УСТРОЙСТВО ИНВЕРТОРА С ПРИНУДИТЕЛЬНОЙ КОММУТАЦИЕЙ Российский патент 2010 года по МПК H02M7/48 

Настоящее изобретение относится к устройству инвертора с принудительной коммутацией, в частности к устройству инвертора с принудительной коммутацией для источника напряжения большой мощности, которое содержит устройства запираемого вентиля, такие как, например, вентили, коммутируемые по управляющему электроду (GCTs), транзисторы с изолированным затвором и увеличенной инжекцией (IEGTs) или биполярные транзисторы с изолированным затвором (IGBTs), обратные диоды и схему фиксации уровня.

ПРЕДПОСЫЛКИ СОЗДАНИЯ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Каждое из устройств инвертора с принудительной коммутацией для источника напряжения большой мощности содержит устройства запираемого вентиля, обратные диоды, схему фиксации уровня и блок аккумулирования постоянного тока, например батарею конденсаторов. В зависимости от области применения применяют различные разновидности конфигурации принципиальной схемы, например конфигурацию прерывателя, двухуровневую конфигурацию, трехуровневую конфигурацию и многоуровневую конфигурацию.

В открытом состоянии каждый из используемых на практике высоковольтных обратных диодов, имеющих запирающую способность, например 4,5 кВ или 6 кВ, накапливает существенное количество носителей заряда. Затем эти носители заряда должны быть извлечены обратным током до того, как будет получено закрытое состояние.

Вследствие наличия такого обратного тока восстановления эти диоды будут иметь относительно низкое полное сопротивление в течение короткого отрезка времени после инициирования условия реверсирования. Следовательно, во избежание появления любого избыточного тока необходимо применять какое-либо управление током. По существу, были предложены следующие два типа управления обратным током восстановления с помощью пассивных элементов:

(a) управление током с помощью линейных анодных электрических реакторов и

(b) управление током с помощью насыщаемых сердечников.

Ниже приведено описание управления током обратного восстановления линейного анодного электрического реактора известного уровня техники, который раскрыт в приведенных ниже патентных документах:

(a) в выложенной публикации Европейского патента № EP-0776083-A2 (которую ниже именуют первым патентным документом);

(b) в патенте США № 5768114, который относится к семейству первого патентного документа; и

(c) в патенте Японии № JP-3749580-B2, который относится к другому семейству первого патентного документа.

В первом патентном документе раскрыто бездемпферное управление обратного восстановления линейным анодным электрическим реактором и раскрыта схема прерывателя для источника напряжения большой мощности с принудительной коммутацией, в которой используют линейный анодный электрический реактор, из известного уровня техники. Схема прерывателя содержит конденсатор связи по постоянному току, питание которого обеспечено через входные линии, плечо переключателя, содержащее устройство запираемого вентиля, и обратный диод, анодный электрический реактор и схему фиксации уровня, содержащую фиксирующий диод.

В экспериментальном примере схемы прерывателя после уменьшения тока, текущего через обратный диод, до нуля обратный диод затем обеспечивает обратное восстановление, а именно носители заряда в обратном диоде по-прежнему сохраняют высокую проводимость, в то время как направление анодного тока изменяется на противоположное. Вследствие этого напряжение на обратном диоде остается близким к нулю в течение некоторого отрезка времени. После этого напряжение на обратном диоде может снизиться, приближаясь к значению напряжения связи по постоянному току. А именно вследствие индуктивности анодного электрического реактора анодный ток, текущий в обратном диоде, продолжает увеличиваться, и затем этот же самый ток может быть переключен в схему фиксации уровня. В этом случае напряжение на обратном диоде остается близким к значению напряжения на конденсаторе связи по постоянному току, и анодный ток, протекающий через обратный диод, может быть уменьшен.

В типичных характеристиках зависимости анодного напряжения от анодного тока для использованного выше обратного диода для каждого протекающего через него прямого тока обратное напряжение приближается к наибольшему значению тогда, когда анодный ток также приближается к наибольшему значению. В таком случае в диоде создается высокая кажущаяся мощность обратного восстановления при повышенном анодном напряжении, вызывающая, следовательно, высокий уровень вредного воздействия обратного восстановления. Кроме того, такая кажущаяся мощность обратного восстановления лишь незначительно уменьшается при уменьшении прямого тока. При использовании типичного диода уменьшение прямого тока с 6000 А до 100 A, то есть в 60 раз, может уменьшить величину кажущейся мощности обратного восстановления всего лишь в 2 раза. Вследствие этого обратный диод при таком условии будет наиболее предрасположен к выходу из строя при обратном восстановлении из-за малого уровня прямого тока.

Следующим по порядку, ниже приведено описание управления обратным током восстановления с помощью насыщаемого сердечника, который раскрыт в следующих патентных документах:

(a) в патенте Японии № JP-3745561-B2 (который ниже именуют вторым патентным документом) и

(b) в патенте США № 6392907, который относится к семейству второго патентного документа.

Во втором патентном документе раскрыт инвертор с принудительной коммутацией, в котором используют управление обратным восстановлением с помощью насыщаемых сердечников. В инверторе один или два насыщаемых сердечника обрезают ток, втекающий, по меньшей мере, в один из двух конденсаторов связи по постоянному току. Во время обратного восстановления обратного диода обратный ток восстановления устанавливается исключительно фиксирующей цепью, содержащей фиксирующий конденсатор, фиксирующий диод и фиксирующие резисторы.

Для данной области применения обычно выбирают насыщаемые сердечники с малыми потерями. В магнитном потоке B с напряженностью H характеристики электрического поля насыщаемого сердечника насыщаемый сердечник действует на малое магнитное поле, а переключение вызывают между двумя крайними состояниями насыщения, соответствующими максимальному магнитному потоку B_max и минимальному магнитному потоку B_min. Это приводит к генерации с малыми потерями. Таким образом, предотвращено накопление большого количества энергии в анодном электрическом реакторе.

Однако при внедрении таких насыщаемых сердечников, в частности трехфазного трехуровневого инвертора из известного уровня техники, содержащего насыщаемые сердечники, возникла другая сопутствующая проблема. Когда напряжение конденсатора связи по постоянному току заряжается током из другой фазы, то насыщаемые сердечники трехуровневого инвертора принимают электрический ток на основе токов смещения, текущих в фиксирующих конденсаторах, а затем эти насыщаемые сердечники переключают в соответствующее состояние насыщения. Таким образом, насыщаемые сердечники могут быть установлены в состояние, непосредственно противоположное тому состоянию, которое необходимо для защиты обратного диода при обратном восстановлении. В таком случае обратный ток восстановления, текущий в обратном диоде, увеличится при высоком значении dI/dt, что вероятнее всего вызовет выход из строя обратного диода.

В схеме инвертора большой мощности, в которой используют линейные анодные электрические реакторы, возникает проблема использования большой индуктивности для удовлетворения требованиям типичных высоковольтных обратных диодов. Во время каждого цикла переключения в таких электрических реакторах накапливается и высвобождается значительное количество энергии, которая создает существенный вклад в суммарные потери инвертора. Вдобавок к этому, схема инвертора большой мощности, в которой используют линейные анодные электрические реакторы, дает чисто индуктивную нагрузку на высоковольтные обратные диоды. Такая чисто индуктивная нагрузка оказывает самое большое вредное воздействие на эти обратные диоды. В этом случае ситуации наличия наиболее серьезного вредного воздействия наблюдают при малом токе нагрузки, что, следовательно, препятствует потребности в использовании нежелательно высоких значений индуктивности.

Инверторы большой мощности из известного уровня техники, в каждом из которых используют насыщаемые сердечники, содержат сердечники с двумя четко определенными состояниями насыщения. Вследствие этого, в преобразователях большой мощности, в которых используют устройства с быстрым включением, такие как, например, вентили, коммутируемые по управляющему электроду (GCT), биполярные транзисторы с изолированным затвором (IGBT) или транзисторы с изолированным затвором и увеличенной инжекцией (IEGT), имеется риск перегрузки при обратном восстановлении из-за ошибочной установки состояния насыщения сердечника.

Основной задачей настоящего изобретения является создание устройства инвертора с принудительной коммутацией, которое при реальном применении способно выполнять четко определенные операции почти в любых условиях с надежным управлением обратным током восстановления диода.

РАСКРЫТИЕ СУЩНОСТИ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Согласно настоящему изобретению в нем предложено устройство инвертора большой мощности с принудительной коммутацией, имеющего максимальный номинальной выходной ток I_Rout, включающего в себя, по меньшей мере, один конденсатор связи по постоянному току, по меньшей мере, одну анодную индуктивность рассеяния, по меньшей мере, одно плечо переключателя, по меньшей мере, одну схему фиксации уровня и, по меньшей мере, один блок с насыщаемым сердечником. Конденсатор связи по постоянному току имеет пульсацию напряжения, характеризующуюся максимальным значением dV_m абсолютной величины скорости нарастания dV_DC/dt, которое удовлетворяет соотношению -dV_m≤dV_DC/dt≤dV_m, а анодная индуктивность рассеяния соединена последовательно с конденсатором связи по постоянному току. Плечо переключателя содержит схему последовательного соединения, по меньшей мере, одного устройства запираемого вентиля и, по меньшей мере, одного обратного диода, а схема фиксации уровня содержит, по меньшей мере, один фиксирующий конденсатор, по меньшей мере, один фиксирующий диод и, по меньшей мере, одну схему сброса напряжения уровня фиксации, которая содержит, по меньшей мере, один резистор.

Устройство инвертора большой мощности с принудительной коммутацией отличается тем, что блок с насыщаемым сердечником имеет одну из линейной характеристики насыщения и плавной характеристики насыщения, каждая из которых имеет ток насыщения, равный I_sat, и ток насыщения I_sat установлен таким образом, что он является большим, чем ток смещения, созданный вследствие скорости нарастания dV_m, при емкости C₃₁, по меньшей мере, одного фиксирующего конденсатора, чтобы удовлетворялось соотношение из приведенного ниже уравнения:

I_Rout>I_sat>C₃₁×dV_m

Поскольку в вышеупомянутом устройстве инвертора большой мощности с принудительной коммутацией блок с насыщаемым сердечником используется в устройстве инвертора с принудительной коммутацией, которое имеет встроенное четко определенное исходное состояние и принудительное воздействие, то при реальном применении может быть реализовано четко определенное функционирование почти в любых условиях. Вследствие этого может быть реализовано надежное управление обратным током восстановления диода.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ

На чертеже Фиг. 1A изображена принципиальная электрическая схема, показывающая конфигурацию схемы прерывателя большой мощности с принудительной коммутацией согласно первому предпочтительному варианту осуществления настоящего изобретения.

На чертеже Фиг. 1B изображена принципиальная электрическая схема, показывающая конфигурацию двухуровневого инвертора большой мощности с принудительной коммутацией согласно первому предпочтительному варианту осуществления настоящего изобретения.

На чертеже Фиг. 1C изображена принципиальная электрическая схема, показывающая конфигурацию трехуровневого инвертора большой мощности с принудительной коммутацией согласно первому предпочтительному варианту осуществления настоящего изобретения.

На чертеже Фиг. 1D изображен график, показывающий электрическую характеристику интеграла напряжения по времени ∫Vdt от тока I каждого из блоков 5a, 5b и 5c с насыщаемыми сердечниками, показанных на чертежах Фиг. 1A, Фиг. 1B и Фиг. 1C, и показывающий их ток насыщения I_sat.

На чертеже Фиг. 2A изображен график, показывающий электрическую характеристику интеграла напряжения по времени ∫Vdt от тока I для каждого из блоков 5a, 5b и 5c с насыщаемыми сердечниками, показанных на чертежах Фиг. 1A, Фиг. 1B и Фиг. 1C, наряду с определением интеграла их напряжения по времени при насыщении ∫Vdt_sat, согласно второму предпочтительному варианту осуществления настоящего изобретения.

На чертеже Фиг. 2B изображен график, показывающий зависимость между зарядом Q_rr обратного восстановления и прямым током I, текущим в типичном высоковольтном кремниевом диоде большой мощности при повышенной температуре перехода.

На чертеже Фиг. 2C изображена временная диаграмма сигналов, показывающая (a) напряжения V_5a и V_5b блоков 5a и 5b с насыщаемым напряжением, (b) нормированный магнитный поток F_5a и F_5b в них и (c) напряжение V₂₂ и ток I₂₂ диода 22, для использования в двухуровневом инверторе большой мощности из Фиг. 1B в том случае, когда выходной ток I_out=100 A.

На чертеже Фиг. 2D изображена временная диаграмма сигналов, показывающая (a) напряжения V_5a и V_5b блоков 5a и 5b с насыщаемым напряжением, (b) нормированный магнитный поток F_5a и F_5b в них и (c) напряжение V₂₂ и ток I₂₂ диода 22, для использования в двухуровневом инверторе большой мощности из Фиг. 1B в том случае, когда выходной ток I_out=400 A.

На чертеже Фиг. 2E изображена временная диаграмма сигналов, показывающая (a) напряжения V_5a и V_5b блоков 5a и 5b с насыщаемым напряжением, (b) нормированный магнитный поток F_5a и F_5b в них и (c) напряжение V₂₂ и ток I₂₂ диода 22, для использования в двухуровневом инверторе большой мощности из Фиг. 1B в том случае, когда выходной ток I_out=1000 A.

На чертеже Фиг. 2F изображена временная диаграмма сигналов, показывающая (a) напряжения V_5a и V_5b блоков 5a и 5b с насыщаемым напряжением, (b) нормированный магнитный поток F_5a и F_5b в них и (c) напряжение V₂₂ и ток I₂₂ диода 22, для использования в двухуровневом инверторе большой мощности из Фиг. 1B в том случае, когда выходной ток I_out=3000 A.

На чертеже Фиг. 2G изображена временная диаграмма сигналов, показывающая (a) напряжения V_5a и V_5b блоков 5a и 5b с насыщаемым напряжением, (b) нормированный магнитный поток F_5a и F_5b в них и (c) напряжение V₂₂ и ток I₂₂ диода 22, для использования в двухуровневом инверторе большой мощности из Фиг. 1B в том случае, когда выходной ток I_out=6000 A.

На чертеже Фиг. 2H изображен график, показывающий расчетную зависимость анодного напряжения от анодного тока диода 22 для каждого выключения, где параметром является выходной ток I_out.

На чертеже Фиг. 2I изображен график, показывающий расчетную зависимость мощности обратного восстановления от анодного напряжения на диоде 22, где параметром является выходной ток I_out.

На чертеже Фиг. 2J изображен график, показывающий расчетную зависимость мощности обратного восстановления, вызывающей вредное воздействие, от выходного тока I_out диода 22 для различных конфигураций схемы и соответствующих установочных параметров интеграла напряжения по времени при насыщении ∫Vdt_sat.

На чертеже Фиг. 3A изображена блок-схема, показывающая блок 5a с насыщаемым сердечником согласно третьему предпочтительному варианту осуществления настоящего изобретения.

На чертеже Фиг. 3B на виде в перспективе показан внешний вид блока 5a с насыщаемым сердечником из Фиг. 3A.

На чертеже Фиг. 4 изображена принципиальная электрическая схема, показывающая конфигурацию инвертора большой мощности с принудительной коммутацией согласно четвертому предпочтительному варианту осуществления настоящего изобретения.

На чертеже Фиг. 5A изображена принципиальная электрическая схема, показывающая конфигурацию блока 5a с насыщаемым сердечником, предназначенного для использования в инверторе большой мощности с принудительной коммутацией согласно пятому предпочтительному варианту осуществления настоящего изобретения.

На чертеже Фиг. 5B изображена первая часть временной диаграммы сигналов в несбалансированном случае, показывающая (a) ток I_5a блока 5a с насыщаемым сердечником и (b) ток I₇₁ индуктивности 71 из Фиг. 5A и нормированный магнитный поток F₅₁ насыщаемого индуктора 51 из Фиг. 5A.

На чертеже Фиг. 5C изображена вторая часть временной диаграммы сигналов в несбалансированном случае, показывающая (a) ток I_5a блока 5a с насыщаемым сердечником и (b) ток I₇₁ индуктивности 71 из Фиг. 5A и нормированный магнитный поток F₅₁ насыщаемого индуктора 51 из Фиг. 5A.

На чертеже Фиг. 5D изображена первая часть временной диаграммы сигналов в предпочтительном случае, показывающая (a) ток I_5a блока 5a с насыщаемым сердечником и (b) ток I₇₁ индуктивности 71 из Фиг. 5A и нормированный магнитный поток F₅₁ насыщаемого индуктора 51 из Фиг. 5A.

На чертеже Фиг. 5E изображена вторая часть временной диаграммы сигналов в предпочтительном случае, показывающая (a) ток I_5a блока 5a с насыщаемым сердечником и (b) ток I₇₁ индуктивности 71 из Фиг. 5A и нормированный магнитный поток F₅₁ насыщаемого индуктора 51 из Фиг. 5A.

На чертеже Фиг. 6A изображена принципиальная электрическая схема, показывающая конфигурацию инвертора большой мощности с принудительной коммутацией согласно шестому предпочтительному варианту осуществления настоящего изобретения.

На чертеже Фиг. 6B изображена временная диаграмма сигналов, показывающая напряжение V_5a блока 5a с насыщаемым сердечником из Фиг. 6A, а также напряжение V₂₂ и ток I₂₂ диода 22 обратного тока из Фиг. 6A, когда схема 3 фиксации уровня содержит фиксирующий резистор 331 с типичной индуктивностью 331a рассеяния фиксирующего резистора, равной 1,5 мкГн (микрогенри).

На чертеже Фиг. 6C изображена временная диаграмма сигналов, показывающая напряжение V_5a блока 5a с насыщаемым сердечником из Фиг. 6A, а также напряжение V₂₂ и ток I₂₂ диода 22 обратного тока из Фиг. 6A, когда непосредственно в самом начале происходит усиление обратного тока восстановления диода, а позже к индуктивности рассеяния фиксирующего резистора 331a добавлено демпфирование.

На чертеже Фиг. 7A изображена принципиальная электрическая схема, показывающая конфигурацию инвертора большой мощности с принудительной коммутацией согласно седьмому предпочтительному варианту осуществления настоящего изобретения.

На чертеже Фиг. 7B изображена временная диаграмма сигналов в случае без какого-либо сердечника 336, вызывающего задержку, показывающая напряжение V_5a блока 5a с насыщаемым сердечником, напряжение V_5b блока 5b с насыщаемым сердечником, напряжение V₂₂ и ток I₂₂ диода 22 обратного тока, и ток I₃₃ схемы 33 сброса напряжения уровня фиксации.

На чертеже Фиг. 7C изображена временная диаграмма сигналов в случае с наличием сердечника 336, вызывающего задержку, показывающая напряжение V_5a блока 5a с насыщаемым сердечником, напряжение V_5b блока 5b с насыщаемым сердечником, напряжение V₂₂ и ток I₂₂ диода 22 обратного тока, и ток I₃₃ схемы 33 сброса напряжения уровня фиксации.

НАИЛУЧШИЙ ВАРИАНТ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Ниже приведено описание предпочтительных вариантов осуществления изобретения со ссылкой на приложенные чертежи. Аналогичные друг другу компоненты или элементы обозначены одинаковыми номерами позиций.

ПЕРВЫЙ ПРЕДПОЧТИТЕЛЬНЫЙ ВАРИАНТ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ ИЗОБРЕТЕНИЯ

На чертеже Фиг. 1A показана конфигурация схемы прерывателя большой мощности с принудительной коммутацией согласно первому предпочтительному варианту осуществления настоящего изобретения. На чертеже Фиг. 1B показана конфигурация двухуровневого инвертора большой мощности с принудительной коммутацией согласно первому предпочтительному варианту осуществления настоящего изобретения. На чертеже Фиг. 1C показана конфигурация трехуровневого инвертора большой мощности с принудительной коммутацией согласно первому предпочтительному варианту осуществления настоящего изобретения, а на чертеже Фиг. 1D показана электрическая характеристика интеграла напряжения по времени ∫Vdt от тока I для каждого из блоков 5a, 5b и 5c с насыщаемыми сердечниками, показанных на Фиг. 1A, Фиг. 1B и Фиг. 1C, и показан их ток насыщения I_sat.

СХЕМА ПРЕРЫВАТЕЛЯ

Со ссылкой на Фиг. 1A, схема прерывателя согласно данному предпочтительному варианту осуществления изобретения имеет входные клеммы T1 и T2 и выходную клемму T11. Схема прерывателя содержит конденсатор 11 связи по постоянному току, плечо 2 переключателя, схему 3 фиксации уровня, анодный индуктор 41 рассеяния, блок 5a с насыщаемым сердечником и контроллер 91. Плечо 2 переключателя содержит последовательную схему устройства 21 запираемого вентиля, которым является, например, вентиль, коммутируемый по управляющему электроду (GCT), транзистор с изолированным затвором и увеличенной инжекцией (IEGT) или биполярный транзистор с изолированным затвором (IGBT), и обратный диод 22. Схема 3 фиксации уровня содержит фиксирующий конденсатор 31, фиксирующий диод 32 и схему 33 сброса напряжения уровня фиксации, которая содержит фиксирующий резистор 331. Контроллер 91 периодически генерирует и выводит сигнал напряжения для управления затвором на вентиль устройства 21, запираемого вентиля.

В схеме прерывателя между входными клеммами T1 и T2 подключен конденсатор 11 связи по постоянному току. Входная клемма T1 соединена через анодную индуктивность 41 рассеяния с одним концом плеча 2 переключателя и с одним концом схемы 3 фиксации уровня. С другой стороны, входная клемма T2 соединена через блок 5a с насыщаемым сердечником с другим концом плеча 2 переключателя и с другим концом схемы 3 фиксации уровня.

В этом случае блок 5a с насыщаемым сердечником может управлять обратным током восстановления, текущим из обратного диода 22 в конденсатор 11 связи по постоянному току. Анодная индуктивность 41 рассеяния может представлять собой отдельный элемент, который предназначен для ограничения тока, текущего из конденсатора 11 связи по постоянному току через устройство 21, запираемого вентиля, обратный диод 22 и блок 5a с насыщаемым сердечником. Однако анодная индуктивность 41 рассеяния может также быть уменьшена до очень низкого значения индуктивности рассеяния шины.

Ниже приведено описание функционирования схемы прерывателя.

Состояние 1: Устройство 21 запираемого вентиля находится в открытом состоянии

Когда устройство 21 запираемого вентиля находится в открытом состоянии, ток нагрузки течет из входной клеммы T1, которую именуют "клеммой P (положительной клеммой)", через анодную индуктивность 41 рассеяния и устройство 21 запираемого вентиля к выходной клемме T11. В таком случае обратный диод 22 является запертым. В зависимости от заряда в фиксирующем конденсаторе 31 ток может вытекать из анодной индуктивности 41 рассеяния через фиксирующий конденсатор 31, затем через схему параллельного соединения фиксирующего диода 32 и схему 33 сброса напряжения уровня фиксации и далее через блок 5a с насыщаемым сердечником к входной клемме T2, которую именуют "клеммой N (Отрицательной клеммой)", до тех пор, пока напряжение на фиксирующем конденсаторе 31 не станет равным напряжению на конденсаторе 11 связи по постоянному току. После этого напряжение на блоке 5a с насыщаемым сердечником становится равным нулю, и протекание тока прекращается. Согласно Фиг. 1D, блок 5a с насыщаемым сердечником достигает близкое к центру положение его характеристики, показанной на Фиг. 1D, соответствующей так называемой кривой намагничивания. Таким образом, достигнут полный сброс блока 5a с насыщаемым сердечником и фиксирующего конденсатора 31 в исходное состояние.

Состояние 2: запирание устройства 21 запираемого вентиля

Когда происходит запирание устройства 21 запираемого вентиля, то на его выводах появится некоторое избыточное напряжение вследствие анодной индуктивности 41 рассеяния. Схема 3 фиксации уровня тесно связана проводным соединением со схемой, имеющей малую паразитную индуктивность, например 200 нГн (наногенри) или 400 нГн. В таком случае ток, вытекающий из устройства 21 запираемого вентиля, будет скоммутирован в схему 3 фиксации уровня, где тот же самый ток, в основном, течет в фиксирующем конденсаторе 31 и в фиксирующем диоде 32. Затем, тот же самый ток течет в обратном диоде 22 и выводится через выходную клемму T11.

Состояние 3: устойчивое состояние при запирании устройства 21 запираемого вентиля

По мере того как продолжает течь выходной ток I_out, происходит зарядка фиксирующего конденсатора 31 до более высокого уровня, вызывая возникновение отрицательного потенциала на выходной клемме T11. Соответственно, блок 5a с насыщаемым сердечником принимает и накапливает то же самое напряжение, создавая интеграл напряжения по времени ∫Vdt, и это приводит к проводимому току согласно Фиг. 1D. Если выходной ток I_out нагрузки является большим, чем ток насыщения I_sat блока 5a с насыщаемым сердечником, как показано на Фиг. 1D, то блок 5a с насыщаемым сердечником входит в состояние насыщения и переключает напряжение на его клеммах таким образом, что оно становится равным нулю. Если I_out<I_sat, то блок 5a с насыщаемым сердечником остается в линейной и ненасыщенной области характеристики из Фиг. 1D и проявляет эквивалентную индуктивность в качестве своей схемы, но также уменьшает напряжение на свои клеммах до нуля, сохраняя значение интеграла напряжения по времени ∫Vdt равным значению в состоянии равновесия.

Состояние 4: включение устройства 21 запираемого вентиля

После включения устройства 21 запираемого вентиля ток I_out снова будет скоммутирован на входную клемму T1. Обратный диод 22 принимает обратное смещение и, следовательно, течет обратный ток восстановления. Это приводит к тому, что направление тока в блоке 5a с насыщаемым сердечником становится обратным и, согласно Фиг. 1D, возникает напряжение на его клеммах. Это приводит к протеканию индуктивного тока в блоке 5a с насыщаемым сердечником до тех пор, пока не будет достигнуто противоположное насыщение. Вследствие этого, такой ток будет иметь почти постоянную малую величину dI/dt, определяемую эквивалентной индуктивностью L_equ блока 5a с насыщаемым сердечником в ненасыщенной области характеристики из Фиг. 1D.

В отличие от такой эквивалентной индуктивности схема 3 фиксации уровня непосредственно подает изменение тока в плечо 2 переключателя с высоким значением dI/dt. Это приводит к извлечению носителей заряда из обратного диода 22, который затем получает обратное смещение. В этом случае нагрузочную характеристику обратного восстановления для обратного диода 22, главным образом, определяет схема 33 сброса напряжения уровня фиксации. Следовательно, за счет того что в схеме 3 фиксации уровня предусмотрено наличие чисто фиксирующего резистора 331, в обратном диоде 22 получено состояние резистивной нагрузки при обратном восстановлении.

Во время этого промежутка времени обратного восстановления блоком 5a с насыщаемым сердечником накоплен некоторый интеграл напряжения по времени ∫Vdt, и, согласно Фиг. 1D, он создает некоторый ток. Когда прекращается протекание обратного тока восстановления, то блок 5a с насыщаемым сердечником сбрасывает заряд фиксирующего конденсатора 31 и возвращается в состояние, соответствующее почти центру характеристики насыщения из Фиг. 1D.

ДВУХУРОВНЕВЫЙ ИНВЕРТОР

Со ссылкой на Фиг. 1B, двухуровневый инвертор с принудительной коммутацией помимо компонент, показанных на Фиг. 1A, дополнительно содержит следующие компоненты:

(a) устройство 23 запираемого вентиля, которое подключено параллельно обратному диоду 22,

(b) обратный диод 24, который подключен параллельно устройству 21 запираемого вентиля,

(c) блок 5b с насыщаемым сердечником, имеющий характеристику, подобную характеристике блока 5a с насыщаемым сердечником, который введен между входной клеммой T1 и анодной индуктивностью 41 рассеяния, и

(d) контроллер 92, который генерирует и выводит сигналы напряжения для управления вентилем, подаваемые, соответственно, на вентили устройств 21 и 23 запираемого вентиля, для попеременного запирания устройств 21 и 23 запираемого вентиля.

В этом случае вместо плеча 2 переключателя из Фиг. 1A предусмотрено наличие плеча 2b переключателя, содержащего два диода 22 и 24. Управление частью обратного тока восстановления каждого из обратных диодов 22 и 24, исходящего из конденсатора 11 связи по постоянному току, обеспечивает, по меньшей мере, один из блоков 5a и 5b с насыщаемым сердечником. Как показано на Фиг. 1B, схема двухуровневого инвертора выполнена симметричной, та же самая схема может принимать положительный ток нагрузки, выходящий во внешнюю схему, и может принимать отрицательный ток нагрузки, который течет во внутреннюю схему. Функционирование двухуровневого инвертора очень сходно с функционированием, объяснение которого приведено применительно к схеме прерывателя из Фиг. 1A, для обоих направлений тока нагрузки, за исключением одного отличия, объяснение которого приведено ниже для положительного тока нагрузки.

Когда устройство 21 запираемого вентиля переводят в открытое состояние, то питание на его анод не поступает непосредственно из конденсатора 11 связи по постоянному току через анодную индуктивность 41 рассеяния подобно тому, как это происходит в прерывателе, показанном на Фиг. 1A. Вместо этого к этой линии подключен блок 5b с насыщаемым сердечником, и он находится в центральном положении характеристики блока 5b с насыщаемым сердечником, показанной на Фиг. 1D, поскольку перед этим моментом ток отсутствовал. Вследствие этого, устройство 21 запираемого вентиля, в основном, проводит ток, исходящий из схемы 3 фиксации уровня, до тех пор, пока не произойдет насыщение блока 5b с насыщаемым сердечником, вследствие чего происходит соединение устройства 21 запираемого вентиля с конденсатором 11 связи по постоянному току.

ТРЕХУРОВНЕВЫЙ ИНВЕРТОР

Со ссылкой на Фиг. 1C, трехуровневый инвертор с принудительной коммутацией содержит плечо 2c переключателя вместо плеча 2b переключателя из Фиг. 1B и дополнительно содержит входную клемму T3, блок 5c с насыщаемым сердечником, схему 6 фиксации уровня и анодную индуктивность 42 рассеяния в дополнение к тем элементам, которые показаны на Фиг. 1B. Кроме того, трехуровневый инвертор с принудительной коммутацией содержит контроллер 93, предназначенный для управления устройствами 21, 23, 25 и 27 запираемого вентиля вместо контроллера 92 из Фиг. 1B. Как показано на Фиг. 1C, конденсатор 11 связи по постоянному току подключен между входными клеммами T1 и T3, а конденсатор 12 связи по постоянному току подключен между входными клеммами T2 и T3. Входная клемма T3 соединена через блок 5a с насыщаемым сердечником со схемами 3 и 6 фиксации уровня и с плечом 2c переключателя. Входная клемма T2 соединена через блок 5c с насыщаемым сердечником с плечом 2c переключателя. Схема 6 фиксации уровня содержит фиксирующий конденсатор 61, фиксирующий диод 62 и схему 63 сброса напряжения уровня фиксации, содержащую резистор 631.

Плечо 2c переключателя содержит не только четыре диода 21, 23, 25 и 27 для запирания вентиля, но также и шесть обратных диодов 22, 24, 26, 28, 291 и 292 для использования в типичном трехуровневом инверторе, а именно они включают в себя обратный диод 22, обратный диод 24, обратный диод 26, обратный диод 28, обратный диод 291 нулевой точки и обратный диод 292 нулевой точки. Среди этих обратных диодов 22, 24, 26, 28, 291 и 292 два обратных диода 22 и 28 не получают обратного тока восстановления в инверторе. Другие четыре обратных диода 24, 26, 291 и 292 могут получать обратный ток восстановления, по меньшей мере, из одного из конденсаторов 11 и 12 связи по постоянному току.

Такой обратный ток восстановления будет течь по линии P через входную клемму T1 тогда, когда обратный диод 24 получает обратный ток восстановления, течь по линии C через входную клемму T3 тогда, когда обратный диод 291 нулевой точки или обратный диод 292 нулевой точки получают обратный ток восстановления, или течь по линии N тогда, когда обратный диод 26 получает обратный ток восстановления. Вследствие этого, в каждой из этих линий P, C и N расположен, по меньшей мере, один из блоков 5a, 5b и 5c с насыщаемым сердечником. Трехуровневый инвертор из Фиг. 1C функционирует аналогично функционированию двухуровневого инвертора из Фиг. 1B.

ДРУГИЕ МНОГОУРОВНЕВЫЕ ИНВЕРТОРЫ

На чертежах Фиг. 1A, Фиг. 1B и Фиг. 1C показаны наиболее широко используемые инверторы большой мощности с принудительной коммутацией, однако настоящее изобретение не ограничено ими. Могут быть предусмотрены другие многоуровневые инверторы, содержащие те же самые блоки 5a, 5b и 5c с насыщаемым сердечником.

ВОЗНИКНОВЕНИЕ ОПАСНОГО ВРЕДНОГО ВОЗДЕЙСТВИЯ НА ДИОД ДЛЯ ПОНИМАНИЯ ХАРАКТЕРИСТИКИ НА НИЖНЕМ ПРЕДЕЛЕ ТОКА НАСЫЩЕНИЯ I_sat

Однако обратные диоды 24 и 26 и/или обратные диоды 291 и 292 нулевой точки могут подвергаться опасному вредному воздействию при обратном восстановлении, если блоки 5a, 5b и/или 5c с насыщаемым сердечником не находятся в правильном состоянии насыщения до включения устройства 21, 23, 25, и 27 запираемого вентиля. Такое неправильное состояние намагниченности может возникать вследствие тока, текущего в блоках 5a, 5b и/или 5c с насыщаемым сердечником, вызванного сбросом фиксирующего конденсатора 31 или 61.

Неправильное состояние насыщения также может являться результатом тока смещения, текущего к фиксирующему конденсатору 31, имеющему емкость C₃₁, или к фиксирующему конденсатору 61, имеющему емкость C₆₁. Такой ток смещения возникает вследствие изменения напряжения на конденсаторе 11 или 12 связи по постоянному току. Максимальное значение такого тока вычисляют согласно уравнению I_dis=C₃₁×dV_m или I_dis=C₆₁×dV_m, где dV_m обозначает максимальное значение абсолютной величины скорости нарастания напряжения на конденсаторе 11 связи по постоянному току или на конденсаторе 12 связи по постоянному току. Следовательно, скорость нарастания dV_m удовлетворяет следующему соотношению -dV_m≤dV_DC/dt≤dV_m, где dV_DC/dt - скорость нарастания напряжения на конденсаторе 11 или 12 связи по постоянному току.

По существу, кажется, там отсутствуют какие-либо средства предотвращения того, что такой ток смещения может влиять на состояние насыщения блока 5a, 5b или 5c с насыщаемым сердечником. Однако необходимо удостовериться, что блок с сердечником не будет приближаться к неподходящему состоянию насыщения. Вследствие этого, необходима характеристика с самовозвратом, которая может возвращать состояние насыщения в четко определенное безопасное положение при всех обстоятельствах.

Такая характеристика с возвратом отсутствует в характеристике сердечника из известного уровня техники, которая может обеспечивать только одно устойчивое состояние насыщения в любом крайнем положении. Вместо этого должна быть обеспечена линейная область, показанная на Фиг. 1D, или, по меньшей мере, криволинейная, гладкая область между предельными значениями насыщения для определения уровня возврата непосредственно между обоими предельными значениями насыщения.

Кроме того, сброс напряжения фиксирующего конденсатора и передача любого тока смещения должны выполняться таким образом, чтобы добиться достаточного расстояния до насыщения, когда включено одно из устройств 21, 23, 25 или 27 запираемого вентиля. Следовательно, ток насыщения I_sat должен быть выбран, по меньшей мере, таким образом, чтобы он был большим, чем максимальное значение всех таких токов смещения, текущих в блоке 5a, 5b или 5c с насыщаемым сердечником, удовлетворяя следующему соотношению: Isat>I_dis=C₃₁×dV_m или I_sat>I_dis=C₆₁×dV_m.

Кроме того, очевидно, что предпочтительным является, когда блок 5a, 5b или 5c с насыщаемым сердечником будет сохранять, по меньшей мере, 75% своей номинальной способности развязки, когда он испытывает наиболее сильную токовую нагрузку, равную I_dis=C₃₁×dVm или I_dis=C₆₁×dV_m. Вследствие этого должно быть задано следующее уравнение:

I_sat>4×I_dis=4×C₃₁×dV_m, или

Isat>4×I_dis=4×C₆₁×dV_m

ПОНИМАНИЕ ВЕРХНЕГО ПРЕДЕЛА ДЛЯ ТОКА НАСЫЩЕНИЯ I_sat

По существу, объясненные выше условия могут быть легко удовлетворены путем выбора очень высокого значения для тока насыщения I_sat. Однако блок 5a, 5b или 5c с насыщаемым сердечником будет сохранять энергию E в ненасыщенном состоянии точно таким же образом, как это делает линейный индуктор. Если такое ненасыщенное состояние демонстрирует чисто линейную характеристику, то такая энергия E может быть вычислена согласно следующему уравнению:

E=1/2×L_equ×I²,

где L_equ обозначает эквивалентную индуктивность блока 5a, 5b или 5c с насыщаемым сердечником, которая равна L_equ=V/(dI/dt)=∫Vdt_sat/I в таком линейном режиме. Когда достигнуто насыщение, то энергия, накопленная на этот момент времени, оказывается захваченной. В таком случае эта величина энергии E_sat становится равной Esat=1/2×L_equ×I_sat ². Она высвобождается в электрическую схему тогда, когда впоследствии блок с сердечником снова выводят из этого состояния насыщения.

Поскольку, как установлено, одним из основных недостатков из известного уровня техники является большое количество накопленной энергии, то для обеспечения низких потерь инвертора требуется малое количество накопленной энергии. Вследствие этого, обязательным условием является установка малой величины тока насыщения I_sat. Она должна быть установлена меньшей, чем максимальный номинальный выходной ток I_Rout, для достижения состояния насыщения при любых обстоятельствах следующим образом: 0<I_sat<I_Rout. Кроме того, для достижения низкого уровня накопленной энергии очень предпочтительным является уровень ниже 20% от максимального номинального выходного тока, чтобы выполнялось приведенное ниже неравенство:

0<I_sat<I_Rout/5

ПРИМЕРЫ РАСЧЕТА

Наконец, будут приведены примеры расчета на основании значений, полученных на практике, которые изложены ниже.

Инвертор большой мощности имеет максимальный номинальный выходной ток I_Rout=6000 A, номинальное напряжение связи по постоянному току V_DC=3500 В и среднюю частоту переключений 400 Гц. Каждый из конденсаторов 11 и 12 связи по постоянному току может соответствовать обычному значению, допускающему пульсации напряжения величиной, приблизительно, ±10% при номинальном пиковом выходном токе, предельное значение которого из соображений безопасности обычно устанавливают равным I_Noutpeak=I_Rout/1,5=4000 A. Вследствие этого может возникнуть скорость изменения напряжения связи по постоянному току dV_DC/dt≤ (3500 [В]×2×10%)/1,25 [миллисекунды]=560 [вольт/миллисекунду (В/мс)]=dV_m. В таком инверторе обычно может требоваться, чтобы величина емкости фиксирующего конденсатора 31 составляла C₃₁=20 мкФ. В таком случае, в первом предпочтительном варианте осуществления изобретения должно быть установлено соотношение 4×C₃₁×dV_m=4×20 [мкФ]×560 [вольт/миллисекунду (В/мс)]=44,8 [A]<I_sat, при этом для предпочтительного верхнего предела I_sat<6000 A/5=1200 A.

ВТОРОЙ ПРЕДПОЧТИТЕЛЬНЫЙ ВАРИАНТ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Со ссылкой на чертежи Фиг. 2A, Фиг. 2B, Фиг. 2C, Фиг. 2D, Фиг. 2E, Фиг. 2F, Фиг. 2G, Фиг. 2H, Фиг. 2I и Фиг. 2J продемонстрированы и объяснены дополнительные характеристики блока 5a, 5b и 5c с насыщаемым сердечником, который может быть применен в инверторе из первого предпочтительного варианта осуществления изобретения, используемые для создания инвертора большой мощности с принудительной коммутацией согласно второму предпочтительному варианту осуществления настоящего изобретения.

На чертеже Фиг. 2A изображен график, на котором показана электрическая характеристика зависимости интеграла напряжения по времени ∫Vdt от тока I для каждого из блоков 5a, 5b и 5c с насыщаемыми сердечниками, показанных на чертежах Фиг. 1A, Фиг. 1B и Фиг. 1C, наряду с определением интеграла их напряжения по времени при насыщении ∫Vdt_sat, согласно второму предпочтительному варианту осуществления настоящего изобретения. На чертеже Фиг. 2B изображен график, на котором показана зависимость между зарядом Q_rr обратного восстановления и прямым током I, текущим в типичном высоковольтном кремниевом диоде большой мощности при повышенной температуре перехода.

В дополнение к этому, на чертеже Фиг. 2C изображена временная диаграмма сигналов, на которой показаны (a) напряжения V_5a и V_5b блоков 5a и 5b с насыщаемым напряжением, (b) нормированный магнитный поток F_5a и F_5b в них и (c) напряжение V₂₂ и ток I₂₂ диода 22, для использования в двухуровневом инверторе большой мощности из Фиг. 1B в том случае, когда выходной ток I_out=100 A. На чертеже Фиг. 2D изображена временная диаграмма сигналов, на которой показаны (a) напряжения V_5a и V_5b блоков 5a и 5b с насыщаемым напряжением, (b) нормированный магнитный поток F_5a и F_5b в них и (c) напряжение V₂₂ и ток I₂₂ диода 22, для использования в двухуровневом инверторе большой мощности из Фиг. 1B в том случае, когда выходной ток I_out=400 A. На чертеже Фиг. 2E изображена временная диаграмма сигналов, на которой показаны (a) напряжения V_5a и V_5b блоков 5a и 5b с насыщаемым напряжением, (b) нормированный магнитный поток F_5a и F_5b в них и (c) напряжение V₂₂ и ток I₂₂ диода 22, для использования в двухуровневом инверторе большой мощности из Фиг. 1B в том случае, когда выходной ток I_out=1000 A. На чертеже Фиг. 2F изображена временная диаграмма сигналов, на которой показаны (a) напряжения V_5a и V_5b блоков 5a и 5b с насыщаемым напряжением, (b) нормированный магнитный поток F_5a и F_5b в них и (c) напряжение V₂₂ и ток I₂₂ диода 22, для использования в двухуровневом инверторе большой мощности из Фиг. 1B в том случае, когда выходной ток I_out=3000 A. На чертеже Фиг. 2G изображена временная диаграмма сигналов, на которой показаны (a) напряжения V_5a и V_5b блоков 5a и 5b с насыщаемым напряжением, (b) нормированный магнитный поток F_5a и F_5b в них и (c) напряжение V₂₂ и ток I₂₂ диода 22, для использования в двухуровневом инверторе большой мощности из Фиг. 1B в том случае, когда выходной ток I_out=6000 A. В частности, на чертежах Фиг. 2C-Фиг. 2G показаны сигналы, наблюдаемые во время коммутации тока нагрузки из обратного диода 22 в устройство 21 запираемого вентиля, при различных значениях положительного тока нагрузки в двухуровневом инверторе из Фиг. 1B, имеющего максимальный номинальный выходной I_Rout=6000 A и интеграл напряжения по времени при насыщении ∫Vdt_sat=2,4 милливольт×секунду, а также при температуре перехода обратного диода 22, установленной равной ее максимальному допустимому значению.

Кроме того, на чертеже Фиг. 2H изображен график, на котором показана расчетная зависимость анодного напряжения от анодного тока диода 22 для каждого выключения, где параметром является выходной ток I_out, для условий, показанных на чертежах Фиг. 2C-Фиг. 2G. На чертеже Фиг. 2I изображен график, на котором показана расчетная зависимость мощности обратного восстановления от анодного напряжения на диоде 22, где параметром является выходной ток I_out. На Фиг. 2J изображен график, на котором показана расчетная зависимость мощности обратного восстановления, вызывающей вредное воздействие, от выходного тока I_out диода 22 для различных конфигураций схемы и соответствующих установочных параметров интеграла напряжения насыщения по времени ∫Vdt_sat, в частности на Фиг. 2J показана зависимость наиболее высокого значения мощности обратного восстановления при обратном напряжении, равном 3,5 кВ или более высоком, которую далее именуют "мощностью обратного восстановления, вызывающей вредное воздействие", от выходного тока I_out инвертора, наблюдающаяся в различных режимах схемы инвертора:

(1) на кривой 101 показана мощность обратного восстановления, вызывающая вредное воздействие, при использовании схемы из известного уровня техники с линейным анодным электрическим реактором 41, имеющим индуктивность L₄₁, равную 7 мкГн;

(2) на кривой 102 показана мощность обратного восстановления, вызывающая вредное воздействие, в том случае, когда интеграл напряжения по времени при насыщении ∫Vdt_sat=0,6 милливольт×секунду, и индуктивность L₄₁=1 мкГн;

(3) на кривой 103 показана мощность обратного восстановления, вызывающая вредное воздействие, в том случае, когда интеграл напряжения по времени при насыщении ∫Vdt_sat=1,2 милливольт×секунду, и индуктивность L₄₁=1 мкГн;

(4) на кривой 104 показана мощность обратного восстановления, вызывающая вредное воздействие, в том случае, когда интеграл напряжения по времени при насыщении ∫Vdt_sat=2,4 милливольт×секунду, и индуктивность L₄₁=1 мкГн;

(5) на кривой 105 показана мощность обратного восстановления, вызывающая вредное воздействие, в том случае, когда интеграл напряжения по времени при насыщении ∫Vdt_sat=3,6 милливольт×секунду, и индуктивность L₄₁=1 мкГн;

(6) на кривой 106 показана мощность обратного восстановления, вызывающая вредное воздействие, в том случае, когда интеграл напряжения по времени при насыщении ∫Vdt_sat=4,8 милливольт×секунду, и индуктивность L₄₁=1 мкГн; и

(7) на кривой 107 показана допустимая мощность обратного восстановления, вызывающая вредное воздействие, адаптированная к анодному электрическому реактору. В схеме прерывателя из известного уровня техники без блока 5a с насыщаемым сердечником из Фиг. 1A значения для кривой 107 получены экспериментально с использованием адаптированного линейного анодного электрического реактора для каждого установленного значения тока, нагружающего диод до полной пропускной способности при таком установленном значении анодного тока.

На чертеже Фиг. 2A показана типичная петля гистерезиса, наблюдающаяся при наличии блока 5a с насыщаемым сердечником из первого предпочтительного варианта осуществления изобретения. В этом случае интеграл напряжения по времени при насыщении ∫Vdt_sat определяется значением при насыщении, которое характеризуется тем, что блок с сердечником находится в состоянии с низкой индуктивностью.

Такая характеристика, демонстрирующая почти постоянный наклон в ненасыщенном состоянии и другой, очень малый наклон в состоянии насыщения, может быть получена посредством одиночного сердечника или посредством набора сердечников, все из которых имеют одинаковые характеристики. Однако также может быть применен блок с сердечником, имеющий градиентное изменение индуктивности. Такой блок с сердечником может быть получен с использованием последовательного соединения блоков с сердечниками, которые имеют различные характеристики, или с использованием соответствующего материала, из которого выполнен сердечник. Кроме того, в этом случае интеграл насыщения определяют как наивысшее достижимое значение ∫Vdt в реальных условиях.

На чертеже Фиг. 2B показан заряд обратного восстановления как функция прямого тока для типичного высоковольтного кремниевого диода. Зависимость является сильно нелинейной. В этом случае при низком токе имеется большой заряд на один ампер прямого тока, текущего в диоде.

На чертежах Фиг. 2C-Фиг. 2G показаны результаты, полученные с диодом, используемым в двухуровневом инверторе из второго предпочтительного варианта осуществления изобретения, при различных значениях выходного тока I_out инвертора. На Фиг. 2C показан результат при выходном токе I_out=100 A, На Фиг. 2D показан результат при выходном токе I_out=400 A, на Фиг. 2E показан результат при выходном токе I_out=1000 A, на Фиг. 2F показан результат при выходном токе I_out=3000 A и на Фиг. 2G показан результат при выходном токе I_out=I_Rout=6000 A. В этих случаях на верхнем графике каждого из чертежей Фиг. 2C-Фиг. 2G показано напряжение V_5a на блоке 5a с насыщаемым сердечником и напряжение V_5b на блоке 5b с насыщаемым сердечником. На среднем графике каждого из чертежей Фиг. 2C-Фиг. 2G показан магнитный поток F_5a в состоянии насыщения блока 5a с насыщаемым сердечником и магнитный поток F_5b в состоянии насыщения блока 5b с насыщаемым сердечником. На нижнем графике каждого из чертежей Фиг. 2C-Фиг. 2G показан анодный ток I₂₂, текущий в обратном диоде 22 , и анодное напряжение V₂₂ на обратном диоде 22. Каждый из блоков 5a и 5b с насыщаемым сердечником имеет интеграл напряжения по времени при насыщении ∫Vdt_sat=2,4 милливольт×секунду и ток насыщения I_sat=160 A, следовательно, он имеет эквивалентную индуктивность L_equ=15 мкГн.

Со ссылкой на Фиг. 2C, оба блока: блок 5a с насыщаемым сердечником и блок 5b с насыщаемым сердечником начинают функционирование с нулевого напряжения в момент времени t=334 микросекунды. В этот момент блок 5b с насыщаемым сердечником имеет уровень насыщения, равный нулю, в то время как блок 5a с насыщаемым сердечником имеет уровень насыщения ∫Vdt=0,62×∫Vdt_sat. В этот момент времени t=334 микросекунды обратный диод 22 имеет прямое смещение, вследствие чего анодный ток I₂₂=100 A и анодное напряжение V₂₂=1,5 В. При включении устройства 21 запираемого вентиля, в момент времени t=335 микросекунд оба блока: блок 5a с насыщаемым сердечником и блок 5b с насыщаемым сердечником получают соответствующие напряжения, и это приводит к изменению состояния насыщения обоих блоков, и обратный диод 22 получает отрицательный анодный ток I₂₂. В этом случае такой анодный ток I₂₂ возникает, в основном, из схемы 3 фиксации уровня, и он быстро увеличивается, почти достигая значения I₂₂=1 кА (килоампер). Однако такой большой анодный ток приложен к обратному диоду 22 только в состоянии относительно малого анодного напряжения, и через некоторое время, в момент времени t=336 микросекунд, анодный ток I₂₂ может уже уменьшиться, в то время как анодное напряжение V₂₂ на обратном диоде 22 медленно приближается к значению напряжения на конденсаторе 11 связи по постоянному току, равному, например, V_DC=3650 В. В течение всего этого промежутка времени оба блока: блок 5a с насыщаемым сердечником и блок 5b с насыщаемым сердечником остаются в ненасыщенном состоянии, обеспечивая полную индуктивность, равную 2×L_equ=30 мкГн для развязки или электрической изоляции плеча 2b переключателя из Фиг. 1B от конденсатора 11 связи по постоянному току.

Со ссылкой на чертеж Фиг. 2D, с выходным током I_out=400 A, блок 5a с насыщаемым сердечником начинает функционирование уже с уровнем напряжения насыщения ∫Vdt=1×∫Vdt_sat, вследствие чего блок 5a с насыщаемым сердечником уже был полностью насыщен. В этом случае блок 5b с насыщаемым сердечником первым изменяет состояние насыщения, переходя в состояние полного насыщения. Блок 5a с насыщаемым сердечником включается позже, затем полностью проходит ненасыщенную область и достигает противоположного насыщения в момент времени t=941 микросекунда. Таким образом, обратный диод 22 не получает какой-либо ток из конденсатора 11 связи по постоянному току, поскольку блок 5a с насыщаемым сердечником обеспечивает его развязку, до тех пор, пока анодное напряжение V₂₂ не достигнет уровня напряжения постоянного тока V_DC=3650 В и обратный ток восстановления не станет равным нулю. Следовательно, обеспечена индуктивность 1×L_equ=15 мкГн для развязки плеча 2b переключателя от конденсатора 11 связи по постоянному току, когда диод переходит в состояние, в котором к нему приложено высокое напряжение.

Со ссылкой на чертеж Фиг. 2E, с выходным током I_out=1000 A, блок 5a с насыщаемым сердечником снова начинает функционирование при полном насыщении. Блоки 5a и 5b с насыщаемым сердечником становятся активными один после другого. Блок 5a с насыщаемым сердечником теперь достигает полного насыщения уже в момент времени t=1540 микросекунд, то есть приблизительно за 4 микросекунды до конца заднего фронта тока диода. Вследствие этого, конденсатор 11 связи по постоянному току в этот момент времени напрямую соединен с обратным диодом 22 и, следовательно, его анодный ток I₂₂ немного возрастает.

Со ссылкой на чертеж Фиг. 2F, с выходным током I_out=3000 A, оба блока: блок 5a с насыщаемым сердечником и блок 5b с насыщаемым сердечником действуют еще быстрее, и обратный ток восстановления протекает в течение более продолжительного времени. Вследствие этого, блок 5a с насыщаемым сердечником уже достиг состояния насыщения за 7,5 микросекунд до конца заднего фронта тока диода, что, следовательно, приводит к значительному увеличению анодного тока I₂₂.

Со ссылкой на чертеж Фиг. 2G, с выходным током I_out=6000 A этот эффект является еще более заметным. Однако даже в этом случае анодное напряжение V₂₂ достигло значения V₂₂=2 кВ, когда обратный диод 22 соединен с конденсатором 11 связи по постоянному току. Несмотря на малую индуктивность контура, обеспечиваемую анодной индуктивностью 41 рассеяния, равную, например, L=1 мкГн, скорость нарастания dI₂₂/dt анодного тока I₂₂ является весьма малой и величина анодного тока I₂₂ остается такой, что I₂₂<2000 A.

На чертеже Фиг. 2H оценены соответствующие рабочие области обратного восстановления путем построения графика анодного напряжения V₂₂ как функции анодного тока I₂₂ для каждого обратного восстановления обратного диода 22. Эта оценка показывает, что при высоком анодном напряжении при обратном восстановлении в интервале от низкого до среднего прямых токов I_out=100 A и 400 A анодный ток является малым.

На чертеже Фиг. 2I показан следующий этап оценки. На нем показано произведение обратного напряжения восстановления и обратного тока восстановления, то есть мощности обратного восстановления, как функции обратного напряжения восстановления или анодного напряжения V₂₂. В тех случаях, когда выходной ток I_out=100 A и I_out=400 A, величина мощности обратного восстановления при анодном напряжении V₂₂=3,5 кВ является малой. В этом случае схема двухуровневого инвертора согласно второму предпочтительному варианту осуществления изобретения полностью защищает обратный диод 22 при этих условиях.

На чертеже Фиг. 2J показан другой этап оценки, а именно сравнение путем построения графика мощности обратного восстановления, вызывающей вредное воздействие, как функции выходного тока I_out инвертора для различных конфигураций схемы и различных установочных параметров интеграла напряжения по времени при насыщении ∫Vdt_sat. В этом случае вредное воздействие на диод при обратном восстановлении в режиме максимальной расчетной нагрузки из известного уровня техники изображено на Фиг. 2J пунктирной кривой 101. Из графика, показанного на Фиг. 2J, понятно следующее: что касается кривой 101, то малое установленное значение интеграла напряжения по времени при насыщении ∫Vdt_sat по сравнению с интегралом напряжения по времени при насыщении ∫Vdt_sat=0,6 милливольт×секунду, показанным на кривой 102, уже может уменьшить вредное воздействие на диод в случае более малого анодного тока I₂₂. Однако в случае более высокого анодного тока I₂₂, при переходе к анодному току I₂₂=400 A, вредное воздействие на диод является более сильным, чем показанное на кривой 101.

Установка интеграла напряжения по времени при насыщении ∫Vdt_sat=1,2 милливольт×секунду, как показано на кривой 103 из Фиг. 2J, уменьшает вредное воздействие на диод ниже уровня, наблюдаемого в схеме из известного уровня техники, которой соответствует кривая 101, при всех значениях тока, меньших, чем 2800 A.

Установка интеграла напряжения по времени при насыщении ∫Vdt_sat=2,4 милливольт×секунду, как показано на кривой 104, приводит к уменьшенному уровню вредного воздействия во всем рабочем диапазоне.

Установка интеграла напряжения по времени при насыщении ∫Vdt_sat=3,6 милливольт×секунду, как показано на кривой 105, или ∫Vdt_sat=4,8 милливольт×секунду, как показано на кривой 106, приводит к очень низкому уровню вредного воздействия во всем рабочем диапазоне.

Следовательно, искомое значение для интеграла напряжения по времени при насыщении ∫Vdt_sat получают из Фиг. 2J. Посредством кривой 107 введена допустимая мощность обратного восстановления, вызывающая вредное воздействие, адаптированная к анодному электрическому реактору, которую обозначают как P_rrlar(I). В случае схемы прерывателя из известного уровня техники, показанной на Фиг. 1A, без какого-либо блока 5a с насыщаемым сердечником, кривая 107 представляет собой график максимальной допустимой мощности обратного восстановления, вызывающей вредное воздействие, для высоковольтного диода, полученный при изменении анодного электрического реактора 41. В этом случае для каждого текущего значения кривой 107 новое значение для анодного электрического реактора 41 устанавливают таким образом, чтобы обратный диод 22 был нагружен до его предела при его обратном восстановлении от такого тока.

Второй предпочтительный вариант осуществления настоящего изобретения способен обеспечивать хорошую адаптацию к этим максимальным допустимым значениям вредного воздействия следующим образом. Когда интеграл напряжения по времени при насыщении выбран равным ∫Vdt_sat=0,6 милливольт×секунду, то мощность обратного восстановления, вызывающая вредное воздействие, P_rr(I) согласно кривой 102 уже является меньшей, чем допустимая мощность обратного восстановления, вызывающая вредное воздействие, которая адаптирована к анодному электрическому реактору, для такого диода, представленная кривой 107 при полном выходном токе I_out инвертора в интервале 0≤I_out≤I_Rout.

Согласно второму предпочтительному варианту осуществления настоящего изобретения значение интеграла напряжения по времени при насыщении ∫Vdt_sat далее выбирают таким образом, чтобы P_rr(I)≤1/2×P_rrlar(I) по, меньшей мере, при одном значении выходного тока I_out в интервале 0≤I_out≤I_Rout. На Фиг. 2J кривая 106 близка к такому пределу, что: в случае I_out=I_Rout=6000 A, мощность P_rrlar(I) на кривой 107 равна 7,9 МВА (мегавольт-ампер), тогда как мощность P_rr(I) на кривой 106 равна 4,1 МВА. В таком режиме поскольку интеграл напряжения по времени при насыщении ∫Vdt_sat=4,8 милливольт×секунду, то восстановление диода является чрезвычайно плавным, но блоки 5a и 5b с насыщаемым сердечником стали гораздо большими, следовательно, происходит передача большого количества энергии, соответственно, в схему 3 фиксации уровня и в схему 6 фиксации уровня.

Таким образом, инвертор согласно второму предпочтительному варианту осуществления настоящего изобретения адаптируется предпочтительным способом к характеристикам типичных кремниевых диодов большой мощности. Применены очень малые значения анодной индуктивности 41 и 42 рассеяния и очень малые блоки 5a и 5b с сердечником, что приводит к низкой себестоимости и к низким потерям в инверторе при его работе.

ТРЕТИЙ ПРЕДПОЧТИТЕЛЬНЫЙ ВАРИАНТ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ ИЗОБРЕТЕНИЯ

На чертеже Фиг. 3A изображена блок-схема, на которой показан блок 5a с насыщаемым сердечником согласно третьему предпочтительному варианту осуществления настоящего изобретения, а на чертеже Фиг. 3B на виде в перспективе показан внешний вид блока 5a с насыщаемым сердечником из Фиг. 3A.

Со ссылкой на Фиг. 3 показан блок 5a с насыщаемым сердечником, который может быть применен в первом или во втором предпочтительных вариантах осуществления изобретения для создания инвертора большой мощности с принудительной коммутацией согласно третьему предпочтительному варианту осуществления изобретения. В данном предпочтительном варианте осуществления изобретения блок 5a с насыщаемым сердечником содержит насыщаемый индуктор 51, где насыщаемый индуктор 51 содержит, по меньшей мере, один зазор 5g.

В магнитный контур блока 5a с насыщаемым сердечником может быть введен зазор 5g из иного вещества. В большинстве случаев такое вещество в зазоре 5g является полностью немагнитным, что зависит от механической конструкции сердечника, и веществом в зазоре 5g может являться пластик какого-либо типа или просто воздух.

В этом случае магнитный поток Φ должен проходить через вещество сердечника и через вещество в зазоре. В веществе, из которого выполнен магнитный сердечник, магнитная индукция B = Φ/A, где A - площадь поперечного сечения, через которое проникает магнитный поток Φ, следовательно, она создает магнитное поле H_fe=B/µµ₀, тогда как магнитное поле в немагнитном веществе H_air=B/µ₀. В таком случае для определения тока, проникающего через сердечник, вычисляют интеграл ∫Hds вдоль замкнутого контура, проходящего через сердечник и зазор 5g блока 5a с насыщаемым сердечником. Если размер зазора 5g является достаточно большим, чтобы интеграл ∫Hds являлся доминирующим, то индуктивность L намотанной катушки его сердечника приблизительно равна L=(µ₀ n² A)/l_air, где l_air обозначает толщину зазора 5g, заполненного немагнитным веществом, а "n" - количество витков.

Зазор 5g часто применяют в магнитных сердечниках индукторов или трансформаторов при наличии большой постоянной составляющей тока в таких компонентах. Зазор 5g часто именуют "воздушным зазором" и кривую намагничивания изменяют таким образом, чтобы предоставлять или создать увеличенную область, имеющую почти линейную зависимость намагничивания. Следовательно, она представляет собой линейную область, которая должна быть продлена за счет зазора 5g и которую используют, а насыщение вещества, из которого выполнен сердечник, является совершенно нежелательным.

Однако, в третьем предпочтительном варианте осуществления изобретения введен зазор 5g для создания такой характеристики, которая, например, показана на Фиг. 1D. В этом случае зазор 5g, как показано выше, устанавливает эквивалентную индуктивность L_equ сердечника, и это приводит к тому, что он устанавливает ток насыщения Isat ∫Vdt_sat/L_equ. Следовательно, третий предпочтительный вариант осуществления настоящего изобретения представляет очень эффективный способ реализации блоков 5a, 5b и 5c с насыщаемым сердечником, каждый из которых имеет линейную характеристику.

ЧЕТВЕРТЫЙ ПРЕДПОЧТИТЕЛЬНЫЙ ВАРИАНТ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ ИЗОБРЕТЕНИЯ

На чертеже Фиг. 4 изображена принципиальная электрическая схема, на которой показана конфигурация инвертора большой мощности с принудительной коммутацией согласно четвертому предпочтительному варианту осуществления настоящего изобретения.

В данном предпочтительном варианте осуществления изобретения каждый из блоков 5a, 5b и 5c с насыщаемым сердечником реализован посредством схемы параллельного соединения насыщаемого индуктора 51, 52 или 53 и соответствующего индуктора 71, 72 или 73 линейного электрического реактора, где насыщаемые индукторы 51, 52 и 53 характеризуются интегралом напряжения по времени при насыщении ∫Vdt_sat, а линейные электрические реакторы 71, 72 и 73 характеризуются величиной эквивалентной индуктивности L_equ=∫Vdt_sat/I_sat. Следует отметить, что контроллер 94 функционирует аналогично функционированию контроллера 93.

В инверторе согласно четвертому предпочтительному варианту осуществления изобретения наиболее предпочтительные характеристики каждого из блоков 5a, 5b и 5c с насыщаемым сердечником достигнуты за счет схемы параллельного соединения двух отдельных устройств. В этом случае каждое устройство специально предназначено для одной из предпочтительных характеристик интеграла напряжения по времени при насыщении ∫Vdt_sat и эквивалентной индуктивности L_equ в линейной области. Таким образом, реализованы стабильные и имеющие малые потери блоки 5a, 5b и 5c с насыщаемым сердечником. Другими словами, насыщаемые индукторы 51, 52 и 53 выбраны таким образом, что имеют наименьшие потери на гистерезис, а линейные индукторы 71, 72 и 73 рассчитаны только лишь на ток насыщения I_sat. Наименьших потерь на гистерезис обычно достигают за счет использования насыщаемого сердечника, имеющего крутую и узкую кривую намагничивания, которая в этом случае приводит к очень малому току насыщения насыщаемого сердечника.

В отличие от линейного анодного электрического реактора, примененного в инверторе из известного уровня техники, линейный индуктор рассчитан только лишь на ток насыщения I_sat. Вследствие этого, низкие потери на гистерезис в паре с низкой проводимостью приводят к высокому КПД инвертора.

ПЯТЫЙ ПРЕДПОЧТИТЕЛЬНЫЙ ВАРИАНТ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ ИЗОБРЕТЕНИЯ

На чертежах Фиг. 5A-Фиг. 5E показан инвертор большой мощности с принудительной коммутацией согласно пятому предпочтительному варианту осуществления настоящего изобретения. На чертеже Фиг. 5A изображена принципиальная электрическая схема, на которой показана конфигурация блока 5a с насыщаемым сердечником, предназначенного для использования в инверторе большой мощности с принудительной коммутацией согласно пятому предпочтительному варианту осуществления настоящего изобретения. В данном предпочтительном варианте осуществления изобретения, показанном на Фиг. 5A, резисторы 511 и 711 включены, соответственно, в состав цепи насыщаемого индуктора 51 и в состав цепи линейного индуктора 71, и они сбалансированы согласно следующему уравнению:

(I_DC5a×R₅₁₁)/R₇₁₁≤I_sat/2 и

предпочтительно (I_DC5a×R₅₁₁)/R₇₁₁≤I_sat/5

В эксперименте из Фиг. 5A использованы следующие параметры:

(a) интеграл напряжения по времени ∫Vdt=2,4 милливольт×секунду для насыщаемого индуктора 51;

(b) сопротивление резистора 511, R₅₁₁=10 мкОм (микроом);

(c) индуктивность линейного индуктора 71, L₇₁=L_equ=25 мкГн;

(d) выходной ток насыщения I_sat=96 A;

(e) постоянный ток, текущий в блоке 5a с насыщаемым сердечником, I_DC5a= -1000 A и

(f) переменный ток, текущий в блоке 5a с насыщаемым сердечником, I_AC5a=3000 A_peak.

Ниже приведено объяснение влияния баланса резисторов 511 и 711 на характеристики инвертора со ссылкой на чертежи Фиг. 5B-Фиг. 5E, на которых показаны типичные сигналы блока 5a с насыщаемым сердечником под нагрузкой со смещением постоянной составляющей I_DC5a=1000 А в момент времени t₁. После этого нагрузку прекращают для проверки возврата сердечника в исходное состояние. На чертежах Фиг. 5B-Фиг. 5E на верхнем графике показан ток I_5a, текущий в блоке 5a с насыщаемым сердечником, а на нижнем графике показан ток I₇₁, текущий в линейном индукторе 71, а также показан нормированный магнитный поток или нормированная намагниченность насыщаемого индуктора 51.

На чертеже Фиг. 5B изображена первая часть временной диаграммы сигналов в несбалансированном случае, на которой показан (a) ток I_5a блока 5a с насыщаемым сердечником и (b) ток I₇₁ индуктивности 71 из Фиг. 5A и нормированный магнитный поток F₅₁ насыщаемого индуктора 51 из Фиг. 5A, а на чертеже Фиг. 5C изображена вторая часть временной диаграммы сигналов в несбалансированном случае, на которой показан (a) ток I_5a блока 5a с насыщаемым сердечником и (b) ток I₇₁ индуктивности 71 из Фиг. 5A, и нормированный магнитный поток F₅₁ насыщаемого индуктора 51 из Фиг. 5A. На чертежах Фиг. 5B и Фиг. 5C показан несбалансированный случай, в котором R₅₁₁=R₇₁₁=10 мкОм (микроом). Как показано на Фиг. 5B, при проверке возврата в исходное состояние через промежуток времени t₁=4 миллисекунд блок 5a с сердечником ведет себя следующим образом. В этом случае блок 5a с сердечником возвращается в режим, имеющий состояние насыщения ∫Vdt=0×∫Vdt_sat. Однако, как показано на Фиг. 5C, при проверке возврата в исходное состояние через некоторое время в момент времени t₁=199 миллисекунд происходит сбой возврата блока 5a с сердечником в исходное состояние следующим образом. В этом случае блок 5a с сердечником возвращается в состояние ∫Vdt= -1×∫Vdt_sat.

На чертеже Фиг. 5D изображена первая часть временной диаграммы сигналов в предпочтительном случае, на которой показан (a) ток I_5a блока 5a с насыщаемым сердечником и (b) ток I₇₁ индуктивности 71 из Фиг. 5A и нормированный магнитный поток F₅₁ насыщаемого индуктора 51 из Фиг. 5A, а на чертеже Фиг. 5E изображена вторая часть временной диаграммы сигналов в предпочтительном случае, на которой показан (a) ток I_5a блока 5a с насыщаемым сердечником и (b) ток I₇₁ индуктивности 71 из Фиг. 5A и нормированный магнитный поток F₅₁ насыщаемого индуктора 51 из Фиг. 5A. На чертежах Фиг. 5D и Фиг. 5E показан предпочтительный случай, в котором R₅₁₁=10 мкОм и R₇₁₁=1 мОм (миллиОм). Как показано на Фиг. 5D, при проверке возврата в исходное состояние через промежуток времени t₁=4 миллисекунд блок с сердечником 5a ведет себя следующим образом. В этом случае блок 5a с сердечником возвращается в режим, имеющий состояние насыщения ∫Vdt=0×∫Vdt_sat. Как показано на Фиг. 5E, при проверке возврата в исходное состояние через некоторое время в момент времени t₁=199 миллисекунд блок 5a с сердечником по-прежнему хорошо возвращается в исходное состояние следующим образом. В этом случае блок 5a с сердечником возвращается в состояние ∫Vdt=0,07×∫Vdt_sat.

Наконец, упомянуто, что должна наблюдаться зависимость от времени. Из Фиг. 5D также понятно, что ток, текущий в линейном индукторе 71 и в резисторе 711 индуктора, задается интегралом напряжения по времени, которое подается на них во время каждого перехода тока блока 5a с насыщаемым сердечником через ноль. Затем ток, текущий в линейном индукторе 71, сохраняется постоянным, поскольку напряжение на блоке 5a с насыщаемым сердечником становится малым. В этом случае постоянная времени резистивно-индуктивной цепи (RL-цепи) из компонентов 71 и 711, должна быть достаточно большой для удержания тока, удовлетворяя следующим соотношениям:

τ_71-711>2×t_H, и τ_71-711>2×t_L,

где t_H и t_L обозначают значения продолжительности по времени, соответственно, положительного и отрицательного токов в блоке 5a с насыщаемым сердечником. Кроме того, постоянная времени определяется значениями сопротивления R₇₁₁ и индуктивности L₇ следующим образом:

τ_71-711=L₇₁/R₇₁₁

В таком случае делают следующий вывод о верхнем пределе:

R₇₁₁<1/2×L₇₁/t_H, и R₇₁₁<1/2×L₇₁/t_L

Кроме того, предпочтительным является даже значительно более высокое сохранение тока. Следовательно, более предпочтительными являются следующие соотношения:

R₇₁₁<1/4×L₇₁/t_H, и R₇₁₁<1/4×L₇₁/t_L.

Инвертор согласно пятому предпочтительному варианту осуществления изобретения может надежно выполнять правильный сброс блока 5a с насыщаемым сердечником в исходное состояние.

ШЕСТОЙ ПРЕДПОЧТИТЕЛЬНЫЙ ВАРИАНТ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ ИЗОБРЕТЕНИЯ

На чертеже Фиг. 6A изображена принципиальная электрическая схема, на которой показана конфигурация инвертора большой мощности с принудительной коммутацией согласно шестому предпочтительному варианту осуществления настоящего изобретения. В частности, данный предпочтительный вариант осуществления изобретения ориентирован на обратное восстановление обратного диода 22 и обратного диода 24, которые показаны на Фиг. 6A, но с тем же успехом может быть применен для других конфигураций, таких как, например, схема прерывателя, трехуровневый инвертор и т.п. Следует отметить, что контроллер 96 функционирует аналогично функционированию контроллера 92.

Высоковольтные обратные диоды 22 и 24 обычно имеют тенденцию становиться "мгновенно действующими", если они рассчитаны на высокую скорость и на низкие потери при обратном восстановлении. Мгновенное действие проявляется в конце процесса обратного восстановления. В этом случае извлечение всех носителей заряда происходит внезапно, а затем обратный ток восстановления падает до тока, равного нулю. Вследствие этого в них наблюдаются большие всплески и колебания избыточного напряжения.

Характер мгновенного действия сильно зависит от прямого тока, текущего в каждом из диодов 22 и 24. При большом прямом токе при высокой нагрузке каждый из диодов 22 и 24 обычно может иметь относительно плавный характер поведения, но при малом прямом токе он является настолько мгновенного действующим, что он может быть разрушен уже при относительно малой скорости нарастания dI/dt.

В традиционной схеме из известного уровня техники, которая представляет собой схему прерывателя из Фиг. 1A без блока 5a с насыщаемым сердечником, режим обратного восстановления каждого из диодов 22 и 24 зафиксирован одинаковой скоростью нарастания dI/dt в случае малого и большого прямого тока. Тогда в случае малого прямого тока это приводит к сравнительно большому обратному току восстановления. В этом случае максимум обратного тока восстановления и максимум обратного напряжения восстановления возникают одновременно во времени. Вышеупомянутое условие привязки по времени является характерным для чисто индуктивной нагрузки, и именно она наиболее необходима для диодов 22 и 24.

В отличие от традиционной схемы прерывателя инвертор большой мощности с принудительной коммутацией согласно второму предпочтительному варианту осуществления настоящего изобретения может справиться с трудной ситуацией обратного восстановления в случае малого прямого тока намного лучше, как уже показано на Фиг. 2J. Дальнейшее усовершенствование достигнуто посредством шестого предпочтительного варианта осуществления настоящего изобретения.

На чертеже Фиг. 6B изображена временная диаграмма сигналов, на которой показано напряжение V_5a блока 5a с насыщаемым сердечником из Фиг. 6A, а также напряжение V₂₂ и ток I₂₂ обратного диода 22 из Фиг. 6A, когда схема 3 фиксации уровня содержит фиксирующий резистор 331 с типичной индуктивностью 331a рассеяния фиксирующего резистора, равной 1,5 мкГн (микрогенри). Выходной ток I_out установлен равным I_out=100 A.

Инвертор большой мощности с принудительной коммутацией согласно шестому предпочтительному варианту осуществления изобретения особо ориентирован на такую трудную ситуацию обратного восстановления в случае малого прямого тока. Шестой предпочтительный вариант осуществления изобретения дополнительно содержит схему 33 сброса напряжения уровня фиксации, которая состоит из схемы параллельного соединения, содержащей следующие схемы:

(a) схему параллельного соединения, содержащую фиксирующий резистор 331 и индуктивность 331a рассеяния (или эквивалентную индуктивность) фиксирующего резистора; и

(b) схему параллельного соединения из резистивно-емкостной цепи (RC-цепи) с низким полным сопротивлением, которая содержит резистор 333, ограничивающий импульсы, импульсный конденсатор 334 и индуктивность 334a рассеяния.

Вышеупомянутая резистивно-емкостная (RC) цепь рассчитана таким образом, что наибольший вклад в общий ток схемы 33 сброса напряжения уровня фиксации она вносит в самом начале приема изменения напряжения. Это приводит к тому, что резистивно-емкостная цепь увеличивает обратный ток восстановления диода в самом начале, а позже она добавляет демпфирование к индуктивности 331a рассеяния фиксирующего резистора.

На чертеже Фиг. 6C изображена временная диаграмма сигналов, на которой показано напряжение V_5a блока 5a с насыщаемым сердечником из Фиг. 6A, а также напряжение V₂₂ и ток I₂₂ обратного диода 22 из Фиг. 6A, когда непосредственно в самом начале происходит усиление обратного тока восстановления, текущего через диод, а позже к индуктивности рассеяния фиксирующего резистора 331a добавлено демпфирование. Как показано на Фиг. 6C, обратное восстановление обратного диода 22 (или 24) стало чрезвычайно плавным и обеспечена чрезвычайно хорошая поддержка для диода 22 (или 24) во время накопления заряда.

СЕДЬМОЙ ПРЕДПОЧТИТЕЛЬНЫЙ ВАРИАНТ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ ИЗОБРЕТЕНИЯ

На чертеже Фиг. 7A изображена принципиальная электрическая схема, на которой показана конфигурация инвертора большой мощности с принудительной коммутацией согласно седьмому предпочтительному варианту осуществления настоящего изобретения. Данный предпочтительный вариант осуществления изобретения ориентирован на уменьшение потерь. Следует отметить, что контроллер 97 функционирует аналогично функционированию контроллера 92.

На чертеже Фиг. 7B изображена временная диаграмма сигналов в случае без наличия какого-либо сердечника 336, вызывающего задержку, на которой показано напряжение V_5a блока 5a с насыщаемым сердечником, напряжение V_5b блока 5b с насыщаемым сердечником, напряжение V₂₂ и ток I₂₂ обратного диода 22, и ток I₃₃ схемы 33 сброса напряжения уровня фиксации. В этом случае выходной ток I_out установлен равным I_out=3000 A.

Из Фиг. 7B понятно, что при высоком токе нагрузки в схеме 33 сброса напряжения уровня фиксации в течение относительно длительного промежутка времени (t₁-t₂) протекает относительно большой ток без какого-либо влияния на обратное восстановление соответствующих обратных диодов 22 и 24. Промежуток времени (t₁-t₂) порожден переходом блока 5b с насыщаемым сердечником из одного состояния в другое, который позволяет устройству 21 запираемого вентиля питаться током из схемы 3 фиксации уровня. Вышеупомянутый электрический ток вызывает рассеяние мощности в схеме 33 сброса напряжения уровня фиксации.

Согласно седьмому предпочтительному варианту осуществления изобретения в линию фиксирующего резистора 331 и индуктивности 331a рассеяния фиксирующего резистора дополнительно введен сердечник 336, вызывающий задержку. Вышеупомянутым сердечником 336, вызывающим задержку, может являться просто другой насыщаемый сердечник. Однако действующее значение тока, текущего в сердечнике 336, вызывающем задержку, является значительно меньшим, чем ток, текущий в каждом из основных блоков 5a, 5b и 5c с насыщаемым сердечником. Следовательно, сердечник 336, вызывающий задержку, может быть выполнен значительно меньшим, чем сердечник каждого из блоков 5a, 5b и 5c с насыщаемым сердечником.

На чертеже Фиг. 7C изображена временная диаграмма сигналов в случае с наличием сердечника 336, вызывающего задержку, на которой показано напряжение V_5a блока 5a с насыщаемым сердечником, напряжение V_5b блока 5b с насыщаемым сердечником, напряжение V₂₂ и ток I₂₂ обратного диода 22, и ток I₃₃ схемы 33 сброса напряжения уровня фиксации. Из чертежа Фиг. 7C понятно, что сердечник 336, вызывающий задержку, задерживает ток I₃₃, текущий в ограничительном резисторе 331. Вследствие этого достигнуто уменьшение потерь, в особенности, при большом рабочем токе.

ПРИГОДНОСТЬ ДЛЯ ПРИМЕНЕНИЯ В ПРОМЫШЛЕННЫХ ЦЕЛЯХ

Как подробно изложено выше, согласно вышеупомянутому устройству инвертора большой мощности с принудительной коммутацией, поскольку в устройстве инвертора с принудительной коммутацией, которое имеет встроенное четко определенное исходное состояние и принудительное воздействие, используют блок с насыщаемым сердечником, то при четко определенном применении может быть реализовано четко определенное функционирование почти в любых условиях. Вследствие этого может быть реализовано надежное управление током обратного восстановления диода.

Предложено устройство, представляющее собой инвертор большой мощности с принудительной коммутацией, имеющее максимальный номинальной выходной ток I_Rout, которое включает в себя конденсатор связи по постоянному току, анодную индуктивность рассеяния, плечо переключателя, схему фиксации уровня и блок с насыщаемым сердечником, причем конденсатор связи по постоянному току имеет пульсацию напряжения, характеризующуюся максимальным значением dV_m абсолютной величины скорости нарастания dV_DC/dt, а анодная индуктивность рассеяния соединена последовательно с конденсатором связи по постоянному току. Плечо переключателя включает в себя схему последовательного соединения устройства запираемого вентиля и обратного диода, а схема фиксации уровня включает в себя фиксирующий конденсатор, фиксирующий диод и схему сброса напряжения уровня фиксации, включающую в себя резистор. Блок с насыщаемым сердечником имеет одну из линейной характеристики насыщения и плавной характеристики насыщения, каждая из которых имеет ток насыщения, равный I_sat и установленный таким образом, чтобы выполнялось соотношение I_Rout>I_sat>C₃₁×dV_m, где С₃₁ - емкость фиксирующего конденсатора. Технический результат - устранение перегрузок транзисторов при обратном восстановлении. 12 з.п. ф-лы, 7 ил.

1. Устройство инвертора большой мощности с принудительной коммутацией, имеющее максимальный номинальной выходной ток I_Rout, содержащее: по меньшей мере, один конденсатор связи по постоянному току, имеющий пульсацию напряжения, характеризующуюся максимальным значением dV_m абсолютной величины скорости нарастания dV_DC/dt, которое удовлетворяет соотношению dV_m≤dV_DC/dt≤dV_m;
по меньшей мере, одну анодную индуктивность рассеяния, соединенную последовательно с конденсатором связи по постоянному току;
по меньшей мере, одно плечо переключателя, включающее в себя схему последовательного соединения, по меньшей мере, одного устройства запираемого вентиля и, по меньшей мере, одного обратного диода;
по меньшей мере, одну схему фиксации уровня, включающую в себя, по меньшей мере, один фиксирующий конденсатор, по меньшей мере, один фиксирующий диод и, по меньшей мере, одну схему сброса напряжения уровня фиксации, которая включает в себя, по меньшей мере, один резистор и, по меньшей мере, один блок с насыщаемым сердечником,
в котором упомянутый, по меньшей мере, один блок с насыщаемым сердечником имеет одну из линейной характеристики насыщения и плавной характеристики насыщения, каждая из которых имеет ток насыщения, равный I_sat, и в котором ток насыщения I_sat установлен таким образом, что он является большим, чем ток смещения, создаваемый вследствие скорости нарастания dV_m, при емкости C₃₁ упомянутого, по меньшей мере, одного фиксирующего конденсатора, чтобы удовлетворялось соотношение
I_Rout>I_sat>C₃₁×dV_m.

2. Устройство инвертора большой мощности с принудительной коммутацией по п.1, в котором ток насыщения I_sat установлен таким образом, что удовлетворяет соотношению
I_Rout>I_sat>4×C₃₁×dV_m.

3. Устройство инвертора большой мощности с принудительной коммутацией по п.1 или 2,
в котором ток насыщения I_sat установлен таким образом, что удовлетворяет соотношению
I_Rout/5>I_sat>C₃₁×dV_m.

4. Устройство инвертора большой мощности с принудительной коммутацией по п.1 или 2, в котором ток насыщения I_sat установлен таким образом, что удовлетворяет соотношению
I_Rout/5>I_sat>4×C₃₁×dV_m.

5. Устройство инвертора большой мощности с принудительной коммутацией по п.1 или 2, в котором упомянутый, по меньшей мере, один обратный диод имеет анодный электрический реактор, настроенный на допустимую мощность P_rrlar(I) обратного восстановления, вызывающую вредное воздействие, которая определена использованием настроенных линейных анодных электрических реакторов, в котором упомянутый, по меньшей мере, один блок с насыщаемым сердечником имеет интеграл напряжения насыщения по времени ∫Vdt_sat, в котором упомянутый инвертор большой мощности с принудительной коммутацией создает мощность P_rr(I) обратного восстановления, вызывающую вредное воздействие на упомянутый, по меньшей мере, один обратный диод, в котором интеграл напряжения насыщения по времени ∫Vdt_sat выбран таким образом, что Prr(I)≤P_rrlar(I) для упомянутых диодов, находящихся под вредным воздействием при обратном восстановлении, которое вызвано тем, что выходной ток инвертора находится в пределах интервала 0<I_out≤I_Rout, и в котором интеграл напряжения насыщения по времени ∫Vdt_sat выбран таким образом, что P_rr(I)≤1/2×P_rrlar(I), по меньшей мере, для одного диода, находящегося под вредным воздействием при обратном восстановлении из упомянутых диодов, по меньшей мере, для одного уровня тока I_out, которое вызвано тем, что выходной ток инвертора находится в пределах интервала 0<I_out≤I_Rout.

6. Устройство инвертора большой мощности с принудительной коммутацией по п.1 или 2, в котором упомянутый, по меньшей мере, один блок с насыщаемым сердечником содержит, по меньшей мере, один насыщаемый индуктор, имеющий, по меньшей мере, один зазор, заполненный немагнитным веществом, вследствие чего упомянутый, по меньшей мере, один блок с насыщаемым сердечником имеет ток насыщения I_sat.

7. Устройство инвертора большой мощности с принудительной коммутацией по п.1 или 2, в котором упомянутый, по меньшей мере, один блок с насыщаемым сердечником содержит, по меньшей мере, один насыщаемый индуктор и, по меньшей мере, один линейный индуктор, который подключен параллельно упомянутому, по меньшей мере, одному насыщаемому индуктору, в котором упомянутый, по меньшей мере, один насыщаемый индуктор отличается интегралом напряжения насыщения по времени ∫Vdt_sat упомянутого, по меньшей мере, одного блока с насыщаемым сердечником и в котором упомянутый, по меньшей мере, один линейный индуктор имеет индуктивность L₇₁=L_equ=∫Vdt_sat, полученную из интеграла напряжения насыщения по времени ∫Vdt_sat и тока насыщения I_sat упомянутого, по меньшей мере, одного блока с насыщаемым сердечником.

8. Устройство инвертора большой мощности с принудительной коммутацией по п.7, в котором в упомянутом, по меньшей мере, одном блоке с насыщаемым сердечником течет максимальная составляющая постоянного тока I_DC5a, в котором упомянутый, по меньшей мере, один блок с насыщаемым сердечником дополнительно содержит, по меньшей мере, одно сопротивление шины насыщаемого сердечника R₅₁₁ и, по меньшей мере, одно сопротивление индуктора R₇₁₁, и в котором упомянутое, по меньшей мере, одно сопротивление R₅₁₁ шины насыщаемого сердечника и упомянутое, по меньшей мере, одно сопротивление R₇₁₁ индуктора установлены таким образом, что удовлетворяют приведенным ниже уравнениям, где t_H - длительность положительного тока и t_L - длительность отрицательного тока, текущего в упомянутом блоке с насыщаемым сердечником:
(I_DC5a×R₅₁₁)/R₇₁₁≤1/2×I_sat и
R₇₁₁<1/2×L₇₁/t_H и R₇₁₁<1/2×L₇₁/t_L.

9. Устройство инвертора большой мощности с принудительной коммутацией по п.8, в котором упомянутое, по меньшей мере, одно сопротивление R₅₁₁ шины насыщаемого сердечника и упомянутое, по меньшей мере, одно сопротивление R₇₁₁ индуктора установлены таким образом, что удовлетворяют следующим уравнениям:
(I_DC5a×R5₁₁)/R₇₁₁≤1/2×I_sat и
R₇₁₁<1/4×L₇₁/t_H и R₇₁₁<1/4×L₇₁/t_L.

10. Устройство инвертора большой мощности с принудительной коммутацией по п.8, в котором упомянутое, по меньшей мере, одно сопротивление R₅₁₁ шины насыщаемого сердечника и упомянутое, по меньшей мере, одно сопротивление R₇₁₁ индуктора установлены таким образом, что удовлетворяют следующим уравнениям:
(I_DC5a×R₅₁₁)/R₇₁₁≤1/5×I_sat и
R₇₁₁<1/2×L₇₁/t_H и R₇₁₁<1/2×L₇₁/t_L.

11. Устройство инвертора большой мощности с принудительной коммутацией по п.8, в котором упомянутое, по меньшей мере, одно сопротивление R₅₁₁ шины насыщаемого сердечника и упомянутое, по меньшей мере, одно сопротивление R₇₁₁ индуктора установлены таким образом, что удовлетворяют следующим уравнениям:
(I_DC5a×R₅₁₁)/R₇₁₁≤1/5×I_sat и
R₇₁₁<1/4×L_7l/tH и R₇₁₁<1/4×L₇₁/t_L.

12. Устройство инвертора большой мощности с принудительной коммутацией по п.1 или 2,
в котором упомянутая, по меньшей мере, одна схема сброса напряжения уровня фиксации дополнительно содержит, по меньшей мере, один фиксирующий резистор, по меньшей мере, один импульсный конденсатор и, по меньшей мере, один резистор, ограничивающий импульсы.

13. Устройство инвертора большой мощности с принудительной коммутацией по п.12, в котором упомянутая, по меньшей мере, одна схема сброса напряжения уровня фиксации дополнительно содержит, по меньшей мере, один сердечник, вызывающий задержку.