РЕЗОНАНСНЫЙ ИНВЕРТОР ТОКА Российский патент 1997 года по МПК H02M7/48 

Изобретение относится к преобразовательной технике и может использоваться в преобразователях постоянного напряжения в постоянное в качестве звена высокой частоты.

Известен преобразователь, содержащий мостовой коммутатор, выполненный на тиристорах, шунтированных обратными диодами, последовательный колебательный контур с выходным трансформатором, нагруженным на выпрямитель с Г-образным фильтром, причем к первичной обмотке трансформатора параллельно подключен дополнительный коммутирующий конденсатор поперечной компенсации.

Регулирование выходного напряжения преобразователя осуществляется по методу симметричной широтно-импульсной модуляции изменением угла включения тиристоров мостового коммутатора на частоте резонанса колебательного контура. Однако, для коммутационной устойчивости преобразователя необходимо обеспечение опережения тока коммутатора, что порождает циркуляцию реактивной мощности в преобразователе, зависящую от величины угла фазового сдвига между гармониками тока и напряжения на выходе коммутатора и существенно возрастающую при увеличении глубины регулирования (и в пределе приближающуюся к k-π/2.) Кроме того, при большом угле включения тиристоров моста снижается коэффициент мощности преобразователя, растет загрузка ключей коммутатора по току, возрастают необходимые энергоемкости реактивных элементов контура и искажение формы выходного тока, а также потери в них.

Известен преобразователь постоянного напряжения в постоянное, содержащий входную индуктивность, мостовой коммутатор тока на управляемых ключах (запираемых тиристорах), коммутирующую резонансную цепь в виде параллельного колебательного контура, включенного в переменную диагональ моста и нагруженного на разделительный трансформатор с подключенным к вторичной обмотке двухполупериодным выпрямителем и фильтром. Регулирование и стабилизация выходного тока осуществляется за счет изменения частоты противофазного переключения управляемых ключей коммутатора и иммитанса цепи в некотором диапазоне, нижней границей которого является частота собственного резонанса контура, а верхняя определяется необходимой глубиной регулирования. Однако, преобразователю присущи все недостатки, обусловленные ростом и изменением угла фазового сдвига между гармониками выходных тока и напряжения коммутатора, особенно при большом изменении частоты. Угол фазового сдвига равен нулю только в единственной, начальной точке частотного давления, соответствующей частоте собственного резонанса.

Целью предполагаемого изобретения является уменьшение величины угла фазового сдвига между выходными переменными током и напряжением ключевого коммутатора в диапазоне регулирования и обуславливаемого этим снижения уровня циркуляции реактивной мощности, загрузки управляемых ключей коммутатора по напряжению и энергоемкости реактивных элементов резонансной цепи.

Поставленная цель достигается тем, что резонансный инвертор тока содержит входную индуктивность, мостовой коммутатор, выполненный на управляемых ключах (тиристорах), каждый с последовательно включенным отсекающим диодом, резонансную цепь четвертого порядка, поперечная ветвь которой образована из параллельного колебательного контура, а продольная из последовательного, датчик мгновенных значений выходного тока, блок управления, причем вывод входной индуктивности соединен с плюсовым входным выводом инвертора, а другой вывод входной индуктивности с плюсовым выводом коммутатора, минусовой выходной вывод инвертора соединен с минусовым выводом коммутатора, переменный вывод коммутатора соединен с первыми выводами поперечной и продольной ветвей, а другой переменный вывод с вторым выводом поперечной ветви и с выходным выводом инвертора, второй вывод продольной ветви соединен с другим выходным выводом инвертора, отношение волновых сопротивлений последовательного и параллельного колебательных контуров цепи выполняют больше единицы, их собственные резонансные частоты равными, рабочую частоту преобразования в диапазоне регулирования изменяют между средней и высшей частотами собственных резонансов цепи, а блок управления содержит двухпозиционный прецизионный выпрямитель, суммирующий интегратор, источник токового задания, компаратор с симметричным гистерезисом, интегратор с устройством обнуления, одновибратор с запуском по переднему фронту, тактируемый D-триггер, четыре формирователя, причем информационный выход датчика выходного тока соединен с входом выпрямителя, а его выход с инвертирующим входом суммирующего интегратора, выход источника задания соединен с неинвертирующим входом суммирующего интегратора и с инвертирующим входом компаратора, выход суммирующего интегратора соединен с входом интегратора с обнулением, а его выход с неинвертирующим входом компаратора, выход компаратора соединен с входом одновибратора, а его выход с управляющим входом устройства обнуления интегратора и с тактовым С-входом D-триггера, прямой выход триггера соединен с входами первого, второго формирователей импульсов управления, а инверсный выход с информационным D-входом и с входами третьего, четвертого формирователей импульсов управления, выходы этих формирователей соединены соответственно с управляющими входами ключей коммутатора первого с входом первого ключа, второго с входом четвертого, третьего с входом третьего и четвертого с входом второго.

На фиг. 1 изображена структурная схема резонансного инвертора тока с блоком управления, на фиг. 2 представлены частотные характеристики инвертора: а) амплитудно-частотная и коэффициент передачи по току; б) фазо-частотная, на фиг. 3 представлены диаграммы работы инвертора в различных режимах: а) при максимальном токе питания и минимальной частоте преобразования; б) при номинальных токе и частоте; в) при минимальном токе и максимальной частоте, на фиг. 4 диаграммы работы элементов блока управления при изменении рабочей частоты преобразования.

Резонансный инвертор тока, выполненный по схеме (фиг. 1), содержит входную индуктивность 1, мостовой коммутатор 2, выполненный на управляемых ключах, каждый с последовательно включенным отсекающим диодом, резонансную цепь четвертого порядка 3, поперечная ветвь которой образована из параллельного колебательного контура L₂C₂, а продольная из последовательного L₁C₁, датчик мгновенного значения выходного тока, блок управления БУ, причем вывод входной индуктивности 1 соединен с плюсовым входным выводом инвертора, а другой вывод входной индуктивности 1 с плюсовым выводом коммутатора 2, минусовой входной вывод инвертора соединен с минусовым выводом коммутатора 2, переменный вывод коммутатора 2 соединен с первыми выводами поперечной L₂C₂ и продольной L₁C₁ ветвей, а другой переменный вывод с вторым выводом поперечной ветви L₂C₂ и с выходным выводом инвертора, второй вывод продольной ветви L₁C₁ соединен с другим выходным выводом инвертора, а блок управления БУ содержит двухполупериодный прецизионный выпрямитель 1, суммирующий интегратор 2, источник токового задания 3, коммутатор с симметричным гистерезисом 4, интегратор с устройством обнуления 5, одновибратор с запуском по переднему фронту 6, тактируемый D-триггер 7, четыре формирователя 8, 9, 10, 11 импульсов управления ключами коммутатора, причем информационный выход датчика выходного тока ≈i_н соединен с входом выпрямителя 1, а его выход с инвертирующим входом суммирующего интегратора 2, выход источника задания 3 соединен с неинвертирующим входом суммирующего интегратора 2, и с инвертирующим входом компаратора 4, выход суммирующего интегратора 2 соединен с входом интегратора с обнулением 5, а его выход с неинвертирующим входом компаратора 4, выход компаратора 4 соединен с входом одновибратора 6, а его выход с управляющим входом устройства обнуления интегратора 5 и с тактовым С-входом D-триггера 7, прямой выход Q триггера 7 соединен с входами первого, второго формирователей 8, 9 импульсов управления, а инверсный выход с информационным D-входом и с входами третьего четвертого формирователей 10, 11 импульсов управления, выходы этих формирователей соединены соответственно с управляющими входами ключей коммутатора первого 8 с входом S₁ первого ключа, второго 9 с входом S₄ четвертого ключа, третьего 10 с входом S₃ третьего и четвертого 11 с входом S₂ второго.

Работа и свойства резонансного инвертора тока реализованы благодаря использованию частотно-избирательной минимально-фазовой цепи четвертого порядка с соответствующим расположением нулей и полюсов функции цепи, обеспечению максимально плоского аргумента функции этой цепи в выбранном диапазоне регулирования, изменению частоты переключения ключей коммутатора как реакции на возмущающие факторы по входу и выходу. Частотно-избирательная цепь в операторной форме описывается функцией Y(s) в области комплексной частоты s=σ+jω и зависит от физических параметров самой цепи. Функцию Y(s) реализуют аналитической положительной вещественной при вещественном S, все нули функции ограничивают левой S-полуплоскостью. Конечные ненулевые нули и полюсы при этом будут соответствовать внутренним критическим частотам, следующим в порядке возрастания.

Свойства подобных структур, т.е. частотно-избирательных цепей с минимальным числом реактивных элементов, основываются на различных соотношениях между вещественной и мнимой составляющими и между модулем и фазовым углом функции, описывающей эту цепь.

Пусть Y(s) некоторая функция, в операторной форме описывающая электрическую цепь в области комплексной частоты и зависящая от параметров цепи. При s=jω можно записать в прямоугольной системе координат следующее:
Y(jω)=U(iω)+jV(jω),
где U(jω)=ReY(jω) и V(jω)=ImY(jω), или в полярной системе координат:

при этом модуль, а Φ(ω) фазовый угол функции Y(jω). Очевидны следующие соотношения между составляющими этих двух представлений:

Известно, что резонансный инвертор можно представить как некоторую линейную стационарную систему и рассматривать ее в частной области, задаваясь частотным коэффициентом передачи. Если на вход системы или соответствующей ей некоторой цепи поступает возбуждающий сигнал с частотой w, то модуль можно интерпретировать как амплитудно-частотную характеристику системы или цепи, а Φ(ω) как фазочастотную характеристику.

Связь между составляющими функции цепи, т.е. однозначное соответствие между вещественной частью U(jω) и мнимой V(jω) определяется при помощи интеграла Фурье, преобразования Лапласа и основана на аналитичности Y(s) в правой S-полуплоскости, означающей, что цепь пассивная, или в другой формулировке, что функция Y(s) любой устойчивой цепи в правой полуплоскости переменной S является аналитической функцией. Другими словами, аналитичность означает то, что реакция цепи до подключения возбуждения тождественно равна нулю (предполагаются нулевые начальные условия). Если к тому же цепь является минимально-фазовой, то ее функция в правой S-полуплоскости не имеет и нулей. Это значит, что аналитической оказывается функция

Граничные значения вещественной и мнимой частей функции ln Y(s) на мнимой оси, т.е. при s=jω, связаны между собой прямым и обратным преобразованием Гильберта:

Соотношения устанавливают, что если заданы вещественная или мнимая составляющая функции цепи, то мнимая или вещественная составляющая определяется с точностью до произвольного слагаемого: постоянной величины или функции. Итак, по заданному модулю функции цепи можно найти угол Φ(ω) с точностью до фазового угла цепи нулевого затухания, а по заданной функции Φ(ω) можно определить модуль только с точностью до модуля функции резистивной цепи, т.е. некоторого постоянного множителя.

В прямых и обратных преобразованиях Гильберта подинтегральная функция 1/(ε-ω), называемая ядром этих преобразований, имеет разрыв второго рода при ε=ω, поэтому интегралы преобразования следует понимать в смысле главного значения, так как ядро преобразований есть нечетная функция текущего аргумента относительно точки w=ε, а значит сигнал, сопряженный к константе, тождественно будет равен нулю, т.е.

Отсюда непосредственно вытекает следующее свойство преобразований Гильберта: если при каком-либо ε исходная функция Y(jω) достигнет экстремума (максимума или минимума), то в окрестности этой точки сопряженная функция проходит через ноль, в силу четности исходной функции и нечетности ядра. Физическая интерпретация преобразований Гильберта заключается в том, что если исходная функция при изменении частоты ведет себя "подобно косинусоидальной", то сопряженная с ней функция (фактически ее аргумент) будет изменяться "подобно синусоидальной".

Таким образом, основываясь на свойствах преобразований Гильберта, можно утверждать, что если амплитудно-частотная характеристика минимально-фазовой цепи, т.е. на каких-либо частотах имеет экстремумы, то фазочастотная характеристика Φ(ω) этой цепи в окрестностях этих точек проходит через ноль, а в точках перегиба функции модуля изменяется знак производной функции аргумента dΦ(ω)/dω на противоположный.

Известно, что функция цепи полностью определяется ее нулями и полюсами, соответствующим критическим частотам и некоторой дополнительной информацией, определяющей постоянный множитель, т.е. характер нагрузки цепи. Таким образом, пассивная цепь всегда имеет внешние критические частоты (полюс или нуль) при s_→ ∞) и s_→ 0, все другие конечные ненулевые нули и полюсы являются внутренним критическими частотами или частотами собственных резонансов. Если известны внутренние критические частоты, то внешние определяются однозначно в соответствии с разделительным свойством, т.е. если высшая конечная критическая частота есть полюс, то должен существовать нуль при s_→ ∞; если наименьшая критическая частота есть нуль, то должен быть полюс при s_→ 0. В результате, функция цепи Y(s) полностью определяется ее внутренними критическими частотами, задаваемыми на оси jω или около нее, и одним дополнительным условием, определяющим постоянный множитель (нагрузку цепи). С другой стороны, функция цепи Y(s) полностью известна, если известны все элементы цепи.

Располагая определенным образом чередующиеся полюсы и нули, соответствующие внутренним критическим частотам, задаваясь необходимым диапазоном регулирования по частоте, току и желаемой реакцией цепи, обеспечивая таким образом необходимую смену (пульсацию) знака производной аргумента и величину максимума фазового угла в критических точках частотного диапазона, задаются необходимой амплитудно-частотной и фазочастотной характеристиками реализуемой цепи. При этом коэффициент передачи мощности, являющийся квадратом модуля амплитудно-частотной характеристики, монотонно изменяется между точками экстремумов при изменении частоты.

Таким образом, для частотно-избирательной цепи Y(s) можно определить частотный коэффициент передачи по току K_j(ω). В общем случае, при рассмотрении частотного коэффициента передачи в зависимости от комплексной частоты S, можно рассматривать более общую характеристику цепи передаточную функцию K_i(s). При этом передаточная функция обладает всеми свойствами рассмотренных функций линейных стационарных систем или цепей.

Резонансный инвертор тока (фиг. 1) работает следующим образом. Постоянный ток источника тока I, формируемый входной индуктивностью l и обеспечивающей его непрерывность, подается на выводы ключевого коммутатора 2, вырабатывающего по заданному блоком управления закону переменный ток ≈i, поступающий с переменных выводов коммутатора 2 на вход частотно-избирательной цепи 3 с входной функцией Y(s), реализованной приведенным методом, представляющей собой параллельное включение параллельного и последовательного (совместно с нагрузкой) контуров L₂C₂ и L₁C₁.

В результате, цепь 3 в зависимости от изменения частоты переключения ключей коммутатора 2 преобразует свой иммитанс (входную функцию) Y(jω) и коэффициент передачи по току таким образом, что в подключенной последовательно контуру L₁C₁ эквивалентной проводимости нагрузки (в общем случае комплексной), обеспечивается неизменная амплитуда выходного тока ≈i_н. При этом частота ω работы ключей коммутатора 2 изменяется в диапазоне D_ω, а входное напряжение питания или соответствующий ему входной ток I изменяется в диапазоне D_i.

Структура резонансной цепи, при условии равенства собственных резонансных частот последовательного и параллельного контуров, обуславливает наличие трех внутренних критических частот и соответственно им резонансов, при этом внутренней критической частоте w₁ функции цепи соответствует конечный нуль, а слева и справа от него, на оси jω или около нее, расположены конечные полюсы, соответствующие критическим частотам ± ω₂. За базовую критическую частоту выбирают среднюю, т.е. внутреннюю критическую, равную частоте собственных резонансов контуров

а диапазон регулирования по частоте справа от базовой. Тогда рабочая частота преобразования будет изменяться в пределах ω₁<ω<ω₂, а резонансная цепь будет иметь небольшую емкостную реакцию, благоприятно сказывающуюся на процесс коммутации ключей. В зависимости от рабочей частоты ω будет преобразовываться иммитанс Y(jω) цепи и изменяться коэффициент передачи K_i(ω) по току. Одновременно с этим, фазовый сдвиг между основными гармониками напряжения и тока коммутатора 2 в крайних точках диапазона D_ω (соответственно в точках w₁ и ω₂) равен нулю, а в некоторой критической точке ω_K1 не превышает величину . Таким образом, практически во всем диапазоне работы инвертора коэффициент мощности равен единице или близок к ней.

Основные соотношения, характеризующие работу инвертора, можно выразить через параметры колебательных контуров цепи, предварительно проведя нормировку по частоте и по величине действительной части комплекса нагрузки, учтя условие равенства собственных резонансных частот. Тогда, рабочая частота преобразования:

волновые сопротивления соответствующих контуров:

Здесь L₁, C₁ и L₂, C₂ индуктивности и емкости реактивных элементов соответственно последовательного и параллельного контуров резонансной цепи 3; вещественная часть комплекса проводимости нагрузки.

Условием существования устойчивой области работы инвертора (условие обеспечения отрицательной обратной связи, т.е. однородность и положительность производной модуля функции цепи в пределах изменения частоты) является выполнение соотношений:
ω^*∈(ω*1

÷ ω*2), ρ₁>1 и ρ₁>ρ₂>1/2.
Здесь ω*1 и ω*2 соответственно минимальная и максимальная рабочие нормированные частоты, т.е. крайние точки диапазона регулирования D_ω, причем нормированная базовая частота ω*1 = 1.
Входная функция частотно-избирательной цепи четвертого порядка описывается выражением:

Коэффициент передачи по току (передаточная функция):

Как следует из выражений, поведение модуля коэффициента передачи и фазовый сдвиг (поведение аргумента функции цепи) в зависимости от изменения частоты и расположения полюсов и нулей, следующее. Если базовым является конечный нуль (что обеспечивается выбранной структурой резонансной цепи), то слева и справа от него на мнимой оси или около нее, будут располагаться конечные полюсы, являющиеся сопряженной парой, т. е. цепь будет иметь три собственных резонанса, крайние из которых расположены зеркально-симметрично относительно среднего, следующие в порядке возрастания. В точках экстремума модуля функции , соответствующим внутренним критическим частотам, функция аргумента проходит через ноль, причем при ± ω _→ ∞, , а в точках перегиба функции модуля происходит смена знака производной аргумента функции, т.е. пульсация знака dΦ(ω)/dω..

Расчетные соотношения, характеризующие резонансной инвертор, следующие:
диапазон регулирования по току;
диапазон регулирования по частоте.

Взаимосвязь диапазонов регулирования:

Максимум величины угла фазового сдвига между выходными переменными напряжением и током коммутатора в диапазоне регулирования:
,
при некоторой критической частоте ω*K1

, причем ω*1< ω*K1< ω*2 ,

Максимум модуля коэффициента передачи резонансного инвертора:
,
при некоторой критической частоте ω*K2, причем ω*K1< ω*2< ω*K2,

Как следует из приведенных выражений, практически во всем диапазоне работы инвертора коэффициент мощности равен единице или близок к ней и, например, при значениях ρ₁=2 и ρ₂=0,8 (в относительных единицах, пронормированное значением ), диапазон регулирования по току i_max/i_min 1/D_i 1,5811, а по частоте D_ω= ω*2/ω*1= 1,352, максимум фазового сдвига равен по модулю эл. град. при ω*K1= 1,1923, а коэффициент мощности, предельно минимальный в этой точке диапазона, равен [cos Φ(ω)_MAX]_MIN= 0,9623..

Таким образом, инвертор во всем диапазоне регулирования имеет малую величину угла фазового сдвига между переменным током и напряжением коммутатора, причем в крайних точках диапазона (в точках резонансов) он равен нулю. Благодаря этому практически полностью отсутствует циркуляция реактивной мощности, порождаемая фазовым сдвигом. Силовые ключи коммутатора оказываются загруженными только активным током, их коммутация осуществляется практически в моменты, когда напряжение спадает до нуля или при весьма малом отрицательном напряжении (при частотах вблизи критической). Кроме того, оказываются мало загруженными реактивным током и элементы колебательных контуров резонансной цепи вследствие их невысоких добротностей и при потреблении контурами практически чисто активной мощности, что уменьшает необходимую энергоемкость реактивных элементов цепи.

На фиг. 2 представлены частотные характеристики резонансного инвертора тока, описывающие поведение амплитудно-частотной , коэффициента передачи K_i(ω) (a) и фазо-частотной arg Y(jω), (б) характеристик, расположение полюса и нуля входной функции, диапазонов регулирования по току и частоте.

На фиг. 3 представлены диаграммы работы инвертора в различных режимах. Как видно из диаграмм (а,в) угол фазового сдвига между напряжением ≈v и током ≈i коммутатора, а следовательно и его управляемых ключей, в крайних точках диапазона регулирования равен нулю, а в номинальном режиме, особенно при критической частоте ω*K1

, практически незначителен (б).

Блок управления БУ работает следующим образом. Информационный сигнал с выхода датчика мгновенного значения выходного тока ≈i_н с соответствующим коэффициентом усиления подается на вход двухполупериодного прецизионного выпрямителя 1, на выходе которого формируется модуль сигнала обратной связи по току, поступающий затем на инвертирующий вход суммирующего интегратора 2. На неинвертирующий вход интегратора 2 поступает сигнал уставки с выхода источника токового задания 3. На выходе интегратора 2 формируется усредненный сигнал рассогласования, поступающий затем на вход интегратора с устройством обнуления 5, который совместно с компаратором 4 и одновибратором 6 в совокупности образуют преобразователь напряжения в частоту. В зависимости от величины сигнала рассогласования преобразователем вырабатывается последовательность узких импульсов удвоенной частоты, длительность которых определяется временем τ возбужденного состояния одновибратора 6 (фиг. 4а,в). Таким образом, сигнал с выхода интегратора 5 поступает на неинвертирующий вход компаратора 4, одновременно с ним, на его инвертирующий вход подается постоянный сигнал смещения с выхода задатчика 3, величина которого совместно с постоянной времени интегратора 5 определяют частоту генерации преобразователя. Но передним фронтам логических сигналов переключения компаратора 4 запускается одновибратор 6, вырабатывающий в эти моменты кратковременные импульсы длительностью t, поступающие затем на управляющий вход S устройства обнуления интегратора 5, устанавливающее его в исходное состояние, и на тактовый С-вход D-триггера 7, играющего pоль фазорасщепителя, формирующего две последовательности импульсов, сдвинутых друг относительно друга на полупериод. С выхода Q D-триггера 7 прямая последовательность импульсов типа меандр поступает на входы первого, второго формирователей 8, 9 импульсов управления ключами коммутатора, а с инверсного выхода -обратная последовательность таких же импульсов поступает на информационный D-вход, благодаря чему триггер 7 оказывается включенным в счетном режиме, осуществляя деление на два тактовой частоты, поступающей на С-вход, а затем на входы третьего, четвертого формирователей 10, 11 импульсов управления ключами коммутатора. Формирователи по передним фронтам прямой и обратной последовательности вырабатывают необходимые по амплитуде и длительности импульсы (фиг. 4d,e), поступающие затем на управляющие входы ключей первого 8 на вход S₁ первого ключа, второго 9 на вход S₄ четвертого ключа, третьего 10 на вход S₃ третьего ключа и четвертого 11 на вход S₂ второго ключа.

Изобретение относится к преобразовательной технике. Сущность изобретения: уменьшение величины угла фазового сдвига между выходными переменными током и напряжением ключевого коммутатора в диапазоне регулирования. Поставленная цель достигается использованием в инверторе частотно-избирательной минимально-фазовой цепи четвертого порядка, состоящей из параллельного включения параллельного и последовательного колебательных контуров, соответствующего расположения полюсов, обеспечением максимально плоского аргумента функции цепи в диапазоне регулирования, а также конструкции блока управления. При этом отношение волновых сопротивлений последовательного и параллельного колебательных контуров цепи выполняют больше единицы, их собственные резонансные частоты равными, рабочую частоту преобразования в диапазоне регулирования изменяют между средней и высшей частотами собственных резонансов цепи, а блок управления, обеспечивающий изменение частоты переключения ключей коммутатора в различных режимах работы, содержит двухполупериодный прецизионный выпрямитель, суммирующий интегратор, источник токового задания, компаратор с симметричным гистерезисом, интегратор с устройством обнуления, одновибратор с запуском по переднему фронту, тактируемый D-триггер, четыре формирователя импульсов управления ключами коммутатора. 4 ил.

Резонансный инвертор тока, содержащий входную индуктивность, мостовой коммутатор, выполненный на управляемых ключах, каждый с последовательно включенным отсекающим диодом, резонансную цепь четвертого порядка, поперечная ветвь которой образована из параллельного колебательного контура, а продольная из последовательного, датчик мгновенных значений выходного тока, блок управления, причем вывод входной индуктивности соединен с плюсовым выводом коммутатора, минусовой входной вывод инвертора с минусовым выводом коммутатора, переменный вывод коммутатора с первыми выводами поперечной и продольной ветвей, а другой переменный вывод с вторым выводом поперечной ветви и с выходным выводом инвертора, второй вывод продольной ветви с другим выходным выводом инвертора, отличающийся тем, что отношение волновых сопротивлений последовательного и параллельного колебательных контуров цепи выбрано больше единицы, их собственные резонансные частоты равны, а блок управления выполнен с возможностью устанавливать рабочую частоту переключения ключей коммутатора в диапазоне регулирования между средней и высшей частотами собственных резонансов цепи и содержит двухполупериодный прецизионный выпрямитель, суммирующий интегратор, источник токового задания, компаратор с симметричным гистерезисом, интегратор с устройством обнуления, одновибратор с запуском по переднему фронту, тактируемый D-триггер, четыре формирователя импульсов управления ключами коммутатора, причем информационный выход датчика выходного тока соединен с входом выпрямителя, а его выход с инвертирующим входом суммирующего интегратора, выход источника задания соединен с неинвертирующим входом компаратора, выход суммирующего интегратора с входом интегратора с обнулением, а его выход с неинвертирующим входом компаратора, выход компаратора соединен с входом одновибратора, а его выход с управляющим входом устройства обнуления интегратора и с тактовым С-входом триггера, прямой выход триггера соединен с входами первого и второго формирователей импульсов управления, а инверсный выход с информационным D-входом и с входами третьего и четвертого формирователей импульсов управления, выходы этих формирователей соединены соответственно с управляющими входами ключей коммутатора: первого - с входом первого ключа, второго с входом четвертого, третьего с входом третьего и четвертого с входом второго.