ПОЛНОСТЬЮ КОМПЕНСИРОВАННЫЙ ВЕНТИЛЬНЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ И СПОСОБ УПРАВЛЕНИЯ ИМ Российский патент 1998 года по МПК H02M7/12 H02M7/155 

Изобретение относится к преобразовательной технике и может быть использовано в качестве управляемого выпрямителя или преобразователя частоты при повышенных требованиях к энергетическим показателям, в частности к синусоидальности потребляемого тока, например, в случаях ограниченной мощности питающей сети.

Известно, что вентильные преобразователи, выполняемые на однооперационных тиристорах, оказывают неблагоприятное влияние на питающую сеть, в связи с потреблением реактивной мощности и нелинейными искажениями тока на сетевом входе. Выполнение преобразователя на полностью управляемых вентилях, например, двухоперационных тиристорах или транзисторных ключах, позволяет применять такие способы импульсно-фазового управления, которые исключают из энергетического баланса реактивную мощность, в связи с чем подобные устройства относят к компенсированным вентильным преобразователям (КВП). Вместе с тем, модификация способа импульсно-фазового управления или конструкции ведет, как правило, к ухудшению гармонического состава входного тока, в связи с чем коэффициент мощности КВП остается ниже единицы, а сам преобразователь по отношению к сети и другим нагрузкам рассматривается как интенсивный источник вторичной мощности искажения. Компенсация этой мощности затруднительна в связи с изменением гармонического состава тока при регулировании. Поэтому перспективными могут оказаться адаптивные фильтры на базе автономных инверторов [1] . Однако оснащение КВП индивидуальным адаптивным фильтром практически означает удвоение суммарной установленной мощности электрооборудования и потому может оказаться неприемлемым. Кроме того, применение такого фильтра не разгружает входные цепи преобразователя от высших гармоник тока и поэтому не позволяет уменьшить мощность согласующих элементов - трансформатора или дросселя.

Заявленное техническое решение представляет собой попытку создания на базе двухоперационных вентилей полностью компенсированного вентильного преобразователя, работающего с минимальными амплитудами и фазовыми искажениями потребляемого из сети тока без применения дополнительных компенсирующих средств, не входящих в конструкцию преобразователя. Поставленная задача решается совмещением нескольких функций в одном обязательном для данного класса устройств элементе - накопительном полярном конденсаторе фильтра, который в известных ранее схемах КВП выполнял лишь функции ограничения коммутационных перенапряжений, а позднее и функции демпфирующего конденсатора, участвующего в проведении принудительной коммутации токов [2, 3].

В качестве прототипа принимается мостовой КВП на двухоперационных вентилях с накопительным полярным конденсатором на выходе вспомогательного диодного моста, который с помощью двух коммутирующих вентилей связан с выходными выводами вентильного преобразователя [4]. Управление моментами включения и выключения силовых вентилей данного преобразователя осуществляется таким образом, чтобы это не приводило к появлению фазового сдвига между напряжением и основной гармоникой тока на световом входе. Другой особенностью данной конструкции является возможность плавного проведения коммутации токов под воздействием напряжения на обкладках накопительного (демпфирующего) конденсатора большой емкости без появления значительных коммутационных перенапряжений. С этой целью перед началом каждой коммутации заряженный конденсатор кратковременно подключается с помощью пары коммутирующих вентилей параллельно цепи нагрузки. Происходящий при этом переход части тока нагрузки в цепь конденсатора сопровождается таким же уменьшением тока на сетевом входе и частичным разрядом конденсатора. Токовая разгрузка облегчает последующее переключение силовых вентилей, а одновременное включение коммутирующих вентилей переводит конденсатор в цепь, параллельную индуктивным элементам сетевого входа. На завершающем этапе коммутации конденсатор вновь заряжается током нагрузки, что приводит к вытеснению последнего в цепь со вновь включенными силовыми вентилями. Таким образом, в указанном преобразователе существует режим двухстороннего обмена энергии между конденсатором и индуктивными элементами входных и выходных цепей, устраняющий рост перенапряжений. Другим достоинством данного режима работы накопительного конденсатора можно отметить возможность коррекции сетевого тока с целью придания ему на определенных интервалах времени нужного направления, величины и формы. Однако в схеме прототипа эта возможность не используется, так как конденсатор подключается кратковременно лишь на интервалах коммутации. В этой связи входной ток КВП имеет несинусоидальную импульсную форму, гармонический состав которой ухудшается по мере регулирования выпрямленного напряжения в сторону уменьшения. Как отмечалось, это является в настоящее время основным недостатком компенсированных преобразователей.

Сущность предлагаемого технического решения направлена на использование указанного накопительного конденсатора в непрерывном периодически повторяющемся с высокой частотой режиме двухстороннего обмена энергией с индуктивными элементами входных и выходных цепей с целью придания входному току желаемой формы. Возможность использования полярных, в частности, электролитических конденсаторов в подобном режиме подтверждается опытом работы упомянутых активных фильтров, выполняемых на базе автономных инверторов напряжения [1, 5].

Таким образом, целью изобретения является приближение коэффициента мощности компенсированного преобразователя к единице путем придания входному току квазисинусоидальной формы и величины, определяемой активной составляющей основной гармоники входного тока нагрузки.

Поставленная цель достигается за счет соответствующего изменения конструкции и способа управления преобразователя. При этом силовая схема дополнена еще одной парой коммутирующих вентилей, четырьмя обратными диодами и двумя дросселями, соединенными таким образом, что указанные четыре коммутирующих вентиля, каждый из которых шунтирован обратным диодом, образуют мостовую схему, которая зажимами переменного тока соединена с диагональю постоянного тока указанного диодного моста, а каждым зажимом постоянного тока соединена с одним из выходных выводов вентильного преобразователя посредством одного из дросселей, а в управляющую часть введены цепи формирования и распределения импульсов включения коммутирующих вентилей, при этом цепи формирования содержат устройство задания величины и формы входного тока преобразователя, связанное входами с датчиками сетевого напряжения и тока нагрузки, а выходом - с одним из входов узла сравнения, на второй вход которого поступает сигнал отрицательной обратной связи с датчика тока, установленного на сетевом входе преобразователя, а выход узла сравнения подключен к входу модулятора, преобразующего сигнал ошибки регулирования тока в последовательность управляющих импульсов, а цепи распределения этих импульсов содержат пару логических схем совпадения, первые входы которых соединены с прямым и инверсным выходами нуль-органа, на входе которого установлен второй узел сравнения сигналов, поступающих с выхода устройства задания тока, а также с выхода датчика тока нагрузки, при этом вторые входы указанных логических схем совпадения связаны с соответствующими выходами системы импульсно-фазового управления силовыми вентилями, а выходами - с входами логического сумматора, выход которого подключен в параллель к первым входам логических схем "равнозначность" и "неравнозначность", вторые входы которых соединены в параллель с выходом указанного второго нуль-органа, подключенного к датчику тока нагрузки, а выход указанных логических схем связаны с первыми входами второй пары логических схем совпадения, которые вторыми входами подключены к выходу модулятора, а выходом каждая логическая схема совпадения посредством импульсного усилителя подключена к управляющим электродам соответствующей пары коммутирующих вентилей.

Согласно предложенному способу управления формируют квазисинусоидальный ток на сетевом входе вентильного преобразователя, величина которого определяется активной составляющей тока нагрузки за счет создания и регулирования тока коррекции, находящегося в противофазе по отношению к пассивной составляющей входного тока нагрузки путем высокочастотного чередования и регулирования длительности частотного разряда и заряда накопительного конденсатора в процессе переключения соответствующей пары коммутирующих вентилей, для чего путем вычитания из задающего сигнала, имеющего форму напряжения сети и величину, определяемую активной составляющей основной гармоники входного тока нагрузки, сигнала обратной связи по результирующему входному току преобразователя определяют сигнал ошибки регулирования тока, который подают на вход широтно-импульсного или релейного модулятора для преобразования его в последовательность управляющих импульсов, а также определяют знак тока коррекции x_k = signi_k по знаку разности между задающим сигналом и сигналом, пропорциональным нагрузочной составляющей входного тока, определяют знак выпрямленного тока в выходной цепи преобразователя xd = signid, определяют полярность мгновенного выпрямленного напряжения с помощью логических функций x_y1 = sign(Ud) и x_y2 = sign(-Ud) и разрешают подачу управляющих импульсов с выхода модулятора на управляющие электроды первой пары коммутирующих вентилей, обеспечивающих подключение конденсатора в направлении разряда параллельно нагрузке при положительном направлении выпрямленного тока, согласно единичному значению логической функции

или разрешают подачу управляющих импульсов с выхода модулятора на управляющие электроды второй пары коммутирующих вентилей, обеспечивающих подключение конденсатора в направлении разряда параллельно нагрузке при отрицательном направлении выпрямленного тока, согласно единичному значению логической функции

На фиг. 1 представлена схема силовой части и управляющих цепей предложенного устройства; на фиг. 2 - диаграммы принципа действия данного преобразователя в основном установившемся режиме при положительном направлении выпрямленного тока нагрузки; на фиг. 3 - схемы замещения, поясняющие работу силовой части преобразователя на отдельных интервалах времени.

Силовая схема преобразователя выполнена по однофазной мостовой реверсивной схеме выпрямления на встречно-параллельно соединенных парах силовых двухоперационных тиристоров 1 и 2, 3 и 4, 5 и 6, 7 и 8. К питающей сети или вторичной обмотке согласующего трансформатора указанный преобразователь подключен с помощью индуктивного согласующего элемента 9, в качестве которого может быть использован токоограничивающий дроссель. Сюда же диагональю переменного тока подключен вспомогательный вентильный мост на диодах 10 - 13, к выходам постоянного тока которого присоединен полярный накопительный конденсатор 14. Последний с помощью двух пар коммутирующих вентилей 15 и 16, 17 и 18, зашунтированных обратными диодами, соответственно, 19 и 20, 21 и 22, соединен посредством дросселей 23, 24 с выходными выводами вентильного преобразователя, к которым подключена также нагрузка 25 в виде обобщенной RL-цепи с противоЭДС.

В состав управляющей части входит система импульсно-фазового управления (СИФУ) 26 силовыми вентилями, имеющая управляющий вход (U_у) и два выхода, один из которых 27 служит для подачи управляющих импульсов на первые две пары силовых тиристоров 1 и 2, 5 и 6, а другой выход 28 - для подачи управляющих импульсов на другие две пары силовых тиристоров 3 и 4, 7 и 8. В схеме имеется устройство 29 задания величины и формы сетевого тока преобразователя, которое одним из входов соединено с датчиком сетевого напряжения, например, в виде трансформатора 30, а другим входом - с одним из выходов 31 датчика 32 тока нагрузки. Выходной сигнал устройства 29 сравнивается с помощью узла 33 сравнения с сигналом обратной связи по результирующему сетевому току, поступающему из датчика 34, после чего сигнал ошибки регулирования тока подается на вход модулятора 35, на выходе которого формируются управляющие импульсы для коммутирующих вентилей. Распределитель этих импульсов содержит второй узел 36 сравнения, на входах которого задающий сигнал с выхода устройства 29 сравнивается с сигналом, поступающим с выхода 37 переменного тока датчика 32 тока нагрузки, причем указанный выход переменного тока связан с выходом 31 постоянного тока того же датчика посредством коммутатора (инвертора) 38. Результат сравнения сигналов с выхода узла 36 поступает на вход нуль-органа 39, который своими прямым и инверсным выходами подключен к входам пары логических схем 40, 41 совпадения. Своими вторыми входами указанные логические схемы подключены, соответственно, к выходам 27, 28 СИФУ, а выходами - к входам логического сумматора 42. Выход последнего подключен в параллель к первым входам логических схем "равнозначность" 43 и "неравнозначность" 44. Вторыми входами последние связаны с выходом второго нуль-органа 45, вход которого подключен к выходу 31 постоянного тока датчика 32, а выходами указанные логические схемы связаны с первыми входами второй пары логических схем 46, 47 совпадения, вторые входы которых подключены к выходу модулятора 35, а выходы - посредством усилителей 48, 49 связаны с управляющими электродами соответствующих пар коммутирующих вентилей.

Рассмотрим работу устройства, полагая, что в цепи нагрузки имеется достаточная для сглаживания выпрямленного тока индуктивность. Будем также считать, что длительность управляющих импульсов, подаваемых на двухоперационные (силовые и коммутирующие) вентили, соответствует длительности их включенного состояния. В приведенной на фиг. 1 силовой схеме функции регулирования выпрямленного напряжения, а также функции формирования тока на сетевом входе преобразователя поделены, соответственно, между сетевыми и коммутирующими вентилями. Для облегчения работы конденсатора способ импульсно-фазового управления силовыми вентилями должен быть выбран таким, чтобы он не приводил к появлению реактивной мощности сдвига. Этому условию удовлетворяет известный способ управления с 3-кратным включением каждого вентиля на период сети (см. фиг. 2). Для пояснения представим силовую схему реверсивного преобразователя в виде всречно-параллельного соединения двух вентильных мостов, полагая при этом, что α₁,α₂ - углы управления вентилями, соответственно, первого и второго мостов, отсчитываемые от начала положительной полуволны сетевого напряжения в отстающую или опережающую стороны. Появление фазового сдвига между сетевым напряжением /≈ U/ и основной гармоникой входного тока нагрузки /i_н1/ исключается при условии симметрии картин напряжения и входного тока нагрузки /i_н/. Такая симметрия достигается и сохраняется во всем диапазоне регулирования, если углы управления вентильными комплектами отвечают условию α₁₍₂₎>0,α₂₍₁₎<0 и в сумме равны .

Выполнение этого правила означает одновременную подачу управляющих импульсов на каждые две пары встречно-параллельных тиристоров, находящихся в составе разных мостов. Так, например, управляющие импульсы одновременно подаются и тем самым подготавливают к включению тиристоры 1 и 2 в составе первого моста и тиристоры 5 и 6 в составе второго моста. Какая из этих пар вентилей вступит в работу, зависит от направления тока нагрузки. Подача управляющих импульсов на указанные тиристоры осуществляется в течение периода сети трижды: в момент U₁ при углах α₁>0,α₂<0 , в момент U = π при углах α₁= π, α₂= 0 и в момент U₄ при углах α₁<0,α₂>0 . Подача импульсов на другие две пары тиристоров 3 и 4, 7 и 8 осуществляется аналогично в момент U = 0, U₂, U₃. Совместное изменение углов управления α₁α₂ в пределах от 0 до ±π обеспечивает регулирование и работу реверсивного преобразователя во всех 4-х квадрантах нагрузочных характеристик без появления прерывистых токов нагрузки и уравнительных токов между вентильными комплектами, что является достоинством преобразователей подобного типа.

Данный алгоритм управления силовыми вентилями приводит к появлению на сетевом входе преобразователя нагрузочной составляющей тока /i_н/ в виде знакопеременных и в идеале прямоугольных импульсов, высота которых определяется средним выпрямленным током нагрузки /Id/. Благодаря симметрии основная гармоника этого тока содержит лишь активную составляющую /i_н1/, синфазную с напряжением сети. Амплитудное значение этой составляющей тока, в зависимости от углов управления, может быть больше или меньше среднего тока (см. фиг. 2). Путем вычитания мгновенных значений полного тока нагрузки и его активной составляющей можно найти ток коррекции i_к = i_н1 - i_н, добавление которого к нагрузочной составляющей может обеспечить протекание во входной цепи преобразователя результирующего тока синусоидальной формы и величины, определяемой лишь активной составляющей основной гармоники входного тока нагрузки. Протекание этого тока означает, что преобразователь является полностью компенсированным, потребляющим из сети лишь активную мощность. На диаграммах фиг. 2 идеальная кривая тока коррекции /i_к/ изображена штрих-пунктирной линией. Видно, что эта кривая имеет в общем случае непрерывную знакопеременную форму. Ток коррекции должен находиться в противофазе по отношению к пассивной составляющей входного тока нагрузки, поэтому источником энергии для его создания может служить накопительный конденсатор. Для пополнения этой энергии конденсатор должен работать в режиме двухстороннего обмена мощностью с индуктивными элементами преобразователя и сети. Непрерывное формирование тока коррекции можно осуществить, основываясь на известном интегральном эффекте накопления тока индуктивного элемента под воздействием кратковременных ампер-добавок. В данном случае указанные добавки тока во входной цепи создаются процессами частичного разряда и заряда накопительного конденсатора, подключаемого параллельно цепям нагрузки или сети с помощью коммутирующих вентилей. Приближение формы тока к желаемому виду достигается чередованием указанных процессов с высокой частотой. Управление процессом формирования тока осуществляется за счет чередования на каждом такте разряда и заряда конденсатора, сопровождающегося изменением знака вносимой ампер-добавки, а также изменением длительности одного (широтно-импульсная модуляция) или каждого (релейное управление) из указанных состояний конденсатора в соответствии с принципами автоматического следящего управления.

Для этого цепи управления коммутирующими вентилями имеют структуру следящей системы с управляющим воздействием, повторяющим форму напряжения сети и величиной, зависящей от амплитуды I_м1 основной гармоники входного тока нагрузки. В связи с отсутствием в схеме преобразователя цепи замера тока коррекции указанная следящая система выполняется одноконтурной с обратной связью по результирующему току на сетевом входе. Полагается, что управляющее воздействие формируется с помощью специального устройства 29 задания тока на основе информации о напряжении сети, поступающей с датчика 30 и нагрузочной составляющей входного тока. В связи с трудностью выделения этой составляющей в составе результирующего входного тока i_вх сигнал i_н предлагается получать путем замера выпрямленного тока с помощью датчика 32 и последующего его преобразования в переменный сигнал, путем придания ему формы знакопеременных прямоугольных импульсов, какую имеет этот ток на сетевом входе добавления тока коррекции. Это преобразование постоянного сигнала 31 датчика тока в переменный сигнал 33 может осуществляться с помощью специального коммутатора (инвертора) 38, работа которого может быть синхронизирована управляющими импульсами СИФУ. Устройство и принцип действия блоков 29, 38 так же, как и блока модулятора 35, оснащены в литературе, например [5], и здесь не рассматриваются.

Сравнение управляющего воздействия с сигналом обратной связи по результирующему входному току с датчика 34 приводит к появлению на выходе узла 33 сравнения ошибки регулирования тока, которая преобразуется с помощью модулятора 35 в последовательность управляющих импульсов для коммутирующих вентилей. Назначением модулятора является преобразование сигнала ошибки в длительность управляющих импульсов, что, как известно, можно осуществлять на основе широтно-импульного или релейного принципов управления. В качестве примера диаграммы на фиг. 2 иллюстрируют работу модулятора по релейному принципу. При таком управлении ошибка регулирования Δ i = i_н1 - i_вх, замеряемая на входе модулятора, не превышает порога срабатывания релейного элемента ± Δ i_п.

Распределение управляющих импульсов, выбираемых на выходе модулятора, по коммутирующим вентилям осуществляется с учетом направления выпрямленного тока в цепи нагрузки , знак тока коррекции , а также полярности мгновенного выпрямленного напряжения , причем последняя однозначно зависит от того, на какие их двух групп силовых вентилей подаются в данный момент управляющие импульсы с выходов СИФУ. Рассмотрим работу преобразователя при положительном направлении тока в цепи нагрузки id > 0 (слева направо). Так как накопительный конденсатор подключен к питающей сети посредством индуктивного элемента 9 и диодов 10 - 13, будем считать, что начальное напряжение на его обкладках несколько превышает амплитуду напряжения сети. Из представленных на фиг. 2 диаграмм следует, что в работе преобразователя на периоде сети можно выделить следующие характерные интервалы времени.

Интервал U₁ - U₂ или при id > 0, Ud > 0, i_к < 0.

Управляющие импульсы подаются с выхода 27 СИФУ на первые две пары силовых вентилей 1 и 2, 5 и 6, в связи с чем мгновенное выпрямленное напряжение положительно, а ток нагрузки протекает по цепи с элементами 9, 1, 25, 2. Если амплитудное значение основной гармоники входного тока нагрузки меньше среднего тока I_м1 < Id, ток коррекции на указанном интервале должен быть отрицательным. С учетом указанных признаков распределитель направит управляющие импульсы на первую пару коммутирующих вентилей 15 и 16. Превышение начального напряжения на конденсаторе над сетевым напряжением вызовет переход части выпрямленного тока в цепь конденсатора с элементами 24, 16, 14, 15, 23. Как видно из схемы замещения преобразователя на фиг. 3а, это будет сопровождаться частичным разрядом конденсатора с отдачей энергии в нагрузку и таким же уменьшением тока на сетевом входе. В свою очередь это приведет к появлению ошибки регулирования на выходе узла сравнения 33, т.е. входе релейного элемента (модулятора) 35. После превышения ошибки регулирования порога срабатывания Δi ≥ Δi_п релейный элемент переключится, что будет означать выключение указанной пары коммутирующих вентилей. Благодаря наличию индуктивности, ток дросселей 23, 24 некоторое время сохранит свое направление, протекая по цепи 24, 22, 14, 21, 23. Как видно их схемы замещения фиг. 3б, конденсатор вновь зарядится, получив энергию, накопленную в дросселях 23, 24. В свою очередь заряд конденсатора будет сопровождаться уменьшением тока конденсатора и при условии Id = const таким же возрастанием тока на сетевом входе, что приведет сначала к изменению знака, а затем росту ошибки регулирования на входе релейного элемента. Последующее переключение релейного элемента снова приведет к включению той же пары коммутирующих вентилей и повторению процессов. В результате подобных многократных переключений входной ток преобразователя на указанном интервале уменьшится и будет повторять форму сетевого напряжения с небольшими отклонениями, обусловленными процессом модуляции.

Интервал при id >0, Ud > 0, i_к > 0.

Регулирование углов включения (выключения) силовых тиристоров может привести к соотношению I_м1 > Id, в результате ток коррекции на указанном интервале примет положительный знак. Тогда распределитель должен начать подачу управляющих импульсов на вторую пару коммутирующих вентилей 17 и 18. Включение этих вентилей означает присоединение конденсатора параллельно сетевому входу в направлении, способствующем возрастанию тока в этой цепи (см. фиг. 3в). Этот процесс будет происходить за счет частичного разряда конденсатора по цепи с элементами 9, 1, 23, 17, 14, 18, 24, 2 и возврата энергии из накопительного конденсатора в питающую сеть. Возрастание сетевого тока приведет к изменению знака ошибки регулирования и переключению релейного элемента с выключением коммутирующих вентилей. Сохранение направления тока индуктивных элементов приведет, как и в рассмотренном выше случае, к заряду конденсатора по цепи 23, 19, 14, 20, 24 (см. фиг. 3г) и соответствующему возрастанию тока на сетевом входе. Последующее за этим изменение знака ошибки регулирования и включение коммутирующих вентилей повторит указанный процесс. В результате многократного переключения вентилей 17 и 18 регулирующий входной ток соответствующим образом возрастет, повторяя форму напряжения сети.

Интервал U₂ - π (0 - U₁) при id > 0, Ud < 0, i_к > 0.

В соответствии с алгоритмом управления в момент U₂ управляющие импульсы будут сняты с первой и поданы на вторую группу силовых вентилей 3 и 4, 7 и 8. Как видно из диаграмм на фиг. 2, это приведет к изменению полярности мгновенного выпрямленного напряжения на отрицательную и, соответственно, знака нагрузочной составляющей входного тока, поэтому ток коррекции поменяет знак на положительный. В соответствии с этими признаками распределитель начнет подачу управляющих импульсов с выхода модулятора вновь на первую пару коммутирующих вентилей 15 и 16. Схема замещения на фиг. 3д показывает, что включение последних означает присоединение заряженного конденсатора одновременно в параллель к входной и выходной цепям преобразователя в направлении, способствующем сохранению положительного направления токов в этих цепях. Благодаря достаточному превышению напряжения конденсатора, а также положительной полярности (указана без скобок) сетевого напряжения, большая часть тока нагрузки после переключения силовых вентилей поступит в цепь конденсатора с элементами 25, 24, 16, 14, 15, 23, в то время как входной ток начнет замыкаться по параллельной цепи с тем же конденсатором и элементами 9, 8, 24, 16, 14, 15, 23, 7. Полагается, что благодаря достаточно большому превышению напряжения конденсатора этот режим приведет к необходимому возрастанию тока на сетевом входе, несмотря на первоначальный уход выпрямленного тока в параллельную цепь с конденсатором, и ошибка регулирования примет необходимые знак и величину для переключения релейного элемента. Последующее за этим выключение коммутирующих вентилей приведет к заряду конденсатора под воздействием токов обеих параллельных цепей, причем входной ток на данном этапе будет замыкаться по цепи 9, 8, 24, 22, 14, 21, 23, 7, а выходной ток в основном по цепи 24, 22, 14, 21, 23. Начавшееся при этом уменьшение входного тока приведет к изменению знака ошибки регулирования и повторению процессов.

Анализируя энергетические процессы на указанном интервале, можно прийти к выводу, что они протекают с передачей энергии из сети и нагрузки в параллельно подключенный к обеим цепям конденсатор.

Интервал при id > 0, Ud < 0, i_к < 0.

Как следует из представленных диаграмм, процессы на данных интервалах энергетически эквивалентны рассмотренному выше, но протекают при отрицательной полярности напряжения и результирующего тока на сетевом входе. В работе находится первая группа силовых вентилей 1 и 2, 5 и 6, поэтому нагрузочная составляющая входного тока имеет положительный знак, а ток коррекции - отрицательный. С учетом этого распределитель продолжит подачу управляющих импульсов на первую пару коммутирующих вентилей 15 и 16. Включение этих вентилей будет приводить, согласно схеме замещения фиг. 3д, к подключению конденсатора в параллель к входной и выходной цепям преобразователя. Благодаря достаточному превышению напряжения конденсатора выпрямленный ток начнет переходить в цепь с элементами 25, 24, 16, 14, 15, 23, а входной ток, изменив знак на отрицательный, начнет возрастать по цепи 6, 24, 16, 14, 15, 23, 5, 9. Выключение коммутирующих вентилей будет приводить к уменьшению входного тока, так как конденсатор переключится в режим заряда по цепям 6, 24, 22, 14, 21, 23, 5, 9, а также 25, 24, 22, 14, 21, 23, согласно схеме замещения фиг. 3е. В остальном процесс будет протекать аналогично.

Интервал U₃ - U₄ при id > 0, Ud > 0, i_к > 0.

На данном интервале процесс протекает так же, как на интервале U₁ - U₂, а отличие состоит лишь в том, что в работе находится вторая группа силовых вентилей 3 и 4, 7 и 8. С учетом указанных признаков режима распределитель будет продолжать подачу управляющих импульсов на первую пару коммутирующих вентилей 15 и 16. Тогда частичный разряд конденсатора будет происходить, согласно схеме фиг. 3а, по цепи с элементами 25, 24, 16, 14, 15, 23, а заряд - по цепи с элементами 24, 22, 14, 21, 23.

Интервал при id > 0, Ud > 0, i_к < 0.

На данном интервале процессы аналогичны тем, какие имели место на интервале , а отличие так же в том, что в работе находится вторая группа силовых вентилей. Изменение признаков режима (i_к < 0 при Ud > 0) приведет к включению второй пары коммутирующих вентилей 17 и 18. Тогда частичный разряд конденсатора будет осуществляться по цепи 23, 17, 14, 18, 24, а заряд - по цепи 23, 29, 14, 20, 24 (см. фиг. 3в, 3г).

Все рассмотренные выше режимы имеют место при положительном направлении выпрямленного тока. Анализируя работу распределителя управляющих импульсов для коммутирующих вентилей в целом, можно прийти к выводу, что эти импульсы должны направляться на первую пару коммутирующих вентилей 15, 16 при выполнении условий i_к > 0, Ud < 0 или i_к < 0, Ud > 0. При невыполнении этих условий импульсы следует направлять на вторую пару коммутирующих вентилей 17, 18.

Рассмотрение работы преобразователя при протекании выпрямленного тока в отрицательном направлении (справа налево) можно провести аналогичным образом. В результате можно сделать вывод, что при выполнении указанных выше условий i_к > 0, Ud < 0 или i_к < 0, Ud > 0 управляющие импульсы следует направлять на вторую пару коммутирующих вентилей 17 и 18. При невыполнении этих условий управляющие импульсы следует направлять на первую пару коммутирующих вентилей 15, 16.

Таким образом, логическое выражение для сигнала, разрешающего подачу управляющих импульсов с выхода модулятора на первую пару коммутирующих вентилей, запишется

Аналогичная функция, разрешающая подачу управляющих импульсов с выхода модулятора на вторую пару коммутирующих вентилей, имеет вид

где

- логическая функция знака тока коррекции;

- логическая функция знака выпрямленного тока;

- логическая функция знака мгновенного выпрямленного напряжения;

- инверсная логическая функция знака мгновенного выпрямленного напряжения.

Реализация данных выражений осуществляется с помощью логических элементов 39 - 47 (см. фиг. 1). Логические сигналы, соответствующие знаку тока коррекции, получаются на прямом /x_к/ и инверсном выходах нуль-органа 39. Входным сигналом нуль-органа служит разность между задающим сигналом с выхода устройства 29 и сигналом с выходе 37, имитирующим нагрузочную составляющую входного тока преобразователя. Операция логического умножения выходных сигналов нуль-органа 39 на логические сигналы знака выпрямленного напряжения осуществляется с помощью схем 40, 41 совпадения. Как отмечалось, информация о полярности мгновенного выпрямленного напряжения может быть получена с помощью управляющих импульсов x_y1 = U₂₇, x_y2 = U₂₈, вырабатываемых на выходах СИФУ, поэтому вторые входы указанных логических схем совпадения связаны с соответствующими выходами СИФУ. Выходные сигналы логических схем совпадения после суммирования на входах логического сумматора 42 подаются на первые входы логических элементов "равнозначность" 43 и "неравнозначность" 44. Вторые входы этих элементов подключены к выходу нуль-органа 45, предназначенного для получения логического сигнала знака выпрямленного тока. Для получения этой информации вход указанного компаратора подключен к выходу 31 датчика тока 32 нагрузки. На выходах логических элементов 43, 44 выделяются сигналы, соответствующие логическим функциям F₁, F₂, разрешающим подачу управляющих импульсов на ту или иную пару коммутирующих вентилей. Для этого данные сигналы подаются на первые входы логических схем 46, 47 совпадения, вторые входы которых подключены к выходу модулятора 35. Выходы указанных логических схем совпадения посредством усилителей 48, 49 связаны с управляющими электродами соответствующих пар коммутирующих вентилей.

Таким образом, в предложенном устройстве улучшение формы сетевого тока может быть достигнуто за счет введения в состав силовой схемы дополнительно двух коммутирующих вентилей и соответствующего изменения способа управления дополнительными вентилями. Указанные структуры и алгоритмические изменения позволили использовать накопительный конденсатор по нескольким назначениям, а именно, в качестве дополнительного источника энергии для коррекции входного тока, в качестве демпфирующего конденсатора, участвующего в процесса коммутации, а также устройства защиты от перенапряжений, так как уровень напряжения на конденсаторе определяет максимальную величину напряжения, прикладываемого к вентилям. Происходящее в настоящее время повышение мощности двухоперационных вентилей способствует расширению областей возможного применения заявленного изобретения.

Полностью компенсированный вентильный преобразователь содержит силовую часть, выполненную по однофазной мостовой реверсивной схеме выпрямления на встречно-параллельно соединенных силовых двухоперационных вентилях, подключенных к питающей сети посредством дросселя, а также содержащую полярный накопительный конденсатор, подключенный параллельно сети с помощью вспомогательного диодного моста, а также параллельно нагрузке с помощью четырех коммутирующих двухоперационных вентилей, зашунтированных обратными диодами. Функции регулирования выпрямленного напряжения и формирования входного тока поделены между силовыми и коммутирующими вентилями, а накопительный конденсатор кроме ограничения коммутационных перенапряжений является источником для создания тока коррекции, находящегося в противофазе по отношению к пассивным составляющим входного тока. Для этого конденсатор переведен в режим двухстороннего обмена энергией с индуктивными элементами и нагрузки в процессе высокочастотного чередования и регулирования длительности частичного разряда в результате подключения этого конденсатора параллельно нагрузке с помощью соответствующих пар коммутирующих вентилей. При этом цепи управления коммутирующими вентилями выполнены по принципу одноконтурной следящей системы с управляющим сигналом, имеющим форму напряжения сети и величину, определяемую активной составляющей основной гармоники тока нагрузки и обратной связью по результирующему входному току, а распределение управляющих импульсов с выхода широтно-импульсного или релейного модуляторов по коммутирующим вентилям осуществляется в функции знака тока коррекции, а также полярности мгновенного выпрямленного напряжения и тока. Техническим результатом является повышение мощности двухоперационных вентилей, что способствует расширению области применения. 2 с. п. ф-лы, 3 ил.

1. Полностью компенсированный вентильный преобразователь, содержащий силовую часть, выполненную по однофазной мостовой реверсивной схеме выпрямления на встречно-параллельно соединенных двухоперационных вентилях, которая входными выводами подключена в параллель к питающей сети посредством дросселя и к диагонали переменного тока однофазного диодного моста, а также полярный накопительный конденсатор, подключенный к диагонали постоянного тока диодного моста и двум коммутирующим двухоперационным вентилям, содержащий также управляющую часть на основе синхронной системы импульсно-фазового управления силовыми вентилями и датчиков контролируемых параметров, отличающийся тем, что силовая схема дополнена еще одной парой коммутирующих вентилей, четырьмя обратными диодами и двумя дросселями, соединенными так, что указанные четыре коммутирующих вентиля, каждый из которых шунтирован обратным диодом, образуют мостовую схему, которая зажимами переменного тока соединена с диагональю постоянного тока указанного диодного моста, а каждым зажимом постоянного тока соединена с одним из выходных выводов вентильного преобразователя посредством одного из дросселей, а в управляющую часть введены цепи формирования и распределения импульсов включения коммутирующих вентилей, при этом цепи формирования содержат устройство задания величины и формы входного тока преобразователя, связанное входами с датчиками сетевого напряжения и тока нагрузки, а выходом - с одним из входов узла сравнения, на второй вход которого поступает сигнал отрицательной обратной связи с датчика тока, установленного на сетевом входе преобразователя, а выход узла сравнения подключен к входу модулятора, преобразующего сигнала ошибки регулирования тока в последовательность управляющих импульсов для коммутирующих вентилей, а цепи распределения этих импульсов содержат пару логических схем совпадения, первые входы которых соединены с прямым и инверсным выходами нуль-органа, на входе которого установлен второй узел сравнения сигналов, поступающих с выхода устройства задания тока, а также с выхода датчика тока нагрузки, при этом вторые входы указанных логических схем совпадения связаны с соответствующими выходами системы импульсно-фазового управления силовыми вентилями, а выходы - с входами логического сумматора, выход которого подключен в параллель к первым входам логических элементов РАВНОЗНАЧНОСТЬ и НЕРАВНОЗНАЧНОСТЬ, вторые входы которых подключены к выходу второго нуль-органа, подключенного входом к датчику тока нагрузки, а выходы указанных логических элементов связаны с первыми входами второй пары логических схем совпадения, которые вторыми входами подключены к выходу модулятора, а выходом каждая указанная логическая схема совпадения посредством импульсного усилителя подключена к управляющим электродам соответствующей пары коммутирующих вентилей. 2. Способ управления полностью компенсированным вентильным преобразователем, состоящий в регулировании и изменении полярности среднего выпрямленного напряжения при ограниченном уровне коммутационных перенапряжений путем изменения фазы отпирающих и запирающих импульсов управления, подаваемых на диагонально расположенные в мостовой реверсивной схеме выпрямления пары встречно-параллельно включенных двухоперационных силовых вентилей, с одновременным кратковременным подключением с помощью коммутирующих вентилей параллельно цепи нагрузки в направлении частичного разряда полярного накопительного конденсатора достаточно большой емкости, отличающийся тем, что формируют квазисинусоидальный ток на сетевом входе вентильного преобразователя, величина которого определяется активной составляющей входного тока нагрузки путем создания и регулирования тока коррекции, находящегося в противофазе по отношению к пассивной составляющей входного тока нагрузки путем высокочастотного чередования и регулирования длительности частичного разряда и заряда накопительного конденсатора в процессе переключения соответствующей пары коммутирующих вентилей, для чего путем вычитания из задающего сигнала, имеющего форму напряжения сети и величину, определяемую активной составляющей основной гармоники входного тока нагрузки, сигнала обратной связи по результирующему входному току преобразователя, определяют сигнал ошибки регулирования тока, который подают на вход широтно-импульсного или релейного модулятора для преобразования его в последовательность управляющих импульсов, а также определяют знак тока коррекции X_k = sign i_k по знаку разности между задающим сигналом и сигналом, пропорциональным нагрузочной составляющей входного тока, определяют направление выпрямленного тока в выходной цепи преобразователя по знаку сигнала датчика этого тока X_d = sign i_d, определяют полярность мгновенного выпрямленного напряжения с помощью логических функций X_y1 = sign U_d и X_y2 = sign (-U_d) и разрешают подачу управляющих импульсов с выхода модулятора на управляющие электроды первой пары коммутирующих вентилей, обеспечивающих подключение конденсатора в направлении разряда параллельно нагрузке при положительном направлении выпрямленного тока, согласно единичному значению логической функции

или разрешают подачу управляющих импульсов с выхода модулятора на управляющие электроды второй пары коммутирующих вентилей, обеспечивающих подключение конденсатора в направлении разряда параллельно нагрузке при отрицательном направлении выпрямленного тока, согласно единичному значению логической функции
д