Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано для создания пучков когерентного излучения с высокой плотностью мощности.
Для создания помех высокой плотности мощности устройствам, использующим лазерное излучение, может быть использован способ суммирования излучения N лазеров в одной точке, при этом лазеры располагаются на конической поверхности так, что оптические оси пучков излучения лазеров пересекаются в вершине конической поверхности, а из точки суммирования суммарная мощность канализируется. Этот способ является настолько общеизвестным, что практически не представляется возможным сослаться на источник информации, где о нем упоминается. Тем не мене этот способ, являясь наиболее близким по своей технической сущности к предлагаемому изобретению, взят за прототип.
Недостатком прототипа является то, что имеющее в нем место суммирование некогерентно, т.к. каждый i-пучок имеет как различные частоты, так и фазы по сравнению с другими пучками. По этой причине энергопотенциал в точке суммирования пропорционален первой степени числа суммируемых источников. Энергопотенциал Э(ϕ,θ) определяется как произведение всей излучаемой мощности на коэффициент усиления излучающей системы. При когерентном суммировании N источников энергопотенциал пропорционален квадрату числа суммируемых источников. [1, с. 85].
Э(ϕ,θ) = Pogor(ϕ,θ)•N2,
где
P0 -мощность одного источника;
gor(ϕ,θ) - реализуемый коэффициент усиления i-го источника в направлении ϕ,θ в составе излучающей системы [2, стр. 376].
Цель изобретения - сформировать когерентный оптический сигнал суммированием пучков излучения лазеров, т.е. получить пучок с высокой плотностью мощности в нем.
Поставленная цель достигается тем, что частоты суммируемых пучков излучения N лазеров выравнивают путем гетеродинирования частей колебаний каждого из N лазеров и колебания опорного лазера, выделения сигналов "разностных" частот (продуктов гетеродинирования) между колебаниями каждого из N лазеров и опорного колебаний, определения и уточнения цифрового кода каждой их N разностных частот, синтезирования полученными цифровыми кодами N сигналов акустооптической модуляции, возбуждения каждым синтезированным i-м сигналом i-й ультразвуковой волны в i-й упругой оптически прозрачной среде, дифракции Брэгга колебаний i-го лазера на неоднородностях i-й упругой оптически прозрачной среды, обусловленных прохождением i-й ультразвуковой волны, и смещения частоты колебаний i-го лазера к частоте колебаний опорного лазера, фазы суммируемых акустооптически промодулированных пучков выравнивают путем модуляции по фазе колебаний каждого из N лазеров функций, число ступеней которой составляет 2n, где n -номер наименьшего дискрета состояния функции ϕnmin= π/2n , период функции равен Tn= 1/Fn, модуляции по фазе каждого из N синтезированных колебаний функцией, число ступеней которой составляет 2p, где p - номер наименьшего дискрета состояния функции ϕpmin= π/2p , период функции равен Tp= 1/Fp, гетеродинирования частей акустооптически промодулированных колебаний каждого из суммируемых пучков и колебаний опорного лазера, выделения из продуктов гетеродинирования сигналов частоты Fn, детектирования по фазе каждого из выделенных сигналов частоты Fn с опорным сигналом той же частоты, внесения в фазу каждого из синтезированных колебаний (сигналов акустооптической модуляции) величины
пропорциональной величине соответствующего продетектированного напряжения, определяемой разностью фаз между выделенным колебанием частоты Fn и опорным колебанием той же частоты, где Tp - период функции с числом ступеней 2p; ΔTpij -временная задержка между i-й и j-й функциями с числом ступеней 2p.
Способ определения кода i-й разностной частоты на основе возбуждения каждым i-м сигналом разностной частоты i-й ультразвуковой волны в упругой оптически прозрачной среде, освещения этой среды когерентной световой волной, дифракции этой волны на неоднородностях физической среды, обусловленных прохождением i-й ультразвуковой волны, фокусировки дифракционного максимума первого порядка продифрагировавшей световой волны на плоскость изображения, преобразования сфокусированных на плоскость изображения оптических сигналов в электрические и определение кода частоты сигнала i-й разностной частоты по расположению амплитуды возбужденного электрического сигнала в плоскости изображения, при этом с целью повышения точности определения значения частоты сигнала разностной частоты измеряют амплитуды, полученные в результате фотоэлектрического преобразования на K равных уровнях (K = 1, 2...), начиная с первого, лежащего в пределах от нуля до минус 3 дБ, причем 0 дБ совпадает с максимальным значением амплитуды i-го фотоэлектрически преобразованного сигнала, а значение кода частоты сигнала разностной частоты определяют путем усреднения измеренных на K уровнях амплитуды i-го фотоэлектрически преобразованного сигнала разностной частоты, результаты усреднения представляют в виде кода, содержащего целую и дробную части, причем целая часть кода соответствует либо ближайшему максимуму i-й фотоэлектрически преобразованной амплитуды сигнала разностной частоты, либо ближайшему центру полурасстояния между двумя ближайшими максимумами i-го и i+1-го (i-1, i-го) фотоэлектрически преобразованных равноамплитудных сигналов разностной частоты, а дробная часть кода соответствует усредненному значению частоты сигнала разностной частоты, которое расположено между этими двумя точками.
Уточнение кода частоты i-го сигнала разностной частоты достигается тем, что дробную часть кода частоты этого сигнала преобразуют в код рассогласования по частоте, направление максимума оптического сигнала в плоскости изображения перемещают до совпадения этого максимума либо с направлением, соответствующим ближайшему максимуму i-го фотоэлектрически преобразованного сигнала в плоскости изображения, либо с направлением, соответствующим ближайшему центру полурасстояния между i-м и (i+1)-м (i-1, i-м) равноамплитудными фотоэлектрически преобразованными сигналами в плоскости изображения путем переноса частоты сигнала разностной частоты "вверх", "вниз" по частоте за счет модуляции по фазе i-го сигнала разностной частоты функцией, число ступеней которой составляет 2q, где q - номер наименьшего дискрета состояния функции с числом ступеней 2q ϕqmin= π/2q, период функции с числом ступеней 2q синтезирует кодом рассогласования по частоте.
После выравнивания частот и колебаний N пучков излучения лазеров (N дифракционных максимумов 1-го порядка) эти пучки суммируют и канализируют.
В основу когерентного суммирования излучения N лазеров положено явление акустической дифракции Брэгга [3, с. 324-336], сущность которой иллюстрируется фиг.1, где показаны световые пучки 1 частоты ν , направляемые на звукопровод 2, в котором распространяется высокочастотная (частоты ω) ультразвуковая волна 3. При определенных критических углах падения ±αв падающий световой пучок возбуждает дополнительный пучок, направление распространения которого отличается от направления падающего пучка на 2αв . Угол αв , называемый углом Брэгга, определяется соотношением
где λ - длина волны света в материале звукопровода;
Λ - длина акустической волны.
Если световой пучок падает под тупым углом к направлению распространения фронтов звуковой волны, то между направлением распространения звуковой волны и дифрагированным световым пучком также образуется тупой угол (верхняя часть фиг. 1). Дифрагированный пучок, называемый в этом случае минус 1-м порядком, оказывается смещенным по частоте вниз на величину частоты ω (отрицательный допплеровский сдвиг). Нижняя часть фиг.1 иллюстрирует брэгговскую дифракцию со смещением частоты вверх, в этом случае дифрагированный пучок называется плюс 1-м порядком. Следует отметить, что падающее излучение может быть полностью отклонено на угол Брэгга [3, с.331], т.е. практически все падающее излучение дифрагирует в один дифракционный максимум.
Частота лазерного излучения ν в Гц связана с длиной волны λ в мкм следующим соотношением:
если
λ = 1 мкм, то ν = 3•108 мГц.
Как показывает опыт, разброс частот лазеров Δνотн (относительная нестабильность частоты излучения) составляет [4, с. 156-227] Δνотн = 10-6... 10-15.
При значениях Δνотн = 10-5 ... 10-6 разброс Δf будет находиться в пределах
Δf = 30 ... 300 МГц.
Для выравнивания частот колебаний суммируемых пучков относительно частоты сигнала опорного пучка необходимо определить разностные частоты между частотами каждого из суммируемых пучков и частотой опорного пучка. Затем сигналом i-й разностной частоты возбудить i-й акустооптический модулятор (АОМ), который перенесет частоту i-го пучка к частоте опорного пучка. При этом разности частот сигналов каждого из лазеров относительно опорного пучка не должны превышать полосы рабочих частот АОМ. Если частота колебаний опорного лазера равна ν0 , то (фиг. 2,а,б)
ν1-ν0= Δf1; νi-ν0= Δfi; νN-ν0= ΔfN.
Для того чтобы все частоты суммируемых пучков были равны частоте ν0 , эти частоты необходимо в данном случае перенести "вверх" на значения Δf1...Δfi...ΔfN (фиг. 2, в, г, д), что достигается возбуждением ультразвуковых волн соответствующих частот в соответствующих АОМ, дифракцией пучков лазеров на этих волнах и выравнивание частот их колебаний относительно частоты опорного пучка.
Таким образом, для выравнивания частот излучения N лазеров необходимо:
1. Гетеродинированием выделить сигналы разностных частот fpi пучков излучения между i-ми и опорным колебанием.
2. Найти коды разностных частот и при необходимости их уточнить, например, с помощью акустооптического дефлектора (АОД).
3. Синтезировать сигналы Uci частот fci кодами разностных частот fpi, при этом fpi = fci ... fpN=fcN.
4. Модулированием АОМi, который возбуждается в режиме дифракции Брэгга сигналом fci сместить частоту νi дифракционного максимума 1-го порядка (ДМ1) к частоте ν0 опорного лазера.
Выравненные по частоте ДМ1i необходимо выровнять по фазе, для чего требуется выполнить следующую последовательность действий:
1. Колебания каждого из лазеров модулируются по фазе функцией с числом ступеней 2n [5], где n - номер наименьшего дискрета состояния фазы ϕnmin= π/2n , период функции Tn = 1/Fn, т.е. колебание каждого из лазеров переносится по частоте на величину Fn, а в фазу колебаний каждого из лазеров вносится фаза сигнала частоты Fn.
2.Колебания синтезированных частот Uci промодулировать функцией с числом ступеней 2p, где p - номер наименьшего дискрета состояния фазы ϕpmin= π/2p , период функции Tp=1/Fp. Таким образом, частоты синтезированных колебаний переносятся на одну и ту же величину Fp, а в фазу - вносится фаза колебания Fp, что в свою очередь позволяет внести фазу колебаний частоты Fp в фазу каждого акустооптически промодулированного ДМ1.
3. Поскольку фазовая информация, содержащаяся в ДМi, полностью сохраняется в функции гетеродинированного поля [6, с. 181], то в фазе выделенных сигналов (продуктов гетеродинирования) частоты Fn также сохраняется эта информация и при сравнении фазы выделенных сигналов частоты Fn с фазой опорного сигнала той же частоты с помощью операции фазового детектирования появляется напряжение, пропорциональное разности фаз сравниваемых колебаний.
4. В фазу каждого из синтезированных колебаний Uci вносится величина
пропорциональная величине соответствующего напряжения, определяемого разностью фаз между колебаниями соответствующих ДМi и колебаниями опорного пучка (лазера), где Tp - период функции с числом ступеней 2p, ΔTpij - временная задержка между i-й и j-й функциями с числом ступеней 2p.
Заявителю и автору неизвестны технические решения, содержащие признаки, эквивалентные отличительным признакам предлагаемого способа, поэтому предлагаемый способ удовлетворяет критерию "новизны" и "существенных отличий".
Введение в способ новых последовательностей действий над материальным объектом-сигналом позволяет производить когерентное суммирование пучков излучения N лазеров и получить когерентный пучок с высокой плотностью мощности.
Общеизвестно устройство с лазерами, расположенными на конической поверхности так, что оптические оси пучков лазеров пересекаются в вершине конической поверхности. Недостатком устройства-прототипа является то, что это устройство не позволяет осуществить когерентное суммирование пучков излучения лазеров, т.к. частоты и фазы суммируемых пучков различны, поэтому суммирование некогерентно.
Цель изобретения - осуществить когерентное суммирование пучков излучения лазеров. Поставленная цель достигается тем, что для реализации заявляемого способа в передатчик когерентного оптического излучения введены первый блок - устройство деления, суммирования, выравнивания частот и фаз суммируемых пучков с N входами сигналов частот модуляции Fn, N входами сигналов акустооптической модуляции, N выходами сигналов разностных частот, N выходами сигналов фазовой автоподстройки суммируемых пучков и выходом суммарного когерентного пучка, являющегося выходом всего устройства суммирования когерентных пучков, введены N вторых блоков - устройств усреднения и уточнения кодов разностных частот с N входами сигналов разностных частот и N выходами кодов разностных частот, введены N третьих блоков - N устройств частотной и фазовой автоподстройки колебаний суммируемых пучков с N входами сигналов фазовой автоподстройки колебаний суммируемых пучков, с N входами кодов разностных частот и N выходами сигналов частот Fn, N выходами сигналов акустооптической модуляции, причем N входов сигналов частот первого блока соединены с соответствующими N выходами сигналов частот Fn третьего блока, N входов сигналов акустооптической модуляции первого блока соединены с соответствующими N выходами сигналов акустооптической модуляции третьего блока, N выходов сигналов разностных частот первого блока соединены с соответствующими N входами сигналов разностных частот второго блока, N выходов сигналов фазовой автоподстройки колебаний суммируемых пучков первого блока соединены с соответствующими N входами сигналов фазовой автоподстройки колебаний суммируемых пучков третьего блока, N выходов кодов разностных частот второго блока соединены с соответствующими входами кодов разностных частот третьего блока.
Введенное устройство деления, суммирования, выравнивания частот и фаз суммируемых пучков - первый блок - содержит N оптических каналов (N оптических входов) опорного лазера, каждый из которых содержит оптически связанные i-ю полупрозрачную грань N-гранной пирамиды, i-е первое полупрозрачное зеркало с i-м зеркалом первого i-го фотосмесителя с i-м выходом сигнала разностной частоты, второе i-е полупрозрачное зеркало второго i-го фотосмесителя с i-м выходом сигнала фазовой автоподстройки суммируемых пучков, содержит N оптических каналов суммируемых пучков, каждый из которых содержит оптически связанные i-й лазер первый i-й световой ответвитель первого i-го фотосмесителя разностной частоты, i-й акустооптический модулятор, i-й второй световой ответвитель второго i-го фотосмесителя сигнала фазовой автоподстройки и сумматор пучков - дифракционных максимумов первого порядка - в виде кругового конического рупора, возбуждаемого на волне H01, плавно переходящей в круглый волновод с волной H01, который является выходом устройства деления, суммирования, выравнивания частот и фаз суммируемых пучков.
Введенное устройство усреднения и уточнения кода разностной частоты - второй блок - содержит последовательно соединенные фильтр, модулятор фазы сигнала разностной частоты функцией с числом ступеней 2q, где q - номер наименьшего дискрета состояния функции ϕqmin= π/2q , усилитель и дефлектор содержит оптически связанные лазер с формирующей оптикой, линейку фотоприемников с интегрирующей оптикой, содержит устройство усреднения кода разностной частоты с выходом строба сопровождения кода частоты, содержит устройство уточнения кода разностной частоты с выходом кода поправки частоты и входом строба сопровождения кода частоты, причем выходы линейки фотоприемников соединены со входами устройства усреднения кода разностной частоты, первый выход которого через устройство уточнения кода разностной частоты, выход которого через устройство уточнения кода разностной частоты, выход кода поправки частот и блок управления модулятором фазы сигнала разностной частоты функцией с числом ступеней 2q соединен с управляющими входами модулятора, второй выход устройства уточнения кода разностной частоты является выходом устройства усреднения и уточнения кода разностной частоты, выход строба сопровождения кода частоты соединен со вторым входом устройства уточнения кода разностной частоты.
Введенное устройство усреднения кода разностной частоты содержит L каналов, коммутатор, мультиплексор, сумматор и усреднитель, содержит блок управления и синхронизации устройства усреднения кода разностной частоты с выходом строба сопровождения кода частоты, причем вход устройства усреднения кода разностной частоты через коммутатор, управляющий вход которого соединен с шестым выходом блока управления и синхронизации, соединен с N выходами линейки фотоприемников, выход коммутатора соединен с L параллельными каналами, каждый из которых состоит из последовательного соединения компаратора и сумматора с усреднением, управляющие входы компаратора и сумматора с усреднением каждого канала соответственно соединены с первым и вторым выходами блока управления и синхронизации, выход каждого j-канала (j= 
) соединен соответственно с j-м (j= 
) входом мультиплексора, выход первого канала соединен с первым входом сумматора, второй вход которого соединен с выходом мультиплексора, выход сумматора соединен со входом усреднителя, управляющие входы мультиплексора, сумматора и усреднителя соответственно соединены с третьим, четвертым и пятым выходами блока управления и синхронизации, выход усреднителя является выходом блока усреднения кода разностной частоты.
Введенное устройство уточнения кода разностной частоты содержит блок синхронизации, вход которого является вторым входом устройства уточнения кода частоты, шифратор нуля, элемент сравнения, счетчик увеличения целой части кода на единицу, арифметико-логический блок вычисления кода рассогласования частоты, счетчик хранения кода рассогласования частоты, синтезатор сетки частот, нагруженный на счетчик, постоянное запоминающее устройство преобразования относительного кода частоты в абсолютный код, постоянное запоминающее устройство преобразования кода рассогласования частоты, арифметико-логический блок вычисления истинного кода частоты, стробирующий регистр хранения результата, причем первые входы шифратора нуля, элемента сравнения, счетчика увеличения целой части кода на единицу, арифметико-логического блока вычисления кода рассогласования частоты соединены с выходом устройства усреднения кода разностной частоты, второй вход счетчика увеличения целой части кода на единицу соединен с первым выходом блока синхронизации, а третий - с его третьим выходом, второй вход шифратора нуля соединен со вторым выходом блока синхронизации, выход счетчика увеличения целой части кода на единицу соединен со вторым входом элемента сравнения и входом постоянного запоминающего устройства преобразования относительного кода частоты в абсолютный код, выход которого соединен с первым входом арифметико-логического блока вычисления истинного кода частоты, выход элемента сравнения соединен с первым входом счетчика хранения кода рассогласования частоты, второй вход которого соединен с выходом арифметико-логического блока вычисления кода рассогласования частоты, а третий - со вторым выходом блока синхронизации, выход счетчика хранения кода рассогласования частоты является выходом кода рассогласования частоты и соединен со входом синтезатора сетки частот, нагруженного на счетчик, выход которого соединен со вторым входом модулятора фазы сигнала разностной частоты функцией с числом ступеней 2q, соединен со входом постоянного запоминающего устройства преобразования кода рассогласования частоты, выход которого соединен со вторым входом арифметико-логического блока вычисления истинного кода частоты, выход которого соединен с первым входом стробирующего регистра хранения результата, второй вход которого соединен с выходом шифратора нуля, а выход регистра является выходом устройства усреднения и уточнения кода разностной частоты.
Введенное устройство частотной и фазовой автоподстройки суммируемых пучков содержит последовательно соединенные многоканальный синтезатор частоты, вход которого является входом устройства частотной и фазовой автоподстройки суммируемых пучков для кода разностной частоты, модулятор фазы синтезированной частоты функцией с числом ступеней 2p, усилитель, направленный ответвитель, выход которого является выходом сигнала акустооптической модуляции, содержит последовательно соединенные смеситель, фильтр, усилитель, фазовый детектор, блок управления фазовым модулятором функцией с числом ступеней 2p, содержит генератор сигнала частоты Fn и модулятор излучения лазера, причем первый вход смесителя является входом устройства частотной и фазовой автоподстройки суммируемых пучков всего устройства, второй вход смесителя соединен со вторым выходом направленного ответвителя, второй вход фазового детектора соединен с первым выходом генератора сигнала частоты Fn, второй выход генератора соединен со входом модулятора, выход которого является выходом сигнала частоты Fn всего устройства.
Введенное устройство управления модулятором фазы сигнала синтезированной частоты функцией с числом ступеней 2p и величиной временной задержки между функциями с числом ступеней 2p содержит N каналов, каждый из которых содержит последовательно соединенные элемент НЕ, элемент И и счетчик, причем вход i-го элемента НЕ соединен с i-м выходом фазового детектора, выход элемента НЕ соединен с первым входом элемента И, второй вход которого соединен с выходом генератора частоты Fp, выход элемента И соединен со счетным входом i-го счетчика, установочные входы которого соединены с выходом генератора сброса, выход счетчика соединен с управляющими входами i-го модулятора фазы сигнала синтезированной частоты функцией с числом ступеней 2p.
На фиг. 1 изображена схема дифракции света на ультразвуке, где обозначено: 1 - световые пучки частоты ν ; 2 - звукопровод; 3 - ультразвуковая волна частоты ω ; Λ - длина акустической волны; αв - угол Брэгга; +1 - дифракционный максимум плюс первого порядка (ДМ1); -1 - то же минус 1-го порядка (ДМ-1); 0 - прошедший пучок частоты ν .
На фиг. 2 изображено распределение частот лазеров, где обозначено: Δf - ширина полосы распределения частот; ν0 - частота опорного лазера; ν1...νi...νN - частоты суммируемых лазеров; f1 ... fi ... fN - разностные частоты; Δf1...Δfi...ΔfN - приращение частот; ν+Δf1...νi+Δfi...νN+ΔfN - частоты ДМ1.
На фиг. 3 изображена структурная схема передатчика когерентного оптического излучения, где обозначено: I - первый блок - устройство деления, суммирования, выравнивания частот и фаз суммируемых пучков; 1 - лазер; 3 - акустооптический модулятор; 4 - первый фотосмеситель разностной частоты; 5 - второй фотосмеситель сигнала фазовой автоподстройки суммируемых пучков; 7 - ДМi; 21 - опорный лазер; II - второй блок - устройство усреднения и уточнения разностной частоты; 6 - фильтр; 8 - модулятор фазы разностной частоты функцией с числом ступеней 2q; 9 - усилитель; 10 - дефлектор с формирующей оптикой; 11 - линейки фотоприемников (ФП) с интегрирующей оптикой; 12 - устройство усреднения разностной частоты; 13 - устройство уточнения разностной частоты; 14 - блок управления модулятором фазы разностной частоты функцией с числом ступеней 2q (синтезатор сетки частот со счетчиком); 22 - лазер устройства усреднения разностной частоты; III - третий блок - устройство частотной и фазовой автоподстройки суммируемых пучков; 2 - модулятор излучения лазера функцией с числом ступеней 2n; 26 - генератор; 25 - смеситель; 17 - фильтр; 18 - усилитель; 19 - фазовый детектор; 20 - устройство управления модулятором фазы сигнала синтезированной частоты функцией с числом ступеней 2p и величиной временной задержки между функциями с числом ступеней 2p; 15 - модулятор фазы сигнала синтезированной частоты функцией с числом ступеней 2p; 16 - усилитель; 23 - N-канальный синтезатор частоты; 24 - направленный ответвитель.
На фиг. 4 приведена оптическая схема устройства суммирования, где обозначено: 1 - лазер; 2 - АОМ; 4 - 1-й фотосмеситель сигнала разностной частоты; 5 - 2-й фотосмеситель сигнала фазовой автоподстройки суммируемых пучков; 1.1 - световой ответвитель 1-го фотосмесителя; 21.1 - полупрозрачное зеркало 1-го фотосмесителя; 21.2 - полупрозрачное зеркало N-гранной пирамиды; 21.3 - зеркало 1-го фотосмесителя; 3.1 - световой ответвитель 2-го фотосмесителя; 21.2 - полупрозрачное зеркало 2-го фотосмесителя; 7 - суммирующий круговой конический рупор; Λ1...ΛN - пучки излучения опорного лазера.
На фиг. 5 изображена многолучевая структура; на фиг. 6 - различные случаи возбуждения линейки ФП; на фиг. 7 - гистограмма ошибок; на фиг. 8 - структурная схема устройства усреднения разностной частоты, где обозначено: 1 - лазер, 2 - коллиматор; 3 - дефлектор; 4 - усилитель; 5 - устройство фокусировки ДМ1; 6 - линейка ФП; 7 - блок синхронизации; 8 - блок управления; 9 - коммутатор на ключах; 101-10м - компараторы уровня; 111-11м - блоки суммирования и усреднения кода частот; 12 - мультиплексор; 13 - сумматор кода частот по уровням; 14 - блок усреднения кода частоты.
На фиг. 9 изображены различные случаи возбуждения линейки ФП; на фиг. 10 - функциональная схема устройства усреднения; на фиг. 11 - функциональная схема устройства усреднения; на фиг. 12 - временная диаграмма работы устройства усреднения; на фиг. 13 - структурная схема устройства уточнения, где обозначения с 1 по 14 те же, что и на фиг. 8, но дополнительно обозначено: 
- модулятор фазы сигнала разностной частоты функцией с числом ступеней 2q; 
- устройство уточнения частоты.
На фиг. 14 приведена функциональная схема устройства уточнения, где обозначено: 1 - шифратор нуля; 2 - схема сравнения; CT1 - счетчик увеличения целой части кода частоты на единицу; ALU1 - арифметико-логическое устройство вычисления рассогласования кода частоты Δf ; CT2 - счетчик хранения кода рассогласования частоты; PROM1 - постоянное запоминающее устройство преобразования относительного кода частоты в абсолютный код; PROM2 - постоянное запоминающее устройство преобразования кода рассогласования частоты; ALU2 - арифметико-логическое устройство вычисления истинного значения кода частоты; RG1 - регистр хранения результата; НУ - начальная установка; ССКЧ - строб сопровождения кода частоты; 14 - блок управления модулятором фазы сигнала разностной частоты функцией с числом ступеней 2q, в составе: ССЧ - синтезатор сетки частот; CT3 - счетчик управления модуляторов фазы сигнала разностной частоты 8 функцией с числом ступеней 2p.
На фиг. 15 приведена временная диаграмма работы устройства уточнения.
На фиг. 16 приведена структурная схема синтезатора сетки частот, где обозначено: 1 - входной код (код поправки частоты Δf); 2 - дешифратор; 3 - делитель с переменным коэффициентом деления (ДПКД); 4 - опорный генератор; 5 - делитель с фиксированным коэффициентом деления (ДФКД); 6 - импульсный частотно-фазовый детектор (ИЧФД); 7 - фильтр низких частот; 8 - перестраиваемый генератор.
На фиг. 17 приведена временная диаграмма работы цифрового переносчика частоты; на фиг. 18 - структурная схема цифрового переносчика частоты; на фиг. 19 представлена многоступенчатая функция; на фиг. 20 приведена структурная схема многоканального синтезатора частоты, где обозначено: 1 - опорный генератор; 2 - система импульсной фазовой автоподстройки частоты (ИФАПЧ); 3 - устройство управления многоканальным синтезатором частоты; 4 - счетчик; 5 - схема формирования импульса сброса; 6 - триггер; 7 - коммутаторы.
На фиг. 21 приведена структурная схема ИФАПЧ, где обозначено: 1 - устройство управления; 2 - делитель частоты с переменным коэффициентом деления (ДПКД); 3 - опорный генератор; 4 - импульсный частотно-фазовый детектор (ИЧФД); 5 - фильтр нижних частот (ФНЧ); 6 - перестраиваемый генератор.
На фиг. 22 приведена структурная схема устройства управления многоканальным синтезатором частоты, где обозначено: 1 - микроЭВМ (микропроцессор); 2 - канал связи; 3 - интерфейс радиальный параллельный; 3.1 - двунаправленные линейные формирователи; 3.2 - канальные приемники-формирователи; 3.3 - канальные передатчики-формирователи; 3.4 - регистр данных выходной; 3.5 - регистр состояния выходной; 4 - дешифратор.
На фиг. 23 приведена структурная схема модулятора, где обозначено: 1 - генератор тактовых импульсов; 2 - генератор импульсов обнуления; 3 - счетчик; 4 - p-разрядный коммутатор; 5 - стабилизатор напряжения; 6 - резистивная матрица; 7 - операционный усилитель.
На фиг. 24 приведена временная диаграмма работы модулятора; на фиг. 25 - структурная схема управления фазовращателями, где обозначено: 181...18N - усилители; 191. ..19N - фазовые детекторы; 21...2N - элементы НЕ; 31...3N - элементы И; 41 ... 4N - счетчики; 5 - генератор тактовых импульсов; 6 - генератор импульсов сброса; 151 ... 15N - модуляторы фазы сигналов синтезированной частоты функцией с числом ступеней 2p, управляемые фазовращатели; 26 - генератор частоты Fn.
На фиг. 26 приведена структурная схема модуляции ДМ1, где обозначено: 3 - АОМ; 24 - направленный ответвитель; 16 - усилитель; 15 - модуляторы фазы, управляемые фазовращатели; 23 - многоканальный синтезатор частоты; 131...13N - устройства уточнения разностной частоты; 201...20N - устройства управления фазовращателями, модуляторами фазы 151...15N.
На фиг. 27 приведено пространственное расположение векторов 
на выходах АОМi и распределение электромагнитного поля H01 в круглом волноводе, где обозначено: 3 - АОМ.
Заявителю и автору неизвестны технические решения, содержащие признаки, эквивалентные отличительным признакам предлагаемого устройства, реализующего предлагаемый способ, поэтому предлагаемое устройство удовлетворяет критерию "новизны" и "существенных отличий". Введение в устройство новых элементов и связей позволяет реализовать предлагаемый способ суммирования пучков излучения N лазеров и получить когерентный пучок с высокой плотностью мощности.
Рассмотрим существо работы предлагаемого способа и устройства, его реализующего.
Пусть ширина полосы разбросов частот излучения лазеров составляет несколько сотен МГц (100...300). Это значение соответствует встречающимся на практике величинам разброса частот воспроизведения лазеров, а образцы лазеров с "почти" совпадающей частотой ("почти" = ± 150 МГц) могут быть легко отобраны из серии с помощью существующих методов измерения частоты лазерного излучения [4, с. 156-222], т.к.
Таким образом, рабочая полоса частот АОМ должна быть равна нескольким сотням МГц, что всегда имеет место [4, с. 86-88, 95]. С другой стороны после гетеродинирования излучения i-го лазера и излучения опорного лазера необходимо определить значение (код) разностной частоты. Эти значения также лежат в пределах 100-300 МГц, т.е. полоса рабочих частот дефлектора, используемого в устройстве усреднения разностной частоты, должна также составлять 100-300 МГц, что на практике имеет место.
Для определения значения разностной частоты также используется явление взаимодействия света и звука. На этой основе разработан достаточно широкий класс приборов спектрального и корреляционного анализа сигналов [4]. В таких приборах ДМ1 фокусируется на один из ФП линейки ФП, т.е. если число ФП в линейке составляет N, полоса исследуемых частот составляет Δf, "частотное" расстояние между ФП в линейке составляет ΔF = δ, то 
, а точность определения частоты не превышает ξf= ±0,5δ. Ясно, что значение частоты определяется по расположению амплитуды фотоэлектрически преобразованного сигнала в плоскости изображения.
Если ДМ1 дефлектора возбудит несколько ФП линейки, то при фиксации сигналов в плоскости изображения по произвольно выбранному уровню Zj частота может быть определена из выражения
где fj - отсчитанное значение частоты;
fi - номинальное значение частоты i-го ФП;
ni - количество ФП, сигнал в которых достиг данного уровня;
kj - порядковый номер первого ФП, сигнал в котором достиг данного уровня;
nj - количество ФП, сигнал в котором достиг j-го уровня.
Для уменьшения ошибки определения частоты отсчеты амплитуд ФП производят по ряду уровней сигналов в каналах, а полученные результаты усредняют:
,
где f - усредненная частота;
M - используемая зона в дБ, в пределах которой ведется сравнение сигналов в каналах;
Δ - интервал в дБ между уровнями зоны, в пределах которой ведется сравнение сигналов в каналах.
Как известно, в дефлекторах отклонение лазерного луча осуществляется путем изменения акустической частоты, т.е. частоты анализируемого сигнала. АОД работает со световыми пучками, расходимость которых значительно меньше расходимости звукового поля [7]. Поэтому можно полагать, что распределение поля дифрагированного света идентично распределению падающего света. Эта особенность позволяет при анализе характеристик дефлектора оперировать только с полем падающей волны, а также формально считать, что отклоненное дефлектором световое поле лазера есть не что иное, как поле падающего света, продифлегированное на конечной апертуре дефлектора.
Важнейшей характеристикой дефлектора является разрешающая способность, под которой понимается число разрешенных в пространстве световых элементов (пятен) или световых позиций, которое обеспечивает дефлектор при изменении частоты акустического поля (частоты сигнала). Число разрешенных пятен N определяется отношением максимального углового интервала Δθ, в пределах которого возможно отклонение ДМ1 при изменении частоты сигнала (акустической частоты) к угловому размеру дифрагированного поля в дальней зоне
причем каждой из частот входного сигнала соответствует свое направление, т.е. своя точка в Фурье-плоскости.
Описываемое устройство определения частоты может быть отнесено к линейным устройствам. Основной характеристикой любого линейного прибора, как известно, является отклик его на соответствующее дельта-воздействие в частотной области.
Для этого рассмотрим прохождение через устройство гармонического колебания
S(t) = cosωзвt,
спектральная плотность которого представляет сумму двух дельта-воздействий в частотной области
при этом в дефлекторе возбуждается бегущая упругая волна, распространяющаяся в направлении оси Z1 (в направлении от точки возбуждения дефлектора). Падающая на дефлектор плоская световая волна модулируется гармонической упругой волной и на выходе дефлектора имеем
где Kзв= ωзв/v - волновое число упругой волны;
In(A) - функция Бесселя.
Так как распределения световых полей в передней и задней фокальных плоскостях собирательной линзы связаны преобразованием Фурье, то в выходной плоскости дефлектора имеем
где B1 - размерный коэффициент пропорциональности;
- пространственные частоты;
F - фокусное расстояние линзы, осуществляющей преобразование Фурье;
L - апертура дефлектора.
Информация о спектре сигнала содержится в ДМ1, выражение для которого имеет вид
Учитывая, что vωz= ω - текущая частота спектра и вводя обозначение L/v=T - длительность анализируемой выборки, получим
Амплитуда e+1 линейно связана с амплитудой входного сигнала при малых индексах фазовой модуляции света, при этом
а спектральное распределение в выходной плоскости дефлектора может быть записано в виде
.
Это и есть аппаратная функция дефлектора и она описывает спектральное распределение, которое мы можем приписать аналитическому сигналу, соответствующему входному гармоническому колебанию.
Определим спектральное распределение в области ДМ1 при подаче на вход рассматриваемого устройства произвольного сигнала Sвх(t).
Такому физическому сигналу соответствует аналитический сигнал Z(t), спектр которого [8, с. 122-123]
а спектральное распределение в выходной плоскости дефлектора
где ωo - средняя частота полосы пропускания дефлектора, совпадающая со средней частотой спектра анализируемого сигнала;
2Δωo - ширина полосы пропускания дефлектора (ширина полосы анализа).
Если ωo-Δωo<ωзв<ωo+Δωo, а 2ΔfoT≫1, то последнее выражение можно записать в следующей форме
Следовательно, в области формирования ДМ1 спектральное распределение определяется мгновенным спектром входного сигнала.
Поскольку аппаратная функция дефлектора, работающего в режиме дифракции Брэгга, имеет вид
а сам дефлектор работает при малых уровнях входных сигналов (sin0,5A ≅ 0,5A), он может быть отнесен к классу линейных приборов и в области DM1 он формирует световое распределение, соответствующее мгновенному спектру анализируемого сигнала.
Таким образом, дефлектор на основе взаимодействия света и звука производит "распараллеливание" входного сигнала, причем каждый спектральной составляющей спектра этого сигнала соответствует свое направление DM1 и, следовательно, свое пятно в Фурье-плоскости, при этом все эти пятна в Фурье-плоскости существуют одновременно.
Известно, что распределение интенсивности света в DM1 - гауссово [3, с. 9, 23 - 28] и может быть аппроксимировано выражением вида
где f - текущее значение частоты;
fm - направление максимального значения F(f);
K - постоянное число для данного DM1;
Δf0,5 - ширина DM1 на уровне минус 3 дБ.
В координатах g(f) = lgF(f), f DM1 может быть представлен в виде параболической кривой, обобщенное уравнение которой имеет вид [9, c. 113]
g(f) = af2 + bf + c, (2)
где a, b, c - коэффициенты.
Если в звукопроводе дефлектора возбудить сигналы нескольких частот, равноотстоящих друг от друга на такую величину, что в плоскости линейки ФП формируется многолепестковая структура, причем соседние диаграммы структуры пересекаются на уровне минус 3 дБ, обозначить через δ ширину парциального луча структуры на уровне минус 3 дБ, учесть, что координаты вершины параболы (2) могут быть найдены из соотношений [9, с. 113]
то уравнения парциальных лучей структуры могут быть записаны в виде
gN(f) = (f∓Nδ)2,
где знак плюс берется для f<0, минус - для f>0, N = 0, ±1, ±2, ... (фиг. 5). Для характеристики с N = 0
g0(f) = f2
в точках 
представляет собой прямую параллельную оси f, которая пересекает характеристики gN(f) в точках
f = ±δ(N±1/2)
Характеристики g0(f) = f2 и g1(f) = (f-δ)2; g0(f) = f2 и g-1(f) = (f+δ) соответственно пересекаются в точках f0;1= δ/2 и f0;-1= -δ/2, а разность f0;1 - f0;-1 = δ равна ширине парциального луча на уровне (δ/2)2.
Характеристики g0(f) = f2 и g2(f) = (f-2δ)2; g0(f) = f2 и g-2(f) = (f+2δ)2 пересекаются соответственно в точках f0;2 = -δ; f0;-2= -δ, через которые проходит прямая 
.
Таким образом, прямые
m = 0, 1, 2, . .. (при m = 0 это ось f), располагаются через равные промежутки и разграничивают уровни, в пределах которых могут сравниваться значения gN(f).
Точки пересечения прямых gm= m(δ/2)2 с характеристиками gN(f) = (f∓Nδ)2 представляют собой эталонные значения частоты и находятся из соотношения
где N - номер характеристики:
m - номер линии, с которой пересекается данная характеристика (фиг. 5).
Далее поступаем следующим образом. В диапазоне изменения частоты от 2δ до -2δ найдем значения эталонных частот для многолучевой структуры.
Линейка ФП производит пространственную дискретизацию оптического сигнала DM1, используемого для определения каждой из с помощью выражения (1). Степень соответствия "непрерывного" и "дискретного" устанавливает теорема отсчетов В. А. Котельникова-Шеннона, в соответствии с которой плавное и дискретное перемещение DM1 i-го дефлектора будут эквивалентными, если в секторе fk пучок DM1 шириной Δf на уровне минус 3 дБ обеспечивает получение m отсчетов [10, с. 333 - 338]
В нашем случае Δf = δ. В секторе fk= 4δ (фиг. 5) характеристика g0(f) = f2 пересекается с соседними характеристиками (3) g(f) = (f∓Nδ)2 (N = 1, 2) в точках f = ±δ; ±δ/2 и в соответствии с (5) число отсчетов m = 5, ФП линейки необходимо размещать в точках f = 0; ±δ/2; ±δ, через частотное расстояние, равное δ/2 (фиг. 5).
Оценим точностные характеристики дефлектора с линейкой ФП, расстояние между которыми составляет половину ширины DM1 на уровне минус 3 дБ, при использовании для определения частоты выражения (1). Совместим максимум DM1 с эталонными значениями f
g(f) = (f - fi)2,
в котором значения fi соответствуют значениям эталонных частот, а текущее значение f - значениям точек отсчета на оси частот, установленных на основе (5).
Таким образом, последовательно получаем:
fi = 0; уравнение характеристики g(f) = f2;
точки:
fi = 0,1180339 δ ; уравнение характеристики g(f) = (f - 0,1180339)2;
точки:
Используя фиг. 5 и информацию о распределении амплитуд по уровням, определим усредненные значения частот для каждого из fi.
Так, например,
Если обозначить fi,δ - эталонное значение частоты в δ,fiy,δ - усредненное значение частоты в δ.
Δ,δ = fi-fiy,
n - номер эталонного значения частоты, а полученные значения свести в таблицу, то по данным этой таблицы можно построить гистограмму ошибок (фиг. 7) и оценить вероятности определения частоты с заданной ошибкой.
Для этого вычислим площадь, ограничиваемую гистограммой в пределах, скажем, от 2δ до 1,5δ.
Размер оснований прямоугольников:
2δ - 1,882δ = 0,118δ;
1,882δ - 1,866δ = 0,016δ;
1,866δ - 1,707δ = 0,159δ.
Высоты этих прямоугольников соответственно составляют:
0,018δ; 0,066δ; 0,007δ.
Площади прямоугольников, входящих в гистограмму (фиг. 7):
S1 = 0,118δ • 0,018δ = 2,124 • 10-3 δ2;
S2 = 0,016δ • 0,066δ = 1,056 • 10-3 δ2;
S3 = 0,159δ • 0,007δ = 1,113 • 10-3 δ2.
Общая площадь:
SΣ = 4,293•10-3δ2.
Вероятности определения частоты с заданной ошибкой составят:
.
Введем величину
E = 1/K
где K = Δf - точность определения частоты и определим ее как эффективность определения разностной частоты. Для известного метода определения частоты эта величина равна
E = 2/δ.
Для предлагаемого метода
E1 = 55,6/δ c вероятностью 0,5;
E2 = 15,2/δ с вероятностью 0,24;
E3 = 142,2/δ с вероятностью 0,26;
и их отношения
Таким образом, точность определения частоты на один, несколько порядков выше, чем при отсутствии усреднения.
Для определения кода разностной частоты используется структурная схема, приведенная на фиг. 8. Функциональная схема, реализующая структурную схему, изображенную на фиг. 8, приведена на фиг. 10 и 11 для случая 31-го ФП в линейке и 15-ти уровней измерения, а на фиг. 12 приведена временная диаграмма работы этой функциональной схемы. Будем иметь в виду, что блоку 9 на фиг. 8 соответствует блок ключей на фиг. 10; блоку 10 на фиг. 8 соответствуют компараторы K1...K15 на фиг. 10; блоку 11 на фиг. 8 соответствуют блоки ALU1...ALU15; RG9...RG29; RG24...RG38 на фиг. 10, 11; блоку 12 на фиг. 8 соответствует блок MS на фиг. 11; блоку 13 на фиг. 8 соответствует блок ALU16 на фиг. 11; блоку 14 на фиг. 8 соответствуют блоки RG30, PROM на фиг. 11.
Все блоки фиг. 10, 11 представляют собой стандартные микросхемы серий 100, 1500, 590.
Блоку 8 на фиг. 8 соответствуют блоки Т1, СТ1...СТ16, T2, T3, CT17, CT18 и остальные непронумерованные элементы на фиг. 10, 11. Блок 7 на фиг. 10, 11 не изображен ввиду его тривиальности, он представляет собой кварцевый генератор на 50 МГц с делителем на счетчиках.
Работа устройства усреднения. Сигналы с выходов линейки ФП поступают на коммутатор на ключах. После включения устройства приходит системный сигнал НУ (начальная установка), который устанавливает триггеры Т1...Т3 в исходное состояние. На регистры управления ключами RG1...RG8 подается тактовая частота CLK1, с которой осуществляется сдвиг влево управляющей логической единицы, которая через преобразователи уровни ПУ1...ПУ31 подается на управляющие входы ключей, последовательно открывая их. С выходов ключей напряжение подается на компараторы К1...К15. Компараторы уровня используются со стробированием частотой CLK1 и запоминанием. Таким образом, время выборки сигнала с каналов и время обработки значений его напряжений не суммируется, а выбирается наибольшее из них. Обработка сигнала с выхода каждого канала осуществляется одновременно по всем уровням измерения. При наличии превышения уровня сигнала над заданным порогом счетчики уровня СТ2...СТ16 фиксируют это, а арифметико-логические устройства ALU1...ALU15 суммируют код частоты канала, выраженный через относительный номер в системе с суммой кодов, полученной при просмотре предыдущих каналов (ФП). Код частоты канала поступает с выходов счетчика СТ1, который считает по передним фронтам последовательности CLK1, причем считают только те счетчики СТ2...СТ16, компараторы которых выдают сигнал о превышении уровня порога сигналом. После просмотра всех каналов начинается цикл нормирования кодов частоты по каждому уровню одновременно. Тридцать первый импульс CLK1 задним фронтом перебрасывает триггер Т1 и блокирует подачу последовательности CLK1, разрешая подачу последовательности CLK2. На один из входов ALU1...ALU15 подается количество превышений порога соответствующего уровня со счетчиков СТ2...СТ16, а на вторые входы в качестве делимого подается сумма кодов частот с регистров RG9...RG23. Деление осуществляется с тактовой частотой CLK2, при этом если выбрать точность деления до семи знаков после запятой, то после каждого такта CLK2 суммирования необходим один так сдвига влево полученного результата, хранящегося в регистрах RG9...RG23. Сдвиг происходит в регистрах, когда с выхода счетного триггера Т2 происходит логическая единица (фиг. 12, диаграмма 6). По переднему фронту 24-го импульса CLK2 дешифратор, собранный на счетчике СТ17, вырабатывает импульс (фиг. 12, диаграмма 4), который устанавливает триггер Т1 в исходное состояние, запустив тем самым два цикла одновременно. С одной стороны, начинается цикл нового просмотра 31-го канала, описанный выше, с другой - цикл суммирования кодов частот (в данном случае 15-ти уровней), находящихся в регистрах RG24...RG38. На счетный вход счетчика CT18 приходит 16 импульсов (фиг. 12, диаграмма 8), по которым счетчик, изменяя свое состояние, управляет мультиплексором MS, который поочередно подает на вход ALU16 коды частот с регистров RG24...RG38 для суммирования. По 16-му импульсу fТ1 счетчик CT18 вырабатывает импульс (фиг. 12, диаграмма 9), который заканчивает цикл суммирования кодов частот по 15-ти уровням и записывает результат суммирования в регистр RG39. Содержимое регистра является адресом для ПЗУ PROM, в котором по каждому адресу записан соответствующий код частоты. Блоки RG39 и PROM являются блоками усреднения кода частот и на выходе блока PROM получается усредненное значение кода разностной частоты.
Несмотря на то что операция усреднения повышает точность определения разностной частоты на один - несколько порядков, этой точности может оказаться недостаточно.
Рассмотрим возможность повышения точности определения частоты. На фиг. 9 показано несколько случаев возбуждения линейки ФП ДМ1 (случаи а, б, в, г). Использование выражения (1) для случая а дает
В случаях б и в соответственно получаем
fб = -0,25δ; fв = 0,25δ.
Таким образом, если значение разностной частоты совпадает с частотными координатами f = 0; ± 0,25δ, то значение ее кода определяется точно, в иных случаях код усредненной частоты не соответствует ее истинному значению. Так, если fp = -0,08δ, то fг = -0,1δ (фиг. 9, 10).
Точкам f = 0; ± 0,25δ соответствует целая часть кода частоты (ц.ч.к.), в этих точках дробная часть кода (д. ч.к) равна нулю, в других точках код частоты содержит обе части. Если частотную координату кода разностной частоты, содержащего ц.ч.к. и д.ч.к. совместить с ближайшей из точек f = 0; ± 0,25δ (перенести сигнал разностной частоты "вверх", "вниз") модуляцией по фазе сигнала этой частоты функцией с числом ступеней 2q [5] с помощью цифрового переносчика частоты (ЦПЧ), то значение частоты определится одной из частотных координат f = 0; ± 0,25δ и значением частоты модуляции, т.е. возможно уточнение кода разностной частоты, которое осуществляется устройством, функциональная схема которого приведена на фиг. 14, а структурная - на фиг. 13.
Работа устройства уточнения кода разностной частоты. С выхода устройства усреднения частоты ц. ч.к. частоты поступает на вход параллельной загрузки СТ1 и по импульсу CLK1 увеличивается на единицу, одновременно на вход блока синхронизации с выхода устройства усреднения частоты поступает строб сопровождения кода частоты (ССКЧ, выход 9 блока CT18, фиг. 11, диаграмма 9 фиг. 12). Управляемый блок синхронизации начинает формировать сигналы CLK1... CLK3 (фиг. 15) с задержкой относительно заднего фронта ССКЧ, равной времени установления информации на выходе ПЗУ PROM. Целая часть кода частоты поступает также на вход схемы сравнения 2. Дробная часть кода частоты поступает на вход шифратора 1 и на вход арифметико-логического устройства ALU1, где дробная часть вычитается из единицы, а разность записывается в счетчик СТ2, с выхода которого код разности поступает на вход блока управления 
модулятором фазы сигнала разностной частоты функцией с числом ступеней 2q (блок переноса частоты). Если после первого переноса частоты дробная часть кода частоты не равна нулю, а целая часть не равна целой части, записанной в счетчик СТ1, то ALU1 произведет суммирование дробной части кода частоты с содержимым счетчика СТ2. Если после дальнейших переносов дробная часть кода частоты не равна нулю, а целая часть равна содержимому счетчика СТ1, то с выхода схемы сравнения подается импульс, который заблокирует прием информации счетчиком СТ2 со входа Д и вычтет единицу из содержимого счетчика. Если в результате дальнейшего переноса частоты дробная часть кода частоты равна нулю, то шифратор нуля выработает импульс записи кода частоты в регистр RG1. Код частоты получается в результате вычитания в ALU2 кода поправки частоты, хранящейся в ПЗУ PROM2, из кода частоты, хранящегося в ПЗУ PROM1. В ПЗУ PROM1 и PROM2 осуществляется переход от относительного кода частоты в системе к абсолютному значению кода частоты.
Работа синтезатора сетки частот, структурная схема которого приведена на фиг. 16, заключается в следующем.
Сигнал опорного генератора 4 частоты for поступает на вход ДФКД, на выходе которого образуются импульсы с частотой
f = for/R
где R - коэффициент деления ДФКД.
Система ИФАПЧ определяет шаг перестройки частоты выходного сигнала ССЧ. Так, например, если задаться частотой for = 5 МГц, а R = 5000, то шаг перестройки составит
Сигналы этой частоты поступают на первый вход ИЧФД6, а на другой - импульсы от перестраиваемого генератора 8, деленные делителем с переменным коэффициентом деления ДПКД3. В результате сравнения временного положения входных импульсов ИЧФД6 на его выходе образуется напряжение ошибки, которое управляет генератором 8. Под воздействием напряжения ошибки ПГ8 устанавливается в такое состояние, при котором временное рассогласование входных импульсов по входным импульсам ИЧФД6 равно нулю. В этом случае частота сигнала на выходе ПГ8 определяется выражением
,
где N - коэффициент деления ДПКД. Работой ДПКД управляет дешифратор 2, который преобразует входной код 1 (код поправки частоты Δf). При необходимости изменения шага перестройки частоты выходного сигнала следует изменить коэффициент деления R ДФКД и заменить ФНЧ7.
Выходные сигналы ССЧ управляют ЦПЧ через счетчик СТ3 (фиг. 18) ЦПЧ представляет собой q последовательно включенных дискретных фазовращателей на два состояния [5]. Например, для q = 4 (фиг. 17) это 0... π /8; 0... π /4; 0... π /2; 0... π.
Временная диаграмма работы ЦПЧ приведена на фиг. 17, а на фиг. 19 - вид многоступенчатой функции.
В точках fc = ± 0,25Nδ, где N - номер характеристики многолучевой структуры разностная частота определяется точно. Ошибка определения частоты усреднителем в среднем не более
ξf≤ 0,032δ
и эта ошибка имеет место между соседними точками, в которых частота определяется точно. С другой стороны, шаг перестройки синтезированной частоты уточнителем составляет
,
где Δfссч - шаг перестройки ССЧ;
q - число дискретных фазовращателей в ЦПЧ.
Таким образом, истинное значение частоты fист на выходе уточнителя можно записать в виде
,
где fc - значение синтезированной частоты. Так, если Δfссч = 1 кГц, q = 4, то fист = fc ± 62,5 Гц и эта ошибка намного меньше естественной ширины спектральной линии каждого из лазеров [3, с. 21-28].
Равенство частот всех ДМ1i частоте опорного колебания поддерживается автоматически благодаря наличию обратной связи с выхода каждого лазера на модулирующий вход соответствующему этому лазеру АОМi. Любое изменение частоты νi i-го лазера приводит к изменению частоты модуляции АОМi этого лазера и к "подтягиванию" частоты ДМ1i этого лазера к частоте νo опорного колебания. Действительно, изменение частоты νi i-го лазера вызывает изменение fpi, что в свою очередь вызовет изменение fci, т.е. приведет к изменению частоты модуляции АОМi этого лазера.
Рассмотрим работу многоканального синтезатора частоты (МСЧ), т.е. синтезатора модулирующих частот, структурная схема которого приведена на фиг. 20, структурная схема ИФАПЧ приведена на фиг. 21 а на фиг. 22 - структурная схема устройства управления МСЧ.
Код разностной частоты поступает на многоканальный синтезатор (фиг. 20), который включает в свой состав опорный генератор 1, частота которого определяется требуемым дискретом (шагом) перестройки частоты МСЧ, систему ИФАПЧ2, устройство управления МСЧ3, счетчик 4, схему формирования импульса 5, триггер 6 и N коммутаторов 7.
В стационарном режиме (коды разностных частот определены и известны) выходные сигналы ИФАПЧ1...ИФАПЧ поступают на сигнальные входы соответствующих коммутаторов К1. ..КN. С выхода триггера 6 на входы управления коммутаторов поступает логическая единицы, под действием которой коммутаторы К1...КN открыты для прохождения сигналов. Частота сигналов каждой из систем ИФАПЧ определяется кодом управления, который поступает на входы управления каждой системы ИФАПЧ от соответствующих блоков уточнения разностной частоты.
При изменении одной или нескольких разностных частот происходит изменение кодов этих частот на соответствующих выходах блоков уточнения. При этом схема формирования импульса сброса вырабатывает импульс, который обнуляет счетчик и устанавливает на выходе триггера логический ноль, которым закрываются соответствующие коммутаторы K1...KN. Одновременно с этим код блока управления изменяет коэффициенты деления делителей с переменным коэффициентом деления, что приводит к рассогласованию в соответствующих системах ИФАПЧ1. . . ИФАПЧN. В результате на выходах фильтров нижних частот 5 вырабатывается сигнал ошибки, который устанавливает частоту перестраиваемого генератора (выходную частоту системы ИФАПЧ) в соответствии с входным кодом. Перестройка соответствующих систем ИФАПЧ завершается за 25-40 периодов колебаний опорного генератора.
После обнуления счетчика в нем происходит счет импульсов опорного генератора и после 40 импульсов, когда переходные процессы в соответствующих системах ИФАПЧ1...ИФАПЧN завершены, вырабатывается импульс, который поступает на триггер, устанавливая его в состояние логической единицы, соответствующие коммутаторы K1. . . KN открываются и на выходах МСЧ одновременно по соответствующим выходам устанавливаются частоты, соответствующие кодам разностных частот.
Устройство управления МСЧ может быть реализовано на базе микроЭВМ или спецпроцессора с набором аппаратных средств и сопрягается с МСЧ через интерфейс радиальный параллельный (ИРПР).
Вариант выполнения устройства управления приведен на фиг. 22.
Работа устройства. При выполнении программы записи кодов частоты в соответствующие буферные регистры блоков управления устройств ИФАПЧ2 синтезаторы частоты в цикле "вывода" центральный процессор ЭВМ записывает в регистр состояния ИРПР 3.5 код номера ИФАПЧ (равный номеру канала), в буферный регистр которой (ИФАПЧ) будет производиться запись кода частоты. Этот код преобразуется дешифратором 4 (фиг. 22) в позиционный код номера ИФАПЧ, по которому вырабатывается импульс выбора микросхемы соответствующего ДПКД. Затем также в цикле "вывод" центральный процессор записывает в регистр данных 3.4 код частоты, который должен быть записан в выбранную ИФАПЧ и при помощи сигнала "Готовность" от выбранной системы ИФАПЧ, сигнализирующего о готовности системы и записи кода частоты, вырабатывает сигнал "Строб", по которому код частоты записывается из регистра данных 3.4 в буферный регистр ДПКД выбранной ИФАПЧ. Перед этим предварительно вырабатывается сигнал "Сброс" для установки в начальное состояние счетчика 4 и триггера 6 МСЧ. Для записи кода частоты в другие ИФАПЧ указанные операции повторяются.
Таким образом, устройство усреднения и уточнения кода разносной частоты совместно с МСЧ (фиг. 3, 20) и соответствующих AOMi автоматически осуществляют выравнивание частот DM1i относительно частоты опорного пучка с погрешностью существенно меньшей естественной ширины спектральной линии каждого из лазеров.
Выравнивание фаз колебаний суммируемых пучков производится следующим образом. Во-первых, в фазу колебаний каждого из лазеров вносится фаза колебаний некоторой вспомогательной частоты путем модулирования по фазе колебаний каждого из лазеров функцией с числом ступеней 2n, что может быть осуществлено путем подачи ступенчатого напряжения на пьезоэлектрический держатель одного из зеркал резонатора лазера [4, 156-222]. Ступенчатое напряжение может быть получено с помощью модулятора, функциональная схема которого приведена на фиг. 23, а на фиг. 24 показан пример формирования ступенчатого напряжения для n = 4.
В этом случае частота излучения лазера переносится на частоту модуляции [5].
На фиг. 25 представлена схема управления фазовращателями, а на фиг. 26 для пояснения - часть структурной схемы фиг. 3, при этом излучение DM1i направлено перпендикулярно плоскости рисунка.
При отсутствии сигналов от фазовых детекторов 191...19N на входах элементов 21. . .2N НЕ (фиг. 25) находится уровень логического нуля. После инвертирования элементами НЕ сигнал с уровнем логической единицы поступает на первые входы элементов И 31...3N, на вторые входы которых подаются тактовые импульсы с генератора S, а с выходов этих элементов сигналы подаются на счетные входы счетчиков 41...4N. Если при включении всего устройства на входы установки счетчиков поступает импульс начальной установки с генератора 6, то все счетчики работают синхронно и на выходах фазовращателей 151...15N сдвиг по фазе равен нулю, так как в один и тот же момент времени между всеми счетчиками ΔT = 0, т. е. задержка отсутствует, следовательно, набег фаз одинаков. При появлении на выходе любого из фазовых детекторов 191...19N сигнала на входы соответствующих элементов И 31...3N поступают сигналы логического нуля и тактовые импульсы на вход счетчика, подключенного к соответствующему элементу И 31...3N, не поступают.
Это приведет к возникновению соответствующей временной задержки ΔT и, следовательно, фазового сдвига между сигналом, подаваемым от генератора 26 (фиг. 3) и сигналами, подаваемыми с выходов усилителей 181...18N (фиг. 25), равного
Эта задержка, а значит и фазовый сдвиг Δϕ, увеличивается до тех пор, пока разность фаз между упомянутыми сигналами не станет равна нулю, в результате чего исчезает сигнал на выходе соответствующего фазового детектора 191. . .19N, импульсы от генератора 5 снова начнут поступать на соответствующие входы счетчиков, фиксируя полученную временную задержку, т.е. разность фаз. Таким образом, разность фаз между DM1i обратится в ноль и будет поддерживаться равной этой величине, обеспечивая синфазное суммирование пучков в суммирующем устройстве 7 (фиг. 4).
Поскольку фазовая информация, содержащаяся в DM1i, полностью сохраняется в функции гетеродинированного поля [6, с.181], т.е. в фазе сигнала, подаваемого на один из входов фазовых детекторов 191...19N, напряжение на их выходе автоматически управляет величиной ΔTij, компенсирующей появляющуюся разность фаз между DM1i.
Во всех DM1i вектор 
перпендикулярен направлению распространения ультразвуковых волн [7, с. 651], а пространственная ориентация векторов 
во всех DM1i показана на фиг. 27,а и подобна распределению волны H01 в круглом волноводе (фиг. 27, б). Диаграмма направленности (DH) конического рупора с волной H01 имеет 2-х лепестковую структуру с нулем по оси рупора, а в направлении максимума DH должны быть ориентированы продольные оптические оси DM1i.
Каждый из AOMi представляет собой излучатель, излучающий мощность Pi с коэффициентом усиления gri(ϕ,θ), характеризующим направленность каждого из DM1i. Совокупность AOMi представляет собой кольцевую решетку из N излучателей, излучение которой сфокусировано в точку расположения суммирующего устройства 7 (фиг. 4), т.е. сфокусировано на бесконечность. Известно, что коэффициент усиления такой решетки Gr(ϕ,θ) может быть записан в виде [2, с.376] .
Gr(ϕ,θ) = Ngri(ϕ,θ),
где индекс r означает, что как Gr(ϕ,θ), так и gri(ϕ,θ), реализуемые в направлении ϕ,θ величины. Если предположить, что как Pi, так и gri(ϕ,θ) одинаковы для всех AOMi и соответственно равны P0 и gor(ϕ,θ) , то энергопотенциал Э(ϕ,θ) решетки можно записать в виде [1, с.85].
Э(ϕ,θ) = Pogor(ϕ,θ)N2,
что является обобщением когерентного сложения N колебаний.
Основная характеристика любой антенны (суммирующее устройство является приемной антенной) это функция Ф(ϕ,θ), описывающая зависимость напряженности поля волны, излученной (принятой) антенной от углов ϕ,θ.
В нашем случае эта зависимость имеет вид
где (ϕ,θ) - азимут и угол места соответственно;
- амплитудная DH;
ψ(ϕ,θ) - фазовая DH.
В пределах основного лепестка суммирующее устройство имеет фазовую характеристику, не отличающуюся от постоянной функции [10, с.142]. Таким образом, суммирующее устройство, обладая постоянной фазовой характеристикой, не вносит фазовых ошибок в фазу каждого из DM1i и не нарушает полученной когерентности суммируемых пучков.
Волна H01 в круглом волноводе является наиболее длинной, ее критическая длина равна 1,64•a, где a - радиус волновода, структура поля показана на фиг. 27, б [12, с. 61-72]. Электрические силовые линии представляют собой окружности, а магнитные силовые линии в плоскости поперечного сечения идут по радиусам, т. е. отсутствуют продольные токи. С увеличением частоты уменьшаются токи на стенках волновода, что приводит к уменьшению коэффициента затухания, а условия распространения волны в волноводе приближается к условиям распространения плоской волны в пространстве.
Для согласования круглого волновода с пространством используется конический рупор. Как показывают исследования [13, с. 207-210], если круглый волновод переходит в конический рупор, то волноводная волна, приходящая к горлу рупора, почти нацело преобразуется в соответствующую рупорную волну, которая в сущности является сферической волной, последняя же на достаточно больших расстояниях по сравнению с длиной волны вырождается в плоскую. В соответствии с теоремой взаимности [14, с. 123] справедливо и обратное утверждение, т.е. при падении плоской волны на раскрыв рупора она преобразуется в рупорную, а затем в волноводную.
Следует отметить, что длина когерентности лазеров много больше нескольких десятков метров [15, с. 187] (интерференция наблюдается при разности хода, превышающей 1000 м), поэтому выравнивание фаз пучков может производиться как в плоскости их суммирования, так и в плоскости, удаленной от плоскости суммирования пучков.
Как и всякий оптический прибор заявляемое устройство в обязательном порядке подлежит юстировке [16, с. 425].
Юстировка - совокупность операций по приведению меры или измерительного прибора в рабочее состояние, обеспечивающее должную точность его, правильность и надежность действия. Юстировка заключается в установлении правильного взаимодействия, взаимного расположения и относительного перемещения деталей, узлов и систем юстируемых объектов. Основные операции при юстировке: определение дефектов, регулирование расположения деталей и узлов при помощи винтов, прокладок и т.п., исправление изношенных мест при помощи шлифовки, притирки, доводки, смены отдельных деталей и узлов.
Юстировка оптических систем (приборов) - специальная регулировка или накладка оптических систем, заключающаяся главным образом в установке оптических деталей (линз, призм, зеркал, отсчетных шкал и пр.) в такие взаимные положения, при которых они наилучшим образом выполняют предназначенные им функции. Необходимость такой специальной регулировки в процессе сборки оптических приборов обусловлена сильной зависимостью некоторых свойств этих приборов от взаимного расположения оптических деталей и их параметров, которые не могут быть точно выполнены в процессе их производства. Юстировка оптических систем обычно производится путем последовательной установки отдельных оптических деталей по ходу светового луча в приборе и контроле их действия.
Методы юстировки различных оптических приборов очень разнообразны, но обычно они сводятся к следующим операциям:
а) к изменению взаимного расстояния между отдельными оптическими деталями (зрительные трубы, фотокамеры и пр.);
б) к установке различных призм и зеркал в определенные положения, при которых призма (зеркало) должны отклонять падающий на них луч света на определенный угол (призматические бинокли, призменные спектральные приборы и пр. );
в) к точной установке некоторых поверхностей строго параллельно друг другу (интерферометры и пр.);
г) подгонка показаний различных шкал или отсчетных устройств (измерительные оптические приборы и пр.).
При этом в конструкции прибора обычно предусматривается возможность производства этих операций и закрепления деталей в установленных в процессе юстировки положениях. Общим правилом для юстировки большинства приборов является центровка прибора, т. е. установка всех оптических деталей на одной оптической оси.
В настоящее время известны способы и приборы, позволяющие изменять величины местных неровностей поверхностей с точностью 0,015-0,03 мкм [17, с. 196] , существуют индикаторы, позволяющие фиксировать линейное перемещение плоскости детали (поверхности АОМi фотосмесителя) на величину 0,007-0,014 мкм [17, с. 185-187]. Отметим также, что в настоящее время когерентности некоторых лазеров достигает 10-2 с, т.е. примерно в 106 раз больше, чем у любого классического источника излучения [3, с. 36].
По сравнению с прототипом предлагаемый способ формирования когерентного оптического сигнала суммированием пучков излучения лазеров в вершине конической поверхности и передатчик когерентного оптического излучения, реализующий заявляемый способ, позволяют получить когерентный пучок с высокой плотностью мощности.
Заявляемый способ и устройство его реализующее могут найти самое широкое применение в различных областях науки и техники - металлургии, медицине, физике и т.д.
Литература
1. Привалов Е.М. Входные характеристики волноводного излучателя в составе конечной решетки. В кн.: Рассеяние электромагнитных волн. Вып. 5. - Таганрог: ТРТИ, 1985, с. 84-90.
2. Сканирующие антенные системы СВЧ. Т. 2. /Под ред. Г.Т. Маркова и А.Ф. Чаплина. - М.: Сов. радио, 1969.
3. Пахомов И.И., Рожков О.В., Рождествин В.Н. Оптико-электронные квантовые приборы. - М.: Радио и связь, 1992.
4. Измерение спектрально-частотных и корреляционных параметров и характеристик лазерного излучения /Под ред. А.Ф. Котюка и Б.М. Степанова. М.: Радио и связь, 1982.
5. G. Klein, Z. Dubrowsky. Digilotor - a new broadband microwave translator. 9EEE Trans. on Microwave Theory ahd Techn. March, 1967, v - mTT - 15, N 3.
6. Гальярди Р., Карп Ш. Оптическая связь. - М.: Связь, 1978.
7. Борн М., Вольф Э. Основы оптики. - М.: Наука, 1970.
8. Гоноровский И.С. Радиотехнические цепи и сигналы. - М.: Сов. радио, 1971.
9. Бронштейн И.Н., Семендяев К.А. Справочник по математике. - М.: Наука, 1986.
10 Вендик О.М. Антенны с немеханическим движением луча. - М.: Сов. радио, 1965.
11. Марков Г.Т., Сазонов Д.М. Антенны. - М.: Энергия, 1975.
12. Ефимов И.Е., Шермина Г.А. Волноводные линии передачи. - М.: Связь, 1979.
13. Вайнштейн Л.А. Электромагнитные волны. - М.: Радио и связь, 1988.
14. Марков Г.Т., Петров Б.М., Грудинская Г.П. Электродинамика и распространение радиоволн. - М.: Сов. радио, 1979.
15. Калитиевский Н.И. Волновая оптика. - М.: Наука, 1971.
16. Большая советская энциклопедия. Т. 49. - М.: Второе издание, изд. БСЭ.
17. Коломийцев Ю.В. Интерферометры. - Л.: Машиностроение, 1976.
| название | год | авторы | номер документа |
|---|---|---|---|
| ЦЕЛЬНОВОЛОКОННАЯ СИСТЕМА ОПРЕДЕЛЕНИЯ И КОНТРОЛЯ РАЗНИЦЫ ФАЗ ИЗЛУЧЕНИЯ ДЛЯ РЕАЛИЗАЦИИ ГЕТЕРОДИННОГО МЕТОДА СЛОЖЕНИЯ ИЗЛУЧЕНИЯ МНОГОКАНАЛЬНОЙ ЛАЗЕРНОЙ СИСТЕМЫ | 2024 |
|
RU2826803C1 |
| ФАЗОМЕТР ОПТИЧЕСКОГО ДИАПАЗОНА | 1992 |
|
RU2044263C1 |
| УСТРОЙСТВО ДЛЯ ИЗМЕРЕНИЯ ПЕРЕМЕЩЕНИЙ | 1991 |
|
RU2087858C1 |
| СПОСОБ ОПРЕДЕЛЕНИЯ ДЕЙСТВИТЕЛЬНОГО ЗНАЧЕНИЯ ДЛИНЫ ВОЛНЫ ЛАЗЕРНОГО ИЗЛУЧЕНИЯ | 1994 |
|
RU2083962C1 |
| Когерентно-оптический процессор для обработки сигналов антенной решетки | 1982 |
|
SU1075843A1 |
| УСТРОЙСТВО ДЛЯ ИЗМЕРЕНИЯ "КРАСНОГО СМЕЩЕНИЯ" ПЛОСКОПОЛЯРИЗОВАННОГО КОГЕРЕНТНОГО ИЗЛУЧЕНИЯ | 2004 |
|
RU2276347C1 |
| Способ измерения толщины оптически прозрачных элементов | 1990 |
|
SU1763884A1 |
| Устройство для измерения фазовых сдвигов лазерного излучения | 1986 |
|
SU1383089A2 |
| СПОСОБ КОГЕРЕНТНОГО СЛОЖЕНИЯ ЛАЗЕРНЫХ ПУЧКОВ С СИНХРОННЫМ ДЕТЕКТИРОВАНИЕМ И УСТРОЙСТВО ДЛЯ КОГЕРЕНТНОГО СЛОЖЕНИЯ ЛАЗЕРНЫХ ПУЧКОВ С СИНХРОННЫМ ДЕТЕКТИРОВАНИЕМ | 2012 |
|
RU2488862C1 |
| Волоконно-оптический датчик | 1990 |
|
SU1755382A1 |
Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано для создания пучков когерентного излучения с высокой плотностью мощности. Сущность предлагаемого изобретения заключается в том, что с целью получения когерентного суммирования пучков излучения лазеров частоты суммируемых пучков выравнивают путем гетеродинирования частей колебаний каждого из лазеров и колебаний опорного лазера, выделения из полученного спектра колебаний "разностных" частот, определения значений этих частот, синтезирования полученными кодами разностных частот N сигналов акустооптической модуляции, модуляции этими сигналами упругих оптических прозрачных сред, дифракции Брэгга колебаний лазеров, освещающих эти среды и доплеровского смещения частот колебаний лазеров к частоте колебаний опорного лазера, фазы суммируемых акустооптически промодулированных пучков выравнивают путем модуляции по фазе колебаний каждого из N лазеровы сигналом, число ступеней которого составляет 2n, модуляции по фазе каждого из синтезированных колебаний сигналом, число ступеней которого составляет 2р, гетеродинирования частей акустооптически промодулированных колебаний каждого из суммируемых пучков и частей колебаний того же опорного лазера, выделения из полученного спектра колебаний сигналов частоты Fn, детектирования по фазе каждого из выделенных сигналов частоты Fn с опорным сигналом той же частоты, внесение в фазу каждого из синтезированных колебаний величины 
. 2 с. и 8 з.п. ф-лы, 27 ил., 1 табл.
где Δij - фазовый сдвиг между i-м и j-м колебаниями акустооптической модуляции;
Тр - период модулирующего сигнала с числом ступеней 2р;
ΔTpij - временная задержка между i-м и j-м модулирующими сигналами с числом ступеней 2р.
соединен соответственно с 
входом мультиплексора, выход первого канала соединен с первым входом сумматора, второй вход которого соединен с выходом мультиплексора, выход сумматора соединен с входом усреднителя, управляющие входы мультиплексора, сумматора и усреднителя соответственно соединены с третьим, четвертым и пятым выходами блока управления и синхронизации, выход усреднителя является выходом устройства усреднения кода разностной частоты.
| Новости зарубежной науки и техники, N 14(770), 1989, с | |||
| Прибор для равномерного смешения зерна и одновременного отбирания нескольких одинаковых по объему проб | 1921 |
|
SU23A1 |
| Наука и жизнь, N 7, 1979, с.3 - 15 | |||
| US, патент, 4798467, кл | |||
| Печь для непрерывного получения сернистого натрия | 1921 |
|
SU1A1 |
| Справочник по радиолокации / Под ред Сколника М., т | |||
| Очаг для массовой варки пищи, выпечки хлеба и кипячения воды | 1921 |
|
SU4A1 |
| - М.: Сов | |||
| радио, 1978, с | |||
| Способ очищения амида ортотолуолсульфокислоты | 1921 |
|
SU315A1 |
