Ключевой стабилизированный конвертер Российский патент 2023 года по МПК H02M3/335 

Изобретение относится к области преобразовательной техники и может быть использовано во вторичных источниках электропитания, а также телекоммуникационном оборудовании с повышенным требованием к электромагнитной совместимости.

Известны ключевые стабилизированные конвертеры (КСК) с трансформаторной развязкой, реализованные на мостовых схемах ключевых усилителей мощности (КУМ), использующих широтно-импульсную модуляцию (ШИМ) (Мелешин В.И. Транзисторная преобразовательная техника. М.: Техносфера, 2005; Артым А.Д. Усилители класса D и ключевые генераторы в радиосвязи и радиовещании. М.: Связь, 1980).

В таких устройствах реализуется режим «жесткой» коммутации транзисторов оконечных каскадов, связанный со сквозными токами и перезарядом собственных емкостей ключевых элементов. Как следствие, возрастают динамические потери энергии, и ухудшаются показатели электромагнитной совместимости источников электропитания.

В известном КСК (например, описанных в патенте РФ №2447571, Преобразователь, опубл. 10.04.2021) для уменьшения динамических потерь применяется двухуровневая схема, содержащая однотактный ключевой стабилизатор напряжения, мостовую схему ключевого инвертора с трансформаторным выходом и выпрямитель с выходным фильтром. В этом преобразователе (далее конверторе) мостовая схема КУМ формирует симметричное высокочастотное импульсное напряжение типа меандр, амплитуда которого определяется первичным звеном преобразования. Точное управление мостовой схемой позволяет уменьшить динамические потери второго звена, например, посредством использования резонансного высокочастотного фильтра в первичной обмотке трансформатора (патент №2427954). Однако при этом существенно ухудшаются регулировочные характеристики источника питания, и понижается надежность его работы в режиме перегрузки. Кроме того наличие двух последовательных звеньев преобразования заметно ухудшает энергетическую эффективность (как правило, не более 90%) до уровня традиционных схем КПН с ШИМ вследствие наличия первичного звена ключевого регулятора напряжения ключевого регулятора напряжения с «жесткими» переключениями

В части энергетической эффективности заметным преимуществом обладают известные ключевые стабилизированные конвертеры с фазоимпульсной модуляцией (ФИМ) (патент США №5157593, опубл. 20.10.1998, Патент РФ №2586567, опубл. 19.02.2015). Особенностью таких устройств является управление каналами ключевых усилителей мощности, выполненных на полумостовых схемах включения полевых транзисторов импульсными сигналами типа меандр, сдвинутым во времени на длительность импульсов сигнала ШИМ. Результат сложения импульсных напряжений каналов КУМ, включенных в мостовую схему, представляет разнополярное импульсное напряжение с управляемой длительностью импульсов. Таким образом, известные аналоги (патент США №5157593, патент РФ №2586567) позволяют обеспечить хорошие динамические характеристики управления выходным напряжением, в том числе и в режимах перегрузки. При этом могут быть обеспечены режимы мягких переключений за счет перезаряда собственных емкостей ключевых элементов благодаря энергии, заключенной в дополнительных дросселях последовательной и параллельной коррекции траекторий переключения.

К недостаткам известных технических решений мостовых схем ключевых стабилизированных конвертеров следует отнести возможность возникновения токов подмагничивания выходных трансформаторов и значительное увеличение габаритов за счет использования дополнительных индуктивных звеньев коррекции траекторий переключений. Выделенные обстоятельства понижают энергетическую эффективность и надежность функционирования наряду с ухудшением массогабаритных показателей источников вторичного электропитания.

По совокупности технических характеристик наиболее близким к предлагаемому устройству является конвертер, описанный в патенте США №5875103, Full range softswitching DC-DC converter, опубл. 23.02.1999. Устройство-прототип основано на раздельной трансформаторной развязке импульсных напряжений с ФИМ, формируемых двумя ключевыми усилителями мощности (КУМ) 1 и 2, реализованными на полумостовых схемах ключевого усиления. Здесь в качестве ключевых элементов использованы полевые транзисторы с обратными диодами и собственной емкостью, параллельно которой могут быть включены дополнительные конденсаторы.

Структурная схема устройства-прототипа показана на фиг.1, содержит фазоимпульсный преобразователь 3, выполняющий функцию схемы управления, с выходными устройствами 4 и 5 согласования, включающими трансформаторы 4. 2 и 5.2 и дроссели 4.1 и 5.1 коррекции, емкостной делитель 9, включенный между шинами электропитания +Е и - Е, выпрямителем 6, подключенный выходом через фильтр нижних частот 7 и датчик 8 напряжения к шинам нагрузки +U_H и - U_H.

В устройстве-прототипе схема управления выполняется на фазоимпульсном преобразователе с входом управления и выходными драйверами, формирующими противофазные сигналы управления типа меандр на входах транзисторов 1.1, 1.2 и 2.1, 2.2. Как правило, импульсы управления транзисторов имеют задержку фронта τ_З, что позволяет исключить сквозные токи транзистор-транзистор и сформировать плавные траектории переключения по известным правилам (патент РФ №2586567). Причем импульсы управления каналами КУМ 1 и 2 сдвинуты по фазе в диапазоне от 0 до π (временной сдвиг от -π до Т/2, где Т - период переключений сигнала с ФИМ) в соответствии с уровнем сигнала на входе управления фазоимпульсного преобразователя. Соответственно обеспечивается относительный сдвиг импульсных напряжений на выходах полумостовых схем КУМ 1 и 2. В результате суммарное импульсное напряжение на входе выпрямителя 6, формируемое последовательным суммированием выходных напряжений с вторичных обмоток трансформаторов 4.2 и 5.2 представляет собой разнополярное импульсное напряжение с длительностью импульсов, определяемых фазовым сдвигом сигнала управления на выходах фазоимпульсного преобразователя 3. В свою очередь длительность временного смещения сигналов управления может быть определена известным образом (например, описанным в патенте РФ №2013859 Двухтактный фазоимпульсный преобразователь, опубл. 30.05.1994) по длительности импульсов широтно-импульсной модуляции. При формировании сигнала ШИМ в соответствии с разностью опорного напряжения и выходного напряжения датчиков напряжения в устройстве-прототипе обеспечивается стабилизирующее напряжение на нагрузке.

Для формирования «мягких» траекторий переключения в устройстве-прототипе параллельно первичным обмоткам трансформатора включены корректирующие индуктивности 4.1 и 5.1. Наличие дросселей 4.1 и 5.1 обеспечивает протекание высокочастотного пилообразного тока I_L (с частотой переключения КУМ1, 2) в емкостной делитель 9. Энергия, запасенная в индуктивности дросселей, используется для перезаряда собственных емкостей ключевых элементов 1.1, 1.2 и 2.1, 2.2 при наличии задержек включения транзисторов.

Таким образом, в устройстве-прототипе достигается повышение энергетической эффективности и улучшение электромагнитной совместимости при формировании стабилизированного вторичного напряжения. При этом наличие двух выходных трансформаторов выгодно отличает устройство-прототип от известных аналогов (патент США №5157593, патент РФ№2586567) в части выравнивания распределения тока нагрузки в паузу между выходными импульсами выпрямителя 6.

Вместе с тем указанная особенность, характерная для технических аналогов, существенно влияет на ток подмагничивания выходных трансформаторов, приводит к необходимости использования разделительных конденсаторов и ухудшает условия мягких коммутаций, особенно в режиме токовой перегрузки.

При этом использование общего емкостного делителя 9 для двух каналов ключевого усиления препятствует реализации преимущества двух раздельных трансформаторов, в значительной степени сохраняя недостатки предшествующих технических решений ключевых стабилизированных конвертеров с ФИМ. Существенным недостатком устройства-прототипа также является сложность обеспечения гальванической развязки выходного напряжения вследствие необходимости гальванической развязки выхода датчика 8 напряжения. Использование цепей гальванической развязки по постоянному напряжению нагружает линейность передачи цепи обратной связи, что ухудшает стабильность вторичного напряжения. В противоположном случае в устройстве-прототипе необходима гальваническая связь между шинами электропитания и шинами нагрузки, что существенно ограничивает возможности его использования.

К недостаткам известных устройств (устройства-прототипа и технических аналогов) относится также отсутствие режима ограничения выходного тока, что сказывается на понижении надежности его работы, в том числе в пусковых режимах и в режимах динамического изменения нагрузки. Кроме того при наличии двух трансформаторов применение двух дополнительных корректирующих индуктивностей, включенных параллельно их вторичным обмоткам, связано с заметным увеличением габаритов и повышением потерь энергии, что сказывается на понижении удельной габаритной мощности устройства-прототипа.

Таким образом, двухканальная схема ключевого стабилизированного конвертера с раздельными трансформаторами каналов сохраняет основные недостатки известных технических аналогов, связанные с понижением надежности вследствие возможного подмагничивания выходных трансформаторов и отсутствия защиты от перегрузки. Кроме того использование дополнительных корректирующих индуктивностей и сложности обеспечения гальванической развязки выходного напряжения ухудшает массогабаритные показатели и ограничивает область применения устройства-прототипа в источниках вторичного электропитания.

Задачей изобретения является повышение надежности при сокращении габаритов и расширении области применения в преобразовательной технике в составе гальванически развязанных источников вторичного электропитания с улучшенными показателями ЭМС.

Технический результат изобретения заключается в устранении токов подмагничивания в условиях исключения дополнительных корректирующих индуктивностей и обеспечении режимов стабилизации напряжения и ограничения тока при гальванической развязке цепей обратной связи при сокращении габаритов ключевого стабилизированного конвертера.

Технический результат достигается тем, что в известном ключевом стабилизированном конвертере, содержащем фазоимпульсный преобразователь с входом управления, прямые и инверсные выходы первого и второго каналов которого соединены соответственно с прямыми и инверсными входами первого и второго КУМ, каждый из которых выполнен на полевых транзисторах с собственной выходной емкостью, включенных в полумостовую схему, соединенную выводами электропитания с шинами напряжения электропитания, между которыми включен первый емкостной делитель, причем выходы первого и второго каналов ключевого усиления соединены соответственно с первыми выводами первого и второго согласующих устройств, каждое из которых выполнено на выходном трансформаторе с корректирующей индуктивностью, причем первичная обмотка каждого трансформатора соединена между первым и вторым выводом соответствующего согласующего устройства, при этом выходы первого и второго согласующего устройств, соединенные с вторичными обмотками входящих в них трансформаторов, последовательно включены между входами выпрямителя, выходы которого через фильтр нижних частот и датчик напряжения соединены с шинами нагрузки введены новые признаки, а именно: в его состав введены второй емкостной делитель, включенный между шинами электропитания, первый и второй датчик тока, пороговая цепь обратной связи по напряжению с гальванически развязанным выходом, весовой сумматор пороговый усилитель и диодный сумматор, выход которого соединен с входом порогового усилителя, а первый и второй входы подключены к выходам первого и второго датчиков тока, включенных соответственно между вторыми выводами первого и второго согласующего устройства и средними точками первого и второго емкостных делителей, в свою очередь выход датчика напряжения соединен с входом пороговой цепи обратной связи по напряжению, гальванически развязанный выход которой соединен с первым входом весового сумматора, второй вход которого соединен с выходом порогового усилителя, а выход подключен к входу управления фазоимпульсного преобразователя, причем корректирующая индуктивность в составе первого и второго согласующего устройства выполнена на индуктивности холостого хода трансформатора.

Введение совокупности дополнительных блоков и связей при соответствующем выборе параметров обеспечивает устранение токов подмагничивания трансформаторов и замыкание через индуктивности тока холостого хода первичных обмоток пилообразного тока с амплитудой, достаточной для формирования мягких траекторий переключения в отсутствии дополнительных корректирующих индуктивностей, что позволяет улучшить энергетическую эффективность и сократить габариты ключевого стабилизированного конвертера, повышение надежности работы которого достигается, в том числе, введением комбинированной обратной связи с гальванической развязкой по напряжению и току для расширения области применения в условиях изменения тока нагрузки от номинальных значений до перегрузки, включая пусковые режимы работы. Для перехода от режима стабилизации напряжения к режиму ограничения выходного тока используются пороговые устройства передачи сигналов обратной связи по напряжению и току и их весовое суммирование для формирования результирующего напряжения управления фазоимпульсной модуляцией, что позволяет обеспечить высокую стабильность выходного напряжения в номинальных режимах с переходом в режим ограничения максимального тока превышении номинального тока не более чем на 20%.

Сущность изобретения поясняется структурными схемами устройства-прототипа и заявленного устройства, представленными на фиг.1 и фиг.2, и временными диаграммами сигналов, определяющими принцип действия предполагаемого технического решения, приведенными на фиг.3.

На фиг. 3 обозначено:

- результирующий сигнал управления фазоимпульсного преобразователя, формируемый весовым сумматором 16.

- опорное пилообразное напряжение тактовой частоты формируемое генератором 3.4 пилообразного напряжения (ГПН).

- логический импульсный сигнал с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ), формируемый по результату сравнения результирующего сигнала управления U₊ и пилообразного напряжения

- логические импульсные сигналы на выходах схемы 3.3 фазового сдвига, формируемые в результате логического преобразования синхронного сигнала половинной тактовой частоты (X₁) в сдвинутый во времени сигнал Х₂ на длительность паузы сигнала X.

- импульсное напряжение на выходах каналов КУМ 1 и 2 относительно средних точек емкостных делителей 9 и 10.

- напряжение на входе выпрямителя.

- результирующее импульсное напряжение на выходе выпрямителя 6 с низкочастотной составляющей выделяемой в шинах нагрузки.

- выходной ток каналов КУМ 1 и 2, протекающий через первичные обмотки трансформаторов 4 и 5 с заданной индуктивностью холостого хода.

- напряжение на выходе диодного сумматора 6, пропорциональное амплитуде максимальных сигналов на выходах датчиков тока 11 и 12 (пунктирная линия иллюстрирует нарастание выходного тока при отсутствии режима ограничения)

Заявленное устройство (фиг.2) содержит КУМ 1 и 2, фазоимпульсный преобразователь 3, согласующие устройства 4 и 5, емкостные делители 9 и 10, датчики 11 и 12 тока, выпрямитель 6, фильтр 7 нижних частот, датчик 8 напряжения, пороговую цепь 13 обратной связи по напряжению с гальванически развязанным выходом, диодный сумматор 14, пороговый усилитель 15, весовой сумматор 16. В состав фазоимпульсного преобразователя входят генератор 3.4 пилообразного напряжения, схема 3.5 сравнения, схема 3.3 фазового сдвига и двухканальные драйверы 3.1 и 3.2 с прямыми и инверсными каналами передачи импульсных сигналов с задержкой τ_ф фронта импульсов.

Все структурные блоки, входящие в состав предлагаемого ключевого конвертера, выполняются по известным правилам, а их совокупное использование обеспечивает достижение заявленного технического результата.

КУМ 1 и 2 выполняются так же, как в устройстве - прототипе (патент США №5875103) по полумостовой схеме, каждая из которых содержит два ключевых элемента (1.1, 1.2 и 2.1, 2.2) последовательно включенные между шинами +Е и-Е электропитания. В качестве ключевых элементов используются полевые транзисторы с собственным обратным диодом и параллельной выходной емкостью, которая может быть дополнена внешним конденсатором для достижения требуемого значения обеспечивающего формирование плавной траектории переключения. Полевые транзисторы выбираются с учетом требуемого допустимого напряжения (где - максимальное значение напряжения питания) и допустимого выходного тока (где - максимальное значение амплитуды тока в первичных обмотках трансформаторов).

В проведенной разработке применены транзисторы 2П222Б1 (U_доп = 600 В, (I_доп = 6А), что обеспечивает номинальную выходную мощность КСК 1000 Вт при требуемых запасах на надежную разработку при сети постоянного тока 175-320 В.

Фазоимпульсный преобразователь 3 (ФИП) может выполняться по известной схеме с симметричной модуляцией (патент РФ №2013859 Двухтактный фазоимпульсный модулятор, опубл. 30.05.94) либо с односторонней ШИМ, реализованной в микросхеме Д308ЕУ2. Последний вариант признан более предпочтительным для реализации предлагаемого ключевого стабилизированного конвертера. В качестве драйверов 3.1 и 3.2 импульсных сигналов предложено применение микросхем с плавающей точкой (1308ЕУЗАУ), обеспечивающих заданную задержку фронтов прямых и инверсных импульсов управления. Трансформаторы 4 и 5 в составе согласующих устройств предназначены для высокочастотной гальванической развязки импульсных напряжений с заданным коэффициентом трансформации обеспечивающим формирование стабилизирующего напряжения

В условиях изменения напряжения питания

где α₁ = 0,8…0,9 - коэффициент запаса на выпрямление импульсных напряжений при полной модуляции (V₁(t) и V₁(t) - синфазны).

Дополнительной задачей, решаемой за счет индуктивности холостого хода первичных обмоток трансформаторов, является формирование высокочастотного тока частотой 0,5ƒ (ƒ - частота следования импульсов) с амплитудой достаточной для обеспечения плавных траекторий переключения напряжений при выполнении условия

где - минимальная амплитуда тока частотой 0,5ƒ

α₂ = 0,8…0,9 коэффициент запаса на гарантированное формирование плавных траекторий изменения напряжений V₁ и V₂ за счет перезаряда собственных емкостей С_к ключевых элементов энергией, запасенной в индуктивности холостого хода трансформатора.

Для ключевого стабилизированного конвертера с пониженным выходным напряжением U_H=20 - 50 В выпрямитель 6 выполняется на полном диодном мосте с использованием быстродействующих диодов Шоттки с весьма малым остаточным напряжением.

Выходное напряжение V выпрямителя 6 по длительности импульсов и по частоте следования практически синхронно повторяет широтно-модулированный импульсный сигнал X с учетом более плавной траектории переключений Фильтр 7 нижних частот (ФНЧ) выполняется на LC фильтре второго порядка с частотой среза При этом индуктивность фильтра должна обеспечивать подавление высокочастотных составляющих выходного тока выпрямителя более чем на 20…30 дБ, что практически исключает их влияние на высокочастотный выходной ток каналов КУМ 1 и 2.

Датчик напряжения 8, включенный между шинами нагрузки, может быть выполнен на резистивном делителе, обеспечивающим пропорциональную передачу выходного напряжения на пороговую цепь 13 обратной связи по напряжению с гальванической развязкой.

Такая цепь 13 может быть выполнена на оптопаре с ограничивающим стабилизатором. В рамках проведенной проработки использована микросхема 1230ЕР1Т опорного генератора напряжения с высокой степенью стабилизации.

Датчики 11, 12 тока предназначены для формирования сигналов, пропорциональных выходному току КУМ 1 и 2. С учетом высокочастотного (ВЧ) тока первичной обмотки трансформаторов 4 и 5 датчики 11, 12 тока могут быть выполнены на типовых ВЧ трансформаторах тока с заданным коэффициентом преобразования например 1А/1 В (К_ДТ=1В/А) с использованием катушек индуктивности на ферритовых кольцах с общим витком первичной обмотки и вторичной обмоткой с числом витков w₂=100, настроенной на сопротивление 100 Ом.

Диодный сумматор 14 предназначен для выделения максимальной амплитуды сигналов с выходов датчиков тока 11 и 12. Дополнительно диодный сумматор 14 выполняет функции амплитудного детектора, постоянная времени которого задается параллельной RC цепью. Диодный сумматор может быть выполнен как на однополупериодных выпрямителях выходных сигналов датчиков тока 11 и 12 (как показано на фиг.2), так и на мостовых выпрямителях, включенных параллельно по выходу.

Пороговый усилитель 15 обеспечивает формирование сигнала обратной связи по току по результату сравнения напряжения с выхода диодного сумматора 14 с опорным напряжением определяющим максимально допустимую величину соответствующую пороговому значению амплитуды выходных токов каналов КУМ 1,2:

где - коэффициент передачи операционного усилителя в составе порогового усилителя 15.

При менее выходного напряжения пороговой цепи 13 обратной связи по напряжению именно уровень будет определять уровень результирующего сигнала формируемого весовым сумматором 16:

Для обеспечения соотношения (5) весовой сумматор 16 может быть выполнен на основе RD цепи (фиг.2).

Приведенное описание блоков из состава заявленного КСК подтверждает практическую реализуемость предлагаемого технического решения.

Заявленное устройство работает следующим образом.

В режиме стабилизации выходного напряжения при сопротивлении нагрузки не ниже номинального значения согласно (2) и (5) выполняется условие:

При этом результирующий сигнал сравнивается с пилообразным напряжением (фиг.3), что обеспечивает формирование пауз длительностью в логическом сигнале X. На время схема фазового сдвига реализует задержку сигналов управления канала КУМ 2 относительно тактовых импульсов управления канала КУМ 1. В результате импульсное напряжение К_{2 с}двигается во времени на величину что приводит к формированию аналогичной паузы в выходном сигнале V выпрямителя 6. Как следствие, достигается регулировка низкочастотной составляющей импульсного напряжения V в соответствии с результирующим сигналом управления U_p:

где - опорное напряжение пороговой цепи обратной связи с гальванически развязанным выходом;

- коэффициент передачи датчиков напряжения;

- результирующий коэффициент передачи обратной связи по напряжению. Принимая во внимание коэффициент усиления устройства по напряжению получим результирующее значение напряжения с учетом стабилизации:

где - коэффициент трансформации согласующего устройства 4, 5

На практике глубина ОС по напряжению может быть обеспечена не ниже 20…30 дБ (K_ocU=10…30 дБ) что обеспечивает высокую степень стабилизации в условиях изменения напряжения электропитания Е и нагрузки:

Также при двукратном изменении Е до напряжение нагрузки изменяется не более чем на 32 дБ.

В режиме перегрузки выходное напряжение диодного сумматора 6, соответствующего максимальной амплитуде выходных сигналов датчиков тока 11, 12 превышает уровень установленный пороговым усилителем 15. При этом согласно (5) результирующий сигнал определяется уровнем сигнала обратной связи по току

где - опорное напряжение порогового усилителя 15,

- коэффициент передачи амплитуды выходных токов КУМ 1 и 2 с учетом коэффициента K_ДТ передачи датчиков 11,12 тока.

В результате в устройстве реализуется режим ограничения выходного тока за счет обратной связи по максимальной амплитуде высокочастотных токов КУМ 1, 2 усиления. Принимая во внимание, что превышение максимальной амплитуды ВЧ тока одного из КУМ 1 и 2 (фиг.3. увеличение амплитуды I₂) соответствует возрастанию тока нагрузки максимальный уровень определяется значением порогового напряжения

где - амплитуда пилообразного высокочастотного тока индуктивной коррекции (показан на фиг.3 временными диаграммами I₁, I₂)

Наличие в знаменателе выражения (11) коэффициента трансформации согласующих устройств 4, 5 по напряжению объясняется обратно пропорциональной зависимостью трансформации тока. Приведенные соотношения (9) и (11) определяют параметры работы заявляемого устройства в режимах стабилизации напряжения и ограничения тока. Следует отметить, что наличие весового сумматора 16 с резистивным входом сигнала обратной связи по току обеспечивает весьма резкий переход к изменению режима работы. При этом достигается приемлемая зона от номинального выходного тока в режиме стабилизации напряжения до максимального тока в режиме перегрузки с превышением не более чем на 10…20%.

Реализация режима мягких переключений в заявленном устройстве реализуется известным способом, аналогичным изложенному в патентах США №5875101, РФ №2586567). Во время после выключения проводящего транзистора за счет энергии, запасенной в корректирующей индуктивности, обеспечивается перезаряд собственных емкостей ключевых элементов 1.1, 1.2 и 2.1, 2.2 каналов КУМ 1 и 2. При этом выключение следующего транзистора в полумостовой схеме осуществляется при нуле тока и напряжения, что соответствует минимизации динамических потерь мощности.

Необходимым условием мягкого переключения является достаточность энергии, запасенной в корректирующей индуктивности для заряда собственных емкостей ключевых элементов КУМ 1 и 2. Для этого максимальная амплитуда пилообразной составляющей выходного тока каналов КУМ 1,2, протекающей через корректирующую индуктивность должна превосходить максимальный уровень выходного тока нагрузки приведенный к первичной обмотке трансформаторов

Обеспечение такого уровня высокочастотного тока требует корректирующих индуктивностей большой энергоемкости:

Применение корректирующей индуктивности в составе отдельных дросселей, соизмеримых с размерами выходных трансформаторов каналов ключевого усиления согласующих устройств значительно влияет на габарит устройства-прототипа. Применение в предлагаемом техническом решении в качестве корректирующей индуктивности на основе индуктивности холостого хода обеспечивает существенные преимущества заявленного КСК по сравнению с прототипом и техническими аналогами.

Принципиальное улучшение заявленного устройства связано с применением раздельных емкостных делителей 9 и 10 для замыкания выходного тока каналов КУМ 1 и 2, что исключает возможность подмагничивания трансформаторов согласующих устройств 4 и 5, а также улучшает симметрию выходных напряжений V₁ и V₂ (фиг. 3).

Преимущества заявленного технического решения обеспечивают достижение улучшенных энергетических и габаритных показателей в условиях исключения токов подмагничивания и реализации режимов стабилизации напряжения и ограничения тока, принципиально улучшающее показатели надежности ключевого стабилизированного конвертера.

Важным для КСК является гальваническая развязка шин напряжения электропитания и шин нагрузки, что достигается применением пороговой цепи обратной связи по напряжению с гальванически развязанным выходом и применением трансформаторов высокочастотного тока каналов усиления для выделения составляющих тока нагрузки. Выделенные преимущества позволяют обеспечить реализацию на основе предлагаемого технического решения унифицированных источников вторичного электропитания для функциональной аппаратуры с улучшенными показателями энергетической эффективности и электромагнитной совместимости.

Совокупность указанных преимуществ позволяет рекомендовать настоящее изобретение к использованию для широкого класса источников питания средней надежности от объектовой сети.

На предприятии изготовлены опытные образцы предлагаемого стабилизированного конвертера, испытание которых подтвердило преимущества источников электропитания на их основе в части достижения КПД до 95% при удельной габаритной мощности более 500 Вт на литр функционального объема в условиях надежной гальванической развязки и исключения опасных режимов токовой перегрузки. Достигнутые результаты позволяют обеспечить расширенное внедрение настоящего изобретения в приоритетных задачах предприятия.

Изобретение относится к электротехнике, а именно к преобразовательной технике и может быть использовано во вторичных источниках электропитания, а также в телекоммуникационном оборудовании с повышенными требованиями к энергетической эффективности и электромагнитной совместимости. Технический результат изобретения заключается в устранении токов подмагничивания в условиях исключения дополнительных корректирующих индуктивностей и обеспечении режимов стабилизации напряжения и ограничения тока при гальванической развязке цепей обратной связи при сокращении габаритов ключевого стабилизированного конвертера. Предложен ключевой стабилизированный конвертер с мягкими траекториями переключений в условиях обеспечения режима стабилизации напряжения и ограничения входного тока с гальванической развязкой от шин электропитания, содержащий каналы ключевых усилителей мощности (1) и (2), выполненные на полумостовых схемах, фазоимпульсный преобразователь (3), согласующие устройства (4) и (5), включающие выходные трансформаторы, емкостные делители (9) и (10) для каждого канала ключевого усиления, датчики (11) и (12) высокочастотного (ВЧ) тока, выпрямитель (6), фильтр (7) нижних частот, датчик (8) напряжения, пороговую цепь (13) обратной связи (ОС) по напряжению с гальванически развязанным выходом, диодный сумматор (14) выходных сигналов датчиков (11) и (12) тока, пороговый усилитель (15), весовой сумматор (16). Индуктивность холостого хода первичных обмоток выходных трансформаторов используется в качестве корректирующей индуктивности для формирования мягких траекторий переключения. Весовой сумматор (16) обеспечивает формирование результирующего сигнала управления фазоимпульсного преобразователя (3) с учетом сигнала ОС по напряжению в режиме стабилизации напряжения, либо сигнала огибающей амплитуды ВЧ тока в режиме ограничения тока. При использовании в качестве корректирующей индуктивности холостого хода трансформаторов согласующих устройств обеспечено улучшение энергетических и габаритных характеристик при обеспечении гальванической развязки и реализации режимов стабилизации выходного тока. При этом достигается повышение надежности в условиях исключения токов намагничивания и устранение аварийных режимов перегрузки. 3 ил.

Ключевой стабилизированный конвертер, содержащий фазоимпульсный преобразователь с входом управления, прямые и инверсные выходы первого и второго каналов которого соединены соответственно с прямыми и инверсными входами ключевых усилителей мощности 1 и 2, каждый из которых выполнен на полевых транзисторах с собственной выходной емкостью, включенных в полумостовую схему, соединенную выводами электропитания с шинами напряжения электропитания, между которыми включен первый емкостной делитель, причем выходы первого и второго каналов ключевого усиления соединены соответственно с первыми выводами первого и второго согласующих устройств, каждое из которых выполнено на выходном трансформаторе с корректирующей индуктивностью, причем первичная обмотка каждого трансформатора соединена между первым и вторым выводом соответствующего согласующего устройства, при этом выходы первого и второго согласующего устройств, соединенные с вторичными обмотками входящих в них трансформаторов, последовательно включены между входами выпрямителя, выходы которого через фильтр нижних частот и датчик напряжения соединены с шинами нагрузки, отличающийся тем, что в его состав введены второй емкостной делитель, включенный между шинами электропитания, первый и второй датчик тока, пороговая цепь обратной связи по напряжению с гальванически развязанным выходом, весовой сумматор, пороговый усилитель и диодный сумматор, выход которого соединен с входом порогового усилителя, а первый и второй входы подключены к выходам первого и второго датчиков тока, включенных соответственно между вторыми выводами первого и второго согласующего устройства и средними точками первого и второго емкостных делителей, в свою очередь выход датчика напряжения соединен с входом пороговой цепи обратной связи по напряжению, гальванически развязанный выход которой соединен с первым входом весового сумматора, второй вход которого соединен с выходом порогового усилителя, а выход подключен к входу управления фазоимпульсного преобразователя, причем корректирующая индуктивность в составе первого и второго согласующих устройств выполнена на индуктивности холостого хода трансформатора.