ИЗБИРАТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ НА ОСНОВЕ ПЛАНАРНОЙ ИНДУКТИВНОСТИ С НИЗКОЙ ДОБРОТНОСТЬЮ Российский патент 2015 года по МПК H03F3/00 

Изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в микросхемах СВЧ-фильтрации радиосигналов систем сотовой связи, спутникового телевидения, радиолокации и т.п.

В задачах выделения высокочастотных и СВЧ-сигналов сегодня широко используются интегральные индуктивности в коллекторных (стоковых) цепях выходных биполярных (полевых) транзисторов [1-23], формирующих амплитудно-частотную характеристику (АЧХ) резонансного типа. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (RLC-фильтров) на основе большинства конструкций планарных индуктивностей не позволяет обеспечить высокие значения добротности результирующей АЧХ. В этой связи достаточно актуальной является задача построения СВЧ высокодобротных избирательных усилителей (ИУ) при использовании низкодобротных планарных индуктивностей.

Ближайшим прототипом заявляемого устройства является избирательный усилитель фиг. 1, представленный в патенте 6.825.722, fig. 1. Он содержит первый 1 и второй 2 входные полевые транзисторы, объединенные истоки которых связаны с первой 3 шиной источника питания через первый 4 токостабилизирующий двухполюсник, выход устройства 5, частотозадающий конденсатор 6, включенный по переменному току между выходом устройства 5 и общей шиной источников питания 7, частотозадающую индуктивность 8, включенную по переменному току между выходом устройства 5 и общей шиной источников питания 7, паразитный резистор 9, включенный по переменному току между выходом устройства 5 и общей шиной источников питания 7, причем затвор первого 1 входного полевого транзистора соединен со входом устройства 10, вторую 11 шину источника питания.

Существенный недостаток известного устройства состоит в том, что оно не обеспечивает высокую добротность (Q) амплитудно-частотной характеристики при низкодобротных индуктивностях и имеет небольшие значения коэффициента усиления по напряжению (K₀) на частоте квазирезонанса (f₀).

Основная задача предлагаемого изобретения состоят в повышении добротности резонансной амплитудно-частотной характеристики избирательного усилителя при использовании низкодобротных планарных индуктивностей.

Первая дополнительная задача - создание условий для построения на основе заявляемого ИУ многокаскадных полосовых фильтров путем непосредственного (без дополнительных цепей согласования статических уровней) последовательного включения нескольких ИУ фиг. 2.

Вторая дополнительная задача - увеличение коэффициента усиления по напряжению K₀ на частоте квазирезонанса f₀, а также создание условий для электронного управления величинами K₀, Q при f₀=const.

Поставленные задачи решаются тем, что в избирательном усилителе фиг. 1, содержащем первый 1 и второй 2 входные полевые транзисторы, объединенные истоки которых связаны с первой 3 шиной источника питания через первый 4 токостабилизирующий двухполюсник, выход устройства 5, частотозадающий конденсатор 6, включенный по переменному току между выходом устройства 5 и общей шиной источников питания 7, частотозадающую индуктивность 8, включенную по переменному току между выходом устройства 5 и общей шиной источников питания 7, паразитный резистор 9, включенный по переменному току между выходом устройства 5 и общей шиной источников питания 7, причем затвор первого 1 входного полевого транзистора соединен с входом устройства 10, вторую 11 шину источника питания, предусмотрены новые элементы и связи - сток первого 1 входного полевого транзистора связан с выходом устройства 5 и подключен к затвору второго 2 входного полевого транзистора.

Схема избирательного усилителя-прототипа показана на фиг. 1. На фиг. 2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с п. 1 и п. 2 формулы изобретения.

На фиг. 3 приведена схема заявляемого устройства в соответствии с п. 3 формулы изобретения.

На фиг. 4 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с п. 4 формулы изобретения.

На фиг. 5 показана схема заявляемого устройства в соответствии с п. 5 формулы изобретения.

На фиг. 6 приведена схема избирательного усилителя фиг. 3 в среде компьютерного моделирования Cadence на моделях интегральных транзисторов Xfab.

На фиг. 7 представлены амплитудно-частотные характеристики усилителя фиг. 6 при следующих параметрах элементов: R₁=2 кОм (резистор 14), L₀=10 нГн (индуктивность 8), C₀=2.5 пФ (конденсатор 6), и различных значениях сопротивления R₀ (резистор 9).

На фиг. 8 показаны фазочастотные характеристики усилителя фиг. 6 при следующих параметрах элементов: R₁=2 кОм, L₀=10 нГн, C₀=2.5 пФ, и различных значениях сопротивления R₀.

На фиг. 9 приведена схема избирательного усилителя, соответствующая фиг. 2, в среде компьютерного моделирования Cadence на моделях интегральных транзисторов Xfab.

На фиг. 10 представлена амплитудно-частотная характеристика усилителя фиг. 9 в мелком масштабе при следующих параметрах элементов: C₀=25 пФ, L₀=1 нГн, I₀=2 мА, R₂=1 кОм.

На фиг. 11 показана амплитудно-частотная характеристика усилителя фиг. 9 в увеличенном масштабе при следующих параметрах элементов: C₀=25 пФ, L₀=1 нГн, I₀=2 мА, R₂=1 кОм.

На фиг. 12 приведены амплитудно-частотные характеристики усилителя фиг. 9 при различных значениях сопротивления резистора R₂ (резистор 9) и L₀=1 нГн, I₀=2 мА, C₀=25 пФ.

Избирательный усилитель на основе планарной индуктивности с низкой добротностью, фиг. 2, содержит первый 1 и второй 2 входные полевые транзисторы, объединенные истоки которых связаны с первой 3 шиной источника питания через первый 4 токостабилизирующий двухполюсник, выход устройства 5, частотозадающий конденсатор 6, включенный по переменному току между выходом устройства 5 и общей шиной источников питания 7, частотозадающую индуктивность 8, включенную по переменному току между выходом устройства 5 и общей шиной источников питания 7, паразитный резистор 9, включенный по переменному току между выходом устройства 5 и общей шиной источников питания 7, причем затвор первого 1 входного полевого транзистора соединен с входом устройства 10, вторую 11 шину источника питания. Сток первого 1 входного полевого транзистора связан с выходом устройства 5 и подключен к затвору второго 2 входного полевого транзистора.

На фиг. 2, в соответствии с п. 2 формулы изобретения, сток второго 2 входного полевого транзистора связан со второй 11 шиной источника питания через цепь согласования потенциалов 12, вход которой соединен со стоком второго 2 входного полевого транзистора.

На фиг. 3, в соответствии с п. 3 формулы изобретения, сток первого 1 входного полевого транзистора связан с выходом устройства 5 через первый 13 разделительный конденсатор и соединен со второй 11 шиной источника питания через дополнительный резистор 14.

На фиг. 4, в соответствии с п. 4 формулы изобретения, в качестве входа цепи согласования потенциалов 12 используется вход дополнительного токового зеркала 15, выход которого связан с выходом устройства 5.

На фиг. 5, в соответствии с п. 5 формулы изобретения, сток первого 1 входного полевого транзистора связан с выходом устройства 5 через второй 16 разделительный конденсатор и подключен к дополнительному источнику напряжения смещения 17 через вспомогательный резистор 18.

Источник входного сигнала u_вх изменяет токи стока первого 1 и второго 2 входных полевых транзисторов. При этом первый 4 токостабилизирующий двухполюсник не только стабилизирует их малосигнальные параметры, но и обеспечивает приращение тока стока первого 1 входного полевого транзистора, которое передается на выход устройства 5. Поэтому падение напряжения на LC-цепи (L₈, C₆), образованной низкодобротной планарной частотозадающей индуктивностью 8 и частотозадающим конденсатором 6 (паразитным резистором 9 моделируются (учитываются) эквивалентные потери в планарной индуктивности 8 и подложке интегральной схемы), непосредственно определяется крутизной (S) входных полевых транзисторов 1 и 2. Соединение LC-цепи (L₈, C₆) с затвором второго 2 полевого транзистора реализует комплексную обратную связь. В силу симметрии амплитудно-частотной и фазочастотной характеристик этой LC-цепи в окрестности частоты квазирезонанса (f₀), которая непосредственно определяется ее реактивными элементами, действие указанной обратной связи направлено на увеличение реализуемой в схеме добротности Q и коэффициента усиления K₀ на частоте квазирезонанса f₀. Фазовые соотношения каскада на первом 1 и втором 2 входных полевых транзисторах и LC-цепи (L₈, C₆) увеличивают избирательные свойства схемы. Вещественность и регенеративность обратной связи обеспечивается только на одной частоте, совпадающей с частотой квазирезонанса f₀. Именно по этой причине действие обратной связи направлено на увеличение реализуемой добротности Q и коэффициента усиления K₀ без изменения частоты квазирезонанса f₀.

Покажем аналитически, что в схеме фиг. 2 реализуется более высокое значение добротности Q и коэффициента усиления K₀ на частоте квазирезонанса. Действительно, комплексный коэффициент передачи ИУ фиг. 2 определяется по формуле

где f - частота входного сигнала;

f₀ - частота квазирезонанса избирательного усилителя;

Q - добротность АЧХ избирательного усилителя;

K₀ - коэффициент усиления ИУ на частоте квазирезонанса f₀.

При этом частота квазирезонанса f₀ схемы ИУ фиг. 2 находится из классического соотношения для параллельного колебательного контура:

а добротность Q зависит от глубины вещественной обратной связи ИУ фиг. 2:

где S - крутизна первого 1 (второго 2) входных полевых транзисторов;

L₈, C₆ - параметры планарной частотозадающей индуктивности 8 и частотозадающего конденсатора 6;

g₉ - проводимость паразитного резистора 9, определяющая эквивалентные потери в частотозадающей индуктивности 8 и частотозадающем конденсаторе 6.

Аналогично можно найти, что коэффициент усиления по напряжению ИУ на частоте f₀ увеличивается с ростом добротности Q:

Поэтому основные параметры Q и K₀ схемы фиг. 2 зависят от крутизны первого 1 и второго 2 полевых транзисторов

Отметим, что в ИУ-прототипе (фиг. 1)

где - эквивалентное сопротивление потерь планарной частотозадающей индуктивности 8 и частотозадающего конденсатора 6 с учетом влияния подложки интегральной схемы.

Соотношение (7) соответствует добротности LC-контура (L₈C₆) с учетом потерь (R₉). Таким образом, действие обратной связи в схеме фиг. 2 направлено на компенсацию потерь, связанных с низким значением собственной добротности планарной индуктивности Q_L≈2πf₀L₈/R₉ и наличием эквивалентных потерь LC-цепи: Q_э≈2πf₀C₆/g₉=2πf₀C₆R₉.

Как видно из уравнений (2)-(6), в достаточно широком диапазоне численных значений L₈ (планарной частотозадающей индуктивности 8) при достаточно больших потерях в LC-цепи (величине g₉) выбором емкости частотозадающего конденсатора 6, крутизны полевых транзисторов S можно реализовать требуемые значения основных параметров ИУ за счет выбора оптимальной геометрии этих приборов.

Важным свойством предлагаемой схемы ИУ является низкая чувствительность ее основных параметров к нестабильностям параметров частотозадающей L₈C₆-цепи (элементы 8, 6). Действительно, при условии, что C₆»C_п

где C_п - паразитная входная емкость на подложку в цепи затвора второго 2 полевого транзистора.

В этом случае параметрическая чувствительность добротности при слаботочном режиме работы входных полевых транзисторов (1, 2) оказывается достаточно низкой:

Замечательной особенностью схемы ИУ, фиг. 2, является возможность функциональной настройки ИУ. Как видно из соотношения (3), необходимое значение Q можно скорректировать через крутизну S изменением тока I₀ токостабилизирующего двухполюсника 4 и параметров второго 2 полевого транзистора. Действительно,

где I₀ - статический ток двухполюсника 4;

β - параметр первого 1 и второго 2 полевых транзисторов, определяемый их геометрией.

Аналогично коэффициент усиления K₀ на частоте f₀:

Таким образом, заявляемое схемотехническое решение ИУ характеризуется более высокими значениями добротности и коэффициента усиления по напряжению в СВЧ- и КВЧ- диапазонах. Учитывая, что статические напряжения на входе 10 и выходе 5 устройства равны нулю, можно сделать также вывод о том, что заявляемая схема ИУ допускает последовательное каскадирование нескольких ИУ без применения специальных согласующих цепей.

Источники информации

1. Патентная заявка US 2009/140771

2. Патентная заявка US 2006/0028275

3. Патентная заявка JP 2004/282499

4. Патентная заявка US 2010/0013557

5. Патент US 5.378.997

6. Патентная заявка US 2005/0093628

7. Патент US 5.343.162

8. Патентная заявка US 2005/0062533

9. Патентная заявка US 2005/0162229

10. Патент US 6.628.170

11. Патентная заявка US 2009/0212872

12. Патентная заявка US 2006/0049874

13. Патентная заявка US 2006/0071712

14. Патентная заявка US 2004/0246051

15. Патент US 6.882.223

16. Патент EP 1480333

17. Патент WO 3084054

18. Патент US 6.366.166

19. Патент US 6.515.547

20. Патентная заявка US 2005/0104661

21. Патентная заявка US 2009/0322427

22. Патент US 7.834.703

23. Патентная заявка US 2008/0122538

Изобретение относится к микросхемам СВЧ-фильтрации радиосигналов систем сотовой связи, спутникового телевидения, радиолокации. Технический результат заключается в повышении добротности резонансной амплитудно-частотной характеристики избирательного усилителя при использовании низкодобротных планарных индуктивностей. Избирательный усилитель на основе планарной индуктивности с низкой добротностью содержит первый (1) и второй (2) входные полевые транзисторы, причем затвор первого (1) входного полевого транзистора соединен со входом устройства (10), вторую (11) шину источника питания. Сток первого (1) входного полевого транзистора связан с выходом устройства (5) и подключен к затвору второго (2) входного полевого транзистора. 4 з.п. ф-лы, 12 ил.

1. Избирательный усилитель на основе планарной индуктивности с низкой добротностью, содержащий первый (1) и второй (2) входные полевые транзисторы, объединенные истоки которых связаны с первой (3) шиной источника питания через первый (4) токостабилизирующий двухполюсник, выход устройства (5), частотозадающий конденсатор (6), включенный по переменному току между выходом устройства (5) и общей шиной источников питания (7), частотозадающую индуктивность (8), включенную по переменному току между выходом устройства (5) и общей шиной источников питания (7), паразитный резистор (9), включенный по переменному току между выходом устройства (5) и общей шиной источников питания (7), причем затвор первого (1) входного полевого транзистора соединен со входом устройства (10), вторую (11) шину источника питания, отличающийся тем, что сток первого (1) входного полевого транзистора связан с выходом устройства (5) и подключен к затвору второго (2) входного полевого транзистора.

2. Избирательный усилитель на основе планарной индуктивности с низкой добротностью по п. 1, отличающийся тем, что сток второго (2) входного полевого транзистора связан со второй (11) шиной источника питания через цепь согласования потенциалов (12), вход которой соединен со стоком второго (2) входного полевого транзистора.

3. Избирательный усилитель на основе планарной индуктивности с низкой добротностью по п. 1, отличающийся тем, что сток первого (1) входного полевого транзистора связан с выходом устройства (5) через первый (13) разделительный конденсатор и соединен со второй (11) шиной источника питания через дополнительный резистор (14).

4. Избирательный усилитель на основе планарной индуктивности с низкой добротностью по п. 2, отличающийся тем, что в качестве входа цепи согласования потенциалов (12) используется вход дополнительного токового зеркала (15), выход которого связан с выходом устройства (5).

5. Избирательный усилитель на основе планарной индуктивности с низкой добротностью по п. 4, отличающийся тем, что сток первого (1) входного полевого транзистора связан с выходом устройства (5) через второй (16) разделительный конденсатор и подключен к дополнительному источнику напряжения смещения (17) через вспомогательный резистор (18).