УПРАВЛЯЕМЫЙ ИЗБИРАТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ Российский патент 2014 года по МПК H03F3/45 

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в устройствах фильтрации радиосигналов, телевидении, радиолокации и т.п.

В задачах выделения высокочастотных сигналов сегодня широко используются интегральные операционные усилители со специальными элементами RC-коррекции, формирующими амплитудно-частотную характеристику резонансного типа [1, 2]. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (ИУ) сопровождается значительными энергетическими потерями, которые идут в основном на обеспечение статического режима достаточно большого числа второстепенных транзисторов, образующих операционный усилитель [1, 2]. В этой связи весьма актуальной является задача построения избирательных усилителей на двух-трех транзисторах, обеспечивающих выделение узкого спектра сигналов с достаточно высокой добротностью (Q) резонансной характеристики (Q=2÷40) при малом энергопотреблении.

Известны схемы ИУ интегрированных в архитектуру RC-фильтров на основе биполярных транзисторов, которые обеспечивают формирование амплитудно-частотной характеристики коэффициента усиления по напряжению в заданном диапазоне частот Δf=f_в-f_н [3-10]. Причем их верхняя f_в и нижняя f_н граничные частоты формируются специальными корректирующими конденсаторами.

Ближайшим прототипом заявляемого устройства является избирательный усилитель, представленный в патенте US 4843343, фиг.1. Он содержит источник входного сигнала 1, соединенный с базой первого 2 входного транзистора, второй 3 входной транзистор, база которого связана с выходом 4 устройства, а эмиттер соединен с эмиттером первого 2 входного транзистора и через первый 5 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 6 шиной источника питания, токовое зеркало 7, согласованное со второй 8 шиной источника питания, выход которого 9 через второй 10 токостабилизирующий двухполюсник соединен с первой 6 шиной источника питания, первый 11 корректирующий конденсатор, включенный по переменному току между выходом 9 токового зеркала 7 и общей шиной источников питания 12, второй 13 корректирующий конденсатор.

Существенные недостатки ИУ-прототипа фиг.1 состоят в следующем:

- для обеспечения большого затухания выходного сигнала в диапазоне низких частот (<<f₀) в структуре ИУ фиг.1 необходимо использовать подключение источника сигнала 1 к базе первого 2 входного транзистора через специальный разделительный конденсатор, емкость которого должна быть значительно больше емкостей частотно-задающей цепи (первый 11 и второй 13 корректирующие конденсаторы). Кроме этого в данном случае необходим дополнительный режимозадающий резистор в цепи базы входного транзистора 2;

- для каскадирования (последовательного соединения) таких схем ИУ в полосовые фильтры необходимо использовать дополнительные буферные усилители;

- в его структуре проблематично получение высоких добротностей. При реализации больших добротностей (Q=3…10) необходимо использовать большое значение сопротивления токостабилизирующего двухполюсника 10, что увеличивает пропорционально влияние на работу схемы паразитной емкости коллекторного перехода транзистора 3 и выходной емкости токового зеркала. В конечном итоге это ограничивает диапазон рабочих частот ИУ-прототипа.

Основная задача предлагаемого изобретения состоит в увеличении затухания выходного сигнала в диапазоне низких частот при повышенной и достаточно стабильной добротности Q амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) ИУ и большом коэффициенте усиления по напряжению (K₀) на частоте квазирезонанса f₀.

Поставленная задача решается тем, что в избирательном усилителе фиг.1, содержащем источник входного сигнала 1, соединенный с базой первого 2 входного транзистора, второй 3 входной транзистор, база которого связана с выходом 4 устройства, а эмиттер соединен с эмиттером первого 2 входного транзистора и через первый 5 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 6 шиной источника питания, токовое зеркало 7, согласованное со второй 8 шиной источника питания, выход которого 9 через второй 10 токостабилизирующий двухполюсник соединен с первой 6 шиной источника питания, первый 11 корректирующий конденсатор, включенный по переменному току между выходом 9 токового зеркала 7 и общей шиной источников питания 12, второй 13 корректирующий конденсатор, предусмотрены новые элементы и связи - в качестве первого 2 и второго 3 входных транзисторов используются полевые транзисторы, исток которых соответствует эмиттеру, сток - коллектору, а затвор - базе биполярного транзистора, причем сток второго 3 входного транзистора соединен со входом 14 токового зеркала 7, выход 9 токового зеркала 7 связан со входом дополнительного буферного усилителя 15, выход которого соединен с выходом устройства 4 через второй 13 корректирующий конденсатор, сток первого 2 входного транзистора связан со второй 8 шиной источника питания, а выход устройства 4 зашунтирован по переменному току дополнительным резистором 16.

Схема усилителя-прототипа показана на фиг.1. На фиг.2 представлена схема заявляемого ИУ в соответствии с формулой изобретения.

На фиг.3 представлена схема ИУ фиг.2 с конкретным выполнением токового зеркала 7 и буферного усилителя 15.

На фиг.4 показана схема ИУ фиг.3 в среде компьютерного моделирования Cadence на моделях SiGe интегральных транзисторов.

На фиг.5 приведена логарифмическая амплитудно-частотная характеристика ИУ фиг.4 в диапазоне частот 0,2-5 ГГц при разных значениях тока I₀ токостабилизирующего двухполюсника 5.

На фиг.6 приведена логарифмическая фазочастотная характеристика ИУ фиг.4 в диапазоне частот 0,2-5 ГГц при разных значениях тока 1₀ двухполюсника 5.

На фиг.7 и 8 показаны амплитудно-частотная (фиг.7) и фазочастотная (фиг.8) характеристики ИУ фиг.4 в диапазоне частот 0,5-2 ГГц при разных величинах тока двухполюсника 20 (I₂₀=I_к).

Управляемый избирательный усилитель содержит источник входного сигнала 1, соединенный с базой первого 2 входного транзистора, второй 3 входной транзистор, база которого связана с выходом 4 устройства, а эмиттер соединен с эмиттером первого 2 входного транзистора и через первый 5 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 6 шиной источника питания, токовое зеркало 7, согласованное со второй 8 шиной источника питания, выход которого 9 через второй 10 токостабилизирующий двухполюсник соединен с первой 6 шиной источника питания, первый 11 корректирующий конденсатор, включенный по переменному току между выходом 9 токового зеркала 7 и общей шиной источников питания 12, второй 13 корректирующий конденсатор. В качестве первого 2 и второго 3 входных транзисторов используются полевые транзисторы, исток которых соответствует эмиттеру, сток - коллектору, а затвор - базе биполярного транзистора, причем сток второго 3 входного транзистора соединен со входом 14 токового зеркала 7, выход 9 токового зеркала 7 связан со входом дополнительного буферного усилителя 15, выход которого соединен с выходом устройства 4 через второй 13 корректирующий конденсатор, сток первого 2 входного транзистора связан со второй 8 шиной источника питания, а выход устройства 4 зашунтирован по переменному току дополнительным резистором 16.

На фиг.3 токовое зеркало 7 реализовано на транзисторах 17 и 18, а дополнительный буферный усилитель 15 содержит транзистор 19 и источник тока 20. В цепь стока транзистора 2 включен транзистор 21, что повышает симметрию схемы.

Рассмотрим работу предлагаемого ИУ на примере анализа частного варианта его построения (фиг.3).

Источник входного сигнала u_вх (1) изменяет токи истоков (стоков) МОП транзисторов 2 и 3. Ток стока транзистора 3 изменяет ток базы и эмиттера транзистора 17. Аналогичное изменение коллекторного тока транзистора 17 в силу характера его коллекторной нагрузки приводит к усилению сигналов нижних частот и ослаблению сигналов верхних частот в цепи базы транзистора 19. Преобразование падения напряжения на двухполюснике 10 и конденсаторе 11 в напряжение эмиттерной цепи транзистора 19 обеспечивает (в силу дифференцирующих свойств цепи, образованной последовательным соединением конденсатора 13 и резистора 16) зависимость выходного напряжения ИУ (узел 4), соответствующую характеристике избирательного усилителя. Таким образом, регенеративные свойства контура обратной связи ИУ фиг.3 формируют его максимальную глубину только на одной частоте, совпадающей с частотой квазирезонанса избирательного усилителя (f₀). Указанное свойство ИУ обеспечивает увеличение реализуемой добротности (Q) и коэффициента усиления (К₀) без изменения f₀.

Комплексный коэффициент передачи ИУ как отношение выходного напряжения u_вых=u_вых.4 (выход устройства 4) к входному напряжению u_вх усилителя фиг.2 определяется формулой, которую можно получить с помощью методов анализа электронных схем

$$K{\left(jf\right)}_{12}=\frac{u_{вых.4}}{u_{вх}}=K_0\frac{jf\frac{f_0}{Q}}{f_0^2-f^2+jf\frac{f_0}{Q}},\left(1\right)$$

где f - частота входного сигнала;

f₀ - частота квазирезонанса ИУ;

Q - добротность АЧХ избирательного усилителя;

К₀ - коэффициент усиления ИУ по напряжению на частоте квазирезонанса f₀. Причем

$$f_0=\frac{1}{2\pi \sqrt{C_{13}{C}_{11}{R}_{10}\left(R_{вых15}+R_{16}\right)}},\left(2\right)$$

$$Q^{-1}=d_p=\sqrt{\frac{C_{11}{R}_{10}}{C_{13}\left(R_{16}+R_{вых15}\right)}}+\sqrt{\frac{C_{13}\left(R_{16}+R_{вых15}\right)}{C_{11}{R}_{10}}}\left(1-S\frac{R_{16}{R}_{10}}{R_{16}+R_{вых15}}\right),\left(3\right)$$

$$K_0=Q\cdot S\sqrt{R_{16}{R}_{10}}\sqrt{\frac{C_{13}}{C_{11}}}\frac{1}{\sqrt{1+\raisebox{1ex}{$R_{вых15}$}\!\left/ \!\raisebox{-1ex}{$R_{16}$}\right.}},\left(4\right)$$

где R_вых15, S - выходное сопротивление буферного усилителя 15 и крутизна токового зеркала 7.

Особенность структуры ИУ фиг.2 позволяет выбрать оптимальные значения параметров элементов схемы

$$m=\sqrt{\frac{C_{11}{R}_{10}}{C_{13}\left(R_{16}+R_{вых15}\right)}},\left(5\right)$$

R₁₆=kR_вых15,

$$m_{opt}=\frac{1}{2}{d}_p;k_{opt}=\frac{1}{4}{d}_p^2.\left(6\right)$$

Тогда для схемы фиг.3

$$R_2\approx 2\frac{h_{11.17}}{{\alpha }_{17}}\frac{1+k}{k},\left(7\right)$$

Поэтому, выбор m=m_opt осуществляется через отношение емкостей конденсаторов C₁₃ и C₁₁

$$\raisebox{1ex}{$C_{11}$}\!\left/ \!\raisebox{-1ex}{$C_{13}$}\right.=n,\left(8\right)$$

при $$\raisebox{1ex}{$C_{10}$}\!\left/ \!\raisebox{-1ex}{$C_{16}$}\right.=l$$ можно найти

$$n=\frac{1}{l}\left(1+\raisebox{1ex}{$1$}\!\left/ \!\raisebox{-1ex}{$k$}\right.\right)\frac{d_p^2}{4}.\left(9\right)$$

Например, при выборе k≈3, получим l≈3/k и $$n=\frac{d_p^2}{3}$$ легко реализуемые параметрические условия.

Совокупность структурных и параметрических особенностей схемы заявляемого устройства позволяет осуществить настройку его частоты квазирезонанса f₀. Так, для управления частотой квазирезонанса f₀ через изменение выходного сопротивления буферного усилителя 15 необходимо обеспечить зависимость R_вых15=φ_Т/I_к (фиг.3). Учитывая, что R₁₆=kR_вых15, реализация ограничений (6) приводит к следующему дополнительному параметрическому условию:

$$R_2=2h_{11.17}\cdot \frac{1+k}{{\alpha }_{17}k}\left(1-\frac{1}{4}{d}_p^2\right)=\frac{1}{2}{h}_{11.17}\left(4-d_p^2\right)\frac{1+k}{{\alpha }_{17}k}\approx \frac{2h_{11.17}}{{\alpha }_{17}}\cdot \frac{1+k}{k},\left(10\right)$$

где α₁₇, h_11.17 - малосигнальные параметры транзистора 17.

Например, для изменения f₀ на ±10% целесообразно иметь

$$k\approx \mathrm{3,}{R}_2\approx \frac{8}{3}{h}_{11.17}\approx 3h_{11.17}.\left(11\right)$$

Тогда параметры d_p и $$m_{opt}=\frac{1}{2}{d}_p$$ (при $$\frac{R_{10}}{R_{16}}=1$$ ) задаются «перекосом» емкостей С_п/С₁₃=n при сохранении соотношений

$$\frac{n{R}_{10}}{R_{16}+R_{вых15}}=nl\cdot \frac{1}{1+1/k}=nl\frac{k}{1+k}=\frac{1}{4}{d}_p^2,\left(12\right)$$

$$n=\frac{1}{l}\left(1+\raisebox{1ex}{$1$}\!\left/ \!\raisebox{-1ex}{$k$}\right.\right)\frac{d_p^2}{4}$$ .

Для случая, когда $$k\approx 3$$ и $$l\approx \frac{3h_{11.17}}{k{R}_{вых15}}\approx \frac{3}{k}$$

получаем, что

$$n=\frac{1}{3}\left(k+1\right)\frac{d_p^2}{4}\approx \frac{4}{3}\frac{d_p^2}{4}=\frac{d_p^2}{3}.\left(13\right)$$

Настройка схемы на требуемое значение добротности Q осуществляется в соответствии с соотношением (3) изменением крутизны S через источник стабильного тока I₅. Для схемы фиг.3 параметр S=α₁₇/h_11.17≈φ_Т/I₀ и, как видно из соотношения (2), режимная зависимость крутизны S не изменяет значения f₀.

Таким образом, предлагаемое схемотехническое решение обеспечивает неитерационную процедуру настройки ИУ при сохранении высокого асимптотического затухания в области нижних частот (f<<f₀) и нулевых режимных (постоянных) входных и выходных напряжениях схемы. Дополнительно отметим, что выбор (реализация) указанных выше параметров не требует значительного напряжения источника питания.

Представленные на фиг.5-8 результаты моделирования предлагаемого ИУ подтверждают указанные свойства.

Таким образом, заявляемое схемотехническое решение ИУ характеризуется более высокими значениями коэффициента усиления K₀ на частоте квазирезонанса f₀, повышенными величинами добротности Q, характеризующей его избирательные свойства, а также более высоким ослаблением выходного сигнала в диапазоне низких частот.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Design of Bipolar Differential OpAmps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz \ N.Prokopenko, A.Budyakov, K.Schmalz, C.Scheytt, P.Ostrovskyy \\ Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC'08 /- Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008. - pp.50-53.

2. СВЧ СФ-блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей./ Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., К. Schmalz, С.Scheytt. // Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем - 2010. Сборник трудов / под общ. ред. академика РАН А.Л.Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2010. - С.583-586.

3. Патент US 4843343.

4. Патент US 4590435, fig.5.

5. Патент US 4999585, fig.2.

6. Патент US 6307438, fig.2.

7. Патент US 4267518, fig.4.

8. Патент WO 03052925.

9. Патентная заявка US 2008/0246538, fig.3.

10. Патентная заявка US 2010/0201437.

Изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в устройствах фильтрации радиосигналов, телевидении, радиолокации и т.п. Технический результат - уменьшение общего энергопотребление за счет увеличения затухания входного сигнала в диапазоне низких частот при повышенной и стабильной добротности АЧХ ИУ и коэффициенте усиления по напряжению (K₀) на частоте квазирезонанса f₀. Управляемый избирательный усилитель содержит источник входного сигнала, два входных транзистора, два токостабилизирующих двухполюсника, источник питания, токовое зеркало, два корректирующих конденсатора, резистор и буферный усилитель. В качестве входных транзисторов используются полевые транзисторы, исток которых соответствует эмиттеру, сток - коллектору, а затвор - базе биполярного транзистора. 8 ил.

Управляемый избирательный усилитель, содержащий источник входного сигнала 1, соединенный с базой первого 2 входного транзистора, второй 3 входной транзистор, база которого связана с выходом 4 устройства, а эмиттер соединен с эмиттером первого 2 входного транзистора и через первый 5 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 6 шиной источника питания, токовое зеркало 7, согласованное со второй 8 шиной источника питания, выход которого 9 через второй 10 токостабилизирующий двухполюсник соединен с первой 6 шиной источника питания, первый 11 корректирующий конденсатор, включенный по переменному току между выходом 9 токового зеркала 7 и общей шиной источников питания 12, второй 13 корректирующий конденсатор, отличающийся тем, что в качестве первого 2 и второго 3 входных транзисторов используются полевые транзисторы, исток которых соответствует эмиттеру, сток - коллектору, а затвор - базе биполярного транзистора, причем сток второго 3 входного транзистора соединен с входом 14 токового зеркала 7, выход 9 токового зеркала 7 связан с входом дополнительного буферного усилителя 15, выход которого соединен с выходом устройства 4 через второй 13 корректирующий конденсатор, сток первого 2 входного транзистора связан со второй 8 шиной источника питания, а выход устройства 4 зашунтирован по переменному току дополнительным резистором 16.