РАДИОЛОКАЦИОННАЯ АНТЕННА С УМЕНЬШЕННОЙ ЭФФЕКТИВНОЙ ПЛОЩАДЬЮ РАССЕЯНИЯ Российский патент 2014 года по МПК H01Q15/14 

Изобретение относится к радиотехнике, а именно к антенной технике, и может быть использовано при проектировании антенных устройств с уменьшенной эффективной площадью рассеяния (ЭПР).

Одними из основных элементов конструкции современных самолетов, вносящих существенный, до 30% и более, вклад в их ЭПР в секторах передней полусферы, являются антенны бортового радиоэлектронного оборудования (БРЭО). Из всех антенн БРЭО наибольший вклад в ЭПР самолета вносит носовой антенный отсек с антенной бортовой радиолокационной станции (БРЛС). Для снижения заметности антенн БРЭО принимаются всевозможные меры, в том числе и замена зеркальных параболических антенн на активные фазированные антенные решетки (АФАР) [Зарубежное военное обозрение. №11 (680), Москва, 2003]. За счет этого решается проблема снижения уровней отражений от элементов оборудования, расположенных за раскрывом антенны. Кроме того, приемно-излучающие модули АФАР могут устанавливаться на малоотражающем основании (плоскости), где в отличие от волноводно-щелевых ФАР уровни их ЭПР, в основном, определяются отражением от излучающих элементов модулей. Однако в настоящее время задачу создания малозаметных антенн нельзя считать полностью решенной, поэтому особую ценность приобретают оригинальные технические решения, позволяющие приблизиться к ее решению.

Наиболее близким техническим решением к предлагаемому является антенна с уменьшенной поверхностью обратного рассеивания 1 (фиг.1) [DE 3642072. МКИ: G01S 7/38, H01Q 15/14, 1988, №25], содержащая минимум один излучатель 2, работающий в заданной полосе рабочих частот, и размещенные перед излучателем в одной плоскости устройства частотной селекции 3 с полосовыми характеристиками, позволяющими пропускать электромагнитное излучение в полосе рабочих частот, а за пределами этой полосы отражать излучение. Очевидно, что основным недостатком такой антенны является ее "заметность" в полосе рабочих частот, когда антенна переотражает в обратном направлении часть энергии, приходящей от внешнего источника излучений.

Задачей настоящего изобретения является уменьшение эффективной площади рассеяния антенны в полосе ее рабочих частот.

Техническим результатом, обеспечивающим решение указанной задачи, является антенна со сниженной радиолокационной заметностью в полосе ее рабочих частот.

Указанная задача решается за счет того, что в радиолокационной антенне с уменьшенной эффективной площадью рассеяния 1, содержащей минимум один излучатель 2, работающий в заданной полосе рабочих частот, и размещенные перед излучателем в одной плоскости устройства частотной селекции 3 с полосовыми характеристиками, позволяющие пропускать электромагнитное излучение в полосе рабочих частот, а за пределами этой полосы отражать излучение, согласно изобретению, между излучателями, соизмеримыми с рабочей длиной волны λ₀, на расстоянии h от них в одной плоскости размещают линейные решетки 4 из одинаковых диполей длиной l и диаметром сечения d, образующие плоскую двумерно-периодическую сетчатую структуру с перекрестьями, совпадающими с серединой зазоров между диполями величиной b (фиг.2), при этом численные значения h, l, d и b выбирают из соотношений

h≈λ₀/4, l≈0,5λ₀, d≈0,05λ₀, b≥0,1λ₀, где

λ₀ - средняя рабочая длина волны излучателей антенны,

l - длина диполя,

d - диаметр сечения диполя,

b - величина зазора между диполями.

Поясним данное техническое решение. Из теории и техники антенн [Современная теория и практическое применение антенн, под ред. В.А. Неганова. М.: «Радиотехника». 2009. С.611] известны различные принципы построения совмещенных ФАР диапазона СВЧ. Одно из схемных решений совмещенных решеток предусматривает их размещение одна над другой на некотором расстоянии. Причем верхняя решетка, например, является вибраторной, а излучателями нижней решетки могут быть волноводы, щели, вибраторы и другие элементы, поперечные размеры которых, в зависимости от типа излучателя, находятся в пределах от 0,4λ₀ до 1,2λ₀, т.е. соизмеримы с рабочей длиной волны. С учетом направленных свойств излучателей устанавливаются предельные расстояния между ними в решетке. При этом руководствуются тем, чтобы синфазное сложение полей отдельных излучателей происходило в пределах главного дифракционного максимума (диаграммы направленности), а остальные дифракционные максимумы высших порядков отсутствовали. Для выполнения этого условия, например, расстояние между излучателями должно составлять не более 0,58λ₀…0,68λ₀.

Совмещение решеток может выполняться в пределах одного излучающего раскрыва, при этом излучатели одного диапазона располагают между излучателями другого диапазона. Такое совмещение удобно проводить для щелевых, волноводных и вибраторных излучателей. Совмещенная на одной излучающей решетке АФАР обладает широкополосными свойствами для работы как на длине волны λ₀₁, так и на длине волны λ₀₂ (частотах ω₀₁ и ω₀₂) (фиг.3). Вместе с тем, совмещение двух решеток одна над другой или одна в другой может приводить к некоторому ухудшению их электродинамических характеристик. Результаты исследований данных антенн показывают, что совмещение приводит к падению усиления, увеличению уровня боковых лепестков и ограничению сектора сканирования. При соотношении частот ω₀₂/ω₀₁≈2…4 могут ухудшиться характеристики высокочастотной решетки. По этой причине, чтобы не нарушить функциональные свойства совмещенной АФАР, целесообразно придерживаться соотношения, когда λ₀₂≈0,5λ₀₁.

Рассмотрим совмещенную АФАР как радиолокационный отражатель. Первую решетку представим в виде проводящей поверхности (раскрыв антенны), составленной из плоских излучателей, соизмеримых с длиной волны, между которыми на заданной высоте равномерно располагаются горизонтальные симметричные вибраторы. Отраженное от такой конструкции поле будет являться результатом интерференции полей, отраженных непосредственно от раскрыва антенны и от вибраторов, расположенных над проводящей плоскостью. Вместе с тем известно, что для противорадиолокационной маскировки металлических объектов применяются радиопоглощающие покрытия интерференционного типа [Вакин С.А., Шустов Л.Н. Основы радиопротиводействия и радиотехнической разведки М.: Сов. радио. 1968. С 347], принцип работы которых основан на том, что падающая и отраженная волна компенсируют друг друга. Также известны более эффективные с точки зрения весовых и габаритных характеристик резонансные радиопоглощающие покрытия интерференционного типа. Простейшим представителем данного покрытия является двухслойная структура толщиной h≈λ₀/4, состоящая из диэлектрика и резистивной пленки [Великанов В.Д. и др. Радиотехнические системы в ракетной технике. - М.: Воениздат, 1974. С.230] с входным сопротивлением нормально отражающей поверхности 377 Ом. Известно, что для расширения частотного диапазона и обеспечения эффективности действия интерференционного покрытия при увеличении угла падения электромагнитной энергии резистивную пленку заменяют решеткой из одинаковых диполей, ориентированных параллельно вектору электрического поля. Эквивалентная схема в этом случае представляет собой постоянное сопротивление в виде последовательного контура R, L, С (фиг.4), сопротивление потерь которого определяется омическим сопротивлением диполей и шагом решетки, а замкнутая линия - параллельным резонансным контуром R', L', С'. При этом входная проводимость такой линии определяется из соотношения

$$y=-j\frac{\sqrt{\epsilon }}{z_o}ctg\frac{\pi }{2}\frac{\omega }{{\omega }_o}$$ , где $$\frac{\omega }{{\omega }_o}=\frac{{\lambda }_o}{\lambda }$$ ,

где λ - длина волны в диэлектрике с диэлектрической проницаемостью 8.

Проводимость параллельного резонансного контура и коэффициент отражения двухконтурной схемы соответственно запишутся как

$$y=j\left(\frac{\omega }{{\omega }_o}-\frac{{\omega }_o}{\omega }\right)\sqrt{\frac{C\text{'}}{L\text{'}}}$$ ,

$$r=\frac{\left[-R-\frac{1}{\sqrt{\epsilon }}\sqrt{\frac{L}{C}}\left(\frac{\omega }{{\omega }_o}-\frac{{\omega }_o}{\omega }\right)tg\frac{\pi }{2}\frac{\omega }{{\omega }_o}\right]+j\left[\frac{1}{\sqrt{\epsilon }}tg\frac{\pi }{2}\frac{\omega }{{\omega }_o}\left(R-z_o\right)-\sqrt{\frac{L}{C}}\left(\frac{\omega }{{\omega }_o}-\frac{{\omega }_o}{\omega }\right)\right]}{\left[R-\frac{1}{\sqrt{\epsilon }}\sqrt{\frac{L}{C}}\left(\frac{\omega }{{\omega }_o}-\frac{{\omega }_o}{\omega }\right)tg\frac{\pi }{2}\frac{\omega }{{\omega }_o}\right]+j\left[\frac{1}{\sqrt{\epsilon }}tg\frac{\pi }{2}\frac{\omega }{{\omega }_o}\left(R+z_o\right)-\sqrt{\frac{L}{C}}\left(\frac{\omega }{{\omega }_o}-\frac{{\omega }_o}{\omega }\right)\right]}$$ .

Ha фиг.5 приведена зависимость коэффициента отражения радиопоглощающего покрытия на основе одномерной дипольной решетки от частоты. Оптимальное согласование двухконтурного поглотителя при R=R'=Z₀ и при компенсации мнимых составляющих импеданса обоих контуров представляется соотношением $$\sqrt{\frac{L}{C}}=z_0^2\sqrt{\frac{C\text{'}}{L\text{'}}}$$ при условии, что $$\sqrt{\frac{L}{C}}=\frac{\pi }{4}{z}_0\sqrt{\epsilon }$$ .

Для практического использования данного покрытия важно, чтобы его эффективность не очень сильно зависела от длины диполей и расстояния между ними. Экспериментальные результаты, приведенные в Великанов В.Д. и др. Радиотехнические системы в ракетной технике. - М.: Воениздат, 1974. С.234-236, показывают, что при изменении длины диполя l на 10% и расстояния между линейными решетками на 15% отраженная энергия увеличивается менее чем на 10%. Для эффективного поглощения диполи должны быть ориентированы параллельно вектору электрического поля. В этом случае коэффициент отражения по полю будет минимальным. На фиг.6 приведена зависимость коэффициента отражения одномерной дипольной решетки от угла падения при условии оптимальной плотности распределения диполей и совпадающей с ними поляризацией электрического поля. Из графика видно, что при хорошо согласованном покрытии с резонансной длиной диполей l≈0,5λ₀ отраженная энергия составляет менее 2% по мощности в диапазоне углов падения от 0 до 40°. Угловая зависимость коэффициента отражения одномерной решетки из диполей для волны с разной поляризацией приведена на фиг.7. Чтобы эффективное поглощение электромагнитной энергии не зависело от случайной ориентации вектора электрического поля, к имеющейся в схеме покрытия первой линейной дипольной решетке необходимо добавить вторую линейную дипольную решетку, повернув ее относительно первой на 90°. Из зависимости, приведенной на фиг.8, видно, что включение в схему покрытия дополнительных диполей, развернутых на 90°, не ухудшает согласованность покрытия. Иначе говоря, коэффициент отражения покрытия на основе крестообразной дипольной решетки практически не зависит от поляризации облучающего сигнала. Из анализа представленных зависимостей [Великанов В.Д. и др. Радиотехнические системы в ракетной технике. - М.: Воениздат, 1974. С.237] следует, что диаметр диполей и зазор между ними в решетке необходимо выбирать исходя из условия, обеспечивающего минимальный коэффициент отражения решетки, т.е. когда d≈0,05λ₀, b≥0,1λ₀.

Таким образом, выбор параметров h, l, d и b по отношению к длине волны позволяет минимизировать коэффициент отражения сетки из диполей над проводящей плоскостью и обеспечить поглощение падающего поля без ухудшения тактико-технических характеристик АФАР в полосе ее рабочих частот.

Чтобы исключить в отраженном от решетки с квадратной ячейкой сигнале дифракционные максимумы (когда расстояние между дипольными решетками больше λ₀/2), вторую линейную дипольную решетку можно повернуть на угол меньший 90°, сформировав, таким образом, сетчатую структуру с косоугольной ячейкой или построив сетчатую структуру с треугольной ячейкой. Возможные варианты таких конструкций представлены на фиг.9 (а, б).

На практике линейные решетки из диполей можно крепить на заданном расстоянии от излучателей АФАР с использованием плоскопараллельной диэлектрической пластины, что не противоречит условиям, когда требуется обеспечить широкоугольное согласование излучателей антенны [Антенны и устройства СВЧ (проектирование фазированных антенных решеток), под ред. Д.И.Воскресенского. М.: "Радио и связь". 1981. С.216]. Безусловно, не в ущерб работоспособности АФАР плотность распределения диполей над раскрывом будет определяться, в первую очередь, расстоянием между излучателями и не всегда будет оптимальной для эффективного поглощения даже в полосе рабочих частот АФАР.

Радиолокационная антенна с уменьшенной эффективной площадью рассеяния работает следующим образом. На раскрыв антенны падает плоский фронт электромагнитной волны. Устройства частотной селекции с заданными полосовыми характеристиками пропускают электромагнитное излучение в полосе рабочих частот антенны, а за пределами этой полосы отражают излучение в разные стороны, исключая обратные переотражения в сторону источника излучения. Электромагнитная волна в полосе рабочих частот антенны, пройдя устройства селекции, частично отражается от линейных решеток из одинаковых диполей резонансной длины и складывается в противофазе с волной, прошедшей через решетки, воздушную прослойку и отраженной от излучателей. Другая часть электромагнитной волны, прошедшая сквозь линейные решетки, многократно отражается от границы раздела «излучатели - воздух» и «решетки - воздух», теряет энергию при поглощении диполями и в итоге затухает в воздушной прослойке. Таким образом, за счет сложения волн в противофазе и потерь ее энергии исключается обратное переотражение электромагнитной волны от антенны в направлении нормали к ее раскрыву.

Существо предлагаемого технического решения поясняется фигурами 1-13, на которых представлена радиолокационная антенна с уменьшенной эффективной площадью рассеяния, а также результаты экспериментальных исследований ее модели в условиях Эталонного радиолокационного измерительного комплекса НИЦ (г.Тверь) 4 ЦНИИ Минобороны России ["Эталонный радиолокационный измерительный комплекс открытого типа (ЭРИК)". Оружие и технологии России. Энциклопедия. XXI век. Противовоздушная и противоракетная оборона. Том IX. М.: "Оружие и технологии". 2004. С.385].

На фиг.1 приведена схема известной радиолокационной антенны с уменьшенной эффективной площадью рассеяния.

На фиг.2 - схема предлагаемой радиолокационной антенны с уменьшенной эффективной площадью рассеяния.

На фиг.3 - схема двухчастотной совмещенной АФАР.

На фиг.4 - эквивалентная схема резонансного радиопоглощающего покрытия на основе одномерной дипольной решетки.

На фиг.5 - зависимость коэффициента отражения радиопоглощающего покрытия на основе одномерной дипольной решетки от частоты.

На фиг.6 - зависимость коэффициента отражения одномерной дипольной решетки от угла падения (0 - соответствует падению по нормали к решетке).

На фиг.7 - угловая зависимость коэффициента отражения одномерной дипольной решетки для волны с разной поляризацией.

На фиг.8 - угловая зависимость коэффициента отражения решетки из линейных и крестообразных диполей.

На фиг.9 - варианты сетчатой структуры с косоугольной (а) и треугольной (б) ячейкой.

На фиг.10 - геометрия элементов модели предлагаемой радиолокационной антенны с уменьшенной эффективной площадью рассеяния, где для λ₀=3,2 см; l≈15 мм; d≈1,5 мм; b≈5 мм; h≈8 мм.

На фиг.11 - фотография модели предлагаемой радиолокационной антенны с уменьшенной эффективной площадью рассеяния.

На фиг.12 - схема проведения эксперимента, где известная антенна (а) представляет собой металлический диск диаметром 12,5λ_0, моделирующий 212 лежащих в одной плоскости излучателей (2), а предлагаемая антенна (б) - тот же диск, но с расположенной перед ним двумерно-периодической сетчатой структурой из линейных дипольных решеток (4).

На фиг.13 - результаты экспериментальных исследований: диаграммы обратного отражения (а) модели известной (k) и предлагаемой (l и m) антенны на длине волны λ=3,2 см при вертикальной поляризации радиоизлучения, а также соответствующие им законы распределения значений ЭПР (б) в секторе углов наблюдения 0±5°. Вариант (l), когда вектор электрического поля ориентирован вдоль половины числа всех диполей. Вариант (m), когда вектор ориентирован под углом 45° ко всем диполям.

Анализ результатов позволяет сделать вывод о том, что предлагаемая радиолокационная антенна с уменьшенной эффективной площадью рассеяния по сравнению с известной антенной-прототипом имеет меньшие значения ЭПР (по уровню вероятности 0,5) в секторе локации 0±5° относительно нормали к раскрыву антенны на 5,6 и 3,5 дБ (для наиболее и менее эффективного вариантов положения вектора поляризации радиоизлучения соответственно).

Реализация заявляемой антенны с уменьшенной эффективной площадью рассеяния не представляет трудностей. Очевидно, что изобретение не ограничивается вышеизложенным примером его осуществления. Исходя из его схемы, могут быть предусмотрены и другие варианты его осуществления, не выходящие за рамки изобретения.

Устройство целесообразно использовать в организациях, занимающихся проектированием антенных радиолокационных систем.

Изобретение относится к антенной технике. Технический результат заключается в уменьшении эффективной площади рассеяния антенны в полосе ее рабочих частот. Для этого в радиолокационной антенне, содержащей минимум один излучатель, работающий в заданной полосе рабочих частот, размещенные перед излучателями в одной плоскости устройства частотной селекции с полосовыми характеристиками, позволяющими пропускать электромагнитное излучение в полосе рабочих частот, а за пределами этой полосы отражать излучение, между излучателями на расстоянии от них в одной плоскости размещают линейные решетки из одинаковых диполей, образующие плоскую двумерно-периодическую сетчатую структуру. 13 ил.

Радиолокационная антенна с уменьшенной эффективной площадью рассеяния, содержащая минимум один излучатель, работающий в заданной полосе рабочих частот, размещенные перед излучателем в одной плоскости устройства частотной селекции с полосовыми характеристиками, позволяющими пропускать электромагнитное излучение в полосе рабочих частот, а за пределами этой полосы отражать излучение, отличающаяся тем, что между излучателями, соизмеримыми с рабочей длиной волны λ₀, на расстоянии h от них в одной плоскости размещают линейные решетки из одинаковых диполей длиной l и диаметром сечения d, образующие плоскую двумерно-периодическую сетчатую структуру с перекрестьями, совпадающими с серединой зазоров между диполями величиной b, при этом численные значения h, l, d и b выбирают из соотношений
h≈λ₀/4, l≈0,5λ₀, d≈0,05λ₀, b≥0,1λ₀, где
λ₀ - средняя рабочая длина волны излучателей антенны,
l - длина диполя,
d - диаметр сечения диполя,
b - величина зазора между диполями в решетке.