Изобретение относится к области полупроводникового приборостроения, в частности к конструированию мощных ключевых полупроводниковых приборов и силовых интегральных схем, сочетающих преимущества полевого управления и биполярного механизма переноса тока (английское наименование MOS-Controlled Technologies) и может быть использовано в схемах и устройствах энергетической электроники.
Известны биполярные транзисторные ключи EST(Emitter Switched Transistor) [1] и p-n-р-n тиристорные ключи ETO (Emitter Turn-OffThyristor) [2], в которых осуществляется эмиттерная коммутация высоковольтного элемента структуры с биполярной проводимостью включенным последовательно с ним низковольтным МОП-транзистором (каскодная схема ключа). Главным недостатком данных приборов является относительно невысокое быстродействие, связанное с медленным рассасыванием неосновных носителей заряда в структуре высоковольтного прибора при выключении.
Известны технические решения, в которых в структуре ключа с эмиттерной коммутацией высоковольтные биполярные транзисторы и классические тиристоры заменены на транзисторы либо тиристоры с электростатической индукцией, обладающие повышенным быстродействием и имеющие полевое управление. Недостатком применения транзистора с электростатической индукцией (СИТ) в структуре каскодного ключа [3] является относительно высокое падение напряжения в открытом состоянии из-за отсутствия модуляции проводимости канала и области базы неосновными носителями заряда.
Применение в качестве высоковольтного элемента каскодной схемы тиристора с электростатической индукцией, имеющего биполярный механизм токопереноса (другое название того же прибора - тиристор с электростатическим управлением, сокращенно ТЭУ), устраняет указанный недостаток [4], так как ТЭУ, в том числе высоковольтные, имеют малое падение напряжения в открытом состоянии, аналогичное падению напряжения на выпрямительных диодах того же класса. Однако преимущество данных ключей значительно ослаблено появлением, при протекании тока через открытый прибор, отрицательного смещения в цепи «управляющий электрод - исток» из-за падения напряжения на управляющем МОП-транзисторе, что вызывает значительный рост падения напряжения на ключе в целом.
Известны полупроводниковые ключи - комбинированные СИТ - МОП-транзисторы (сокращенно КСМТ), в которых для устранения указанного эффекта в схему прибора включен регулирующий напряжение элемент [5, 6], представляющий собой либо неуправляемый полупроводниковый ключ (импульсный диод или стабилитрон), либо дополнительный МОП-транзистор.
Наиболее близким по технической сути к заявляемому решению является полупроводниковое ключевое устройство MOS Composite Static Induction Thyristor [6], что по смысловому значению соответствует русской аббревиатуре КСМТ, включающее тиристор с электростатической индукцией (ТЭУ), управляющий МОП-транзистор и дополнительный МОП-транзистор, служащий в качестве регулирующего напряжение элемента, содержащие каждый исток, сток и затвор, соединенные между собой таким образом, что сток ТЭУ подключен к первому силовому выводу, исток ТЭУ присоединен к стоку управляющего МОП-транзистора, а затвор ТЭУ присоединен к стоку дополнительного МОП-транзистора, исток которого связан с истоком управляющего МОП-транзистора, который, в свою очередь, подключен ко второму силовому выводу, служащему общей шиной, при этом затвор управляющего МОП-транзистора подключен к третьему управляющему выводу.
В указанном устройстве управляющий МОП-транзистор является n-канальным прибором, а дополнительный - наоборот, р-канальным, что позволяет осуществлять комплиментарное управление обоими МОП-транзисторами при взаимном соединении их затворов.
Представленное в работе [6] ключевое устройство имеет ряд недостатков.
Во-первых, параллельная входная цепь затвор-исток обоих транзисторов имеет повышенное значение соответствующей входной емкости, что ухудшает частотные свойства ключа в целом.
Во-вторых, применяемый в качестве дополнительного р-канальный МОП-транзистор имеет в свою очередь, ряд недостатков, свойственных приборам, у которых основными носителями заряда являются дырки: существенно меньшая подвижность носителей, более узкая область безопасных режимов работы, больший размер площади кристалла, что также увеличивает паразитные емкости прибора.
Наконец, самым существенным недостатком рассматриваемого ключа является невозможность работы даже в коротких режимах токовой перегрузки, хотя это является одним из главных требований применения прибора в силовой схеме. При увеличении тока нагрузки выше некоторого номинального значения напряжение на ключе также начинает расти, перераспределяясь между областью затвор-сток ТЭУ и стоковой областью низковольтного управляющего МОП-транзистора. Однако эффекта смыкания границ области пространственного заряда (ОПЗ), блокирующего проникновение высокого потенциала на сток управляющего транзистора, аналогичного тому, который имеет место при выключении прибора, не происходит. Причиной является закрытое состояние р-канального МОП-транзистора, управляемого в противофазе с n-канальным прибором и препятствующего протеканию тока через затвор открытого ТЭУ, что является необходимым условием эффекта блокировки. В результате неизбежен пробой низковольтного управляющего ключа.
Для улучшения динамических характеристик ключа в целом и возможности применения в качестве высоковольтных элементов не только нормально открытых, но и близких к нормально закрытым индукционных тиристоров, в работе [6] предлагается дополнить структуру прибора диодом Зенера (ДЗ), катод которого подключен к стоку, а анод соответственно к истоку дополнительного МОП-транзистора. При этом напряжение пробоя диода Зенера предлагается выбирать равным или чуть большим, чем падение напряжения на открытом р-канальном МОП-транзисторе, т.е. порядка единиц вольт. Данное решение частично решает описанную выше проблему токовой перегрузки, поскольку обратный ток затвора ТЭУ имеет возможность стекать через ДЗ в процессе его туннельного пробоя, как основного механизма при малых напряжениях пробоя. Однако высокое дифференциальное сопротивление ДЗ при амплитуде выброса тока затвора, соизмеримой с основным током ключа, может вызывать существенные динамические перенапряжения на обоих МОП-транзисторах, не говоря уже о сложности изготовления диодов Зенера с диапазонами допустимых токов рабочего участка, соответствующих уровням токов современных силовых ключей: десятки, сотни и даже тысячи ампер.
Технический результат предлагаемого изобретения заключается в обеспечении надежной работы КСМТ в режимах токовых перегрузок и улучшении его динамических параметров.
Технический результат достигается тем, что в полупроводниковом ключевом устройстве, включающем тиристор с электростатической индукцией (ТЭУ), управляющий n-канальный МОП-транзистор и дополнительный МОП-транзистор, служащий в качестве регулирующего напряжение элемента, содержащие каждый исток, сток и затвор, соединенные между собой таким образом, что сток ТЭУ подключен к первому силовому выводу, исток ТЭУ присоединен к стоку управляющего МОП-транзистора, а затвор ТЭУ присоединен к стоку дополнительного МОП-транзистора, исток которого связан с истоком управляющего МОП-транзистора, который в свою очередь, подключен ко второму силовому выводу, служащему общей шиной, при этом затвор управляющего МОП-транзистора подключен к третьему управляющему выводу, дополнительный МОП-транзистор является n-канальным транзистором, а его затвор соединен со стоком управляющего МОП-транзистора.
В полупроводниковое ключевое устройство введена форсирующая цепочка, состоящая из последовательного соединения конденсатора и диода, причем общая точка подключения одной обкладки конденсатора и катода диода присоединена к затвору управляющего МОП-транзистора, к истоку которого подключен анод указанного диода, а другая обкладка конденсатора присоединена к затвору ТЭУ.
Признаками, отличающими заявляемое техническое решение от прототипа, являются:
- в устройстве проведена замена р-канального дополнительного МОП-транзистора на n-канальный МОП-транзистор,
- затвор дополнительного n-канального МОП-транзистора соединен со стоком управляющего МОП-транзистора;
в устройство введена форсирующая цепочка, состоящая из последовательного соединения конденсатора и диода, причем конденсатор подключен между затворами ТЭУ и управляющего МОП-транзистора, а диод встречно-параллельно цепи затвор исток управляющего МОП-транзистора. В известных технических решениях не обнаружены признаки, сходные с признаками, отличающими заявляемое решение от прототипа.
Положительный эффект предлагаемого технического решения заключается в нижеследующем
1. Устранены недостатки, свойственные р-канальному МОП-транзистору, путем его замены на аналогичный n-канальный прибор.
2. Обеспечена устойчивая работа КСМТ в режиме токовой перегрузки путем возможности отпирания дополнительного n-канального МОП-транзистора при открытом управляющем МОП-транзисторе.
3. Обеспечен противофазный режим переключения обоих n-канальных МОП-транзисторов, путем соединения затвора одного из них со стоком другого.
4. Уменьшена входная емкость затвор-исток КСМТ за счет исключения параллельного соединения входных цепей обоих МОП-транзисторов.
5. Улучшены динамические параметры переключения КСМТ за счет применения форсирующей C-D цепочки. Сущность заявленного технического решения поясняется чертежами:
Фиг.1. - КСМТ с двумя n-канальными МОП-транзисторами.
Фиг.2. - КСМТ с форсирующей C-D цепочкой.
Фиг.3. - осциллограммы работы КСМТ с двумя n-канальными МОП-транзисторами (а - включение; б - выключение).
Фиг.4. - осциллограммы работы КСМТ с форсирующей C-D цепочкой (а - включение; б - выключение).
Фиг.5. - осциллограммы паразитных колебаний в выходной цепи КСМТ, не содержащего встречно-параллелельного диода во входной цепи, в режиме выключения.
Полупроводниковое ключевое устройство (Фиг.1) содержит: высоковольтный тиристор с электростатической индукцией 1 (ТЭУ), включенный последовательно с ним низковольтный управляющий МОП-транзистор 2, регулирующий напряжение элемент - дополнительный МОП-транзистор 3, при этом ТЭУ содержит область истока 4, область стока 5 и затвор 6, управляющий МОП-транзистор содержит область истока 7, область стока 8, область затвора 9, дополнительный МОП-транзистор содержит область истока 10, область стока 11, область затвора 12. Между истоком и стоком дополнительного МОП-транзистора 3 пунктиром показан его внутренний обратный диод 13 как обязательный элемент всех современных технологий вертикальных силовых МОП-транзисторов.
ТЭУ, управляющий и дополнительный МОП-транзисторы соединены между собой следующим образом: сток 5 ТЭУ подключен к первому силовому выводу А, исток 4 ТЭУ присоединен к стоку 8 управляющего МОП-транзистора, а затвор 6 ТЭУ присоединен к стоку 11 дополнительного МОП-транзистора, исток 10 которого связан с истоком 7 управляющего МОП-транзистора, который, в свою очередь, подключен ко второму силовому выводу К, служащему общей шиной, при этом затвор 9 управляющего МОП-транзистора подключен к третьему управляющему выводу УЭ.
Дополнительный транзистор 3 представляет собой n-канальный МОП-транзистор, затвор 12 которого соединен со стоком 8 управляющего МОП-транзистора 2.
В устройство может быть введена форсирующая цепочка (Фиг.2), состоящая из последовательного соединения конденсатора 14 и диода 15, причем общая точка подключения правой обкладки 16 конденсатора и катода 18 диода присоединена к затвору 9 управляющего МОП-транзистора, к истоку 7 которого подключен анод 19 указанного диода 15, при этом левая обкладка 17 конденсатора 14 присоединена к затвору 6 ТЭУ.
Заявляемое ключевое устройство работает следующим образом. Устройство является асимметричным ключом и обеспечивает пропускание тока и регулирование мощности в нагрузке при положительном потенциале на первом силовом выводе А, относительно второго силового вывода К, т. е. при условии:
где UAK - выходное напряжение устройства между выводами А и К [В].
Блокированное состояние ключа реализуется при нулевом управляющем сигнале на третьем силовом управляющем выводе УЭ, соединенным с затвором 9 управляющего МОП-транзистора. При этом последний находится в закрытом состоянии и ток через него, а соответственно, и через тиристор с электростатической индукцией 1, практически не протекает.
Обозначим внешнее напряжение, приложенное к заявляемому ключевому устройству и включенной последовательно с ним нагрузке, символом Е. При отсутствии тока в данной цепи (ключевое устройство закрыто)
где UDSТЭУ - напряжение сток-исток ТЭУ, [В];
UDSМОП1 - напряжение сток-исток управляющего МОП-транзистора, [В].
Отношение напряжения сток-исток ТЭУ к напряжению затвор-исток ТЭУ при заданном токе утечки через закрытый ТЭУ называется коэффициентом блокирования. Обозначим его символом μ.
Тогда напряжение сток-исток управляющего МОП-транзистора можно записать как:
где UDSМОП 2 - напряжение сток-исток дополнительного МОП-транзистора, [В],
UGSТЭУ - напряжение затвор-исток ТЭУ, [В].
Если напряжение UDS МОП 1 становится больше порогового напряжения отпирания U02 дополнительного МОП-транзистора (что практически и реализуется в рассматриваемом устройстве), последний оказывается в открытом состоянии, заземляя затвор ТЭУ. Т.к. отсутствие тока через ТЭУ означает также отсутствие тока в цепи его затвора (с точностью до значений токов утечки, составляющие доли мА) можно положить:
где RDS(ON)2 - сопротивление сток-исток открытого дополнительного МОП-транзистора, [Ом];
ID2 - ток стока данного транзистора 3, [А].
Таким образом, потенциал затвора ТЭУ равен нулю, тогда как потенциал его истока соответствует UDS МОП1 и положителен. Именно такое распределение потенциалов во входной цепи ТЭУ соответствует его закрытому по затвору режиму работы. Формулу (3) с учетом (4) можно переписать в виде
что позволяет сформулировать требования к предельно допустимому напряжению UDS МОП1 управляющего МОП-транзистора. В существующих технологиях реализации структуры ТЭУ не существует физических и технологических причин, препятствующих достижению практически любой необходимой величины коэффициента блокирования μ, что позволяет использовать низковольтные управляющие МОП-транзисторы с малым сопротивлением сток-исток RDS (ON)1 в открытом состоянии - порядка единиц миллиом. Поскольку в рассматриваемом устройстве напряжение UDS МОП 1 равно входному напряжению затвор-исток дополнительного МОП-транзистора, то класс по напряжению управляющего МОП-транзистора определяется предельным напряжением для входной цепи транзисторов с изолированным затвором, т.е. соответствует величине 20...30 В. При этом значение RDS(ON)1 для современных технологий силовых низковольтных МОП-транзисторов составляет единицы миллиом.
Т.о. в блокированном состоянии устройства практически все внешнее напряжение Е приложено к высоковольтному элементу ключа, т.е. к ТЭУ, дополнительный МОП-транзистор открыт, а напряжение на управляющем МОП-транзисторе должно быть выше порогового напряжения отпирания дополнительного транзистора.
Открытое состояние ключевого устройства достигается подачей положительного сигнала управления на третий управляющий вывод УЭ, соединенный с затвором 9 управляющего МОП-транзистора 2. Последний оказывается в открытом состоянии с малым выходным сопротивлением RDS (ON)1 и через него начинает протекать ток. Ток стока 8 управляющего МОП-транзистора 2, равный току истока 4 тиристора с электростатической индукцией 1, создает инжекцию электронов в базовую область ТЭУ, вызывая ответную инжекцию дырок из его стоковой области. При этом падение напряжения на открытом ТЭУ оказывается близким к падению напряжения на прямосмещенном р-i-n диоде с идентичными параметрами электрофизических областей, т.е. относительно малым (для его обозначения вводится символ U0). Выходное напряжение на открытом устройстве:
где U0 - падение напряжения на открытом ТЭУ [В],
ID - ток силового ключа в открытом состоянии, [А].
Ток ID при открытом состоянии ключевого устройства обычно определяется параметрами внешней цепи и нагрузки и для случая резистивной нагрузки RH его можно записать как:
поскольку в практически интересных случаях UAK≪Е.
Даже относительно малое падение напряжения на открытом управляющем МОП-транзисторе, равное ID RDS (ON)1, создавая положительный потенциал на истоке 4 ТЭУ, в отсутствие регулирующего напряжение элемента, т.е. при глухо заземленном затворе ТЭУ, приводит к появлению обратного (запирающего ТЭУ) смещения во входной цепи затвор 6 - исток 4 ТЭУ в его открытом состоянии, тем самым резко увеличивая напряжение насыщения ключевого устройства.
Для подавления этого эффекта в КСМТ необходим регулирующий напряжение элемент, роль которого выполняет дополнительный МОП-транзистор 3.
При открытом управляющем МОП-транзисторе падение напряжения в его выходной цепи сток 8 - исток 7, равное ID RDS (ON)1, меньше порогового напряжения отпирания U01 дополнительного МОП-транзистора, вследствие чего последний находится в закрытом состоянии. При этом в цепи управления ТЭУ реализуется так называемый режим «оборванного» затвора. Потенциал затвора 6 ТЭУ, в этом случае, оказывается плавающим, причем управляющий р-n переход затвор 6 - катод 4 смещен в прямом направлении.
Относительно небольшое повышение потенциала на стоке 8 управляющего МОП-транзистора, связанное с допустимым увеличением тока через устройство, ведет к росту потенциала на истоке 4 ТЭУ и на базовой области последнего. Однако при этом также возрастает плавающий потенциал затвора 6 ТЭУ, сохраняя прямое смещение управляющего р-n перехода ТЭУ.
Режим токовой перегрузки рассматриваемого устройства возникает в случае выполнения неравенства:
где S - силовая крутизна (проводимость прямой передачи) управляющего МОП-транзистора, [А/В];
(Ег-U01) - разность между напряжением источника управления (драйвера) Ег [В] и пороговым напряжением отпирания U01 [В] транзистора 2.
При выполнении условия (8) управляющий МОП-транзистор переходит из режима насыщения с малым сопротивлением RDS(ON)1 в активную область работы, что означает рост его выходного напряжения сток 8 - исток 7. Поскольку данное напряжение эквивалентно входному напряжению затвор 12 - исток 10 дополнительного МОП-транзистора, последний отпирается при выполнении условия:
где U02 - пороговое напряжение отпирания дополнительного МОП-транзистора 3, [В]. В свою очередь, выполнение неравенства (9) приводит к появлению отрицательного смещения на управляющем р-n-переходе затвор 6 - исток 4 ТЭУ, т.к. выходное напряжение открытого дополнительного МОП-транзистора оказывается меньше выходного напряжения управляющего МОП-транзистора, перешедшего в активный режим работы. Последнее означает рост выходного напряжения сток 5 - исток 4 ТЭУ и появление тока неосновных носителей (дырок) в цепи затвора 6 ТЭУ, для которых обеспечен путь протекания через открытый дополнительный МОП-транзистор 3. Т.о. в рассматриваемом ключевом устройстве автоматически создается дополнительный контур для протекания большей части тока перегрузки по цепи сток 5 - затвор 6 ТЭУ и сток 11 - исток 10 дополнительного МОП-транзистора.
Включение полупроводникового ключевого устройства производится подачей положительного импульса напряжения на третий управляющий вывод УЭ. При этом происходит заряд входной емкости управляющего МОП-транзистора, что обеспечивает его включение. Одновременно происходит выключение дополнительного МОП-транзистора, поскольку выходное напряжение сток 8 - исток 7 включившегося транзистора 2 оказывается меньше порогового напряжения отпирания U02 транзистора 3.
Однако для достижения необходимой скорости включения всего ключевого устройства необходимо также достаточно быстро перезарядить барьерную емкость управляющего р-n перехода затвор 6 - исток 4 ТЭУ, заряженной перед этим до отрицательного напряжения, определяемого в соответствии с уравнением (3):
Эффективного контура для быстрого перезаряда данной емкости у прототипа практически не существует ввиду быстрого выключения дополнительного р-канального МОП-транзистора, что существенно ухудшает параметры переходного процесса включения прибора в целом. Это и явилось одной из причин введения в схему ключа дополнительного диода Зенера, обеспечивающего контур перезаряда: исток ТЭУ, открытый управляющий МОП-транзистор, анод - катод ДЗ, затвор ТЭУ. В предлагаемом техническом решении (Фиг.1) отсутствует необходимость введения дополнительного элемента, поскольку упомянутую роль ДЗ может выполнять обратный диод 13 в структуре n-канального дополнительного МОП-транзистора.
Наиболее простым, но достаточно эффективным способом улучшения параметров включения является применение во входной цепи ключевого устройства форсирующего конденсатора, например, включенного между затворами ТЭУ и управляющего МОП-транзистора, как это предложено в схеме аналога [5].
Предлагаемое техническое решение обеспечивает не только улучшение динамических параметров в переходном процессе включения, но и как это будет показано ниже, существенно снижает эффекты неустойчивой работы ключа в переходном процессе выключения. Это достигается введением в ключевое устройство форсирующей цепочки, состоящей из последовательного соединения конденсатора 14 и диода 15 (Фиг.2).
При подаче управляющего напряжения на третий управляющий вывод устройства УЭ через конденсатор 14 начинает протекать импульс тока, обеспечивающий форсированный перезаряд барьерной емкости управляющего p-n-перехода ТЭУ и его быстрое переключение. Следует отметить, что скорость перезаряда барьерной емкости ТЭУ в переходном процессе включения возрастает по мере выключения дополнительного МОП-транзистора, чего не наблюдается в рассмотренном выше аналоге [5].
Это объясняется тем, что заряд Q [Кл], накапливаемый конденсатором 14 в процессе включения рассматриваемого устройства, можно оценить по формуле:
где С - емкость конденсатора 14, [Ф]
ЕГ - напряжение источника управления (драйвера), [В].
В формуле (11) полагается, что напряжение Ег много больше суммы напряжений на прямосмещенном управляющем переходе ТЭУ и открытом МОП-транзисторе 2, что практически всегда реализуется (Ег>12 В). Поэтому заряд, накапливаемый конденсатором 14, эквивалентен дополнительному заряду, поступающему в цепь затвора ТЭУ, обеспечивая его более быстрое включение.
Выключение устройства из открытого состояния в закрытое производится переключением напряжения на управляющем выводе УЭ до нулевого значения. При этом происходит разряд входной емкости управляющего МОП-транзистора и при уменьшении его входного напряжения ниже порога отпирания U01 транзистор 2 переходит в закрытое состояние с высоким выходным сопротивлением. Потенциал стока 8 управляющего МОП-транзистора повышается и при выполнении условия (9) происходит включение дополнительного МОП-транзистора 3, при этом управляющий переход затвор 6 - исток 4 ТЭУ смещается в обратном направлении, что приводит к формированию области пространственного заряда в базовом слое ТЭУ и увеличению напряжения на устройстве.
Поскольку управляющий МОП-транзистор закрылся, инжекция электронов из истока ТЭУ становится невозможной и дальнейший процесс выключения ТЭУ с обратно смещенным управляющим переходом аналогичен выключению биполярного р-n-р транзистора с оборванной базой, роль которой выполняет исток 4 ТЭУ.
Накопленный в обедненной области базы ТЭУ заряд дырок выносится по цепи затвора 6 через открытый дополнительный МОП-транзистор. Поскольку сопротивление RDS(ON)2 транзистора 3 на данном этапе мало, выходное напряжение сток 11 - исток 10 дополнительного МОП-транзистора даже при значительной амплитуде выбрасываемого по затвору 6 тока (фактически равной амплитуде коммутируемого тока нагрузки) не превышает единиц вольт, что обеспечивает ускоренное выключение ТЭУ при незначительной динамической перегрузке по напряжению на выключенном управляющем МОП-транзисторе 2.
Более серьезная динамическая перегрузка по напряжению на управляющем МОП-транзисторе может возникать вследствие различия времен включения и выключения для применяемых МОП-транзисторов. Как правило, скорость выключения низковольтного МОП-транзистора выше скорости его включения (для некоторых типов приборов это различие доходит до 2...3 раз). Поэтому в переходном процессе выключения рассматриваемого устройства запирание управляющего МОП-транзистора 2 будет происходить быстрее, чем включение дополнительного МОП-транзистора 3, обеспечивающего путь протекания остаточного тока. Устранению указанного недостатка способствует упомянутый выше форсирующий конденсатор 14, выполняющий в данном случае роль элемента отрицательной обратной связи, замедляющего выключение управляющего МОП-транзистора и устраняющего его динамическое перенапряжение.
При быстрой коммутации тока нагрузки (особенно в случае реальной активно - индуктивной нагрузки) в переходном процессе выключения приборов с эмиттерной (а также истоковой, или катодной) коммутацией наблюдается паразитный эффект неустойчивого выключения управляющего МОП-транзистора, приводящего к возникновению паразитных колебаний в выходной цепи ключа.
Данный эффект связан с наличием паразитной индуктивности соединений между схемой управления и входной цепью управляющего МОП-транзистора. Накопленная в течение переходного процесса выключения энергия паразитной индуктивности перезаряжает входную емкость управляющего МОП-транзистора через контур, образованный входной цепью данного транзистора и выходной цепью генератора сигнала управления. При увеличении напряжения затвор-исток управляющего МОП-транзистора 2 выше порогового происходит его отпирание и в выходной цепи ключа образуются паразитные колебания тока и напряжения. Очевидно, что данный эффект может быть подавлен за счет увеличения сопротивления в выходной цепи генератора управления, однако это в свою очередь увеличивает временные параметры переключения прибора, что ведет к дополнительным коммутационным потерям.
В рассматриваемом устройстве за счет быстрого противофазного переключения обоих МОП-транзисторов обеспечивается очень быстрая коммутация тока нагрузки. При этом применение форсирующего конденсатора между затворами ТЭУ и управляющего МОП-транзистора не только повышает скорость переключения ТЭУ, но и способствует увеличению энергии, запасаемой в паразитной индуктивности цепи управления. Поэтому для подавления паразитного эффекта неустойчивого выключения управляющего МОП-транзистора 2 последовательно с конденсатором 14, включенным между указанными затворами, введен диод 15. Данное решение практически полностью исключает паразитный перезаряд входной емкости управляющего МОП-транзистора, что делает невозможным в дальнейшем его «ложное» отпирание в переходном процессе выключения рассматриваемого устройства.
Пример конкретного исполнения. Устройство представляет собой силовую гибридную схему, выполненную в соответствии с Фиг.1 и Фиг.2, в которой все элементы в виде отдельных кристаллов (ТЭУ, управляющий и дополнительный МОП-транзисторы, диод и чип - конденсатор) напаяны на общую изолирующую подложку, выполненную из алюмооксидной керамики, покрытую медной металлизацией. При этом использован высоковольтный ТЭУ 1 с предельно допустимым напряжением сток-исток 1200 В, коэффициентом блокирования до 100 и максимально допустимым током стока 50 А. Размер кристалла ТЭУ - 5×7 мм. В качестве транзисторов 2 и 3 использованы кристаллы n-канальных МОП-транзисторов, имеющих максимально допустимое напряжение сток-исток 30 В, пороговое напряжение 1,2...2,4 В, максимально допустимый постоянный ток стока 80 А, сопротивление сток-исток в открытом состоянии не более 4 мОм, входную емкость 5000...6000 пФ. Примененные в схеме конденсатор и диод имеют следующие параметры: конденсатор имеет емкость 5600 пФ при максимально допустимом напряжении 25 В, диод - импульсный ток 50 А и время переключения не более 5 нс. Все электрические соединения элементов выполнены ультразвуковой сваркой при помощи алюминиевой проволоки диаметром 300 мкм, присоединенной к контактным площадкам соответствующих элементов.
Заявляемое устройство в данном исполнении обеспечивает коммутацию токов до 50 А при напряжении до 1200 В. Падение напряжения на открытом устройстве составляет 1,5...2,0 В при токе 25 А. Времена нарастания и спада тока 50...150 нсм, длительность остаточного тока 300...500 нс.
Такое устройство может быть использовано в радиоэлектронике, аппаратуре контроля и регулирования мощности, преобразовательной технике, вторичных источниках электропитания и т.д.
На Фиг.3, 4 и 5 представлены осциллограммы переключения опытных образцов данных ключевых устройств, снятые с использованием цифрового осциллографа фирмы Tektronix серии TDS 3054. Режим работы КСМТ во всех случаях:
- нагрузка индуктивная 75 мкГн в режиме непрерывного тока, шунтированная демпферным диодом HF A08TB60 фирмы IR;
- выходная цепь: Е=120 В; номинальный непрерывный ток нагрузки 25 А;
- входная цепь: Ег=15 В, фронт переключения импульсов управления <30 нс; выходное сопротивление цепи генератора не более 0,2 Ом; сопротивление, последовательно подключенное к управляющему выводу УЭ, 2 Ом.
На Фиг.3 показаны переходные процессы включения (а) и выключения (б) КСМТ с двумя n-канальными МОП-транзисторами 2 и 3 без форсирующей С-D цепочки, где на соответствующих каналах осциллографа отображены:
- канал 2: напряжение сток-исток ключа;
- канал 3: ток стока ключа;
- канал М: мгновенная мощность потерь в переходном процессе. Масштаб по вертикали;
- канал 2: 50 В на деление (включение) и 100 В на деление (выключение);
- канал 3: 10 А на деление;
- канал М: 50 Вт на деление.
Масштаб по горизонтали (масштаб развертки): 40 нс на деление.
Стрелка слева с соответствующим обозначением канала показывает уровень нулевого значения для данного канала.
На Фиг.4 показаны переходные процессы включения (а) и выключения (б) КСМТ с форсирующей C-D цепочкой. Обозначения каналов и соответствующие масштабы аналогичны Фиг.3.
На Фиг.5 показан переходный процесс выключения рассматриваемого ключевого устройства с форсирующим конденсатором, но без диода. При этом в выходной цепи ключа наблюдаются паразитные колебания. Обозначения каналов и соответствующие масштабы аналогичны Фиг.3.
ИСТОЧНИКИ ИНФОРМАЦИИ
1. Sueri S. Integrated Power and Control. SGS-Thomson Microelectronics? PCIM Europe, ISSUE I/1997, p.8-12.
2. Сурма А.М., Приходько А.И., Покровский С.В., Петров В.А. Полупроводниковый высоковольтный быстродействующий ЕСТ-ключ на ток до 100 А, напряжение до 6 кВ для частотно-импульсных источников питания. Сборник научных трудов ВЭИ им. В.И.Ленина, Москва 2001, с.118-122.
3. Friedrichs P., Mitlehner H., Dohnke К., Peters D., Schorner R., Weinert V., Baudelot E., Stephani D. SiC Power devices with low on-resistance for fast switching applications. 2000 IEEE, p.213-216.
4. Балига Д. Эволюция техники силовых МОП-биполярных полупроводниковых приборов. ТИИЭР, 1988, т.76, с.117-127.
5. Патент РФ № 2199795, опубл. 27.02.2003 г., Бюл. № 6.
6. Патент США №5323028 (прототип), кл. 257-136, опубл. 21.06.1994, (фиг.16).
Изобретение относится к конструированию мощных ключевых полупроводниковых приборов и силовых интегральных схем, сочетающих преимущества полевого управления и биполярного механизма переноса тока, и может использоваться в устройствах энергетической электроники. Технический результат заключается в обеспечении надежной работы в режимах токовых перегрузок и улучшении динамических параметров за счет обеспечения быстрой коммутации тока нагрузки. Полупроводниковое ключевое устройство содержит: тиристор с электростатической индукцией (ТЭУ) (1), управляющий n-канальный МОП-транзистор (Т) (2) и дополнительный МОП-Т (3) в качестве регулирующего напряжение элемента, который является n-канальным и затвор (12) которого соединен со стоком (8) Т (2). Сток (5) ТЭУ (1) подключен к первому силовому выводу (А), исток (4) ТЭУ (1) присоединен к стоку (8) Т (3), а затвор (6) ТЭУ (1) присоединен к стоку (11) Т (3), исток (10) которого связан с истоком (7) Т (2), который подключен ко второму силовому выводу (К), служащему общей шиной. При этом затвор (9) Т (2) подключен к управляющему выводу (УЭ). 1 з.п. ф-лы, 5 ил.
| US 5323028 A, 21.01.1994.RU 2199795 C2, 27.02.2003.US 5461242 A, 24.10.1995.US 5665987 A, 09.09.1997.US 5198687 A, 30.03.1993. |
