ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ БЕЗ УЗЛОВ ИСКУССТВЕННОЙ КОММУТАЦИИ И СПОСОБ УПРАВЛЕНИЯ ИМ Российский патент 1995 года по МПК H02M7/521 

Изобретение относится к преобразовательной технике, в частности к преобразователям переменного напряжения в переменное.

Известно устройство для преобразования переменного напряжения в переменное и способ управления им [1]. Устройство содержит каналы, образованные высокочастотными инверторами, трансформаторами и диодными мостами, а также коммутатор. В соответствии со способом входное трехфазное напряжение трансформируют, выпрямляют, фильтруют и, используя каналы схемы, постоянно соединенные по входу параллельно, по выходу последовательно, инвертируют, трансформируют, выпрямляют, суммируют в напряжение ступенчатой формы, аппроксимирующей синусоиды, контролируют момент перехода выходного тока через нуль.

Известны устройства многоячейковых преобразователей с постоянным параллельным или последовательным соединением ячеек по входу или выходу, выполненные на полностью управляемых ключах - транзисторах, и способы управления ими [2].

Известен способ формирования двухступенчатого напряжения в преобразователе, содержащем основную и дополни- тельную ячейки, в соответствии с которым суммируют напряжения на выходах дополнительной ячейки и на силовых электродах управляемых ключей основной ячейки так, чтобы они были направлены противоположно друг другу, кроме того, формируют дополнительный уровень выходного напряжения [3].

Известно устройство и способ управления им, согласно которому формируют напряжение многоступенчатой формы, для чего источники постоянного напряжения либо включают последовательно, либо отключают часть из них от нагрузки, используя полностью управляемые тиристоры [4].

Наиболее близким к предлагаемому по технической сущности и достигаемому результату является тиристорный автономный инвертор, содержащий последовательно соединенные источник постоянного напряжения (выпрямитель), сглаживающий реактор и параллельно соединенные входной фильтр и мост, в диагональ которого включена нагрузка, образованный четырьмя полууправляемыми тиристорами, шунти- рованными встречно-параллельными обратными диодами [5].

Это устройство имеет следующие недостатки.

1. Плохой гармонический состав выходного напряжения, обусловленный тем, что инвертор позволяет формировать на нагрузке только прямоугольные знакочередующиеся импульсы напряжения, разде- ленные нулевыми паузами.

2. В случаях повышенных требований к гармоническому составу выходного напряжения необходим емкостный сдвиг первой гармоники выходного тока относительно первой гармоники выходного напряжения, обусловленный, например, тем, что минимальный коэффициент гармоник выходного напряжения, равный K_гмин = 0,290, имеет место в окрестности угла сдвига, равного ϕ = 24^о. В ряде случаев с учетом фильтрующих свойств нагрузки преобразователя и сравнительно малой установленной мощности выходных фильтров высших гармоник целесообразно не минимизировать коэффициент гармоник выходного напряжения, а компенсировать в спектре выходного напряжения первые высшие гармоники. В прототипе может быть скомпенсирована только третья гармоника при угле ϕ = 30^о. Негативные последствия большого емкостного сдвига тока - увеличение реактивной мощности нагрузки и, следовательно, при заданной активной мощности увеличение установленной мощности тиристорного оборудования, оборудования фильтра выпрямителя и в тех случаях, когда собственно нагрузка имеет индуктивный характер, увеличение установленной мощности компенсирующего индуктивный сдвиг конден- саторного оборудования в нагрузке преобразователя.

Цель изобретения - улучшение гармонического состава выходного напряжения при одновременном уменьшении емкостного фазового сдвига первой гармоники выходного тока относительно первой гармоники выходного напряжения.

Это достигается тем, что устройство содержит последовательно соединенные источник постоянного напряжения, сглаживающий реактор и участок цепи из двух параллельно соединенных мостовых схем, в первой схеме в диагональ включены встречно-параллельные тиристор и диод, два диагонально-противоположных плеча образованы реактивными звеньями фильтра выпрямителя, два других диагонально-противоположных плеча образованы парами, содержащими встречно-параллельные тиристор и диод, причем диод диагонали направлен согласно с диодами плечей и встречно напряжению выпрямителя в контуре, образованном выпрямителем, сглаживающим реактором и диодами, а вторая схема представляет собой мостовой инвертор с обратными диодами, в диагональ которого включена нагрузка.

Сопоставительный анализ с прототипом показывает, что предлагаемое устройство отличается тем, что оно содержит входной фильтр, выполненный по мостовой схеме, в диагональ которой включены встречно-параллельные тиристор и диод, два диагонально-противоположных плеча образованы реактивными звеньями фильтра выпрямителя, два других диагонально-противоположных плеча образованы парами, содержащими встречно-параллельные тиристор и диод, причем диод диагонали направлен согласно с диодами плечей и встречно напряжению выпрямителя в контуре, образованном выпрямителем, сглаживающим реактором и диодами.

В способе цель достигается тем, что управляют преобразователем с входным фильтром, содержащим два симметричных реактивных звена, контролируют моменты перехода тока через нуль тока фильтра выпрямителя, в интервалах полупериодов формирования двухступенчатых разнополярных чередующихся импульсов выходного напряжения переключают звенья фильтра на последовательное соединение после первого после нулевой паузы в выходном напряжении момента перехода через нуль тока фильтра через временной интервал, превышающий время запирания тиристора, переключают звенья фильтра на параллельное соединение после второго момента перехода через нуль тока фильтра через временной интервал, превышающий время запирания тиристора.

На фиг.1 представлена схема предлагаемого преобразователя. В этой схеме позициями обозначены: тиристоры 1, 3, 5 и 7 мостового инвертора, обратные диоды 2,4,6 и 8 мостового инвертора, диагонально-противоположные плечевые тиристоры 9 и 13 фильтра, диагональные тиристор 11 и встречно-параллельный диод 12 фильтра, диагонально-противоположные плечевые диоды 10 и 14 фильтра, индуктивность 16 и емкости 15 и 17 первого звена фильтра выпpямителя, индуктивность 19 и емкости 18 и 20 второго звена фильтра выпрямителя, источник 21 постоянного напряжения, сглаживающий реактор 22, емкость 23, резистор 24 и индуктивность 25 цепи нагрузки.

На фиг. 2 приведены эпюры напряжения U_н на нагрузке, напряжения U_вна выходе фильтра, напряжения U_d на выходе выпрямителя, тока i_н в нагрузке, тока i_в на выходе фильтра, тока i_ф фильтра, тока i_з через звено фильтра, тока i_d на выходе выпрямителя.

На фиг.3 представлена схема предлагаемого преобразователя, сопряженная с блоком управления без обратной связи. В этой схеме позициями обозначены: усилители-формирователи 26 - 31, запускаемые счетчики 32 - 34 и 36 - 39 с автоблокировкой и автосбросом, счетчик 35, генератор 40 тактовых импульсов.

На фиг.4 представлена схема предлагаемого преобразователя, сопряженная с блоком управления с обратной связью, иллюстрирующая работу схемы при управлении по предлагаемому способу. В этой схеме позициями обозначены: датчики 41 и 42 нулей тока нагрузки и входного фильтра, устройства 43 - 46 формирования задержки импульсов, элементы И 47 - 50, каждый из которых запоминает импульс на одном из входов до момента окончания импульса на другом входе.

На фиг.5 приведены эпюры сигналов управления в точках схем, отмеченных номерами в кружках на фиг.3 и 4.

На фиг.6 приведены зависимости K_г ( α₁)/ϕ = 0 и K_г (ϕ) коэффициента гармоник выходного напряжения для предлагаемых способа и устройства и прототипа соответственно. Точками отмечены: K_гмин - минимальный коэффициент гармоник, обеспечиваемый предлагаемыми способом и устройством; K_гкомп. - коэффициент гармоник, обеспечиваемый предлагаемыми способом и устройством при компенсации третьей и пятой гармоник в спектре выходного напряжения.

В соответствии с предлагаемым устройством формируют двухступенчатое квазисинусоидальное напряжение на нагрузке, используя мостовой инвертор для формирования разнополярных импульсов напряжения и пауз между ними и используя двухзвенный вентильно-управляемый фильтр выпрямителя для формирования однополярных двухступенчатых импульсов. При этом в интервалах пауз и построения нижних ступеней выходного напряжения звенья фильтра соединяют параллельно, а при формировании верхней ступени - последовательно.

В соответствии с предлагаемым способом контролируют моменты перехода через нуль тока фильтра и в интервалах полупериодов формирования двухступенчатых разнополярных чередующихся импульсов выходного напряжения переключают звенья фильтра на последовательное соединение после первого после нулевой паузы момента перехода через нуль тока фильтра через временной интервал, превышающий время запирания тиристора, а переключение звеньев фильтра на параллельное соединение производят после второго после нулевой паузы момента перехода через нуль тока фильтра через временной интервал, превышающий время запирания тиристора. Указанные особенности устройства и способа позволяют, как и в прототипе, исключить из схемы устройства звенья искусственной коммутации полууправляемых тиристоров.

Предлагаемое устройство работает следующим образом.

Предварительно рассмотрим установившийся режим. Пусть до момента t₁(фиг. 1) в схеме имел место установившийся режим и были открыты тиристоры 3 и 5 моста и тиристоры 9 и 13 фильтра. В момент t₁ ток нагрузки проходит через нуль, вследствие чего закрываются тиристоры 3 и 5 и открываются диоды 4 и 6 и имеет место режим рекуперации энергии из нагрузки через диоды 4 и 6 в параллельно соединенные звенья фильтра. В момент t₂ открывается тиристор 1 (7), вследствие чего закрывается диод 6 (4), нагрузка отключается от фильтра и закорачивается, т.е. в напряжении по нагрузке формируется нулевая пауза. В момент t₃ открывается тиристор 7 (1), вследствие чего закрывается диод 4 (6) и на нагрузке формируется нижняя ступень выходного напряжения. В момент t₄ ток фильтра меняет знак, т.е. имеет место первый нуль тока фильтра, тиристоры 9 и 13 фильтра закрываются и открываются диоды 10 и 14, продолжается формирование нижней ступени выходного напряжения. В момент t₅открывается тиристор 11, вследствие чего закрываются диоды 10 и 14, звенья фильтра переключаются на последовательное соединение и на нагрузке формируется верхняя ступень выходного напряжения. В момент t₆ток фильтра вторично за полупериод меняет знак, т.е. имеет место второй нуль тока фильтра, тиристор 11 фильтра закрывается и открывается диод 12, продолжается формирование верхней ступени выходного напряжения. В момент t₇ открываются тиристоры 9 и 13, вследствие чего закрывается диод 12, звенья фильтра переключаются на параллельное соединение и на нагрузке вторично за полупериод формируется нижняя ступень выходного напряжения. В момент t₈ ток нагрузки проходит через нуль, вследствие чего закрываются тиристоры 1 и 7 и открываются диоды 2 и 8 и имеет место режим рекуперации энергии из нагрузки через диоды 2 и 8 в параллельно соединенные звенья фильтра. В момент t₉ открывается тиристор 3 (5), вследствие чего закрывается диод 8 (2), нагрузка отключается от фильтра и закорачивается, в напряжении на нагрузке формируется нулевая пауза.

В следующий полупериод управление осуществляется аналогичным образом, что иллюстрируется алгоритмом управления преобразователем в установившемся режиме (см.таблицу). В скобках приведены варианты алгоритма управления.

Один из возможных вариантов реализации этого алгоритма управления иллюстрируют фиг.3 и 5. Импульсы с генератора 40 тактовых импульсов поступают на вход счетчика 35, который после накопления максимального числа импульсов выдает сигнал на усилитель-формирователь 29 и одновременно запускает счетчики 32 - 34 и 36 - 39. Усилитель-формирователь 29 выдает импульсы управления в цепи тиристоров Т₁, Т₇. что приводит к их открытию. Запущенные счетчики после отсчета каждый соответствующего числа импульсов, т.е. после обеспечения соответствующей задержки τ_к, выдают импульсы на соответствующие усилители-формирователи, а те, в свою очередь, - на соответствующие тиристоры. В каждом из счетчиков, за исключением счетчика 35, после выдачи импульса осуществляются автосброс и автоблокировка счетного входа до прихода очередного запускающего импульса со счетчика 35. Таким образом, система управления обеспечивает жесткую, т.е. независимую от процессов в силовой схеме, расстановку во времени импульсов управления на тиристоры.

Устойчивость работы моста обеспечивается в тех случаях, когда длительность интервалов t₈-t₉, t₁₅-t₁₆. .. превышает время запирания тиристоров моста. Устойчивость работы фильтра обеспечивается в том случае, если длительность интервалов t₄-t₅, t₁₁-t₁₂..., предшествующих первым нулям тока фильтра в полупериоде, превышает время запирания плечевых тиристоров 9 и 13 фильтра и, кроме того, длительность интервалов t₆-t₇, t₁₃-t₁₄ превышает время запирания диагонального тиристора 11 фильтра. При несоблюдении указанных условий в мосте или фильтре имеет место короткое замыкание, т.е. опрокидывание преобразователя.

Устойчивость преобразователя при пуске может быть повышена путем увеличения емкостного фазового сдвига тока нагрузки, которое может быть обеспечено снижением частоты в пусковом режиме и плавным ее увеличением до номинального значения. Для этого достаточно при пуске снизить частоту генератора тактовых импульсов.

Один из возможных вариантов системы управления, реализующей предлагаемый способ управления преобразователем, позволяющий увеличить устойчивость преобразователя в динамических режимах работы (пуски, сбросы и набросы нагрузки или входного напряжения) и одновременно уменьшить вводимый при ранее рассмотренной жесткой системе управления запас по фазовому сдвигу тока, приведен на фиг.4 и 5. Как видно, система управления, представленная на фиг.3, дополнена датчиками 41 и 42 нулей тока нагрузки и фильтра, каждый из которых имеет по два выхода О+ и О-. Знаки "+" и "-" относятся к производным соответствующего тока по времени в момент перехода тока через нуль. Сигналы с датчиков поступают на устройства 43-46 задержки импульсов, причем установленные задержки равны временам запирания соответствующих тиристоров. Элементы И 47-50 выдают импульсы только после поступления последнего импульса на один из входов. Таким образом, при недопустимом сдвиге вправо любого из нулей тока нагрузки или фильтра сдвигается (запаздывает) вправо и импульс управления на соответствующий тиристор, что предотвращает срыв преобразователя.

Для двухступенчатой квазисинусоидальной функции, в спектре которой отсутствуют третья и пятая гармоники, углы формирования ступеней составляют: для пер- вой ступени α_o = = 12^° для второй ступени α₁ = = 48^° (фиг. 2). Исследова- ние процессов в предлагаемом преобразователе показывает, что в предположении мгновенной коммутации тиристоров, синусоидальности тока нагрузки, полного сглаживания тока i_d через сглаживающий реактор на выходе выпрямителя и угле сдви- га тока ϕ=α_o = = 12^° первым после ну- левой паузы в выходном напряжении нулям тока фильтра - моментам t₄ и t₁₁ - соответствует отсчитываемый от ближайшего первого после нулевой паузы в выходном напряжении нуля тока угол, составляющий 44,4^о, а вторым после нулевой паузы в выходном напряжении нулям тока фильтра - моментам t₆ и t₁₃ - соответствует также отсчитываемый от ближайшего первого после нулевой паузы нуля тока угол, составляющий 135,6^о. Таким образом, при формировании выходного напряжения, в котором скомпенсированы третья и пятая гармоники, интервалам t₅-t₄, t₁₂-t₁₁. .. соответствует положительный угол, равный ϕ+α₁ - 44,4^о = 12^о + 48^о - 44,4^о = 15,6^о, а интервалам t₇-t₆, t₁₄-t₁₃... соответствует также положительный угол, равный 180^о + ϕ-α₁ - 135,6^о = 180^о + 12^о - 48^о - 135,6^о = 8,4^о. Таким образом, с помощью предлагаемых устройства и способа может быть сформировано двухступенчатое квазисинусоидальное напряжение, в спектре которого отсутствуют третья и пятая гармоники.

Для формирования двухступенчатого квазисинусоидального напряжения с минимально возможным коэффициентом гармоник K_гмин = 0,157 необходимы углы α_o = 4^о, α₁ = 40^о. При этом интервалам t₅ - t₄, t₇ - t₆... и t₇- t₆, t₁₄ - t₁₃. . . соответствуют еще большие, чем в предшествующем случае, углы. Это доказывает возможность формирования с помощью предлагаемых устройства и способа двухступенчатого квазисинусоидального выходного напряжения с минимально возможным коэффициентом гармоник.

Следствием предлагаемого переключения звеньев фильтра с параллельного соединения на последовательное и обратно является лучший, чем в прототипе, гармонический состав тока через реактивные элементы фильтра. Как видно из приведенных эпюр (фиг.2), в токе i_з через реактивное звено фильтра высшие гармоники по сравнению с первой выражены относительно меньше, чем в токе i_в, переменная составляющая которого и является током фильтра выпрямителя в прототипе.

Предлагаемые устройство и способ обладают в отличие от прототипа и аналогов следующими достоинствами.

1. В отличие от прототипа возможно формирование не одноступенчатого, а двухступенчатого квазисинусоидального напряжения с существенно лучшим гармони- ческим составом, а также возможна компенсация не только третьей, но и пятой гармоники в спектре выходного напряжения.

2. В отличие от прототипа может быть существенно снижен фазовый сдвиг первой гармоники выходного тока при формировании оптимального по гармоническому составу выходного напряжения.

Сравним выходные напряжения прототипа и предлагаемых способа и устройства в двух случаях: во-первых, при формировании выходного напряжения по критерию коэффициента гармоник выходного напряжения и, во-вторых, при формировании выходного напряжения по критерию компенсации первых высших гармоник.

На фиг. 6 приведена зависимость K_г (ϕ) коэффициента гармоник выходного напряжения прототипа от угла ϕ сдвига тока. Минимум K_гмин(ϕ) = 0,290 достигается при ϕ = 24^о. Там же приведена зависимость К_г(α₁)/ϕ = 0 для предлагаемых способа и устройства при ϕ = 0. Минимум К_гмин (α₁)/ϕ = 0 = 0,234 достигается при α₁ = 39^о. Как видно, предлагаемые устройство и способ позволяют снизить коэффициент гармоник выходного напряжения даже при нулевом сдвиге выходного тока. При сравнительно малом ϕ=α_o = 4^о и α₁ = 40^о предлагаемый способ позволяет построить выходное напряжение с минимально возможным для двухступенчатой формы коэффициентом гармоник К_гмин = 0,157.

Рассматривая второй случай, учтем, что в выходном напряжении прототипа возможна компенсация только третьей гармоники при ϕ = 30^о. Предлагаемые способ и устройство позволяют скомпенсировать и пятую гармонику при ϕ = 12^о, т.е. при уменьшении фазового сдвига в 2,5 раза.

3. В отличие от аналогов предлагаемый способ может быть реализован с помощью предлагаемой схемы, не содержащей звеньев искусственной коммутации полууправляемых тиристоров в общем случае однооперационных однонаправленных ключевых элементов, что повышает надежность, предельную рабочую частоту преобразователя и уменьшает коммутационные потери энергии при закрытии однооперационных элементов.

4. В отличие от прототипа относительный уровень высших гармоник в сравнении с первой через реактивные элементы фильтра меньше.

Использование: в преобразовательной технике. Сущность изобретения: устройство содержит мост на тиристорах 1, 3, 5 и 7 с обратными диодами и фильтр, который состоит из тиристоров 9, 11 и 13, диодов 10, 12 и 14 и реактивных звеньев, включающий конденсаторы 15, 17, 18 и 20 и дроссели 16 и 19. Звенья фильтра в соответствии с алгоритмом могут переключаться с параллельного соединения на последовательное. 1 з.п. ф-лы, 6 ил.

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ БЕЗ УЗЛОВ ИСКУССТВЕННОЙ КОММУТАЦИИ И СПОСОБ УПРАВЛЕНИЯ ИМ.