Резонансный конвертор Советский патент 1990 года по МПК H02M3/335 

Изобретение относится к электротехнике и может быть использовано в источниках вторичного электропитания

Целью изобретения является снижение акустических шумов путем повышения нижнего предела частоты коммутации.

На фиг. 1 представлена принципиальная схема резонансного конвертора; на фиг. 2 - эпюры токов и напряжений.

Конвертор содержит входные выводы 1 и 2. С входным выводом 1 соединен коллектор транзисторного ключа 3, эмиттер которого соединен с входным выводом 2 через первичную обмотку 4 трансформатора 5, вторичная обмотка 6 которого через первый дроссель 7 и диод 8 соединена с первым конденсатором 9 и с одним из выводов второго дросселя 10, второй вывод которого соединен с вторым конденсатором 11 и с входом DLC-фильтра 12, состоящего из обратного диода 13, дросселя 14 и третьего конденсатора 15, соединенного параллельно цепи нагрузки 16, при этом управляющий

вывод транзисторного ключа 3 соединен с выходом блока 17 управления.

Резонансный конвертор работает следующим образом.

От источника постоянного напряжения к входным выводам 1 и 2 прикладывается постоянное напряжение. На управляющий вывод транзисторного ключа 3 подаются импульсы от блока 17 управления, открывающие транзисторный ключ 3, через который протекает ток, форма импульса которого близка к синусоидальной благодаря резонансным свойствам первой цепочки, состоящей из дросселя 7 и конденсатора 9. Данный ток заряжает первый конденсатор 9 до значения, примерно равного удвоенному значению напряжения источника питания, приведенного к вторичной обмотке трансформатора 5. После отключения транзисторного ключа 3 и закрытия диода 8 накопленная энергия в первом конденсаторе 9 передается через буферную резонансную цепочку, состоящую из вторых дросселя 10

(Л

С

сл ч

sj

о

и конденсатора 11 и через DLC-филыр 12 на нагрузку 16.

На эпюрах фиг. 2 представлены входной ток I0x(t), емкостный ток первого конденсатора 1Ск(0, ток индуктивности буферной цепочки LB (t) и напряжение на первом конденсаторе UCK(t).

В предлагаемой схеме (фиг, 1) входной ток равен сумме

iux(t) icK(t) + lLB(t),

причем ток индуктивности буферной резонансной цепочки ILB не является постоянной величиной, а зависит от периода Т. В отличие от схемы известного конвертора, содержащей обратный диод, DLC-фильтр, иключенным плраллельно первой емкости, который и, к;;ч 11 1ст режим перезаряда згой емкости, в схеме фиг, 1 такой перезаряд не только возможен, но и желателен-, так как в этом случае збзможна эффективная амплитудно-частотная модуляция (АЧИМ), при которой уменьшение частоты приводит не к росту амплитуды тока 1Скт, а к ее падению.

Для этою необходимо переставить диод DLC-фильтра и менять частоту (соответственно период Т) правее точки А (фиг. 2), i.e. правее точки, когда напряжение на первом конденсаторе примет максимально возможное отрицательное значение.

В этом случае увеличение периода (т.е. уменьшение частоты), при условии, что длительность импульса tn меняется незначительно, уменьшает коэффициент заполнения, т.е. способствует снижению напряжения на нагрузке.

Одновременно с этим уменьшается амплитуда тока

1 -Е-иск(Т) I

ч. к/с к

где Ј - напряжение источника питания; Lk, Ck - соответственно индуктивность и емкость резонансной цепочки, (здесь UCK(T) - остаточное значение напряжения на первом конденсаторе в конце периода), так как правее точки А с ростом Т абсолютное значение ШскСП снижается.

Наибольшее значение разность напряжений Е - (Т) достигает в точке А, а наименьшее в точке С Если период включения соответствует не точке В, как на фиг. 2, а точке С, то процесс заряда первого конденсатора не состоится и напряжение на нагрузке упадет до нуля. Таким образом, относительно небольшое изменение перио- да, а следовательно, и частоты может существенно изменить напряжение на нагрузке.

Подбирая параметры схемы (фиг. 1), можно

добиться оптимальной частотной характеристики, обеспечивающей повышение ниж

чего предела частоты, а значит снижение акустических шумов.

Стабильная работа конвертора при условии постоянства волновых сопротивпений цепочек LiCi и UC2 возможна тогда, когда собственная частота буферной цепочки меньше частоты LiCi в нечетное число раз, причем наибольший практический интерес представляет собой, когда собствеимая частота незатухающих колебаний буферной резонансной цепочки L.2C2 в три раза меньше собственной частоты коммутирующей цепочки Ltd. В этом случае входной ток будет проходить через нуль в

момент времени to 1,5 Ст- Это соответствует условиям.

U.

Ci

k

С2

где 1и, 1.2, Ci, C2 - индуктивность и емкость резонансного контура первичной и вторичной цепей. Если ключ 3 размыкается в момент времени to, то обе резонансных цепочки окажутся соединенными последовательно и полупериод незатухающих колебаний объединенного контура будет равен

Хок Я Сэ

0

5

0

;rV(U+L2)

Ci Ci

5

0 55

С1 +С2

где U, Сэ - эквивалентные индуктивность и емкость резонансного контура первичной и вторичной цепей. За время tox напряжение i ia конденсаторе Ci достигнет своего максимально возможного отрицательного значения.

Минимально возможное значение периода при этом равно гмин ТА + T.QK. Как уже отмечалось, область регулирования должна находиться правее точки А (фиг. 2), поэтому период Тмин должен соответствовать максимально возможному значению частоты

включения транзистора Гмакс- Все

Т МИН

это позволяет сформулировать требования к выбору режимов конвертора и его параметрам следующим образом: IA - длительность протекания тока базы силового транзистора должна быть равна

ТА 1.5яЛ.1 Ci : максимальная частота коммутации:

f

.H-4-f.

- и 9LiCi l 2C2

соотношения параметров первого и второго резонансного контуров: Li L2

Ci С2

Таким образом, достигаемый положительный эффект, состоящий прежде всего в повышении нижнего предела частот регулирования, обусловлен не только введением дополнительной буферной резонансной цепочкой U, С2, но и перестановкой диода DLC-фильтра, который включается не параллельно первому конденсатору 9, а параллельно второму конденсатору 11.

В результате напряжение на первом конденсаторе U« может принимать отрицательные значения, а ток через дроссель буферной цепочки ILB не будет постоянным, а зависит от периода Т, что создает предпосылки для эффективного использования АЧИМ и повышения нижнего предела частоты регулирования.

Все это позволяет снизить уровень аку( стических шумов. Кроме того, предлагаемая

схема резонансного конвертора позволяет

создавать источники питания с широким диапазоном изменения токов нагрузки без генерации акустических шумов.

Формула изо бретени я

Резонансный конвертор, содержащий подключенные к входным выводам последовательно соединенные управляемый ключ и первичную обмотку трансформатора, вторичная обмотка которого через диод и первый дроссель соединена с первым конденсатором, образуя коммутирующую резонансную цепочку, DLC-фильтр, подключенный к выходным выводам, и блок управления, связанный с входом управляемого ключа, отличающийся тем, что, с целью снижения акустических шумов путем повы- шения нижнего предела частоты коммутации, в него введена подключенная

параллельно первому конденсатору буферная резонансная цепочка из последовательно соединенных второго дросселя и второго конденсатора, параллельно которому подключен вход DLC-фильтра.

Изобретение относится к электротехнике и может использоваться в источниках вторичного электропитания. Цель изобретения - снижение акустических шумов путем повышения нижнего предела частоты коммутации. В резонансный конвертор, содержащий управляемый ключ, трансформатор, коммутирующую резонансную цепочку и выходной фильтр, введена буферная резонансная цепочка, состоящая из конденсатора и дросселя. Изобретение позволяет создавать источники питания с широким диапазоном изменения токов нагрузки без генерации акустических шумов. 2 ил.

Фиг. 1

Фиъ.2