Способ оптимального измерения фазы радиосигнала и устройство для его осуществления Советский патент 1988 года по МПК G01R25/00 

1

Изобретение относится к измерительной, технике и может быть использовано для измерения фазы радиосигнала при высоком уровне помех и шумов в радионавигационных и радиогеодезических дальномерных системах, а также в системах передачи информации фазовыми методами.

Цель изобретения - повышение точности измерения фазы сигнала при наличии интенсивных гармонических и шумовых помех.

На чертеже приведена функциональная схема устройства для оптимального измерения фазы радиосигнала, реализующего способ.

Устройство содержит приемник 1, сумматоры 2 и 3, узкополосный фильтр 4 с управляемым реактивным элементом 5, перемножители 6-10 и генератор 11 опорного напряжения, квадратурные фазовращатели 12 и 13, фильтр 14 нижних частот, первый 15 и второй 16 делители частоты, автоматический переключа- тель 17, микроэвм 18 с генератором 19 тактовых импульсов и цифровым индикатором 20, аналого-цифровой преобразователь (АЦП) 21, цифроаналоговый преобразователь (ЦАП) 22 и мульти- плексор 23 с тремя входами.

Одни входы перемножителей 6-8 соединены с выходом фильтра 4, вход которого через сумматор 2 соединен с выходом приемника 1. Другие входы перемножителей 7 и 8 соединены соответственно с выходом генератора 11 опорного напряжения непосредственно

0

5

0 5 О

5

и через Квадратурный фазовращатель 12. Одни входы перемножителей 9 и 10 соединены соответственно с выходом генератора 11 опорного напряжения непосредственно и через квадратурный фазовращатель 12. Другие входы перемножителей 9 и 10 соединены соответственно с выходами автоматического переключателя 17, противоположные входы которого соединены между собой и соответственно с выходом фильтра 14 нижних частот непосредственно и через квадратурный фазовращатель 13, Управляющий вход автоматического переключателя 17 через второй делитель 16 частоты соединен с входом фильтра 14 нижних частот и выходом первого делителя. 15 частоты, вход которого соединен с генератором 19 тактовых импульсов. Выходы перемножителей 9 и 10 соединены с входами сумматора 3, выход которого соединен с другим входом перемножителя 6 и другим входом сумматора 2. Вькоды перемножителей 6-8 соединены с входами мультиплексора 23, выход которого через АЦП 21 и интерфейс ввода подключен к шине данных микроэвм 18, которая через интерфейс вывода и ЦАП 22 соединена с управляющим входом управляемого реактивного элемента 5, соединенного с узкополосным фильтром 4.

Сущность способа заключается в следующем.

Радиосигнал U U,cos tot+4 (t) , принятый в смеси с помехой, фильтруют узкополосным фильтром с центральной

частотой QgH полосой пропускания ЛСО определяемой скоростью изменения фазы радиосигнала во времени tf(t). Отфильтрованный от помех сигнал U U,cos ot+4 (t)± q)(7i)3 , где ф„ - вносимый фазовьш сдвиг от несогласованности (расстройки) фильтра, перемножают с квадратурными сигналами генератора опорного напряжения Uj

U cosQt и и.U,sinot. Одновременн m э ni т

квадратурные сигналы Uj и 1)4 дополнительно перемножают с квадратурными сигналами низкой частоты .osnt и Ue U 6sinnt.

Частоту низкочастотных сигналов SI выбирают равной, половине полосы пропускания фильтраЛ й Оо/2. Амплитуды квадратурных сигналов выбирают равными U,Un,4.

В результате дополнительного перемножения квадратурных сигналов образуются двухчастотные сигналы вида

и U,U5rU U gCosot cosnt ju,-U«s

xcos(lo-S2)t+cos()t ;

,Ug UmqUrti« siniot

K.Um.Os(tO-Q)t-COs(cO + J7)t

JU, }J COS (u-n) t-cos (Q + n) t .

Суммируют перемноженные сигналы, создавая сдвинутый вниз по частоте сигнал и, U7.,(w-f7)t, Пропускают сдвинутый по частоте сигнал Ug через узкополосный фильтр. Прошед- ший сигнал получает ослабление и вносимый фазовый сдвиг в зависимости от знака и величины расстройки фильтра относительно смещенного по частоте сигнала; Рассматривая для простоты в качестве узкополосного фильтра колебательный контур с резонансной частотой QO, получим

и,о K,U,( + q,,

К где К, -- ---I 1, - коэффициент пере I+Q дачи расстроенного контура;

KO - коэффициент передачи настроенного контура;

Q - добротность кон,

сэ-п.

Оо

тура; - относительна

Оо Сз-а ..... расстройка контура относительно сигнала разностной частоты;

5

g

5

0

0

Q

ff, arctgQ Xi - фазовый сдвиг,

вносимый расстроенным контуром.

Перемножают выходные сигналы фильтра г и и, со сдвинутым по частоте сигналом Ug и вьщеляют постоянную составляющую напряжения Vf

U,.|u,oU,,(U,)..

где tj - время усреднения перемноженных сигналов.

Квадратурные сигналы низкой частоты Q периодически замещают один другим с периодом замещения, превышающим период низкочастотньк сигналов. В результате замещения низкочастотных сигналов () в процессе перемножения образуются двухчастотные сигналы вида

и,, ,U cos6:t sinQt

|и,и„ -sin(u-s)t+sin(co 4.o)t ; U4U5 U U 5sinQt cosQt

(w-Q)t+sin(cD+Q)t

|и„, и„б sin(ta-n) t+sin(co+n) t .

При суммировании перемноженных сигналов образуется сдвинутый вверх по частоте сигнал U,,,(w+Q),(u +

+n)t.

Сигнал и,, прошедший через фильтр, получает ослабление и фазовый сдвиг, определяемый противоположным знаком расстройки

U,,U,sin(ca+5l)t-Cf,,

где - коэффициент пёре- I+Q I дачи контура,

расстроенного относительно сигнала с верхней частотой;

- относительная расстройка контура относительно сигнала суммарной частоты;

СОл

- „

СОо СЭ + а

Cfi arctg Q А фазовый сдвиг

противоположного .знака.

В результате перемножения выходных сигналов фильтра Uj и U,. со сдвинутым по частоте сигналом Ui образуется постоянная составляющая напряжения

U, 45U,,,(U,) cdsq ,,

где t - время усреднения после замещения низкочастотных сигналов.

Для вьщеления постоянных составляющих напряжения U, и U,6 из спектров перемноженных сигналов и U, ,, содержащих наряду с постоянной составляющей и гармоническую составляющую напряжения низкой частоты Q, сигналы Uj. и Ug замещают один другим с периодом, кратным периоду HjJ3KO4ac- тотных сигналов

Т t,+t,2n (|),

где ,2,3,... - целые числа.

В этом случае за время усреднения t, и t постоянная составляющая от низкочастотной гармонической помехи равна нулю, вьщеляется постоянная составляющая от произведения одночас- тотных сигналов U,(,U, и Uij-U,. Далее сравнивают постоянные составляющие перемноженных сигналов U, и U и определяют знак и значение разностного напряжения.

Если фильтр не согласован с сигналом, т.е. расстроен относительно ;не- сущей частоты сигнала (), то ослабления и абсолютные значения фазовых сдвигов, вносимых фильтром в смещенные по частоте сигналы и,,и , неодинаковы (К, 1,1) , В результате сравнения напряжений U,, и образуется разностное напряжение U(K,cosV,(/,) (и,и„.,)2. Вели- чина и полярность разностного напряжения и„ зависят от расстроек фильтра по сигналам со смещенными частотами со-йисо+сг,. так как К, и К, а также cos if, и CDSCpj функционально зависят от расстроек и Д.

Разностным напряжением и„ регули- ipyioT частотную характеристику фильтра, например, изменением реактивности контура в направлении уравнения ослаблений и косинусов фазовых сдвигов смещенньк по час.тоте сигналов U,, и U,j. При этом изменяется и центральная частота .фильтра йЗо . При совпадении центральной частоты фильтра с частотой сигнала () ра сстройки по сигналам и и U,5 становятся одинаковыми по абсолютной величине

o-a ur

w.

: Wo-U

Q. . w J

Ooi . Я

i 7,4 /тГГп

0

При этом ослабления и косинусы фазовых сдвигов, вносимых согласованным фильтром () в сигналы смещенных частотса-fi исо+С2, становятся одинаковыми. Поэтому сравниваемые постоянные напряжения U,, и U, уравниваются (к, созц), ), и разностное напряжение и,7 обращается -в нуль (). , В момент равенства сравниваемых напряжений () в сигнале U исчезает фазовый сдвиг от расстройки фильтра 5 /C{)j( A)Ol . В этом состоянии постоянные составляющие, произведений отфильтрованного сигнала U с квадратурными

сигналами U, и U4 становятся равными t 1 t,

0 VtH UmUn,, +

° 1° - +q (t)cosot U U,costp(t);

25

2 .

u,,t;-jUzU4 Ju.u,)t

btfCt)

sinot U U,sin(f(t)

Q

5

5

5

U,U,sin(f(t), .

Т где t, - время усреднения.

Отношение постоянных составляющих становится пропорциональным фАзе радиосигнала .

U., ,(t).

Непосредственно фазу радиосигнала определяют по арктангенсу этого отношения. q)(t)arctg и. Произведения смещенньк по частоте сигналов U, и и,у, прошедших через фильтр, с квадратурными опорными сигналами U-, и U. дают низкочастотный сигнал смещения частоты П. Благодаря выбору времени усреднения t, и t, кратного периоду низкочастотных сигналов U. и Ug, низкочастотная помеха автоматически подавляется и не влияет на результат сравнения.

При несогласованном фильтре ( со) вносимый фазовый сдвиг следующий

q),()arctg Q(f- ,

Результат измерения в этом случае содержит погрешность

йш йср tp(t)± ()«± arctg Q -,

где uCO - абсолютная расстройка узкополосного фильтра. Если частота радиосигнала f 10 МГц, эквивалентная добротность фильтра , а относительная расстройка Мо/ао 0,01%, то погрешность определяется следующим образом,

103 flf/r±arctg103 Следовательно, даже весьма малая расстройка (0,01%) вызывает большую погрешность измерения.

arctg 0,1 +6

В перемножителе 6 за счет перемножения сигналов смещенной частоты д и и,о образуется постоянная составляющая напряжения, пропорциональная ослаблению и косинусу фазового сдвига, вносимого фильтром 4 на разностной частоте. Постоянная составляющая напряжения с помощью АЦП 21 интегрального типа вьщеляется-из спектра перемноженных сигналов и преобразуется в код. Подключение АЦП 21 к выходу пе30

Устройство для оптимального измерения фазы радиосигнала работает сле- ремножителя 6 осуществляется с по- дующим образом.- мощью мультиплексора 23, управляемого

Радиосигнал U, частотой СО и фазой командами от микроЭВМ 18. Cp(t) с приемника 1 через сумматор 2 при замещении низкочастотных квад- поступает на узкополосньш фильтр 4, . ратурных сигналов U и U автомати 20 ческим переключателем 17 на выходе сумматора 3 формируется сигнал U,j, смещенньй по частоте со+ fi вверх на половину полосы пропускания фильтра 4. На выходе перемножителя 6 образу- 25 ется постоянная составляющая, пропорциональная ослаблению и косинусу фазового сдвига, вносимого фильтром 4 на суммарной частотеQ+n. Постоянная составляющая вьщеляется и кодируется АЦП 21.

Период замещения низкочастотных квадратурных сигналов частоты 57 задается прямоугольным напряжением с выхода второго триггерного делителя 16 частоты. Коэффициент деления п делителя 16 выбирается равным 8-32 ()-, что обеспечивает требуемую кратность с периодом квадратурных сигналов и эффективное подавление низкочастотной помехи с частотой на выходе перемножителя 6.

Сравнение постоянных составляющих осуществляется в процессоре микроЭВМ 18 по программе, записанной в ее ПЗУ В результате сравнения образуется управляющий сигнал, который через ЦАП 22 воздействует на управляемый элемент 5 фильтра 4. После каждого шага изменения частоты настройки фильтра 4 производится повторное сравнение и вьфаботка управляющего воздействия, При достижении равенства сравниваемых напряжений мультиплексор 23 подрслюча- ет АЦП 21 к выходу перемножителя 7. На выходе перемножителя 7 в ре- 55 зультате перемножения отфильтрованного радиосигнала U с опорным синфазным напряжением U, образуется постоянная составляющая, пропорциональная

частотная характеристика которого регулируется управляемым реактивным элементом 5. Выходной отфильтрованный сигнал Uj воздействует на одни входы перемножителей 6-8, из которых перемножители 7 и 8 основные, а перемножитель 6 дополнительный. На другие входы основных перемножителей 7 и 8 поступает синфазный сигнал U генератора 11 опорного напряжения непосредственно, а квадратурный .сигнал U, через фазовращатель 12.

Одновременно квадратурные сигналы и и и поступают на одни входы до- полтчительных перемножителей 9 и 10, на другие входы которых через автоматический переключатель 17 поступает низкочастотньм синфазный сигнал Ug. частоты Ti с выхода фильтра 14 нижних частот непосредственно и квадратурный низкочастотный сигнал U через фазовращатель 13.

Низкочастотный сигнал с частотой, примерно равной половине полосы пропускания фильтра 4, формируется делением частоты следования -тактовых импульсов генератора 19 первым триггер- ным делителем 15 частоты с выделением первой гармоники из низкочастотного прямоугольного напряжения фильтром 14 нижних частот.

Выходные сигналы перемножителей 9 и 10 суммируются в сумматоре 3, образуя смещенный по частоте сигнал. Выходной сигнал сумматора 3 U,, смещенный по частоте вниз со-С1 на половину полосы пропускания фильтра 4, поступает через сумматор 2 на вход этого фильтра. Выходные сигналы фильтра 4 (основной U2 и смещенный по частоте

35

40

45

50

0

U.Q) воздействуют на входы перемножителей 6-8.

В перемножителе 6 за счет перемножения сигналов смещенной частоты д и и,о образуется постоянная составляющая напряжения, пропорциональная ослаблению и косинусу фазового сдвига, вносимого фильтром 4 на разностной частоте. Постоянная составляющая напряжения с помощью АЦП 21 интегрального типа вьщеляется-из спектра перемноженных сигналов и преобразуется в код. Подключение АЦП 21 к выходу пе ремножителя 6 осуществляется с по- мощью мультиплексора 23, управляемого

30

20 25

35

40

55

45

55

50

913

coscf(t). Низкочастотная помеха с частотой Г2 от произведения смещенного по частоте сигнала с опорным U, подавляется в АЦП 21 интегрального типа. Выходной код АЦП, пропорцио- нальный cosCf(t), поступает в микро- ЭВМ, где и запоминается.

Аналогичным образом постоянная составляющая с выхода перемножителя 8, пропорциональная ), с помощью мультиплексора 23 вьщеляется, кодируется в АЦП 21 и запоминается в микроэвм. В процессоре микроЭВМ вычисляется значение текущей фазы ра- диосигнала cp(t), которое отображаетс на цифровом индикаторе 20.Отсчеты фазы производятся в моменты равенства срав- ниваемых напряжений при периодических изменениях направления смещения частот

В предложенном способе погрешност utf от расстройки фильтра уменьшается за счет возможности автоматической перестройки его частотной характеристики по результатам сравнения ампли- туд сдвинутых по частоте сигналов Таким образом, достигаются повышение точности измерения фазы радиосигнала за счет уменьшения влияния знакопеременного фазового сдвига от расстрой- ки фильтра при любом значении измеряемого фазового сдвига (0-180 ), а также минимизация дисперсии фазы за счет автоматического согласования частотной характеристики фильтра

(центральной частоты фильтра) с несущей частотой радиосигнала.

Формул а изобр

е т е н и- Я

1, Способ оптимального измерения фазы радиосигнала, заключающийся в предварительной фильтрации принятого радиосигнала узкополосным фильтром, перемножении отфильтрованного сигнала с квадратурными сигналами генератора опорного напряжения, выделении постоянных составляющих напряжений из перемноженных сигналов и определении фазы радиосигнала по арктангенсу отношения этих напряжений, отличающийся тем, что, с целью повьш1ения точности при наличии интенсивных гармонических и шумовых помех, квадратурные сигналы генератора опорного напряжения дополнительно пере- множают с квадратурными сигналами низкой частоты, которую выбирают рав: ой половине полосы пропускания филь

О

ю jj .JQ

25 зо

35

40

45

55

50

тра, суммируют перемноженные сигналы, пропускают сдвинутый по частоте сигнал через фильтр, дополнительно перемножают выходные сигналы фильтра со сдвинутым по частоте сигналом и вьще- ,ляют постоянную составляющую напряжения, при этом низкочастс тные сигналы периодически замещают один другим с периодом замещения, кратным периоду низкочастотных сигналов, сравнивают получаемые при перемножении сигналов постоянные составляющие и разностным напряжением регулируют центральную частоту частотной характеристики фильтра в направлении уравнивания сравниваег Шх постоянных составляющих напряжения, а измерение фазы радиосигнала производят в момент равенства сравниваемых постоянных напряжений.

2. Устройство для оптимального из- 1 }ерения фазы радиосигнала, содержащее приемник, узкополосный фильтр, генератор опорного напряжения, квад- ратурньй фазовращатель и два перемножителя, одни входы которых соединены с выходом фильтра, другие входы соединены соответственно с выходом генератора опорного, напряжения непосредственно и через квадратурный фазовращатель, отличающееся тем, что, с. целью повьшгения точности лри наличии интенсивных гармонических и шумовых помех, в него введены автоматический переключатель, противоположные входы которого соединены между собой, фильтр нижних частот, второй квадратурный фазовращатель, два делителя частоты, два сумматора, микро- ЭВМ с генератором тактовых импульсов и цифровым индикатором, аналого-цифровой преобразователь, цифроаналого- вый преобразователь, мультиплексор, управляемый реактивный злемент и три дополнительных перемножителя, при этом одни входы первого и второго перемножителей соединены соответственно с выходом генератора опорного напряжения непосредственно и через квадратурный фазовращатель, другие входы - с выходами автоматического переключателя, входы соединены соответственно с выходом фильтра нижних частот непосредственно и через второй квадратурный фазовращатель, выход первого делителя частоты соединен с входом фильтра нижних частот, а управлякхций вход автоматического переключателя через второй делитель частоты соединеН с выходом первого делителя частоты, входом соединенного с генератором тактовых импульсов микроЭВМ, выходы первого и второго дополнительных перемножителей соединены с входами первого сумматора, выход которого соединен с одним из входов третьего дополнительного перемножителя, другой вход которого соединен с выходом уз- кополосного фильтра, между входом которого и выходом приемника включен

второй сумматор, другой вход которого соединен с вь1ходом первого сумматора, выходы основных и третьего дополнительного перемножителей соединены с входами мультиплексора, выход которого через аналого-цифровой преобразователь соединен с шиной данных мик- роЭВМ, которая через цифроаналоговый преобразователь соединена с входом управляемого реактивного элемента узкополосного фильтра.

Изобретение относится к области измерит ельной техники. Способ оптимального измерения фазы радиосигнала реализован в устройстве, содержащем приемник 1, сумматоры 2, 3, узкополосный фильтр (УПФ) 4 с управляемым реактивным элементом 5, перемножители 6-10, генератор 11 опорного напряжения (ГОН), квадратурные фазовращатели 12, 13, фильтр 14 нижних частот, делители 15,,16 частоты, автоматический переключатель 17, микроЭВМ 18, генератор 19 тактовых импульсов, цифровой индикатор 20, аналого-цифровой сл