Способ квазиоднополосногопРЕОбРАзОВАНия чАСТОТы и уСТРОйСТВОдля ЕгО ОСущЕСТВлЕНия Советский патент 1981 года по МПК H02M5/27 

(54) СПОСОБ КВАЗИОДНОПОЛОСНОГО ПРЕОБРАЗОВАНИЯ

ЧАСТОТЫ И УСТРОЙСТВО ДЛЯ ЕГО ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ зования частоты затруднен возврат реактивной и активной мощности в сеть Во втором случае многофазное напряжение одной исходной частоты f непосредственно (без промежуточного вып рямления) преобразуют в напряжение заданной частоты f путем амплитудноимпульсной модуляции (АИМ) 2-го рода каждого из напряжений этой гп -фазной системы одним из модулирующих напряже ний т. -фазной системы напряжений час тоты f и последующего суммирования vn числа промодулированных напряжеНИИ. в зависимости от того, осуществ ляют ли это суммирование в узле или в контуре, модулирующие напряжения имеют ту или иную форму и аппаратурная реализация этого способатакже различна. В связи с этим различают непосредственные преобразователи частоты (НПЧ с суммированием в общем узле (сОу) и суммированием в общем контуре (сок) 4 - 8 . Известно большое число алгоритмов управления ключевыми элементами таких НПЧ.При наиболее простом и эффективном алгоритме управления, обеспечивающем формирование выходного напряжения по так называемому спо собу квазиоднополосного преобразования частоты, частота основной гармоними f выходного напряжения равна f,± f. в этом равенстве знак минус соответствует случаю, когда напряжения исходной частоты f подключают к наг рузке (циклически) с прямым порядком чередования фаз, а знак плюс - с обратным порядком. Таким образом, в этом способе исходная частота f может быть преобразована или в более низкую (нижнюю боковую) частоту .. . - гл (1а) или в более высокую (верхнюю боковую) частоту (15) f, f, Наиболее близким к предлагаемому является способ квазиоднополосного преобразования частоты с помощью НПЧ с СОК.В качестве модулирующих напряжений частоты f 1 в этом случае испол зуют напряжения прямоугольной форкы {меакрры) И. Недостатком данного способа квази однополосного преобразования частоты используемого в силовой преобразовательной технике, в отличие от способа (чистого) однополосного преобразо вания частоты, используемого в радио технике (когда при исходном моногармоническом . напряжении частоты §ц пре бразованное напряжение частоты fj также является моногармоническим), в выходном напряжении помимо гармони ки основной частоты f,;, содержится также бесконечный спектр комбинацион ных гармоник нижних и верхних боковых частот типа ЯК t nW, (2) где г - целое число, которые ухудшают качество выходного напряжения. Цель изобретения - улучшение качества выходного напряжения за счет минимизации величины его искажений. Поставленная цель достигается тем, что при использовании способа квазиоднополосного преобразования частоты путем амплитудно-импульсной модуляции каждого из напряжений трехфазной системы напряжений исходной частоты одним из основных модулирующих напряжений 3-фазной системы напряжеЕ ий прямоугольной формы задаваемой частоты fм и последующего формирования выходного напряжения преобразованной частоты 2-1 -1 + JtM за счет суммирования этих трех основных промодулированных напряжений формируют трехфазную систему дополнительных модулирующих напряжений, содержащих лишь гармоники частот (бк+1) у ; где К - любое целое число. Каждым из полученных дополнительных модулирующих напряжений осуществляют амплитудную модуляцию одного соответствующего напряжения исходной трехфазной системы напряжений частоты f , и полученные три дополнительных промудированных напряжения суммируют между собой и с тремя упомянутыми основными промодулированными напряжениями. В одной из предлагаемых модификаций т-фазную CMCTeivjy дополнительных модулирующих напряжений получают путем формирования первой вспомогательной трехфазной системы напряжений частоты fj ступенчатой формы без гармоник кратных трем, второй вспомогательной трехфазной системы напряжений этой же частоты f синусоидальной фор-лфз и последующего пофазного вычитания синфазных:, напряжений первой и второй вспомогательных систем напряжений. В другой модификации для получения трехфазной системы дополнительных модулирующих напряжений результирующие напряжения, полученные в результате пофазного вычитания синфазных напряжений первой и второй вспомогательных систем напряжений, аппроксшмируют тремя последовательно сдвинутыми между собой на соответствующие фазовые углы последовательностями импульсов многоступенчатой формы. В этом случае оказывается возможным улучшить энергетические показатели аппаратуры, реализующей этот способ. На фиг.1 приведены временные диаграммы, поясняющие принцип формирования дополнительного модулирующего напряжения (на примере исходной трехфазной сети)I на фиг.2 - временные диаграммы, поясняющие способ квазиоднополосного преобразования частот.1 для с.пучая прообразования исходной частоты f в более низкую частоту , (л а ; на фиг.З - блок-схема силовой части устройства, реализую щего способ (а), а также вариант блок-схемы системы его управления( на фиг.4 - вариант силовой части у ройства, реализующего предлагаемый способу на фиг.5 - блок-схема устройства (силовой части и системы у равления) , обеспечивающего не тол ко получение требуемой частоты, но и регулирование или стабилизацию величины этого напряжения (а) , а та же векторные диаграммы, поясняющие принцип этого регулирования (5); на фиг.бд „регулировочная характеристи ки U/j f() для устройства на фиг на фиг.б§ - зависимость коэффициента гармоник напряжения . ) ° У ла регулирования при отсутствии дополнительных модулирующих напряже ний, т.е. при использовании в устройстве только НПЧ с СОК и при их наличии, причем с простейшей одноступенчатой формой, показанной на фиг. э также выходное напряжение и при модулирующем напряжении на фиг.1ж. В известном способе квазиоднополосного преобразования частоты в качестве основных модулирующих напряжений (частоты ff) используют нап ряжения прямоугольной формы (фиг. 15 При этом каждое из напряжений трехфазной системы напряжений исходной частоты f и иsin t 1A Iw :-,-T и rU Sin 1B im (J - и S nffti t1C -Irri 1 3 модулируют посредством амплитудноимпульсной модуляции 2-го рода одним из основных модулирующих напряжений трехфазной системы напряжений частоты Гц I --5m(24 + l) МА jr o2ttt1 ТА m 4ai;M- -« f i , л -sin(aK4()()| «с зг При этом получают три промодули рованных напряжения ;-.лС . Затем эти промодулированные напряжения суммируют и получают выходное напряжение (в данном случао разностной частоты fa. fтл I.OCH I I ) 6Ц .. -ir H«i-M С -. ., COs(6KJ:l)((tlJ{.j (6) i,a,...6k Как показано, например в (2), коэффициент гармоник этого напряжения равен 0,31. Согласно предлагаемому способу искажения выходного напряжения могут быть сведены к нулю за счет того, что формируют трехфазную систему дополнительных модулирующих напряжений , и vAon которые содержат лишь гармоники частот (6К+1) , где К - любое целое число. Формирование трехфазной системы дополнительных модулирующих напряжений для упрощения рассмотрим на примере формирования одного из этих напряжений, например для фазы Л, (фи г. 1 г) . Из основного модулируюющего напряжения прямоугольной формы (фиг. 1 (5) путем, например вычитания из него гармоник, кратных трем tl, (т.е. напряжения утроенной частоты 3 ffi с амплитудой, равной 1/3 от амплитуды основного модулирующего напряжения указанной на фиг.1с формируют первое вспомогательное напряжение частоты fw ступенчатой формы (фиг. IB) . Затем формируют второе вспомогательное напря- . жение д частоты f синусоидальной формы, синфазное с первым вспомогательным напряжением и по амплитуде меньшее его в Jr/3 раз (фиг. 1 в). - Аналогичным образом формируют и остальные два напряжения первой и и второй вспомогательных трехфазных систем напряжений. После этого путем пофазного вычитания синфазных напряжений первой и второй вспомогательных систем напряжений формируют трехфазную систему дополнительных напряжений Ч, Sin WA МЛ ч, sin Мб Мб MB уАОП 0(г1 sin Mic- Одно из этих напряжений о оказано на(фиг.1г). после этого клждым из сформированных TaiftiM образом дополнительных напряжений осуществляют амплитудную модуляцию соответст вующего напряжения исходной трехфазной система напряжений частоты f - и получают три дополнительных промодулиоованных напряжения:

и и V

2А -fA МА

иЧи

АОП

16 1В MB

и u .Ц-АОП

2С 1C по

Затем эти дополнительные напряжения суммируют между собой

-.и и«) 2 2Л ав ас V

и с основными промодулированными напряжениями и в итоге получают неискаженнЪё выходное напряжение (фиг.2 ж)

а-Г-Г(,..,;М„,,«,.

,/СО% СН С .c

fi

(,. (8)

Для сокращения числа поясняющих временных диаграмм на фиг.2 показаны лишь эквивалентные модулирующие напряжения

уЭ уОСН .ДОП МА--

уОСН АОП

. ме MB тле

:..v

Wмс

мс

и эквивалентные промодулированные напряжения

-v 2Л -f/4

(10)

и ;0 .у 2С К MCj

Как следует из временных Д1уаграмм на ФИГ.1А и на фиг.2, несмотря на

то, что эквивалентное модулирующее напряжение не является моногармоническим сигналом (кроме основной гармоники в нем содержится также спектр гармоник, кратных трем (фиг.1е), выходное напряжение U. (фиг. является моногармоническим, т.е. искажения его, характеризуемые коэффициентом гармоник, равны нулю. Это объясняется тем, что гармоники кратные трем, содержащиеся в эквивалентном модулирующем напряжении или в исходном напряжении частоты f при суммировании в контуре компенсируются.

Аппаратурная реализация модулирующего напряжения, показанного на фиг.1г , требует применения ключевых элементов, способных работать в. линейном режиме (. в классе А). Эту функцию могут выполнять электровакуумные управляемые приборы и транзисторы. Таким образом очевидно, что получение неискаженного выходного напряжения сопровождается при этом некоторым снижением КПД аппаратуры, реализующей предлагаемый способ (изза работы в линейном режиме части ключей, формирующих дополнительные модулирующие напряжения) . Исключить этот недостаток (за счет некоторого ухудидения качества выходного напряжения) можно применением второй модификации вышеописанного способа преобразования частоты, заключающейся в том, что трехфазную систему дополнительных модулирующих напряжений (аналогового типа, показанных на фиг.If)преобразуют в три последовательно сдвинутых на соответствующие фазовые углы последовательности импульсов многоступенчатой формы (цифрового вида из условия приближения их формы к форме дополнительных модулирующих напряжений. Полученныетаким образом импульсные последовательности используют в качестве дополнительных модулирующих напряжений. На фиг.1 и на фиг.1э .показаны два примера форм одного из напряжений этих последовательностей: простейшая одноступенчатая форма и несколько усложненная двухступенчатая. Расчеты показывают, что коэффициент гармоник выходного напряжения при дополнительном модулирующем напряжении на фиг.1 равен 0,15, а на фиг.1з он меньще примерно вдвое.

Модулирующие напряжения цифрового вида (фиг. 1л,з; могут быть реализован ключевыми элементами, способными работать в более экономичном импульсно режиме, то есть в классе 1 . В этом классе могут работать не только транзисторы, но и тиристоры. Таким образом, указанная модификация способа позволяет не только улучшить энергетические показатели реализующей ее аппаратуры, но также расширить область применения способа за счет возможности применения значительно бо.лее мощных полупроводниковых приборов - тиристоров.

Данные устройства рассматриваемого класса не могут реализовать предлагаемый способ.

Наиболее близким к предлагаемому техническому решению является устройство (НПЧ с сок) , содержащие три модулятора, выполненные в виде однофазных .инверторных ячеек на управляемых ключах с двухсторонней проводимостью, причем силовые входы этих модуляторов образуют силовые входные выводы устройства для подключения его к соответствующим фазам трехфазной сети, а выходные выводы модуляторов соединены последовательно и образуют выходные выводы устройства. Для управления ключами модуляторов должен использоваться выполненный соответствующим образом блок управления. На практике, как правило, требуется согласование уровней напряжений питающей сети и потребителя. Для решения этой задачи используют согласующие трансформаторы, устанавливаемые на выходе модуляторов 8}.

Предлагаемое устройство, реализующее вышеописанный способ квазиоднополюсного преобразования частоты, содержащее три основных модулятора, выполненных в виде однофазных инверторных ячеек на управляемых ключах с двухсторонней проводимостью, и блок управления с управляющим входом, причем силовые входы каждого модулятора образуют силовые входные выводы уст-г ройства для подключения его к соответствующим фазам трехфазной сети, а выходные выводы каждого модулятора подключены к первичной обмотке одног из трех основных согласующих трансформаторов , вторичные обмотки которых связаны между собой последовательно и образуют выходные выводы устройства, снабжено тремя дополнительными модуляторами, выполненными аналогично основным и свои1«1и выходными выводами подключенными к первичным обмоткам дополнительно введенных согласующих трансформаторов, вторичные обмотки которых соединены последовательно между собой и со вторичными обмотками основных согласующих трансформаторов, а силовые входы этих дополнительных модуляторо подключены к соответствующим силовым входам основных модуляторов.

В одной из модификаций устройства число витков вторичных обмоток основных согласующих трансформаторов и дополнительно введенных согласующих трансформаторов находятся в соотношении 1:0,307.

Во второй модификации устройства, первичная обмотка каждого иэ дополнительно введенных согласующих трансформаторов снабжена отпайками, соединенными с силовыми входами соответствующих дополнительных модуляторов через дополнительно введенные управляемые ключи с двухсторонней проводимостью.

Кроме того, в любой из описанных модификаций устройство снабжено вторым устройством, выполненным аналогично первому, а также управляемым фазосдвигающим узлом с управляющим

0 и тактовыми входами, причем тактовый вход последнего подключен к управляющему входу упомянутого блока управления одного устройства, а выход к управляющему входу блока управле5ния второго устройства.

Это позволяет расширить функциональные свойства преобразователя за счет обеспечения возможности регулирования величины его выходного

0 напряжения.

Предлагаемое устройство (фиг.З) состоит из силовой части 1 и блока 2 управления. Силовая часть 1 включает основные модуляторы 3-5 и дополнительные модуляторы 6-8. Для удоб5ства основные и дополнительные модуляторы, подключенные свонмк силовыми входами к одним и тем же силовым входным выводам, обозначают преобразующими ячейки 9-11. В устройстве

0 на фиг.4 основные и дополнительные модуляторы выполнены по схеме однофазной мостовой инверторной ячейки. На выходе каждого модулятора установлены согласующие трансформаторы: основные 12-14 и вспомогательные 15-17 (фиг.4) . Вторичные обмотки всех трансформаторов соединены последовательно и образуют выходные выводы 18 и 19 силовой части 1 устройства.

В зависимости от особенностей исходной питающей сети (является ли она трехпроводной или шестипроводной с гальванически развязанными фазами) по крайней мере половина согласующих трансформаторов (а именно 12-14) в некоторых модификациях может быть исключена..В случае, если обмотки генерирующей исходной сети гальванически развязаны имогут выполняться с отпайками, можно отказаться и от второй половины согласующих трансформаторов 15-17. Кроме того, возможны различные варианты выполнения модуляторов (как основных, так и дополнительных). С учетом таких возможнь1Х модификаций ; предлагаемое ycTiioftcTBO представлено в обобщенном виде - блок-схемой на фиг. За и в конкретном виде (представляющем для практики наибольший интерес) - полуструктурной схемой ща фиг.4. Силовые входные выводы 20-22 устройства предназначены для подключения их к трехфазной сети.

Блок 2 управления ключами силовой части 1, представленный одним возможным вариантом на фкг.б, содержит генератор 23 трехфазного синусоидального напряжения( фиг.1 &)частоты f, фазные выходы 54-26 которого подключены ко входам преобразователей 27-29 формы напряжения, преобразующих синусоидальное напряжение в напряжение прямоугольной формы( на фигЛ5).Эти напряженияЧ л у Уч подают на управляющие входы ключей основных модуляторов 3-5 (фиг.4) ., Преобразователи формы могут быть выполнены на основе любого типа спусковых устройствах, например на триггерах Шмитта.

Для получения напряжения утроенной частоты прямоугольной формы Цт, на фиг.1 а) трехфазные напряжения прямоугольной формы с блоков 27-29 подают в сумматор 30. С помощью сумматоров 31-33, на входы которых подают напряжения с блоков 27-29 и с сумматора 30, формируют Трехфазную систему напряжений ступенчатой формы

,с m

:,СГП

МА мв , а дополнительные модулирующие напряжения ИА ) получают в сумматорах 3436.путем подачи на их входы напряжений трехфазного генератора 23 и напряжений с сумматоров 31-33.

Полученные знакопеременные основные и дополнительные модулирующие напряжения подают на ключи соответствующих модуляторов так, что при одной полярности этих напряжений вкаждом модуляторе в состоянии проводимости находится одна пара диагонально расположенных ключей, например 37 и 38, а при противоположной полярност,к - вторая пара ключей 39 и 40 для основного .модулятора 3 и пара ключей 41, 42 и 43, 44 для дополнительного модулятора 6 соответственно (фиг.4).

На выходах преобразую гц1х ячеек 9-11 (фиг.Зсл , фиг. 4) при этом формируются эквивалентные промодулированные напряжения , (фиг.З) , После их суммирования на выходе силовой части 1 получают напряжение (lсинусоидальной формы преобразованной частоты

fa f, -fn-в рассмотренном варианте (с модулирующим напряжением на фиг.1г)числа витков вторичных обмоток основного и дополнительного согласующего трансформаторов должны находиться в соотношении 3:2.

Для улучшения энергетических показателей устройства в качестве дополнительных модулирующих напряжений следует использовать напряжения, показанные на фиг.1«,з.

При аппроксимации идеального модулирующего напряжения на фиг.1г, которое обеспечивает отсутствие искажений выходного напряжения, прямоугольными импульсами для упрощения технической реализации взяты равновременные интервалы его квантования.

Блок управления в этом случае в сравнении с фиг.Зб видоизменяется. В моменты, когда дополнительные модулирующие напряжения (v на фиг.1 ,3) имеют нулевой потенциал, блок управления должен обеспечить замыкание соседних ключей разных стоек (например 41, 43 или 42,44) инверторной ячейки.

Форма выходного напряжения U при дополнительном модулирующем напряжении простейшей одноступенчатой формы (фиг . 1 )показана на фиг. 66. Коэффициент гармоник этого напряжения равен 0,15.

Дальнейшее улучшение качества выходного напряжения достигается увеличением числа ступеней в дополнительном модулирующем напряжении. Силовая часть 1 устройства при этом несколько усложняется за счет увеличения числа.ключей в дополнительных модуляторах. Первичные обмотки дополнительных согласующих трансформаторов при этом выполняют с отпайками, которые через дополнительно введенные ключи подключают к силовым входам основных модуляторов. Так, пр двухступенчатом дополнительном модулирующем напряжении Сфиг.1з)в первичной обмотке согласующего трансформатора 15, например, вводят отпайку 45, а в модуляторе 6 - два ключа 46 и 47.

Для различных форм дополнительных модулирующих напряжений отношение чисел витков вторичных обмоток основных и дополнительных согласующих трансформаторов различно. Для формы напряжения на фиг.1 это отношение равно 1:0,307. Искажения выходного напряжения в этом случае получаются минимальными. Для обеспечения возможности регулирования величины выходного напряжения вышеописанное устройство Сфиг.З) снабжают аналогично выполненным устройством (с силовой частью 48 и блоком 49 управления) , а также управляемьп фазосдви гающим узлом 50 с тактовым и управляющими входами 51 и 52 (фиг. 5 а). При этом тактовый вход 51 подключают к управляющему входу 53 блока управления одного устройства 1 и 2, а выход фазосдвигающего узла 50 подсоединяют к управляющему входу 54 блока управления второго устройства 48 и 49 .

Регулирование величины выходного напряжения обеспечивают изменением напряжения Uvr подаваемого на управляющий вход 52 узла 50. В зависимости от величины этого напряжения выходное напряжение Uj второго устройства (48 и 49) сдвигают по фазе относительно напряжения первого устройства (l и 2. Суммарное напряжение при этом мояет изменяться от нуля (при jL 180°) до максимального значения (при оС 0) , равного удвоенному напряжению одного из устройст amaX 2Ui 2UJ, (фиг.ЗсТ).

При дополнительном модулирующем напряжении (фиг.1rjискажения напряжения и,2 в процессе регулирования также равны нулю.

При простейшем одноступенчатом дополнительном модулирующем напряжении (фиг.1)коэффициент гармоник Кг (Ui) в функции угла регулирования с в диапазоне его изменения O-ISCP периодически (с периодом в 30 / изменяется в области 0,15-0,08 (фиг.ба; Значение этой зависимости позволяет использовать угол cL также для улучшения качества выходного напряжения.

Регулировочная характеристика, показывающая изменение величины основной гармоники выходного напряжения в относительных единицах , от формы модулирующего напряжения не зависит (Фиг.ба)

Для сопоставительной оценки на фиг.6 апунктиром нанесена также зависимость Kr(U2) f() при использовании в преобразователе на фиг.5 а известного устройства. Как видно, даже при простейшем одноступенчатом дополнительноммодулирующем напряжении (фиг. 1(.)искажения выходного напряжения при использовании предлагаемого решения вдвое меньше, а диапазон регулирования его величины с искажениями не более, чем при шире: 1-0,26 против диапазона 1-0,48.

Регулирование или стабилизацию выходной частоты устройства осуществляют соответствующим изменением частоты управляющего сигнала Uj, подаваемого на управляющий и тактовый входы 53, 51 блоков 2 и 50 (фиг.5 а)

Устройство с многофазным выходом строится за счет использования соответствующего числа вышеописанных вариантов устройств, с однофазным выходом. Блоки управления фазных устройств при этом синхронизируют от общего задающего генератора через распределитель импульсов.

Для конкретизации взята трехфазна питающая сеть.

В принципе может быть использован любая т-фазная сеть.

Особенностью предлагаемого преобразующего устройства является довольно развитая разветвленность преобразующего тракта, характеризуемая значительным числом инверторных ячеек. Учитывая, что выходные мощности этих ячеек на выходе суммируются, очевидно, что используя такой принцип построения, можно создать уже сейчас достаточно мощные (в несколько десятков кВА и более) преобразователи частоты в преобразовательной технике

или модуляторы в радиотехнике на базе (сравнительно еще сегодня маломощных) ключевых элементов транзисторов. Это открывает большие возможности для применения предлагаемого решения.

Формула изобретения

1. Способ квазиоднополосного преобразования частоты путем амплитуднo-и 1пyльcнoй модуляц1ии кгокдого из напряжений трехфазной системы напряжений исходной частоты f одним v из основных модулирующих напряжений трехфазной системы напряжений прямоугольной формы задаваемой частоты f и последующего формирования выходного напряжения преобразованной

0. f. 1

f за счет суммирочастотывания этих трех основных промодулированных напряжений, отлича0ющийся тем, что, с целью улучшения качества напряжения преобразованной частоты за счет минимизсщии величины его искажений, формируют трехфазную систему дополнительных модулирующих напряжений, содержащих

5 только гармоники частоты (6K±l)f) где К - любое целое число. Каждым из этих дополнительных модулирующих напряжений осуществляют амплитудную модуляцию одного соответствующего

0 напряжения исходной трехфазной системы напряжений частоты f и полученные три дополнительные промодулированные напряжения суммируют между собой и с тремя основными промоду5лированными напряжениями.

2. Способ ПОП.1, отличающийся тем, что трехфазную систему дополнительных модулирующих напряжений получают путем формирования первой вспомогательной трехфаз0ной системы напряжений частоты f ступенчатой формы без гармоник кратных трем и второй вспомогательной трехфазной системы напряжений этой

же частоты f

синусоидальной формы

w

45

и последующего пофазного вычитания синфазных напряжений первой и второй вспомогательных систем напряжений.

3.Способ по п.2, отлича50ющийся тем, что, с целью улучшения энергетических показателей при аппаратурной его реализации, для получения трехфазной системы дополнительных модулирующих напряжений ре55зультирующие напряжения,полученные в результате пофазного вычитания синфазных напряжений первой и второй вспомогательных систем напряжений, аппроксимируют тремя последовательно сдвинутыми между собой не соответ60ствующие фазовые углы последовательностями импульсов многоступенчатой формы.

4.Устройство для осуществления способа по П.1, содержащее три ос65новных модулятора, выполненные в ви де однофазных инверторных ячеек на управляемых ключах с двухсторонней проводимостью, и блок управления с управляющим входом, причем силовые входы каждого модулятора образуют силовые входные выхода устройства для подключения его к соответствующим фазам трехфазной сети, а выходные выводы каждого модулятора подключены к первичной обмотка одного из трех основных согласующих трансФорматоров, вторичные обмотки которых связаны между собой последовательно и образуют выходные выводы устройства, отли ч ающе е с тем, что оно снабжено тремя дополнительными модуляторами, выполненными аналогично основным и своими выходными выводами подключенными к первичным обмоткам дополнительно введенных согласующих трансформаторов, вторичные обмотки которых соед нены последовательно между собой и со вторичными обмотками основных со ласующих трансформаторов, а силовые входы этих дополнительных модуляторов подключены к соответствующим силовым входам основных модуляторов 5.Устройство по п.З, отличающееся тем, что число вит ков вторичных обмоток основных согласующих трансформаторов и дополнительно введенных согласующих трансформаторов выбирают из соотношения 1:0,307. 6.Устройство по п.4 для осущест ления способа по пп. 1-3, о т л ичающееся тем, что первичная обмотка каждогц из дополнительно введенных согласующих трансформатор снабжена отпайками, соединенными с силовыми входами соответствукяяих ополнительных модуляторов через дополнительно введенные управляемые ключи с двухсторонней проводимостью. 7. Устройство по пп, 4-6, отличающееся тем, что, с целью расширения его функциональных возможностей за счет обеспечения возможности регулирования величины выходного напряжения, оно снабжено вторым аналогично выполненным.устройством, а .также управляемым фазосдвигающим узлом с управляющим и тактовЕЛм входами, причем тактовый вход последнего подключен к управляющему входу упомянутого блока управления одного устройства, а выход- к управляющему входу блока управления второго устройства. Источники информации, принятые во внимание при экспертизе 1.Штейн В.В., Черняк Н.А. Однополосная модуляция с помощью фазовых схем. Связьиздат, 1959, с.7-10. 2.№1цык Г.С. Исследование и разработка способов преобразования параметров электрической энергии с помощью статических преобразователей. Канд.дис., М., МЭИ, 1972, с.7-31 (с.116,117; , 3.Авторское свидетельство СССР № 238656 кл. Н 02 М 5/27, 23.08.66. 4.Патент Швейцарии № 486801, кл. Н 02 Р 7/62, 15.04.70. 5.Патент США № 3.170.107, кл. 321-61,16.02.65. 6.Патент Японии № 48-31408, кл. 53 В 3,28,09.73. 7.Авторское свидетельство СССР 515222, кл. Н 02 М 5/257, Н 02 , 16.11.70. 8.Сб.Устройство преобразовательной техники. Вып.2, 1969, К., Наукова думка, с.111 (прототип).

)K

Vj

J

. фиг. 1

Ж

i//.

,

53

/л 4iB (к

$1

i/t rh

5В S

lirlUz)

30

d,M.rp

90 tZS rSO 180