УСТРОЙСТВО И СПОСОБ УПРАВЛЕНИЯ ОБРАТИМЫМ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕМ ЭНЕРГИИ ПЕРЕМЕННОГО ТОКА В ЭНЕРГИЮ ПЕРЕМЕННОГО ТОКА Российский патент 2005 года по МПК H02M5/27 

Изобретение относится к области управления обратимыми двухзвенными преобразователями энергии переменного тока в энергию переменного тока с использованием в мостовых схемах ключей с двусторонней проводимостью и непрерывным сигналом управления.

Известен непосредственный преобразователь частоты, образованный из совокупности, например, трехфазных мостовых схем выпрямления на ключах, к выходам схем подключаются фазы нагрузки, а соответствующие входы схем объединены и образуют входы трехфазного преобразователя частоты. Такой преобразователь характеризуется коэффициентом преобразования по напряжению меньше единицы, определяемым как отношение первой гармоники выходного напряжения к амплитуде первой гармоники линейного входного напряжения (Чехет Э.М., Мордач В.П., Соболев В.И. Непосредственные преобразователи частоты для электропривода. Киев: Наукова думка, 1988, с.15, рис.2г). В качестве ключей можно использовать встречно-параллельно включенные запираемые тиристоры или транзисторы, включенные по схемам рис.35, стр.156 той же книги.

Однако указанный непосредственный преобразователь частоты является сложным, так как имеет большое число полностью управляемых двунаправленых ключей (18 штук при трехфазном входном и трехфазном выходном напряжении).

Известен также непосредственный преобразователь частоты (Чехет Э.М., Мордач В.П., Соболев В.И. Непосредственные преобразователи частоты для электропривода. Киев: Наукова думка, 1988, с.15, рис.2в), который при трехфазном входном и трехфазном выходном напряжении имеет всего девять двунаправленных ключей.

Данный непосредственный преобразователь частоты позволяет получить частоту выходного напряжения как ниже, так и выше частоты входного напряжения. Однако данный преобразователь имеет ограниченные функциональные возможности, так как не обеспечивает синусоидальность сетевого тока и регулирование его фазы.

Наиболее близким из известных схем обратимых преобразователей энергии переменного тока в энергию переменного тока с использованием ключей с двусторонней проводимостью и непрерывным сигналом управления, и потому взятым за прототип, является схема непосредственного преобразователя частоты (НПЧ) в режиме широтно-импульсной модуляции, позволяющая получить практически синусоидальный переменный ток и единичный коэффициент мощности по сетевому входу коммутатора [Rastislav Havrila, Branislav Dobrucky, Peter Balazovic. Space vector modulated three-phase to three-phase matrix converter with unity power factor // EPE-PEMC, 2000, Kosice. - P.2.103-2.108].

Данная схема НПЧ характеризуется двадцать одним рабочим состоянием ключей, восемнадцать из которых соответствуют ненулевым и три нулевым образующим векторам выходного напряжения и входного тока преобразователя. Вектор напряжения на выходе преобразователя формируется за счет создания на периоде широтно-импульсной модуляции четырех ненулевых и одного нулевого образующих векторов, которые получаются при представлении НПЧ в виде последовательного соединения схем активного выпрямителя тока (АВТ) и автономного инвертора напряжения (АИН), используемого только для определения коммутационной матрицы НПЧ.

Недостатком практической реализации данной схемы НПЧ является возникновение перенапряжений при переключении силовых ключей. Так как, с одной стороны, необходимо обеспечить неразрывность токов в индуктивностях нагрузки, а с другой стороны, недопустимо замыкание емкостей фильтра на входе преобразователя. Хотя в настоящее время существуют некоторые схемные решения, позволяющие осуществить коммутацию НПЧ при нулевом напряжении или токе за счет введения дополнительных элементов, но это значительно усложняет силовую схему.

Задачей заявляемого технического решения является создание такой схемы преобразователя, которая позволяет сочетать достоинства непосредственного и двухзвенного преобразователей частоты на базе активного выпрямителя напряжения и автономного инвертора напряжения (АВН-АИН) или активного выпрямителя тока и автономного инвертора тока (АВТ-АИТ), решая при этом проблему коммутации в предлагаемой схеме преобразователя.

Структурная схема предлагаемого преобразователя, который назван авторами двухзвенно-непосредственным преобразователем частоты (ДНПЧ), представлена на фиг.1.

Основой данного преобразователя является полупроводниковый коммутатор, состоящий из двух комплектов ключей 1 и 2, каждый из которых, в общем случае, выполняется по идентичным схемам на ключах с двусторонней симметричной проводимостью, управление которыми на периоде ШИМ определенным образом согласуется. Из промежуточного звена, ток и напряжение в котором имеют импульсный характер и которое соединяет комплекты ключей, исключается силовой сглаживающий фильтр. Между зажимами питающей сети и входами полупроводникового коммутатора включен трехфазный сетевой LC-фильтр нижних частот 3. Нагрузкой для преобразователя являются трехфазная RLE-схема либо двигатель переменного тока 4, подключенные к выходу полупроводникового коммутатора. СУП - система управления преобразователем, которая формирует широтно-модулированные управляющие сигналы для двух комплектов ключей полупроводникового коммутатора, что обеспечивает формирование близкой к синусоидальной форме сетевых токов регулирование выходного напряжения и входного коэффициента мощности. ДНПЧ позволяет регулировать вектор выходных напряжений и фазу вектора сетевого тока . Амплитуда вектора сетевого тока определяется нагрузкой ДНПЧ, а регулирование входного коэффициента сдвига преобразователя осуществляется изменением фазы вектора мгновенных значений входного тока преобразователя относительно вектора входного(сетевого) переменного напряжения . Первый (сетевой) комплект ключей обеспечивает максимально возможное среднее значение напряжения в промежуточном звене ДНПЧ и поддерживает заданный входной коэффициент сдвига. В рамках векторного подхода систем широтно-импульсной модуляции тока [Шрейнер Р.Т. Математическое моделирование электроприводов переменного тока с полупроводниковыми преобразователями частоты Екатеринбург УРО РАН, 2000, с.431-445] для этого рассчитывают относительные продолжительности реализации на периоде ШИМ трех из шести образующих векторов тока преобразователя в зависимости от заданного вектора тока на входе преобразователя .

- время реализации ближайшего образующего вектора тока с наибольшим фазовым углом;

- время реализации ближайшего образующего вектора тока с наименьшим фазовым углом;

- время реализации нулевого образующего вектора тока.

Индекс ₁ указывает принадлежность времен реализации образующих векторов тока к первому комплекту ключей коммутатора.

Для формирования требуемого результирующего вектора выходного напряжения ДНПЧ в соответствии с задающим вектором выходного напряжения рассчитываются относительные продолжительности реализации на периоде ШИМ трех из шести образующих векторов выходного напряжения. [Шрейнер Р.Т. Математическое моделирование электроприводов переменного тока с полупроводниковыми преобразователями частоты Екатеринбург УРО РАН, 2000, с.405-430].

- время реализации ближайшего образующего вектора напряжения с наибольшим фазовым углом;

- время реализации ближайшего образующего вектора напряжения с наименьшим фазовым углом;

- время реализации образующего нулевого вектора напряжения.

Индекс ₂ указывает принадлежность времен реализации образующих векторов напряжения ко второму комплекту ключей коммутатора.

Так как предложенная схема не имеет промежуточного звена постоянного тока, в котором бы выполнялись условия поддержания постоянства напряжения или тока, то коммутацию комплектов ключей 1 и 2 необходимо согласовать.

Для согласования переключения комплектов ключей 1,2 необходимо определить произведения трех времен реализации вектора сетевого тока и трех времен реализации вектора выходного напряжения.

В результате перемножения получаются четыре временных интервала (названых в дальнейшем ненулевыми), на которых происходит одновременное согласованное переключение силовых ключей комплектов 1 и 2, при которых обеспечивается формирование ненулевых образующих векторов сетевых токов и выходных напряжений ДНПЧ, а также пять временных интервалов (называемых в дальнейшем нулевыми), соответствующих одновременному формированию нулевых образующих векторов сетевых токов и выходных напряжений ДНПЧ. При этом продолжительность этих нулевых и ненулевых временных интервалов в сумме составляет период ШИМ. Графическое представление этих временных интервалов представлено на фиг.2. В дополнение следует отметить, что на любом из интервалов времени будет реализован ближайший образующий вектор тока, соответствующий первому индексу полученных выше интервалов времен и образующий вектор напряжения, соответствующий второму индексу полученных выше интервалов времен. Реализация нулевого вектора тока комплекта ключей 1 приводит к тому, что напряжение в промежуточном звене равно нулю (U_d=0), и, следовательно, вектор напряжения на выходе преобразователя в данный момент времени будет равен нулю независимо от реализации вектора напряжения комплектом ключей 2. Реализация нулевого вектора выходного напряжения обеспечит ток в промежуточном звене, равный нулю (i_d=0), при любом реализуемом векторе тока на входе преобразователя. Поэтому следующие временные интервалы можно объединить в один интервал тем самым уменьшить число переключении обоих комплектов на периоде ШИМ. Окончательно, времена реализации векторов тока и напряжения на периоде ШИМ будут следующими:

Предлагается использовать базовый вариант распределения реализации образующих векторов на периоде ШИМ: который обеспечивает симметричность распределения реализации образующих векторов на двух полупериодах ШИМ, что позволяет исключить из выходного напряжения ДНПЧ шестую гармонику питающего напряжения.

При выполнении согласования переключении ключей комплектов 1, 2 и предложенного варианта распределения реализации образующих векторов схема преобразователя позволяет обеспечить максимальный коэффициент передачи схемы по напряжению, равный близкую к синусоидальной форму переменного тока, что снижает искажения напряжения питающей сети и потери от высших гармонических составляющих в линиях электропередач. Для осуществления режима передачи энергии от нагрузки в питающую сеть необходимо изменять задание фазы вектора сетевого тока относительно вектора питающего напряжения на 180°.

Реализация мягкой коммутации в одном из комплектов ключей преобразователя осуществляется переключением силовых ключей этого комплекта во время реализации нулевого образующего вектора другого комплекта, причем ключи, используемые для формирования ненулевых образующих векторов в комплекте, где осуществляется мягкая коммутация, переключают в момент достижения током (напряжением) в промежуточном звене нулевого уровня.

Например, для реализации мягкой коммутации комплекта ключей 1 необходимо использовать последовательность построения импульсов управления, показанную на фиг.3. В этом случае нулевые векторы выходных напряжений реализуются комплектом ключей 2, а переключение комплекта ключей 1 производится во время реализации нулевых векторов выходных напряжений, при этом ток в промежуточном звене будет равен нулю. Действительно, на интервалах и состояние ключей комплекта 1 соответствует формированию образующего вектора тока с наибольшим фазовым углом, что показано на верхних обозначениях интервалов фиг.3. Состояния ключей второго комплекта на этих интервалах изменяются, обеспечивая переход от образующего вектора выходного напряжения с наименьшим фазовым углом к вектору выходного напряжения с наибольшим фазовым углом. Для обеспечения мягкой коммутации ключей комплекта 1 первоначально на временном интервале обеспечивается формирование нулевого вектора выходного напряжения комплектом ключей 2, что как было сказано выше, обеспечит нулевое значение тока i_d в промежуточном звене ДНПЧ. Поэтому на следующем временном интервале происходит переключение ключей комплекта 1, при этом формируется образующий вектор тока с наименьшим фазовым углом. На следующих интервалах и будет происходить формирование первым комплектом ключей образующего вектора тока с наименьшим фазовым углом, а второй комплект будет при этом переключаться, формируя образующий вектор выходного напряжения с наибольшим, наименьшим фазовыми углами и нулевого значения. Первая половина полупериода ШИМ на этом заканчивается. Аналогично, для обеспечения симметричности, второй полупериод ШИМ должен быть зеркальным отображением первого полупериода. Сумма нулевых интервалов на периоде ШИМ при этом равняется τ₀. Формирование мягкой коммутации комплекта ключей 2 осуществляется аналогичным образом, только нулевые векторы реализуются комплектом ключей 1.

Если по условиям работы преобразователя достаточно регулирования сетевого коэффициента сдвига в таких пределах, что угол между вектором сетевого напряжения и первой гармоникой сетевого тока не будет превышать в выпрямительном режиме и в инверторном, тогда всегда будет выполняться условие: U_d≥0. В этом случае комплект 2 может быть реализован на транзисторах, шунтированных обратными диодами.

Если угол между гладкими составляющими вектора выходного напряжения и вектора выходного тока не превышает в инверторном режиме и в выпрямительном, тогда всегда будет выполняться условие: I_d≥0. В этом случае комплект 1 может быть выполнен на ключах с односторонней проводимостью. При невыполнении этих условий комплекты ключей должны выполняться на ключах с симметричной двусторонней проводимостью.

Реализуемость предлагаемого способа подтверждается результатами проведенных экспериментальных исследований, представленными на фиг.4. Приведенные диаграммы были получены на опытном образце обратимого преобразователя мощностью 1 КВт. На них u_a - фазное сетевое напряжение, i_a - фазный сетевой ток, u_2a - фазное выходное напряжение, i_2a - фазный выходной ток.

Предложенная схема преобразователя и способ ее управления позволяют обеспечить двухстороннюю передачу энергии между питающей сетью и нагрузкой, практически синусоидальный переменный ток и регулируемый входной коэффициент мощности, существенно, в 1.5÷2 раза по сравнению с традиционной схемой НПЧ снизить коммутационные перенапряжения, а также улучшить быстродействие регулирования выходного напряжения (тока) за счет однократного преобразования энергии.

Областью применения предлагаемого технического решения является управление обратимыми преобразователями энергии переменного тока в энергию переменного тока с использованием в двухзвенной мостовой схеме с непосредственной связью ключей с двусторонней проводимостью и непрерывным сигналом управления методом широтно-импульсной модуляции. Для получения технического результата формирования близкой к синусоидальной формы сетевых токов с регулируемым коэффициентом мощности и обеспечения возможности регулирования выходных напряжений (выходных токов) полупроводниковый преобразователь частоты выполняют в виде двухзвенного последовательного бесфильтрового включения двух комплектов ключей (в общем случае с симметричной двухсторонней проводимостью), обеспечивающих непосредственную связь нагрузки с питающей сетью. Управление комплектами ключей согласовывают за счет обеспечения на периоде ШИМ определенной последовательности реализации четырех комбинаций ненулевых образующих векторов входных токов и выходных напряжений преобразователя и одного нулевого состояния, которое благодаря реализованной структуре силовых цепей может быть реализовано одним из комплектов ключей. Технический результат: предложенная схема преобразователя и способ ее управления позволяют обеспечить двухстороннюю передачу энергии между питающей сетью и нагрузкой, практически синусоидальный сетевой ток и регулируемый входной коэффициент мощности, а также по сравнению со схемами двухзвенных преобразователей частоты улучшить быстродействие регулирования выходного напряжения (тока) за счет однократного преобразования энергии и отсутствия фильтров в звене постоянного тока, а по сравнению со схемой непосредственного преобразователя частоты существенно уменьшить коммутационные перенапряжения. 3 з.п. ф-лы, 4 ил.

1. Способ управления обратимым преобразователем энергии переменного тока одних параметров в энергию переменного тока других параметров с использованием в трехфазных мостовых схемах ключей с двухсторонней проводимостью и непрерывным сигналом управления, работающих в режиме векторной широтно-импульсной модуляции, отличающийся тем, что управление входным коэффициентом сдвига преобразователя и вектором выходных напряжений ведется на едином периоде ШИМ, при котором в рамках векторной стратегии систем широтно-импульсной модуляции напряжения и тока, исходя из задающих значений векторов входного тока и выходного напряжения преобразователя отдельно рассчитываются времена реализации нулевых и ненулевых состояний ключей различных комплектов, где под нулевыми интервалами понимаются времена реализации нулевых векторов комплектов ключей 1 и 2 коммутатора, а под ненулевыми интервалами понимаются времена реализации ближайших к заданному вектору тока на входе преобразователя образующих векторов комплекта ключей 1 с большим и меньшим фазовыми углами, соответственно, а под ненулевыми интервалами понимаются времена реализаций ближайших к заданному вектору напряжения на выходе преобразователя образующих векторов комплекта ключей 2 с большим и меньшим фазовыми углами, соответственно, далее для согласования работы комплектов ключей 1 и 2 коммутатора на периоде ШИМ определяются произведения рассчитанных времен реализаций

в результате чего получаются четыре временных ненулевых интервала соответствующих реализации ненулевых согласованных по времени образующих векторов входных токов и выходных напряжений преобразователя, и пять интервалов объединенных в дальнейшем в один нулевой интервал, соответствующий реализации нулевого состояния хотя бы одним из комплектов ключей преобразователя, при этом продолжительность четырех ненулевых и одного нулевого интервала в сумме составляет период ШИМ, на котором одновременные согласованные состояния ключей обоих комплектов реализуются в требуемой последовательности, определенной используемым алгоритмом переключения.