Измерительный преобразователь активной мощности Советский патент 1991 года по МПК G01R21/00 

подключенного вторым выходом к четвертым входам измерительных элементов 1-3.

Третьи входы измерительных элементов 1-3 соединены с датчиками тока соответствующих фаз. Обьединенные первые выходы измерительных элементов 1-3 подключены к входу первого суммирующего инвертирующего усилителя 5 постоянного тока, выходом подключенного к входу выходного фильтра 7 постоянной составляю- щей. Вторые выходы измерительных элементов 1-3 подключены к входу первого или второго суммирующих интегрирующих усилителей 5, 6 постоянного тока. Третьи выходы измерительных элементов 1-3 сое- динены с входом второго суммирующего ин- вертирующего усилителя 6 постоянного тока, выход которого через масштабный резистор 8 соединен с входом первого суммирующего интегрирующего усилителя 5 постоянного тока. В состав каждого из измерительных элементов входят интегратор 9 (10) постоянного тока, компаратор 11 (12, 13), одновибратор 14 (15, 16), амплитудный модулятор 17 (18, 19), блок 20 (21, 22) галь- ванического разделения импульсных сигналов, преобразователь 23 (24, 25) тока, перекидной ключ 26 (27, 28) и компенсирующий резистор 29 (30, 31), резистивный сумматор 32 (33,34), интегратор 35 постоянного тока.

Компаратор 11 (12, 13) и одновибратор 14 (15, 16) каждого измерительного элемента объединены в одну схему (фиг. 2), содержащую RS-триггер 36 (37, 38), RC-цепь 39 (40, 41) интегрирующего типа и разрядный ключ 42 (43, 44). Блок 20 (21, 22) гальванического разделения импульсных сигналов каждого измерительного элемента содержит логический инвертор 45 (46, 47), ограни- чительный резистор 48 (49, 50), трехобмоточный дифференцирующий трансформатор 51 (52, 53) с первичной обмоткой 54 (55, 56) и двумя вторичными 57 (58, 59) и 60 (61, 62), два диода 63, 64 (65-68) и выходной RS-триггер 69 (70, 71).

В преобразователь 23 (24, 25) тока каждого измерительного элемента входят трехобмоточный трансформатор 72 (73, 74) с первичной обмоткой 75 (76,77), обмоткой 78 (79, 80) обратной связи и выходной обмоткой 81 (82,83), усилитель 84 (85,86) переменного тока и нагрузочный резистор 87(88,89). В каждый из двух суммирущих инвертирующих усилителей 5, 6 постоянного тока вхо- дят операционный усилитель 90 (91). резистор 92 (93) обратной связи и по два фильтрующих конденсатора 94, 95 (96, 97).

Источник опорных напряжений состоит из параметрического стабилизатора 98 постоянного тока и инвертирующего повторителя 99 постоянного напряжения.

Все три измерительных элемента идентичны, поэтому рассмотрим один из них,на- пример первый. Первый вход резистивного сумматора 32 (фиг. 1) подключен к фазе А, второй вход - к первому выходу источника 4 опорных напряжений, общий вывод которого соединен с нулевой фазой, третий - к выходу амплитудного модулятора 17. Выход резистивного сумматора 32 соединен с входом интегратора 35 постоянного тока, к выходу которого подключен вход компаратора 11. Выход компаратора 11 соединен с входом одновибратора 14, выход которого соединен с управляющим входом амплитудного модулятора 17. Сигнальный вход амплитудного модулятора подключен к второму выходу источника разнополярных опорных постоянных напряжений. Вход блока 20 гальванического разделения импульсных сигналов подключен к выходу одновибратора 14.

К входу преобразователя 23 подводится ток, нагружающий фазу А, выход преобразователя тока соединен с подвижным контактом перекидного ключа 26, управляющий вход которого подключен к выходу блока 20 гальванического разделения импульсных сигналов.

Первый неподвижный контакт ключа 26 соединен с входом первого суммирующего инвертирующего усилителя 5 постоянного тока, к выходу которого подключен вход выходного фильтра 7 постоянной составляющей, на выходе которого образуется выходной сигнал устройства - постоянный ток 1Вых или постоянное напряжение ивых. Между преобразователем 23 и входом одного из суммирующих инвертирующих усилителей 5 или 6 (в зависимости от параметров схемы) включен компенсирующий резистор 29.

Второй неподвижный контакт перекидного ключа 26 соединен с входом второго суммирующего инвертирующего усилителя 6 постоянного тока, выход которого через масштабный резистор 8 соединен с входом первого суммирующего инвертирующего усилителя постоянного тока.

К единичному выходу RS-триггера 36 (фиг. 2). входящего в состав одновибратора 14 и компаратора 11, подключена RS-цепь 39 интегрирующего типа, выход которой соединен с входом R триггера. Вход S триггера соединен с выходом интегратора 35 постоянного тока. Параллельно конденсатору RC- цепи -включен разрядный ключ 42, управляющий вход которого подключен таким образом, чтобы при единичном состоянии триггера ключ был разомкнут. Если замыкание ключа осуществляется сигналом 1, управляющий вход необходимо подключить к выходу Q RS-триггера, а в случае его отсутствия - к выходу логического инвертора 45, подключенного к единичному выходу триггера.

Амплитудный модулятор 17 содержит два элемента КМОП логического повторителя напряжения (преобразователя уровня), параллельно объединенных по входам и выходам. Вход питания повторителя напряжения, представляющий сигнальный вход амплитудного модулятора, подключен к второму (положительному) выходу источника разнополярных опорных постоянных напряжений, общая точка повторителя напряжения соединена с общим выводом источника. Параллельно объединенные входы обоих элементов образуют управляющий вход амплитудного модулятора, а параллельно объединенные выходы образуют его выход. Поскольку КМОП повторитель напряжения содержит шесть идентичных элементов, четыре оставшихся элемента, объединенные попарно параллельно, образуют амплитудные модуляторы 18 и 19 второго и третьего измерительных элементов. Сигнальные входы этих модуляторов, так же, как и у амплитудного модулятора 17, представляют собой единственный вход питания КМОП повторителя напряжения и на фиг. 2 не показаны. Точно так же не показана и общая точка у амплитудных модуляторов 18, 19, соединенная с общей точкой модулятора 17 внутри повторителя напряжения.

Согласующий блок 20 гальванического разделения импульсных сигналов состоит из двух последовательно соединенных логических инверторов, между выходами которых последовательно с ограничительным резистором 48 включена первичная обмотка 54 дифференцирующего трансформатора 51. Встречно включенные две вторичные обмотки 57 и 60 одним концом соединяются друг с другом и с общей точкой выходной части схемы, к их вторым концам подключены аноды диодов 63 и 64. Катоды диодов соединяются со входами S и R выходного RS-триггера 69.

Первичная обмотка 75 трансформатора 72, входящего в состав преобразователя 23, включена последовательно в цепь тока IA, нагружающего фазу А. Выходная обмотка 81 трансформатора подключена к входу усилителя 84, выход которого соединен с компенсирующим резистором 29 и с обмоткой 78 обратной связи, с вторым концом кото- рой соединен нагрузочный резистор 87.

Второй конец резистора соединен с подвижным контактом перекидного ключа 26. Резистор 92 (93) обратной связи, входя- щий в состав каждого из двух суммирующих инвертирующих усилителей 5, 6 постоянного тока включен между выходом и инвертирующим входом операционного усилителя 90 (91). Параллельно резистору 92 (93) вклю0 чен фильтрующий конденсатор 95(97), фильтрующий конденсатор 94 (96) включен между входами операционного усилителя.

Источник 4 разнополярных опорных постоянных напряжений состоит из парамет5 рического стабилизатора 98 и подключенного к его выходу инвертирующего повторителя 99 постоянного напряжения. Первый выход источника (отрицательный) является выходом инверти0 рующего повторителя 99, второй (положительный) - выходом параметрического стабилизатора 98.

На фиг. 1, 2 обозначены фазы А, В, С и нулевая фаза 0 трехфазной цепи; фазные

5 напряжения Од, UB, Uc, фазные токи IA, IB, ic, выходные напряжения U0ni и Uon2, снимаемые соответственно с первого и второго выходов источника разнополярных опорных постоянных напряжений; Ri, R2, Нз

0 сопротивления резисторов, входящих в состав резистивного сумматора 32 и подключенных к его первому - третьему входам, соответственно (точно таким же являются сопротивления соответствующих резисто5 ров сумматоров 33 и 34), IRI, IRJ, IRS - протекающие по этим резисторам токи, и и ии - входной ток и выходное напряжение интеграторов 35 постоянного тока, Ci - емкость конденсатора в цепи обратной связи интег0 ратора 35 (точно такими же являются емкости конденсаторов в цепи обратной связи интеграторов 9 и 10), R - сопротивление резистора 93 обратной связи (фиг. 2) второго суммирующего инвертирующего усилите5 ля 6 постоянного тока, RS сопротивление масштабного резистора 8, JRS - ток, протекающий через масштабный резистор 8. IAI - выходной ток преобразователя 23 тока, IAI и IAI - токи, протекающие через первый и

0 второй неподвижный контакты соответственно ключа 26 (им соответствуют токи IBI, lei. IBI, C1, icb.ici в измерительных элементах 2 и 3), RG - сопротивление резистора 92 обратной связи первого суммирующего ин5 вертирующего усилителя 5 постоянного тока, R - сопротивления одинаковых компенсирующих резисторов 29-31 измерительных элементов 1-3, Re - одинаковые сопротивления нагрузочных резисторов 87- 89, входящих в состав преобразователей тока 23-25. Rg и Са - сопротивление резистора

и емкость конденсатора время за дающей RC-цепи 39, UAL UBI, uci - напряжения на выходе усилителей 84-86, входящих в состав преобразователей 23-25 тока, 1Вых, ивых - выходные ток и напряжение устройства. Кроме того, точкой а на фиг. 1 обозначен инвертирующий вход интегратора 35 постоянного тока,

Устройство работает следующим образом.

Вначале рассмотрим работу измерительного элемента 1. Фазное напряжение ОА создает в резисторе RI резистивного сумматора 32 (фиг. 1) ток IRI, мгновенное значение которого с учетом того, что точка а потенциально заземлена, равно

°А

iR1 RT

(1)

Через резистор R2 сумматора 32 протекает постоянный ток IR2, создаваемый напряжением Uoni на первом выходе источника 4 опорных напряжений, равный

Const

(2)

Будем считать напряжение Uoni отрицательным. Резистор R2 выбирается таким образом, что ток IR2 превышает IRI при всех возможных значениях напряжения UA.

Через резистор Ra сумматора 32 ток не протекает, если амплитудный модулятор 17 подключает этот резистор к общей точке схемы (замкнут нижний ключ амплитудного модулятора 17, а верхний разомкнут). Назовем этот такт работы измерительного элемента 1 первым.

Во втором такте амплитудный модулятор 17 верхним ключом (нижний разомкнут) подключает резистор Ra к постоянному положительному напряжению Uon2, снимаемому с второго выхода источника 4 опорных напряжений. Через резистор R3 при этом протекает ток №з, равный

const

(3)

Резистор Ra выбирается таким образом, что ток IRS превышает сумму токов IRI и RZ при всех возможных значениях напряжения UA, т.е

где UKO - напряжение на выходе интегратора при .

Приращение напряжения ии за время t ti. равное длительности первого такта, равно,

ди

ии(д-имо |( |«, + 1вг)Н;. (6) о

При t ti напряжение UM(t) достигает

уровня срабатывания компаратора 11. Появляющийся при этом на его выходе импульс запускает одновибратор 14, управляющий работой амплитудного модулятора 17, который с этого момента подключает резистор Рз к напряжению + Uon2. Начинается второй такт работы схемы. Поскольку выполняется неравенство (4), результирующий выходной ток 1и сумматора 32, равный теперь (iRi+lR2), изменяет

свое направление, в результате чего выходное напряжение ии интегратора 35 начинает уменьшаться. Длительность импульса, вырабатываемого одновибратором 14, опреде- ляется его параметрами и равна Т.ИА.

Изменение напряжения на выходе интегратора ДиИ2 за время 1ИА определяется по аналогии с (5) и (6) выражением . i.H.

all

« С

U, « «. ()

После окончания импульса одновибра- тора вновь начинается первый такт работы, амплитудный модулятор 17 переключается в исходное положение, входной ток 1И интегратора 35 принимает первоначальное значение 1и-(ги+ fR2 и напряжение на выходе интегратора снова начинает нарастать в соответствии с (5). В дальнейшем процессы в схеме повторяются, причем период ТА работы схемы равен

1+1иА.(8)

Приращение напряжения ии во время первого такта Д1Лн равно уменьшению Айи2 во время второго. Приравнивая (6) и (7), учитывая что

«-.««и.4,,

1 . 1 .t,,,

lt|0

Изобретение относится к информационно-измерительной технике и позволяет осуществить преобразование активной мощности переменного тока в трехфазныхи однофазных цепях в пропорциональный аналоговый сигнал - постоянный ток или постоянное напряжение. Целью изобретения является повышение точности. Цель достигается введением третьего измерительного элемента, второго суммиУстройство относится к информационно-измерительной технике и может быть ис- пользовано для измерения активной мощности в трехфазных цепях. Цель изобретения - повышение точности измерительного преобразователя ак- тивгной мощности. На фиг. 1 приведена структурная схема устройства; на фиг. 2 - функциональная схема. рующего инвертирующего усилителя постоянного тока и масштабного резистора, а также выполнением источника и опорных напряжений двуполярным и образованием новых связей. В измерительных элементах входные напряжения преобразуются в высокочастотные прямоугольные импульсы постоянной длительности, модулируемые входными напряжениями по частоте, которые передаются через блоки гальванического разделения импульсных сигналов. Эти импульсы.управляют работой перекидных ключей коммутирующих выходные токи преобразователей входных токов устройства. Выходные токи ключей суммируются двумя суммирующими инвертирующими усилителями постоянного тока; из результирующего суммарного тока выходной фильтр постоянной составляющей выделяет постоянную составляющую, пропорциональную измеряемой активной мощности. Устройство также содержит резистивные сумматоры, интеграторы, компараторы и одновибрато- ры, амплитудные модуляторы В описании изобретения приведены схемы построения блоков устройства. 1 с. и 6 з.п ф-лы. 2 ил. Устройство содержит (фиг. 1) измерительные элементы 1-3, источник 4 опорных напряжений, первый и второй суммирующие инвертирующие усилители 5. 6, постоянного тока, выходной фильтр 7 постоянной составляющей, масштабный резистор 8. Первые входы первого - третьего измерительных элементов 1-3 соединены с соответствующими фазными напряжениями, их объединенные вторые входы - с первым выходом источника 4 опорных напряжений. (Л С ON СЛ Ю 00 О О

llR3t l«Rll +IIR2I .(4)

Результирующий выходной ток сумматора 32 является входным током 1и интегратора 35 постоянного тока. Во время первого такта ток 1и, равный lM iRi+lR2. направлен в ту же сторону, что и ток IR2 и напряжение ии на выходе интегратора 35, нарастая, изменяется по закону

.«и.,,, (5)

и решая полученное уравнение относительно ТА 1/Тд 1/(ti + 1ид) получаем

( .tg

{ t;-i r

Где - i, , „t(9)

| |в среднее за период ТА работы схемы значение тока IRL

Подставляя в (9) значения IRI, IR2, IRS. из (1)-(3), находим

Sfc/iee;.-1--1 (Ю)

где «,.,-Ј J (to

среднее за период ТА работы схемы значение напряжения UA;

, Uoni Ra °А U0n2 R2 tMA (12) постоянная составляющая частоты fA;

f- Uon2RR3, tnA UACP «;

переменная составляющая частоты fA.

Знак f А в формуле (10) изменяется при изменении знака UA. В тот полупериод, когда UA отрицательно, направления токов IRI и IR2 совпадает, и частота ТА возрастает (f A в формуле (10) имеет знак плюс); в следующий полупериод, когда UA положительно, ток IRI изменяет свое направление, и частота fA уменьшается (ЬА в формуле (10) имеет знак минус). Параметры схемы выбирается таким образом, что частота fA в любой момент времени значительно (в сотни раз) превышает частоту входных напряжений и токов устройства. Вследствие этого можно полагать, что среднее идср за данный период Тд работы рассмотренной схемы значение напряжения UA равно его мгновенному значению, т.е.

UAcp « UA.(13а)

Выходные импульсы одновибратора 14 с длительностью tMA и частотой f А поступают на вход блока 20 гальванического разделения импульсных сигналов, импульсы на выходе которого имеют ту же длительность Т.ИА и частоту fA, но образуются относительно общей точки выходной части схемы, гальванически изолированной от входных фазных напряжений Од, Ов, Ос.

Фазный ток д поступает на вход преобразователя 23 тока, выходной ток IAI которого, гальванически изолированный от тока 1д, содержит в общем случае постоянную составляющую IAO, не зависящую от тока 1д, и переменную 1д пропорциональную IA, т.е.

iA1 lAO+iA1,(14)

где IAI (15)

К- коэффициент пропорциональности. Ток IAI протекает через подвижный и тот из неподвижных контактов перекидного ключа 26, который в данный момент соединен с подвижным. Перекидной ключ 26 управляется выходными импульсами блока 20 гальванического разделения импульсных сигналов, имеющими длительность tMA и частоту следования ТА (10). Во время действия импульса подвижный контакт соединяется с .первым(верхним) неподвижным контактом,

во время паузы с вторым (нижним). В результате во время импульса ток IAI проходит на вход первого суммирующего инвертирующего усилителя 5 постоянного тока, а во

время паузы на вход второго усилителя 6. Найдем среднее значение токов, проходящих через первый и второй неподвижные контакты. Среднее за период ТА выходных импульсов одновибратора 14 значение тока

1д1ср, протекающего через первый неподвижный контакт, с учетом (14, 15) равно

() ,

b bijV ,

5

где

,,,,

i«

.1 . ,,

I ср

(16)

(М)

среднее за данный интервал хид значение фазного тока 1д.

Среднее за период ТА значение тока iAtcp, протекающего через второй неподвижный контакт, равно

где

; л 1

ъ

т« 1 ((T -t««ntr««

ои.л«,к,-;«р,

(18)

(19)

среднее за данный интервал (Тд-Гид) значение тока , причем интервал (Тд-1ид) примыкает к предыдущему интервалу Т.ИА.

Ток IAI является одним из входныхтоков второго суммирующего инвертирующего усилителя б постоянного тока. В масштабном резисторе 8. имеющем сопротивление

RS, этот ток создает среднее за период ТА значение тока IRScpA. равное

iRScpA 1Д1ср -рГ (20)

Ток iRScpA вместе с током iAicp (16) суммируется первым суммирующим инвертирующим усилителем 5 постоянного тока, среднее за период ТА значение составляющей его выходного напряжения Ui, обуслов- ленной работой одного только измерительного элемента 1, подключенного к фазе А, щСрА равно

(U,)R6- «.-Xup-sfRe. (21)

ift

Подставляя в (21) значения iAicp и 1д1ср из (16) и (18) и учитывая (10), после преобразований получаем

и|..т1- о.и( R

. «$

11

Ц-

гк,лДп иОи ;мР-17)- (22) Токи 1дСр и 1д ср в (22), как видно из (17) и (.19), представляют собой средние за два примыкающих друг к другу интервала времени tMA и (ТА-Т.ИА) значения входного тока 1д. Поскольку частота fA значительно (в сотни раз) превышает частоту тока) А, значения 1дср и 1д ср можно считать равными между собой и мгновенному значению тока IA. т.е. 1дсР 1дср IA.(23)

Дополнительная погрешность может возникнуть ввиду наличия коммутационных выбросов, возникающих при переключении перекидного ключа (26-28), работающего с высокой частотой ТА (fe. fc). Постоянная составляющая этих выбросов и ее нестабильность могут вызвать нестабильность выходного сигнала устройства. В схеме, однако, коммутационные выбросы, вызванные переключением ключа из одного положения в другое, в значительной степени взаимно компенсируются наличием суммирующего инвертирующего усилителя 6. Действительно, постоянная составляющая тока, обусловленная выбросами, возникающими при переключении второго (нижнего) неподвижного контакта, пройдя через инвертирующий усилитель 6. изменяет свое направление и оказывается направленной встречно с постоянной составляющей тока, обусловленной выбросами, возникающими при переключении первого (верхнего) неподвижного контакта, в результате чего происходит взаимная компенсация обеих постоянных составляющих. В случае полной идентичности обоих контактов постоянные составляющие, обусловленные выбросами, полностью взаимно компенсируются при выполнении условия

R4-R5, .(24)

в этом случае, пройдя через инвертирующий усилитель 6, постоянная составляющая тока, обусловленная выбросами, возникающими при переключении второго неподвижного контакта, не изменяет своей величины в резисторе RS. Весьма близкими по своим параметрам являются ключи, входящие в состав одной интегральной схемы, на таких ключах и следует построить каждый из перекидных ключей 26-28. Подставляя (23) и (24) в (22), получаем

%i-MM(-2twtM)-2RfI,,e,

Л « ЛМ -««М4„1- (25) ..

Подставляя в (25) f0A из (12) и f А из (13) и

учитывая (13а),

находим%,.в,1,,(мЬй)-

2R,

12

.(Јт.1 Mi

(26)

им

Первое сла гаемое (26) представляет собой постоянную составляющую напряже5 ния UL Вследствие нестабильности тока 1до эта составляющая, проходя через выходной фильтр 7 постоянной составляющей, может привести к появлению дополнительной погрешности.

10 Второе и третье слагаемые, пропорциональные входным напряжению ид и току д, постоянную составляющую не содержат и привести к изменению выходного сигнала фильтра 7 постоянной составляющей не мо15 гут.

Поскольку, однако, они имеют частоту входных сигналов, для их подавления приходится существенно увеличивать постоянные времени, а значит и инертность

20 выходного фильтра 7 постоянной составляющей. Обычно ток 1д0 невелик и преобладающим из этих двух оказывается третье слагаемое.

Четвертое слагаемое, пропорциональ25 нов мгновенной мощности

РА UAiA,(27)

содержит постоянную составляющую, пропорциональную активной мощности

зо -p«4jwt, (28)

где Т - период входных сигналов, и переменную составляющую, подавляемую фильтром 7. В случае чисто синусоидальных входных сигналов переменная составляю35 щая представляет собой вторую гармонику, значительно эффективнее подаваемую фильтром по сравнению с основной.

Таким образом, с целью повышения точности и быстродействия устройства первое

40 и третье слагаемые формулы (26) необходимо устранить, для чего достаточно обратить в нуль выражение в скобках при этих слагаемых, одинаковое у обоих слагаемых. Для этого согласно (26) и (25) необходимо выпол45 нить следующее условие:

)

или

Uom Ra f

теть °А1иА

R2 2Ra

Uonl Uon2

(29a)

Значение выражения в левой части (29) зависит от отношения сопротивлений прецизионных резисторов, которое может быть выдержано с высокой точностью без инди- видуального подбора резисторов, и от отношения выходных опорных напряжений Uoni и Uon2, вырабатываемых источником 4 опорного напряжения. Если оба напряжения получить при помощи двух различных экземпляров прецизионных стабилитронов, из-за существенного разброса напряжения стабилизации для точного выполнения условия (29) резисторы R2 и RS придется каждый раз подбирать.

Чтобы исключить необходимость подбора резисторов, источник 4 опорных напряжений выполнен в виде (фиг. 2) параметрического стабилизатора 98 на прецизионном стабилитроне, на выходе которого образуется положительное напряжение 11бп2, и инвертирующего повторителя 99 постоянного напряжения, на выходе которого образуется отрицательное напряжение Uoni, рав ное с высокой точностью Uon2. Полагая , (26) и (29) переписываем в виде:R

U.cp -R6I4(-JrHR tMU-iirU«

.«.(г;| --«« й зо)

т:-.... (3D

При выполнении условий (29а) и (31) из (26) и (30) получаем

«

ultpA-4M ou r - ..

«от KI

(32)

Выходной сигнал устройства пропорционален постоянной составляющей напряжения UL выделяемой фильтром 7, подавляющим переменную составляющую UL Составляющая выходного сигнала фильтра, обусловленная напряжением uicpA, с учетом (28), а также того обстоятельства, что первое слагаемое (32) постоянной составляющей не содержит, равна

i.«.-s4Ju«f.«dt 2k K CTHu ; dt-(33)

где Кф соп81 - коэффициент пропорциональности, определяемый параметрами фильтра 7,

(33а)

Условие (31) не всегда может быть выполнено, поскольку оно ограничивает наибольшую частоту fAmax значением

fAmax 2foA,(34)

при котором

TAmln yfAmax 1иА.

В общем случае, когда условие (31) по тем или иным соображениям выполнить нежелательно или невозможно, для полной компенсации первого и третьего слагаемых в формуле (30) необходимо ввести компенсирующий резистор 29 (30, 31). Он выключается между выходом преобразователя 23 (24, 25) тока, на котором можно получить сигнал напряжения UAI, (UBI, Uci), пропорционального выходному току К1д OBI, lei) преобразователя тока, и входом одного из суммирующих инвертирующих усилителей 5. 6 постоянного тока, в зависимости от знака первого и третьего слагаемых в (25) и (30). Если эти слагаемые положительны, т.е. если выполняется условие

2 2foAtnA 1,

(35)

для их полной компенсации необходимо получить компенсирующее напряжение UKA с отрицательным знаком, пропорциональное току IAI, и просуммировать это напряже- ние с напряжением UicpA (30). Для получения требуемого знака напряжения UKA достаточно проинвертировать напряжение UAI, подав его через компенсирующий резистор 29 на вход первого суммирующего инвертирующего усилителя 5 постоянного тока и выбрав соответствующим образом сопротивление R резистора 29. Пусть, например,

UA1 K2iA1 K2(lAo+ KllA).(36)

где K2 const - коэффициент пропорциональности.

На выходе первого суммирующего инвертирующего усилителя 5 напряжение UAI даст слагаемое

U,,-UA1K /RT-4(,) (37)

Условием полной компенсации первого и третьего слагаемых в (30) будет

и..+(г.«- Л1 Л -йТЈИ

Подставляя сюда значение UKA из (37), находим требуемое для полной компенса- ции сопротивление R резистора 29

R7 1 -(2R3/R2) (38)

Условие (38) не зависит от значения тока IAI и может быть точно выполнено при всех значениях входных сигналов.

Если первое и третье слагаемое (25) и (30) отрицательны, т.е. если выполняется условие

2 Щ 2 foA 1иА 1

(39)

5

знак компенсирующего их напряжения UKA должен измениться, для чего компенсирующий резистор 29 следует подключить к входу второго суммирующего инвертирующего усилителя 6. Тогда для UKA с учетом

«Me „ R6 . ,. .. . . R

4ft

At

R7R,

U

Ai

R7

K2(I

Ao HA -fj-- (40)

Условием полной компенсации первого и третьего слагаемых в (30) будет

и„(и«.нИ(. (41)

Требуемое из (41) и (40) для полной компенсации значение R определяется модулем выражения (38).

Полученные выше соотношения относились к измерительному элементу 1, на входы которого подаются напряжения и ток фазы А.

Поскольку измерительные элементы 2 и 3 по своей схеме и включению полностью идентичны элементу 1, создаваемые ими составляющие ЩсрВ и uicpc напряжения ui на входе фильтра 7 могут быть найдены по формулам, аналогичным (32):

Uupb-SRJso

и,(42)

u.,,..()

Выходной фильтр 7 постоянной составляющей выделяет сумму постоянных составляющих напряжений uicpA, uicpB и uicpc. По аналогии с (33) имеем

t-JW t Bbll Ц f I вы 6 + I ВЫХС

-K,(4iu.,epBJt4|u,efedtV

-K(p °vp a-kpc.,-(44)

где К - определяется из (ЗЗа), Ра РА+Рв+Рс - активная мощность трехфазной четырёхпроводной цепи.

Таким образом, выходной сигнал устройства пропорционален активной мощности трехфазной цепи.

В случае трехпроводной трехфазной цепи измерение мощности осуществляют по двухэлементной схеме, отличающейся от рассмотренной использованием только двух измерительных элементов. В этой схеме общий вывод источника 4 опорных напряжений соединяется с одной из фаз трехфазной цепи, две другие фазы подключаются к первым входам резистивных сумматоров оставшихся измерительных элементов, а к их преобразователям токов подводятся токи этих же фаз.

В случае измерения мощности в однофазной цепи используется только один измерительный элемент, причем напряжение измеряемой цепи подключается между первым входом резистивного сумматора этого элемента и общим выводом источника раз- нополярных опорных постоянных напряжений, а к преобразователю тока измерительного элемента подводится ток измеряемой цепи.

Как видно из формулы (10), частота ТА (fe, fc) выходных импульсов одновибратора

14 (15, 16) не зависит от емкости Ci конденсатора, входящего в состав интегратора 35 постоянного тока, и напряжения срабатывания компаратора 11 (12, 13). Напряжение

смещения нуля и входные токи операционного усилителя, входящего в схему интегратора 35, оказывают влияние только на частоту f0A (foB, foe) в выражении (10) и не влияют на f A (f в, f с). В то же время как

видно из выраженной (25), (30), (42), (43), (44), (13), при выполнении условия (29а) (31) или (38) выходной сигнал устройства (1вых, ивых) определяется только f A (f в, f c) и не зависит от foA (foB, foe), а также от длительности Т.ИА (гив, tnc) выходных импульсов одновибратора 14 (15,16). Эти обстоятельства позволяют выполнить компаратор и одно- вибратор по простейшей схеме, совместив их в одном блоке.

Схема такого совмещенного блока 11, 14 (12, 15; 13, 16) приведена на фиг. 2. Она состоит из RS-триггера 36 (37, 38), на вход S которого подано выходное напряжение интегратора 9(10), RC-цепи интегрирующего

типа 39 (40, 41), в которую входят резистор Rg и конденсатор С2 и выход которой подключен к входу R триггера 36 (37,38) и ключа 42 (43, 44), подключенного параллельно конденсатору времязадающей цепи. Управляющий вход ключа подключен таким образом, чтобы при единичном состоянии триггера ключ был бы разомкнут. Если ключ замыкается при наличии на управляющем входе сигнала О, управляющий вход подключается к единичному выходу триггера, в противном случае управляющий вход следует подключить к нулевому выходу триггера, если он доступен, либо к выходу логического инвертора, подключенного к единичному

выходу триггера, если нулевой выход триггера ,не доступен. Выходные импульсы одновибратора С Длительностью , 1иС)

образуются на выходе триггера.

Работу схемы рассмотрим применительно к измерительному элементу 1.

Когда нарастающее в первом такте работы схемы выходное напряжение интегратора 35 достигает напряжения срабатывания триггера 36. последний переключается в единичное состояние, что приводит к размыканию замкнутого перед этим ключа 42. Вследствие этого конденсатор С2 времязадающей цепи 39 начинает заряжаться через времязадающий резистор Ry.

Когда нарастающее напряжение на конденсаторе достигает уровня срабатывания триггера 36, последний переключается в нулевое состояние, что приводит к замыканию ключа 42 и быстрому разряду конденсатора

С2. Схема переходит в исходное, устойчивое состояние.

Как только триггер переключается в единичное состояние, появляется ток кз в резисторе Ra резистивного сумматора 32, выходное напряжение интегратора начинает уменьшаться и становится меньше уровня срабг гывания триггера.

Таким образом, функции компаратора 11 выполняет триггер 36, он же входит в состав одновибратора 14. Длительность т.ид выходных импульсов схемы определяется выражением

UCЈ,

1иА - Rg C2 In (1

U

1 (45J

где Ucp - напряжение срабатывания триггера 36 по входу R;

U1 - напряжение Г на выходе триггера.

Как уже отмечалось, нестабильность длительности гид (Ьв, tnc), как и нестабильность .напряжения срабатывания по входу S, не приводит к изменению выходного сигнала устройства.

Амплитудный модулятор 17(18, 19, фиг. 1) представляет собой два последовательно включенных работающих в противофазе ключа, к которым (т.е. к сигнальному входу амплитудного модулятора) подводится постоянное напряжение Dona. Если напряжение Uonr положительно, с целью упрощения схемы и повышения ее точности в качестве таких ключей можно использовать выходные каскады КМОП цифровых интегральных схем, представляющие собой два противо- фазно работающих ключа, к первому контакту одного из которых подводится положительное напряжение питания схемы, второй его контакт соединяется с первым контактом другого ключа, образуя выход схемы, а второй контакт этого ключа заземляется. Функции сигнального входа такого амплитудного модулятора выполняет вывод, к которому подводится напряжение питания интегральной схемы. Сопротивление таких ключей в КМОП, обладающих повышенной нагрузочной способностью, например, в повторителях напряжения (преобразователях уровня), инверторах достаточно мало и его можно еще уменьшить, применив параллельное включение нескольких схем. В устройстве в качестве амплитудных модуляторов используются в каждом из измерительных элементов по два объединенных параллельно по входам и выходам элемента КМОП преобразователя уровня (повторителя напряжения), содержащего в составе одной микросхемы шесть .таких элементов, имеющих общее напряжение питания Uon2, причем общий вывод интегральной схемы соединен с нулевой фазой измеряемой цепи. Поскольку питающие выводы являются общими для всех элементов, на схеме показано подключение сигнального входа и общей точки только для одного амплитудного модулятора 17.

Блок 20 (21, 22) гальванического разделения импульсных сигналов осуществляет преобразование выходных импульсов одно0 вибратора 14 (15, 16) в такие же по длительности импульсы, гальванически изолированные от цепи одновибратора и образуемые относительно общей точки выходной части схемы. Она состоит из двух

5 последовательно соединенных логических инверторов 45 (46, 47). вход первого из которых соединен с выходом одновибратора 14 (15, 16), ограничительного резистора 48 (49, 50), трехобмоточного дифференцирую0 щего трансформатора 51 (52, 53), двух диодов 63, 64 (65, 67, 68) и выходного RS-триггера 69 (70. 71). На выходах согласующего блока образуются два противофазных импульсных сигнала напряжения,

5 образующих ток в цепи из последовательно соединенных ограничительного резистора и первичной обмотки 54 (54, 56) дифференцирующего трансформатора. В момент начала и окончания выходного импульса одновиб0 ратора изменяется направление тока в цепи первичной обмотки и происходит быстрое перемагничивание малогабаритного дифференцирующего трансформатора, что приводит к появлению на время

5 перемагничивания в двух встречно включенных вторичных обмотках 57, 60 (58, 59, 61, 62) двух коротких разнополярных импульсов. Через диоды 63-68 проходят импульсы положительной полярности,

0 поступающие на входы RS-триггера 69 (70, 71).

Обмотки дифференцирующего трансформатора включены таким образом, что импульс на входе S выходного триггера по5 является в момент начала выходного импульса одновибратора. импульс на входе R - в момент его окончания. В результате положительные импульсы на единичном выходе выходного триггера имеют такую же дли0 тельность tMA (т.и8. tMc). как и выходные импульсы одновибратора, благодаря чему обеспечивается независимость выходного сигнала устройства от длительности импульсов одновибраторов.

5 Преобразователь 23 (24, 25) тока содержит (фиг. 2)трехобмоточный трансформатор 72 (73. 74) с первичной обмоткой 75 (7,6, 77), включенной в цепь фазного тока 1д (1в, 1с). обмоткой78(79.80) обратной связи и выходной обмоткой 81 (82, 83), гальванически изолированными от первичной, усилитель переменного тока 84 (85, 86) и нагрузочный резистор 87 (88, 89). Выходная обмотка трансформатора подключена к входу усилителя, его выход соединен с обмоткой 78 (79, 80) обратной связи и выходной обмоткой 81 (82, 83), гальванически изолированными от первичной, усилитель 84 (85:86) переменного тока и нагрузочный резистор 87 (88, 89). Выходная обмотка трансформатора подключена к входу усилителя, его выход соединен с обмоткой обратной связи, последовательно с которой включен нагрузочный резистор и подвижный контакт перекидного ключа 26 (27, 28).

Преобразователь 23 тока работает еле- дующим образом. Входной ток 1д, протекая по первичной обмотке 75 с числом витков Wi, создает напряженность поля A Wi, создающую в сердечнике переменный магнитный поток Ф . Этот поток наводит переменную ЭДС во всех обмотках трансформатора, в том числе и в выходной ЭДС выходной обмотки усиливается усилителем 84, образуя переменную составляющую UAwero выходного напряжения UAI. Напряжение UAI создает в обмотке 78 обратной связи с числом витков Л/2, нагрузочном резисторе 87, имеющем сопротивление R, и замкнутых в данный момент контактах перекидного ключа 26 переменную составляющую 1д1л,тока IAL Протекая по обмотке 78, ток IAI йоздает напряженность поля Л/2, которая при соответствующем включении обмотки 78 направлена встречно напряженности Hi. Результирующая напряженность

Hp Hi-H2(46)

создает в конечном счете в магнитопроводе результирующий переменный магнитный поток Фр, наводящий ЭДС в выходной обмотке.

При достаточно большом коэффициенте усиления Кус усилителя 84 ЭДС выходной обмотки 81, необходимая для получения любого требуемого значения напряжения UAI , ничтожно мала, что свидетельствует о малости результирующего переменного магнитного потока Фр в сердечнике, а значит и о малости напряженности Нр, создающей этот поток (46). Полагая при большом Кус , из (46) получаем

Wi

lA1i. lA KllA.

(47)

Следовательно, при достаточно большом коэффициенте усиления усилителя 84 ток IAI-Ч протекающий в цепи обмотки 78 обратной связи, прямо пропорционален

входному току 1д по величине, совпадает с ним по фазе и не зависит от сопротивления этой цепи, в частности от сопротивления нагрузочного резистора 87, активного сопротивления га обмотки 78 и сопротивления Гкл замкнутых в данный момент контактов

перекидного ключа 26,

Из сравнения (47) с (15) следует, что

Kl W2 const

(48)

Напряжение UAI на выходе усилителя 84 в общем случае содержит постоянную UAO и переменную UAI составляющие, т.е.

UAI UAO+UAI .(49)

Напряжение UAO и создает постоянную составляющую IAO тока IAI (14),

Как видно из схемы, ток д1 и напряжение UAI связаны соотношением

- i

«AiOVVkiV

ло ОлККт а. (50)

Из (36) и (50) находит

га+ гкл,(51)

Именно это К2 следует подставлять в формулу (38).

В схему первого и второго суммирующих инвертирующих усилителей 5, 6 постоянного тока наряду с резистором 92, 93 обратной связи входят конденсаторы 94-97, благодаря которым усилители осуществляют предварительную фильтрацию результирующего входного тока, выделяя его среднее за период высокочастотного выходного напряжения одновибратора значение. Этим предотвращается возможная пере- гру зка операционных усилителей 90 и 91 по току и напряжению, которая может возникнуть при совпадении во времени импульсов тока, поступающих от разных измерительных элементов.

Устройство обладает следующими преимуществами.

Как видно из выражений (44) и (ЗЗа)/ коэффициент пропорциональности К, от которого зависит выходной сигнал преобразователя, определяется только стабильными сопротивлениями резисторов, стабильным напряжением пробоя Uon2 прецизионного стабилитрона, коэффициентом передачи фильтра постоянной составляющей, а также числом витков обмоток трансформатора, входящего в состав преобразователей тока, и не зависит от емкости конденсаторов, параметры которых могут существенно меняться в процессе эксплуатации.

Перекидные ключи, коммутирующие выходной ток преобразователей тока, охвачены обратной связью и от их нестабильного остаточного сопротивления, как и от нестабильного активного сопротивления обмотки обратной связи выходной сигнал преобразователя не зависит.

Благодаря введению второго суммирующего инвертирующего усилителя постоянного тока в значительной степени взаимно компенсируются паразитные сигналы, обусловленные коммутационными выбросами перекидных ключей, что позволяет существенно (на порядок и более) повысить частоту коммутации, определяемую частотой выходных импульсов одновибраторов. Это. в свою очередь, способствует уменьшению методической погрешности, свойственной модуляционным преобразователям мощности и обусловленной дискретизацией непрерывных входных сигналов. Кроме того, преобра- зователь возможно применить для измерения мощности при повышенной частоте входных сигналов.

Методическая погрешность уменьшается еще и потому, что перемножение входных сигналов осуществляется не только во время импульсов одновибратора. но и во время пауз, когда перекидной ключ замыкает второй неподвижный (нижний) контакт, т.е. преобразователем оба входных сигнала - тока и напряжения - обрабатываются непрерывно.

Преимуществом преобразователя является его нечувствительность к постоянной составляющей выходного тока преобразователей тока, причем при использовании предложенной схемы источника разнопо- лярных опорных постоянных напряжений и выполнении условий (29а), (31) необходимость в компенсирующих резисторах 29-31 отпадает. Условие (31), требующее, чтобы сопротивление одного из резисторов рези- стивного сумматора было бы вдвое больше сопротивления второго, легко и с высокой точностью может быть выполнено в широком температурном диапазоне. Если условия (29) (31) выполнить невозможно, т.е. выполняется одно из неравенств (35) или (39), нечувствительность к постоянной составляющей выходного тока преобразователей тока можно обеспечить с помощью компенсирующих резисторов 29-31, требуемое сопротивление которых определяется выражением (38). Поскольку значение К2, как видно из (51), зависит от нестабильных сопротивлений Га и г™, полную компенсацию в широком температурном диапазоне обеспечить не удается. Стабилизация возможна, но требует определенного усложнения схемы.

Предложенная схема легла в основу измерительного преобразователя активной

мощности трехфазных четырехпроводных цепей типа Е848М1 классаО,2. Приведенная погрешность преобразователя не превышает 0.2% при всех значениях входных токов и напряжений, начиная от нулевых. Время установления выходного сигнала не превышает 0,5 с. Средняя частота коммутации в разработанных преобразователях выбрана равной 20 кГц, модуляция частоты ± 10 кГц. Формула изобретения

третьему входу, на отношение напряжений на первом выходе источника опорного напряжения к напряжению на его втором выходе, а сопротвление компенсирующего резистора принимается равным бесконечности.

JM