого соединен с выходом преобразователя аналог-код, первый выход вычислителя соединен с индикатором, второй выход вычислителя соединен со вторым входом преобразователя аналог-код, а третий выход вычислителя соединен со вторым входом входного устройства.