СПОСОБ ДЕМОДУЛЯЦИИ ФАЗОМОДУЛИРОВАННЫХ И ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ И УСТРОЙСТВО ЕГО РЕАЛИЗАЦИИ Российский патент 2013 года по МПК H03D3/26 H03J3/18 

Изобретения относятся к области радиосвязи и радиолокации и могут быть использованы для демодуляции фазоманипулированных, фазомодулированных, частотно-манипулированных и частотно-модулированных сигналов.

Известен способ демодуляции фазомодулированных сигналов (ФМС), состоящий в том, что на два нелинейных элемента одновременно подаются в противофазе высокочастотный ФМС и в фазе высокочастотное опорное колебание с частотой, равной несущей частоте ФМС. В результате происходит сравнение изменяемой во времени фазы ФМС и постоянной фазы опорного колебания, вследствие чего осуществляется преобразование ФМС в амплитудно-модулированный и фазомодулированный сигнал (АФМС). При этом амплитуда изменяется по закону изменения фазы. Этот сигнал далее испытывает такие же преобразования, как и в амплитудном демодуляторе [Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. - М.: Высшая школа, 1988, стр.286-292]. Это означает, что на нелинейных элементах спектр АФМС разрушается (разлагается) на низкочастотные и высокочастотные составляющие. Далее с помощью фильтра нижних частот выделяется низкочастотная составляющая, амплитуда которой изменяется по закону изменения фазы входного ФМС. Затем, с помощью разделительной емкости, включенной в продольную цепь (последовательно), устраняется постоянная составляющая, возникшая на нелинейных элементах в результате взаимодействия с АФМС. После этого низкочастотные колебания, содержащие полезную информацию, выделяются на низкочастотной нагрузке.

Этот способ и устройство можно использовать и для демодуляции частотно-модулированных сигналов (ЧМС), в которых фаза изменяется по закону интеграла от частоты. Для этого низкочастотные колебания, содержащие полезную информацию, необходимо подать на дифференцирующую цепь.

Недостаток такого способа и устройства его реализации состоит в том, что для выделения низкочастотного сигнала, амплитуда которого изменяется в соответствии с законом изменения фазы высокочастотного ФМС, необходимо наличие генератора опорных колебаний. Другим недостатком является отсутствие возможности коррекции коэффициента амплитудной модуляции АФМС, что при прохождении через резонансные цепи приводит к уменьшению этой характеристики, то есть к известному явлению частичной демодуляции АФМС или к снижению помехоустойчивости. Основным недостатком является малая величина квазилинейного участка фазовой демодуляционной характеристики из-за использования только реактивных элементов и отсутствия выбора их параметров по критерию преобразования ФМС в АФМС в заданной полосе частот или на заданном количестве частот. В режиме частотной демодуляции основным недостатком является малая величина квазилинейного участка частотной демодуляционной характеристики из-за использования только реактивных элементов и отсутствия выбора их параметров по критерию преобразования ЧМС в амплитудно-модулированный и ЧМС (АЧМС) в заданной полосе частот или на заданном количестве частот.

Наиболее близким по технической сущности и достигаемому результату (прототипом) является способ демодуляции фазомодулированных и частотно-модулированных сигналов, состоящий в том, что для демодуляции ФМС и ЧМС используют частотный детектор, состоящий из каскадно-соединенных амплитудного ограничителя, преобразователя ЧМС АЧМС в виде параллельного колебательного контура и обычного амплитудного демодулятора. Далее процесс выделения низкочастотной составляющей осуществляется так же, как описано выше. Особенность использования этого частотного детектора для демодуляции ФМС состоит в том, что если частота несущего сигнала ФМС расположена на правом склоне амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) контура, то низкочастотную составляющую подают на дифференцирующую цепь. Если частота несущего сигнала ФМС расположена на левом склоне АЧХ контура, то низкочастотную составляющую подают на интегрирующую цепь. В результате на выходе устройства имеем низкочастотное колебание, амплитуда которого изменяется по закону изменения фазы входного высокочастотного фазомодулированного колебания.

Особенность использования этого частотного детектора для демодуляции ЧМС состоит в том, что частоту несущего сигнала ЧМС располагают на левом склоне АЧХ контура. При этом амплитуда АЧМС изменяется по закону изменения частоты [Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. - М.: Высшая школа, 1988, стр.286-292]. При необходимости между источником модулированных сигналов и нелинейным элементом или между нелинейным элементом и нагрузкой включают реактивный или резистивный четырехполюсник для согласования и дополнительной селекции сигнала и помехи. В результате на выходе устройства имеем низкочастотное колебание, амплитуда которого изменяется по закону изменения частоты входного высокочастотного частотно-модулированного колебания.

Недостаток способа и устройства его реализации состоит в том, что после преобразования ФМС в АФМС коэффициент амплитудной модуляции АФМС не контролируется и, как правило, бывает незначительным по величине, что ухудшает помехоустойчивость [Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. - М.: Высшая школа, 1988, стр.286-292. Гоноровский И.С. Радиотехнические цепи и сигналы. - М.: Радио и связь, 1986, стр.247-252]. Основным недостатком является малая величина квазилинейного участка демодуляционной характеристики из-за использования только реактивных элементов и отсутствия выбора их параметров по критерию преобразования ФМС в АФМС в заданной полосе частот или на заданном количестве частот. В режиме частотной демодуляции основным недостатком является малая величина квазилинейного участка частотной демодуляционной характеристики из-за использования только реактивных элементов и отсутствия выбора их параметров по критерию преобразования ЧМС в амплитудно-модулированный и ЧМС (АЧМС) в заданной полосе частот или на заданном количестве частот.

Кроме тог, классическая теория радиотехнических цепей предполагает, что нелинейный элемент является чисто резистивным и безынерционным, в связи с чем он никак не реагирует на изменение частоты и фазы входного сигнала, а реагирует только на изменение амплитуды. Между тем, повседневный опыт показывает, что нелинейные элементы имеют внутренние емкости и индуктивности, которые оказывают существенное влияние на формирование зависимости их проводимости (сопротивления или элементов матрицы проводимостей или сопротивлений) от частоты и фазы. Особенно существенно это проявляется с повышением частоты, к чему в настоящее время в основном стремятся проектировщики новых систем и средств радиосвязи.

Следующим важным недостатком всех перечисленных способов и устройств является то, что все элементы четырехполюсников (согласующих устройств) выполнены реактивными, что связано со стремлением разработчиков не вносить дополнительных потерь путем использования комплексных двухполюсников на основе как реактивных, так и резистивных элементов. При использовании в согласующих устройствах только реактивных или только резистивных элементов не всегда удается обеспечить условия согласования по критерию обеспечения требуемых значений модулей и фаз коэффициентов передачи в двух состояниях управляемого нелинейного элемента, определяемых двумя частотами входного ФМС или входного ЧМС, в интересах формирования заданного склона АЧХ, поскольку они имеют определенные области физической реализуемости (области изменения действительной и мнимой составляющих сопротивлений источника сигнала и нагрузки), в пределах которых реализуются эти условия согласования (Головков А.А. Комплексированные радиоэлектронные устройства. - М.: Радио и связь, 1996. - 128 с.).

Техническим результатом изобретения является расширение областей физической реализуемости как областей изменения действительной и мнимой составляющих сопротивлений источника сигнала и нагрузки, в пределах которых одновременно обеспечиваются требуемые значения модулей и фаз коэффициентов передачи в двух состояниях, определяемых двумя частотами входного ФМС или ЧМС, в интересах формирования заданного склона АЧХ для преобразования ФМС в АФМС или ЧМС в АЧМС за счет оптимизации схемы и значений параметров комплексного четырехполюсника при одновременном увеличении полосы частот, в которой это преобразование возможно, что повышает помехоустойчивость приемника. Возможность изменения варианта включения нелинейного элемента относительно согласующего комплексного четырехполюсника еще более расширяет области физической реализуемости.

1. Указанный результат достигается тем, что в известном способе демодуляции фазомодулированных и частотно-модулированных сигналов, состоящем в том, что фазомодулированный или частотно-модулированный сигнал подают на демодулятор, выполненный из четырехполюсника, нелинейного элемента, фильтра нижних частот, разделительной емкости и низкочастотной нагрузки, фазомодулированный сигнал преобразовывают в амплитудно-фазомодулированный сигнал, частотно-модулированный сигнал преобразуют в амплитудно-частотно-модулированный сигнал, преобразование фазомодулированного сигнала в амплитудно-фазомодулированный сигнал и частотно-модулированного сигнала в амплитудно-частотно-модулированный сигнал осуществляют путем подачи этих сигналов на левый склон АЧХ демодулятора, с помощью нелинейного элемента разрушают спектр амплитудно-фазомодулированного сигнала и амплитудно-частотно-модулированного сигнала на высокочастотные и низкочастотные составляющие, низкочастотную составляющую подают на интегрирующую цепь-фильтр нижних частот, с помощью фильтра нижних частот выделяют информационный низкочастотный сигнал, амплитуда которого изменяется по закону изменения фазы фазомодулированного входного сигнала или по закону изменения частоты частотно-модулированного сигнала, с помощью разделительной емкости устраняют постоянную составляющую, дополнительно четырехполюсник выполняют комплексным из реактивных и резистивных элементов, выход источника фазомодулированного или частотно-модулированного сигнала подключают к входу четырехполюсника, нелинейный элемент включают в продольную цепь между выходом четырехполюсника и введенной в поперечную цепь перед фильтром нижних частот высокочастотной нагрузкой, заданные зависимости модуля передаточной функции высокочастотной части демодулятора от частоты в интересах формирования заданного склона амплитудно-частотной характеристики обеспечивают за счет выбора зависимости элемента z₁₁ матрицы сопротивлений комплексного четырехполюсника от частоты с помощью следующего математического выражения:

$$z_{11}=\frac{z_{21}^2+z_{21}{D}_1}{E_1-z_{22}}-z_0$$ ,

где $$D_1=\frac{z_{н}}{m_{21}\left(\cos {\varphi }_{21}+j\sin {\varphi }_{21}\right)}$$ ; Е₁=z_н+z; z₂₁, z₂₂ - заданные зависимости соответствующих элементов матрицы сопротивлений комплексного четырехполюсника от частоты в заданной полосе частот; m₂₁, φ₂₁ - заданные зависимости модуля и фазы передаточной функции от частоты в заданной полосе частот; z - заданная зависимость комплексного сопротивления двухполюсного нелинейного элемента от частоты в заданной полосе частот; z₀, z_n - заданные зависимости комплексных сопротивлений источника фазомодулированного или частотно-модулированного сигнала и высокочастотной нагрузки от частоты в заданной полосе частот.

2. Указанный результат достигается тем, что в известном устройстве демодуляции фазомодулированных и частотно-модулированных сигналов, состоящем из источника фазомодулированного или частотно-модулированного сигнала, четырехполюсника, двухэлектродного нелинейного элемента, фильтра нижних частот, разделительной емкости и низкочастотной нагрузки, дополнительно четырехполюсник выполнен комплексным в виде перекрытого Т-образного соединения четырех комплексных двухполюсников, выход источника фазомодулированного или частотно-модулированного сигнала подключен к входу четырехполюсника, нелинейный элемент включен в продольную цепь между выходом четырехполюсника и введенной в поперечную цепь перед фильтром нижних частот высокочастотной нагрузкой, первый двухполюсник перекрытого Т-образного соединения сформирован из последовательно соединенных первого резистивного двухполюсника с сопротивлением R₁, конденсатора с емкостью С и параллельно соединенных между собой второго резистивного двухполюсника с сопротивлением R₂ и катушки с индуктивностью L, значения параметров первого двухполюсника перекрытого Т-образного соединения определены в соответствии со следующими математическими выражениями:

r₁, r₂, x₁, x₂ - оптимальные значения действительных и мнимых составляющих сопротивления первого комплексного двухполюсника перекрытого Т-образного соединения на двух частотах; $$Z_{1n}=r_n+j{x}_n=\frac{\left(Z_{3n}+Z_{4n}\right)\left[Z_{2n}\left(D_1-E_1-z_{0n}\right)-E_1{z}_{0n}\right]-Z_3{Z}_{4n}\left(Z_{2n}+z_{0n}\right)}{E_1\left(Z_{2n}+Z_{3n}+Z_{4n}+z_{0n}\right)+\left(Z_{2n}+Z_{3n}\right)\left(z_{0n}-D_1+Z_4{}_n\right)}$$ - оптимальные значения комплексного сопротивления первого комплексного двухполюсника перекрытого Т-образного соединения на двух частотах; $$D_1=\frac{z_{нn}}{m_{21n}\left(\cos {\varphi }_{21n}+j\sin {\varphi }_{21n}\right)}$$ ; Е₁=z_нn+z_n; Z_2n, Z_3n, Z_4n - заданные значения комплексного сопротивления второго, третьего и четвертого комплексных двухполюсников перекрытого Т-образного соединения на двух частотах; m_21n, φ_21n - заданные значения модулей и фаз передаточной функции высокочастотной части демодулятора на двух частотах; z_n - заданные значения комплексного сопротивления двухполюсного нелинейного элемента на двух частотах; z_0n, z_nn - заданные значения комплексных сопротивлений источника фазомодулированного или частотно-модулированного сигнала и высокочастотной нагрузки на двух частотах; ω_1,2=2πf_1,2; n=1, 2 - номера заданных двух частот f_1,2.

На фиг.1 показана схема устройства демодуляции фазомодулированных и частотно-модулированных сигналов (прототип), реализующего способ-прототип.

На фиг.2 показана структурная схема предлагаемого устройства по п.2, реализующего предлагаемый способ по п.1.

На фиг.3 приведена схема комплексного четырехполюсника предлагаемого устройства по п.2.

На фиг.4 приведена схема первого комплексного двухполюсника, входящего в состав комплексного четырехполюсника предлагаемого устройства по п.2

Устройство-прототип (фиг.1) содержит источник 1 фазомодулированных и частотно-модулированных сигналов, четырехполюсник 2, нелинейный элемент 3, фильтр нижних частот 4 на элементах R, C, разделительную емкость 5 на элементе С_р и низкочастотную нагрузку 6 на элементах R_н, С_н.

Принцип действия устройства демодуляции фазомодулированных и частотно-модулированных сигналов (прототипа) состоит в следующем.

Фазомодулированный или частотно-модулированный сигнал от источника 1 подают на демодулятор (фиг.1). Принцип действия устройства, реализующего этот способ состоит в том, что с помощью реактивного четырехполюсника 2, представляющего собой параллельный колебательный контур и включенного между источником ФМС или ЧМС и нелинейным элементом, преобразовывают ФМС в АФМС или ЧМС в АЧМС, с помощью нелинейного элемента 3 разрушают спектр АФМС или АЧМС на высокочастотные и низкочастотные составляющие. Последние выделяются с помощью фильтра нижних частот (интегрирующей цепи) 4 и поступают в низкочастотную нагрузку 6. Разделительная емкость 5 устраняет постоянную составляющую. В результате на выходе устройства имеем низкочастотное колебание, амплитуда которого изменяется по закону изменения огибающей высокочастотного АФМС (АЧМС), то есть по закону изменения фазы входного ФМС (частоты входного ЧМС), изменяющейся по закону изменения амплитуды первичного сигнала. Недостатки способа и устройства его реализации описаны выше.

Высокочастотная часть (до фильтра нижних частот) структурной схемы обобщенного предлагаемого устройства по п.2 (фиг.2) состоит из каскадно-соединенных источника ФМС или ЧМС 1, комплексного четырехполюсника 2, двухэлектродного нелинейного элемента 3 (включен в продольную цепь) и высокочастотной нагрузки 7. Низкочастотная часть структурной схемы содержит фильтр нижних частот 4, разделительную емкость 5 и низкочастотную нагрузку 6. Комплексный четырехполюсник (КЧ) 2 выполнен в виде перекрытого Т-образного соединения четырех комплексных двухполюсников с сопротивлениями Z₁ - 8, Z₂ - 9, Z₃ - 10, Z₄ - 11 (фиг.3). Частотные зависимости элемента z₁₁ матрицы сопротивлений КЧ 2 выбраны из условия формирования квазилинейного склона АЧХ демодулятора с заданными значениями модулей передаточной функции на двух заданных частотах требуемой полосы частот. Реализация этих зависимостей осуществлена выбором схемы КЧ в виде перекрытого Т-образного звена, оптимальной частотной зависимости первого комплексного двухполюсника - 8 этого звена и реализацией этой частотной зависимости выбором схемы первого комплексного двухполюсника из последовательно соединенных первого резистивного двухполюсника с сопротивлением R₁ - 12, конденсатора с емкостью С - 13 и параллельно соединенных между собой второго резистивного двухполюсника с сопротивлением R₂ - 14 и катушки с индуктивностью L - 15 (фиг.4) и выбором значений параметров R₁, R₂, L, C из условия обеспечения операции преобразования ФМС в АФМС (ЧМС в АЧМС) путем формирования квазилинейного склона АЧХ высокочастотной части демодулятора в заданной полосе частот с помощью определенных математических выражений.

Принцип действия данного устройства состоит в том, что при подаче ФМС от источника 1 с сопротивлением z₀ в результате специального выбора значений параметров R₁, R₂, L, C элементов первого комплексного двухполюсника перекрытого Т-образного звена будет сформирован левый склон АЧХ демодулятора с заданными значениями модулей передаточной функции на двух заданных частотах требуемой полосы частот. Это обеспечивает заданный коэффициент амплитудной модуляции АФМС (АЧМС) в большей полосе частот, что повышает помехоустойчивость приемника. Одновременно спектр АФМС (АЧМС) разрушается при помощи нелинейного элемента 3, включенного между четырехполюсником и высокочастотной нагрузкой. В результате низкочастотное колебание, амплитуда которого изменяется по закону изменения фазы входного ФМС (по закону изменения частоты входного ЧМС), выделяется на низкочастотной нагрузке 6, то есть осуществляется фазовая (частотная) демодуляция. При этом сопротивления источника ФМС или ЧМС и нагрузки могут быть выбраны произвольно. Докажем возможность реализации указанных свойств.

Пусть известны зависимости комплексных сопротивлений нагрузки z_н и источника высокочастотного (ФМС или ЧМС) сигнала z₀ от частоты. Известна также зависимость комплексного сопротивления двухполюсного нелинейного элемента z при выбранной рабочей точке. Здесь и далее аргумент (частота) для простоты опущен. Таким образом, нелинейный элемент характеризуется матрицей передачи:

$$A_{нэ}=\left|\begin{array}{cc}1& z\\ 0& 1\end{array}\right|\left(1\right)$$

Комплексный четырехполюсник (КЧ) описывается матрицей передачи:

$$A_{сфу}=\left[\begin{array}{cc}\frac{z_{11}}{z_{21}}& -\frac{\left|z\right|}{z_{21}}\\ \frac{1}{z_{21}}& \frac{-z_{22}}{z_{21}}\end{array}\right],\left(2\right)$$

где $$\left|z\right|=z_{11}{z}_{22}+z_{21}^2$$ ; z₁₁, z₂₁, z₂₂ - определитель и элементы матрицы сопротивлений СФУ с учетом условия взаимности z₁₂=-z_2l [Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. - М.: Связь, 1965. 40 с.].

Общая нормированная классическая матрица передачи демодулятора получается путем перемножения матриц (2) и (1) с учетом условий нормировки:

$$A=\left[\begin{array}{cc}\frac{z_{11}}{z_{21}}\sqrt{\frac{z_{н}}{z_0}}& \left(\frac{z_{11}}{z_{21}}z-\frac{\left|z\right|}{z_{21}}\right)\frac{1}{\sqrt{z_0{z}_{н}}}\\ \frac{1}{z_{21}}\sqrt{z_0{z}_{н}}& \left(\frac{z}{z_{21}}-\frac{z_{22}}{z_{21}}\right)\sqrt{\frac{z_0}{z_{н}}}\end{array}\right].\left(3\right)$$

Используя известную связь элементов матрицы рассеяния с элементами матрицы передачи и (3), получим выражение для коэффициента передачи высокочастотной части демодулятора:

$$S_{21}=\frac{2z_{21}\sqrt{z_0{z}_{н}}}{\left(z_{н}+z\right)\left(z_{11}+z_0\right)-z_0{z}_{22}-\left|z\right|}.\left(4\right)$$

Физически реализуемая передаточная функция связана с коэффициентом передачи следующим образом $$H=\frac{1}{2}{S}_{21}\sqrt{\frac{z_{н}}{z_0}}$$

Пусть требуется определить схему комплексного четырехполюсника и значения комплексных сопротивлений двухполюсников, входящих в него, при которых возможно обеспечить заданные зависимости модуля m₂₁ и фазы φ₂₁ передаточной функции высокочастотной части демодулятора от частоты:

$$S_{21}=m_{21}\left(\cos {\varphi }_{21}+j\sin {\varphi }_{21}\right)\left(5\right)$$

После подстановки (4) в (5) получим комплексное уравнение, решение которого имеет вид взаимосвязи между элементами искомой матрицы сопротивлений КЧ, оптимальной по критерию обеспечения формирования заданного квазилинейного склона АЧХ высокочастотной части демодулятора (5) во всем частотном диапазоне:

$$z_{11}=\frac{z_{21}^2+z_{21}{D}_1}{E_1-z_{22}}-z_0,\left(6\right)$$

где $$D_1=\frac{z_{н}}{m_{21}\left(\cos {\varphi }_{21}+j\sin {\varphi }_{21}\right)}$$ ; Е₁=z_н+z.

Полученная взаимосвязь (6) между элементами матрицы передачи комплексного четырехполюсника означает, что демодуляторы ФМС и ЧМС должны содержать не менее одного независимого двухполюсника с комплексным сопротивлением, значение которого должно удовлетворять уравнению, сформированному на основе этой взаимосвязи. Для отыскания оптимальных значений параметров комплексного четырехполюсника необходимо выбрать какую-либо схему из М≥1 двухполюсника с комплексным сопротивлением, найти ее матрицу сопротивлений, элементы которой выражены через параметры схемы комплексного четырехполюсника, и подставить их в (6). Сформированное таким образом уравнение должно быть решено относительно сопротивления выбранного комплексного двухполюсника. Значения параметров остальных М-1 комплексных двухполюсников могут быть заданы произвольно или выбраны из каких-либо других физических соображений. В соответствии с описанным алгоритмом получена оптимальная по критерию (5) зависимость сопротивления первого комплексного двухполюсника перекрытого Т-образного соединения четырех комплексных двухполюсников (фиг.3) от частоты:

$$Z_{1n}=r_n+j{x}_n=\frac{\left(Z_{3n}+Z_{4n}\right)\left[Z_{2n}\left(D_1-E_1-z_{0n}\right)-E_1{z}_{0n}\right]-Z_3{Z}_{4n}\left(Z_{2n}+z_{0n}\right)}{E_1\left(Z_{2n}+Z_{3n}+Z_{4n}+z_{0n}\right)+\left(Z_{2n}+Z_{3n}\right)\left(z_{0n}-D_1+Z_4{}_n\right)}\left(7\right)$$

где $$D_1=\frac{z_{нn}}{m_{21n}\left(\cos {\varphi }_{21n}+j\sin {\varphi }_{21n}\right)}$$ ; Е₁=z_нn+z_n; n=1, 2 … - номера частот интерполяции. Сопротивления Z_2n, Z_3n, Z_4n могут быть выбраны произвольно или исходя из каких-либо других физических соображений. Индекс n необходимо ввести и в другие обозначения физических величин, явным образом зависящих от частоты.

При частотной характеристике (7) первого комплексного двухполюсника перекрытого Т-образного соединения обеспечивались бы заданные зависимости модуля m₂₁ фаз φ₂₁ коэффициентов передачи от частоты на всем диапазоне частот. Однако реализация (7) в сплошной, даже очень узкой полосе частот,

невозможна.

Для реализации оптимальной аппроксимации (7) на конечном числе частот методом интерполяции необходимо сформировать двухполюсник с сопротивлением Z_1n из не менее чем 2N (N - число частот интерполяции) элементов типа R, L, C, найти выражения для его сопротивления, приравнять их оптимальным значениям сопротивлений двухполюсника на заданных частотах, определенным по формулам (7), и решить сформированную таким образом систему 2N уравнений относительно 2N выбранных параметров R, L, C. Значения параметров остальных элементов могут быть выбраны произвольно или исходя из каких-либо других физических соображений, например из условия физической реализуемости. Пусть первый двухполюсник КЧ с сопротивлением Z_1n сформирован из последовательно соединенных первого резистивного двухполюсника с сопротивлением R₁, конденсатора с емкостью С и параллельно соединенных между собой второго резистивного двухполюсника с сопротивлением R₂ и катушки с индуктивностью L (фиг.4). Комплексное сопротивление первого двухполюсника КЧ:

$$Z_{1n}=R_1+\frac{1}{j{\omega }_{n}C}+\frac{R_{2}j{\omega }_{n}L}{j{\omega }_{n}L+R_2}.\left(8\right)$$

Разделим в (8) между собой действительную и мнимую части и для N=2 составим систему четырех уравнений:

$$E=x_2^2\left[{\left(r_1-r_2\right)}^2+x_2^2\right]$$ ; r₁, r₂, x₁, x₂ - оптимальные значения действительных и мнимых составляющих сопротивления первого комплексного двухполюсника комплексного четырехполюсника на двух частотах, определенные по формулам (7).

Реализация оптимальных аппроксимаций частотных характеристик КЧ (6) с помощью перекрытого Т-образного соединения четырех комплексных двухполюсников и частотных характеристик первого комплексного двухполюсника (7) этого соединения с помощью (8), (10) обеспечивает увеличение полосы частот, в пределах которой с определенными отклонениями обеспечиваются заданные зависимости модуля m₂₁ и фазы φ₂₁ коэффициента передачи высокочастотной части демодулятора от частоты (5). Это позволяет при разумном выборе положений заданных частот ω₁, ω₂ относительно друг друга расширить полосу частот, в пределах которой обеспечивается заданный склон АЧХ в заданной полосе частот в интересах преобразования ФМС в АФМС или ЧМС в АЧМС. Частотные характеристики сопротивлений источника сигнала и нагрузки могут быть заданы любыми.

Предлагаемые технические решения являются новыми, поскольку из общедоступных сведений неизвестны способ и устройство демодуляции фазомодулированных и частотно-модулированных сигналов, обеспечивающие преобразование ФМС в АФМС или ЧМС в АЧМС на заданном квазилинейном склоне АЧХ высокочастотной части демодулятора в заданной полосе частот за счет специального выбора частотной зависимости элемента z₁₁ матрицы сопротивлений комплексного четырехполюсника, реализуемой выполнением этого четырехполюсника в виде перекрытого Т-образного соединения четырех комплексных двухполюсников, формированием первого комплексного двухполюсника перекрытого Т-образного соединения из последовательно соединенных первого резистивного двухполюсника с сопротивлением R₁, конденсатора с емкостью С и параллельно соединенных между собой второго резистивного двухполюсника с сопротивлением R₂ и катушки с индуктивностью L и выбором указанных параметров по соответствующим математическим выражениям в интересах дальнейшей амплитудной демодуляции и выделением низкочастотной составляющей, амплитуда которой изменяется по закону изменения фазы входного ФМС (частоты входного ЧМС).

Предлагаемые технические решения имеют изобретательский уровень, поскольку из опубликованных научных данных и известных технических решений явным образом не следует, что заявленная последовательность операций (выполнение четырехполюсника комплексным в виде указанной выше схемы, включение двухполюсного нелинейного элемента между четырехполюсником и нагрузкой в продольную цепь, реализация оптимальной частотной зависимости элемента z₁₁ матрицы сопротивлений комплексного четырехполюсника выполнением этого четырехполюсника в виде перекрытого Т-образного соединения четырех комплексных двухполюсников, формированием первого комплексного двухполюсника перекрытого Т-образного соединения из последовательно соединенных первого резистивного двухполюсника с сопротивлением R₁, конденсатора с емкостью С и параллельно соединенных между собой второго резистивного двухполюсника с сопротивлением R₂ и катушки с индуктивностью L и выбором указанных параметров по соответствующим математическим выражениям) обеспечивают заданные зависимости модуля и фазы передаточной функции высокочастотной части демодулятора от частоты в заданной полосе частот, в пределах которой обеспечивается заданный склон АЧХ в интересах преобразования ФМС в АФМС или ЧМС в АЧМС.

Предлагаемые технические решения практически применимы, так как для их реализации могут быть использованы серийно выпускаемые промышленностью полупроводниковые диоды (параметрические диоды, p-i-n диоды, ЛПД, туннельные диоды, диоды Ганна и т.д.), индуктивности и емкости, сформированные в заявленную схему устройства демодуляции. Частотные характеристики КЧ и первого комплексного двухполюсника перекрытого Т-образного соединения, значения сопротивлений резистивных элементов, индуктивностей и емкостей могут быть определены с помощью математических выражений, приведенных в формуле изобретения.

Технико-экономическая эффективность предложенного способа и устройства заключается в одновременном обеспечении заданных зависимостей модуля и фазы передаточной функции высокочастотной части демодулятора от частоты, что способствует формированию заданного квазилинейного участка склона АЧХ в интересах преобразования ФМС в АФМС или ЧМС в АЧМС в большей полосе частот при увеличенных областях физической реализуемости как областей изменения действительной и мнимой составляющих сопротивлений источника ФМС или ЧМС и нагрузки с целью дальнейшей амплитудной демодуляции и выделением низкочастотной составляющей, амплитуда которой изменяется по закону изменения фазы входного ФМС или частоты входного ЧМС, то есть для обеспечения демодуляции ФМС и ЧМС.

Изобретение относится к области радиосвязи и радиолокации и может быть использовано для демодуляции фазоманипулированных, фазомодулированных, частотно-манипулированных и частотно-модулированных сигналов. Достигаемый технический результат - расширение областей физической реализуемости. Способ демодуляции фазомодулированных и частотно-модулированных сигналов состоит в том, что фазомодулированный или частотно-модулированный сигнал подают на демодулятор, выполненный из четырехполюсника, нелинейного элемента, интегрирующей цепи - фильтра нижних частот, разделительной емкости и низкочастотной нагрузки, входные сигналы дополнительно модулируют по амплитуде путем подачи этих сигналов на левый склон АЧХ демодулятора, с помощью нелинейного элемента разрушают спектр этих сигналов, низкочастотную составляющую подают на интегрирующую цепь - фильтр нижних частот, с помощью фильтра нижних частот выделяют информационный низкочастотный сигнал, при этом четырехполюсник выполняют комплексным из реактивных и резистивных элементов, нелинейный элемент включают в продольную цепь, а зависимости элементов матрицы сопротивлений комплексного четырехполюсника от частоты выбраны в соответствии с заданными математическими выражениями. 2 н.п. ф-лы, 4 ил.

1. Способ демодуляции фазомодулированных и частотно-модулированных сигналов, состоящий в том, что фазомодулированный или частотно-модулированный сигнал подают на демодулятор, выполненный из четырехполюсника, нелинейного элемента, фильтра нижних частот, разделительной емкости и низкочастотной нагрузки, фазомодулированный сигнал преобразовывают в амплитудно-фазомодулированный сигнал, частотно-модулированный сигнал преобразуют в амплитудно-частотно-модулированный сигнал, преобразование фазомодулированного сигнала в амплитудно-фазомодулированный сигнал и частотно-модулированного сигнала в амплитудно-частотно-модулированный сигнал осуществляют путем подачи этих сигналов на левый склон АЧХ демодулятора, с помощью нелинейного элемента разрушают спектр амплитудно-фазомодулированного сигнала и амплитудно-частотно-модулированного сигнала на высокочастотные и низкочастотные составляющие, низкочастотную составляющую подают на интегрирующую цепь-фильтр нижних частот, с помощью фильтра нижних частот выделяют информационный низкочастотный сигнал, амплитуда которого изменяется по закону изменения фазы фазомодулированного входного сигнала или по закону изменения частоты частотно-модулированного сигнала, с помощью разделительной емкости устраняют постоянную составляющую, отличающийся тем, что четырехполюсник выполняют комплексным из реактивных и резистивных элементов, выход источника фазомодулированного или частотно-модулированного сигнала подключают к входу четырехполюсника, нелинейный элемент включают в продольную цепь между выходом четырехполюсника и введенной в поперечную цепь перед фильтром нижних частот высокочастотной нагрузкой, заданные зависимости модуля передаточной функции высокочастотной части демодулятора от частоты в интересах формирования заданного склона амплитудно-частотной характеристики обеспечивают за счет выбора зависимости элемента z₁₁ матрицы сопротивлений комплексного четырехполюсника от частоты с помощью следующего математического выражения:
$$z_{11}=\frac{z_{21}^2+z_{21}{D}_1}{E_1-z_{22}}-z_0,$$
где $$D_1=\frac{z_{н}}{m_{21}\left(\cos {\varphi }_{21}+j\sin {\varphi }_{21}\right)}$$ ; E₁=z_н+z; z₂₁, z₂₂ - заданные зависимости соответствующих элементов матрицы сопротивлений комплексного четырехполюсника от частоты в заданной полосе частот; m₂₁, φ₂₁ - заданные зависимости модуля и фазы передаточной функции от частоты в заданной полосе частот; z - заданная зависимость комплексного сопротивления двухполюсного нелинейного элемента от частоты в заданной полосе частот; z₀, z_н - заданные зависимости комплексных сопротивлений источника фазомодулированного или частотно-модулированного сигнала и высокочастотной нагрузки от частоты в заданной полосе частот.

2. Устройство демодуляции фазомодулированных и частотно-модулированных сигналов, состоящее из источника фазомодулированного или частотно-модулированного сигнала, четырехполюсника, двухэлектродного нелинейного элемента, фильтра нижних частот, разделительной емкости и низкочастотной нагрузки, отличающееся тем, что четырехполюсник выполнен комплексным в виде перекрытого Т-образного соединения четырех комплексных двухполюсников, выход источника фазомодулированного или частотно-модулированного сигнала подключен к входу четырехполюсника, нелинейный элемент включен в продольную цепь между выходом четырехполюсника и введенной в поперечную цепь перед фильтром нижних частот высокочастотной нагрузкой, первый двухполюсник перекрытого Т-образного соединения сформирован из последовательно соединенных первого резистивного двухполюсника с сопротивлением R₁, конденсатора с емкостью С и параллельно соединенных между собой второго резистивного двухполюсника с сопротивлением R₂ и катушки с индуктивностью L, значения параметров первого двухполюсника перекрытого Т-образного соединения определены в соответствии со следующими математическими выражениями:
$$R_1=\frac{{\omega }_2^3{r}_1{x}_2\left({\omega }_2{x}_2-2{\omega }_{1}x{}_1\right)-{\omega }_1^3{x}_1{r}_2\left({\omega }_1{x}_1-2{\omega }_{2}x{}_2\right)+{\omega }_1^2{\omega }_2^2{\left(r_1-r_2\right)}^3}{\left({\omega }_2^2-{\omega }_1^2\right){\left({\omega }_2{x}_2-{\omega }_{1}x{}_1\right)}^2};$$
$$R_2=\frac{{\omega }_1^{4}A+{\omega }_2{\omega }_1^{3}B+{\omega }_1^2{\omega }_2^2{C}_1+{\omega }_1{\omega }_2^{3}D+{\omega }_2^{4}E}{(r_2-r_1)\left({\omega }_2^2-{\omega }_1^2\right){\left(x_1{\omega }_1-x_2{\omega }_2\right)}^2};$$
$$C=\frac{\left({\omega }_1^2-{\omega }_2^2\right)\left({\omega }_1{x}_1-{\omega }_{2}x{}_2\right)}{{\omega }_1{\omega }_2\left({\omega }_1{\omega }_2\left[{\left(r_1-r_2\right)}^2+x_1^2+x_2^2\right]-x_1{x}_2\left({\omega }_1^2-{\omega }_2^2\right)\right)};$$
$$L=\frac{{\omega }_1^{4}A+{\omega }_2{\omega }_1^{3}B+{\omega }_1^2{\omega }_2^2{C}_1+{\omega }_1{\omega }_2^{3}D+{\omega }_2^{4}E}{\left({\omega }_1^2-{\omega }_2^2\right){\left(x_1{\omega }_1-x_2{\omega }_2\right)}^3}$$ , где $$A=x_1^2\left[{\left(r_1-r_2\right)}^2+x_1^2\right]$$ ;
$$B=-2x_1{x}_2\left[{\left(r_1-r_2\right)}^2+2x_1^2\right]$$ ; $$D=-2x_1{x}_2\left[{\left(r_1-r_2\right)}^2+2x_2^2\right]$$ ;
$$C_1=\left(x_1^2+x_2^2\right){\left(r_1-r_2\right)}^{{}_2}+6\left(r_1^2{r}_2^2+x_1^2{x}_2^2\right)+r_1^4+r_2^4-4r_1{r}_2\left(r_1^2+r_2^2\right)$$ ; $$E=x_2^2\left[{\left(r_1-r_2\right)}^2+x_2^2\right]$$ ;
r₁, r₂, x₁, x₂ - оптимальные значения действительных и мнимых составляющих сопротивления первого комплексного двухполюсника перекрытого Т-образного соединения на двух частотах; $$Z_{1n}=r_n+j{x}_n=\frac{\left(Z_{3n}+Z_{4n}\right)\left[Z_{2n}\left(D_1-E_1-z_{0n}\right)-E_1{z}_{0n}\right]-Z_3{Z}_{4n}\left(Z_{2n}+z_{0n}\right)}{E_1\left(Z_{2n}+Z_{3n}+Z_{4n}+z_{0n}\right)+\left(Z_{2n}+Z_{3n}\right)\left(z_{0n}-D_1+Z_4{}_n\right)}$$ - оптимальные значения комплексного сопротивления первого комплексного двухполюсника перекрытого Т-образного соединения на двух частотах; $$D_1=\frac{z_{нn}}{m_{21n}\left(\cos {\varphi }_{21n}+j\sin {\varphi }_{21n}\right)}$$ ; E₁=z_нn+z_n; Z_2n, Z_3n, Z_4n - заданные значения комплексного сопротивления второго, третьего и четвертого комплексных двухполюсников перекрытого Т-образного соединения на двух частотах; m_21n, φ_21n - заданные значения модулей и фаз передаточной функции высокочастотной части демодулятора на двух частотах; z_n - заданные значения комплексного сопротивления двухполюсного нелинейного элемента на двух частотах; z_0n, z_nn - заданные значения комплексных сопротивлений источника фазомодулированного или частотно-модулированного сигнала и высокочастотной нагрузки на двух частотах; ω_1,2=2πf_1,2; n=1, 2 - номера заданных двух частот f_1,2.