Изобретение относится к электронной технике и может быть использовано для создания микроэлектронных датчиков температуры и источников опорного напряжения.
Известны устройства для генерации электрического сигнала, пропорционального абсолютной температуре, основанные на экспоненциальной зависимости приращения выходного тока транзисторов от отношения приращения входного напряжения к абсолютной температуре. Этим свойством обладают биполярные транзисторы и МОП транзисторы в состоянии слабой инверсии. Для удобства описания устройств, использующих это общее для биполярных и МОП транзисторов свойство далее везде под входным напряжением биполярных транзисторов подразумевается напряжение база-эмиттер, а под входным напряжением МОП транзисторов - напряжение затвор-исток. Под входным и выходным электродами у биполярных транзисторов подразумеваются база и коллектор соответственно, а у МОП транзисторов - затвор и сток соответственно.
Разность входных напряжений пары таких приборов, работающих при постоянном отношении плотностей выходного тока, отличном от единицы, пропорциональна абсолютной температуре. Под плотностью тока биполярных транзисторов понимается отношение тока коллектора к площади эмиттера. А под плотностью тока МОП транзисторов - отношение произведения тока стока на длину канала к его ширине. Известно, что МОП транзистор находится в состоянии слабой инверсии (в подпороговой области вольтамперных характеристик), если плотность тока стока много меньше величины μCU
Схема одного из таких устройств (фиг. 1) с термочувствительной парой, состоящей из МОП транзисторов в состоянии слабой инверсии, описана в "IEEE J. of Sol.-State Circ.", 1985, v.20, N. 3, с. 657- 665. Токовое зеркало на pМОП транзисторах VT3, VT4 поддерживает требуемое отношение плотностей тока в pМОП транзисторах VT1, VT2 термочувствительной пары, а падение напряжения (Uвых) на резисторе R1 равно разности входных напряжений транзисторов термочувствительной пары и пропорционально абсолютной температуре:
Uвых=UтLn(j2/j1),
или
Uвых = UтLn[(W1/L1)(L3/ W3)(L2/W2)(W4/L4)],
где Uт=kT/g - термический потенциал; j1 и j2 - плотности тока в транзисторах VT1 и VT2;
W1, W2, W3, W4 и L1, L2, L3, L4 - соответственно ширина и длина канала транзисторов VT1, VT2, VT3, VT4.
Величина тока в транзисторах термочувствительной пары, определяемая соотношением размеров всех четырех транзисторов, сопротивлением R1 и температурой, выбирается так, чтобы обеспечить транзисторам VT1, VT2 состояние слабой инверсии. При разумных размерах транзисторов этот ток не превышает 1 мкА.
Недостатком описанной схемы является малая величина выходного напряжения, на практике не превышающего нескольких десятков милливольт. Непосредственное усиление такого напряжения с помощью простого КМОП операционного усилителя (ОУ) невозможно из-за большого смещения нуля КМОП ОУ, которое обычно также составляет десятки милливольт. Другой ее недостаток - зависимость выходного сигнала от питающего напряжения и соответствующая погрешность, возникающие из-за разницы стоковых напряжений транзисторов VT1 и VT2 и конечной величины их выходного сопротивления. Действительно, разность их стоковых напряжений примерно равна E-Vтп-Vтр, где E - напряжение питания, Vтп и Vтр - пороговые напряжения n и pМОП транзисторов.
Более совершенная схема, описанная в "IEEE J. of Sol.-State Circ.", 1979, v. 14, N 3, с. 573 - 577, показана на фиг. 2. Для увеличения напряжения, пропорционального абсолютной температуре, здесь добавлен резистор R2, падение напряжения на котором пропорционально абсолютной температуре, поскольку ток через R2 пропорционален току через R1, а напряжение на R1 пропорционально абсолютной температуре.
Недостатками этой схемы являются увеличение минимально допустимого питающего напряжения (за счет падения напряжения на R2), зависимость выходного напряжения от напряжения питания из-за разницы стоковых напряжений транзисторов термочувствительной пары, как и в схеме на фиг. 1. Наконец, ток утечки p-кармана транзисторов VT1 и VT2, протекающий через R2, становится сравним с полезным током и создает значительную погрешность выходного напряжения уже при температуре выше 50oC.
Еще один вариант схемы для генерации напряжения, пропорционального абсолютной температуре, показан на фиг. 3. Этот двухвыводной датчик температуры STP-35 фирмы Texas Instruments описан в книге Виглеба Г. "Датчики". - М.: Мир, 1989, с. 29 - 33. Термочувствительная пара в этой схеме состоит из биполярных транзисторов VT1 и VT2, образующих вместе с нагрузками R5, R4 и источником тока I1 дифференциальный усилитель со смещением нуля, прямо пропорциональным абсолютной температуре. Благодаря действию обратной связи, включающей операционный усилитель D1 и транзистор VT3, схема стремится установить на делителе R2, R1, R3 такое напряжение Uст, чтобы напряжение на R1 равнялось смещению нуля дифференциального усилителя. В результате STP-35 имеет вольтамперную характеристику как у стабилитрона с напряжением стабилизации
Uст = (R2 + R1 + R3)/R1 UтLn(N),
где
Uт kT/g - термический потенциал;
N - отношение плотностей тока в транзисторах VT1 и VT2, определяемое их геометрией и сопротивлением резисторов R4, R5.
Параметры элементов схемы подбираются так, чтобы чувствительность Uст к температуре составляла 10 мВ/К, тогда при температуре от -40 до +120oC Uст изменяется от 2,3 до 4 В.
Недостатком такой схемы является большая величина минимально допустимого питающего напряжения, что связано с необходимостью питания прибора от внешнего источника тока, которым в простейшем случае может быть балластный резистор. На фиг. 3 сама схема STP-35 выделена пунктирной рамкой, а внешний балластный резистор обозначен Rb. Минимально допустимое напряжение питания, включающее падение напряжения на балластном резисторе и Uст, не может быть менее 6 В, чтобы обеспечить работоспособность и ограничить самонагрев датчика во всем температурном диапазоне. Недостатком этой схемы является также большой потребляемый ток (0,5 - 5 мА). Его существенную часть составляет ток резистивного делителя R2, R1, R3, который должен быть много больше, чем токи базы транзисторов термочувствительной пары. Реализовать подобную схему по КМОП технологии оказывается затруднительно, так как все ее составные части должны, в частности, работать при температуре -40oC, когда Uст = 2,3 В, а пороговые напряжения транзисторов максимальны. Кроме того, в КМОП варианте схемы не удается устранить самовозбуждение.
Наиболее близкой к заявляемому объекту является схема, описанная в патенте США 4123698, опубл. 31.10.78, которая показана на фиг. 4. Здесь термочувствительная пара состоит из биполярных транзисторов VT1 и VT2. Постоянство отношения плотностей тока в них обеспечивают подключенные к коллекторам VT1 и VT2 управляемые источники тока на транзисторах VT7 и VT8. Разность коллекторных напряжений VT1 и VT2 измеряется однокаскадным дифференциальным усилителем, имеющим дифференциальную пару идентичных транзисторов VT4 и VT5, источник тока на диодно включенном транзисторе VT3 того же типа, что и транзисторы VT1 и VT2 термочувствительной пары, и диодно включенный транзистор VT6, являющийся нагрузкой для VT5. Здесь и далее под диодно включенным транзистором подразумевается транзистор с замкнутым входным и выходным электродами (база с эмиттером для биполярного и затвор со стоком у МОП). Транзистор VT6 соединен с транзистором VT7 и VT8 по схеме токового зеркала в качестве ведущего, а база VT 3 соединена с базами VT1 и VT2. В эмиттерной цепи VT1 имеется омический резистор R1, падение напряжения на котором пропорционально разности входных напряжений транзисторов термочувствительной пары VT1 и VT2.
Для обеспечения равенства коллекторных токов VT2 и VT8 при сбалансированном дифференциальном усилителе необходимо, чтобы отношение плотности тока в VT8 к плотности тока в VT2 было равно половине отношения плотности тока в VT6 к плотности тока в VT3, что определяется соответствующим выбором геометрических размеров этих транзисторов. А равенство коллекторных токов VT1 и VT7 одновременно с равенством коллекторных токов VT2 и VT8 возможно только при том условии, что отношение плотности тока в VT1 к плотности тока в VT7 меньше отношения тока в VT2 к плотности тока в VT8, что также достигается выбором геометрии этих транзисторов. Для рассматриваемой схемы последнее условие эквивалентно меньшей плотности тока в VT1 по сравнению с VT2. На резисторе R1 автоматически устанавливается напряжение
U = Uт•Ln(j2/j1),
где Uт = kT/g - термический потенциал, j1 и j2 - плотности тока соответственно в VT1 и VT2. Резистор R1 согласно патенту США N 4123698 имеет очень низкий температурный коэффициент сопротивления (ТКС), поэтому ток в R1 и в транзисторе VT1 пропорционален абсолютной температуре. Благодаря пропорциональности токов в транзисторах VT7 и VT8 ток в транзисторе VT2 также пропорционален абсолютной температуре. Наконец, ток транзистора VT3 также пропорционален абсолютной температуре, поскольку VT3 имеет такое же входное напряжение, что и VT2. Таким образом, потребляемый схемой ток пропорционален абсолютной температуре. Этот ток и является выходным электрическим сигналом, пропорциональным абсолютной температуре. Благодаря действию дифференциального усилителя, уравнивающего коллекторные напряжения транзисторов термочувствительной пары, схема обладает хорошими метрологическими характеристиками, а ее выходной ток очень незначительно зависит от питающего напряжения, которое может изменяться в широком диапазоне. Для исключения самовозбуждения конкретной реализации этой схемы в термодатчике AD590 фирмы Analog Devices используется корректирующая цепочка, включающая конденсатор C1, подключенный между коллекторами транзисторов VT5 и VT2. Чувствительность такого прибора (на фиг. 4 он выделен пунктирной рамкой) обычно подгоняется к значению 1 мкА/К, а для преобразования его выходного токового сигнала в напряжение последовательно с ним включается внешний калиброванный резистор R.
Недостатком такого прибора является необходимость использования для резистора R1 специального материала (силицида хрома) с низким ТКС. Другие его недостатки связаны с токовым выходным сигналом. Во-первых, это большая величина минимально допустимого напряжения питания. Хотя сама схема AD590 и работает, начиная с напряжения на ее выводах около 3 - 4 В, общее питающее напряжение включает падение напряжения на внешнем калиброванном резисторе, которое при стандартной чувствительности 10 мВ/К достигает 4 В. Поэтому минимально допустимое питающее напряжение датчика не может быть меньше 7 - 8 В. Во-вторых, это необходимость использования для преобразования токового выходного сигнала в напряжение внешнего калиброванного резистора к тому же для исключения ошибки измерительной схемы за счет колебаний его температуры должен иметь низкий ТКС, что увеличивает стоимость измерителя. В-третьих, описанную схему напрямую нельзя реализовать по КМОП технологии, поскольку уровень выходного тока, диктуемый требованием состояния слабой инверсии для транзисторов термочувствительной пары и VT3, был бы слишком мал, чтобы обеспечить надежное преобразование в напряжение на внешнем калиброванном резисторе. То есть токовый выходной сигнал является также препятствием для снижения потребляемого схемой тока и рассеиваемой мощности.
Целью изобретения является исключение необходимости использования в источнике электрического сигнала, пропорционального абсолютной температуре, омических резисторов из специальных материалов с низким ТКС и исключение необходимости использования внешнего калиброванного резистора для преобразования токового сигнала в напряжение. Другой целью изобретения является снижение минимально допустимого питающего напряжения, потребляемого тока и рассеиваемой мощности источника.
Поставленная цель достигается тем, что в источнике электрического сигнала, пропорционального абсолютной температуре, содержащем термочувствительную пару, состоящую из транзисторов одного типа, в первом из которых плотность тока меньше, чем во втором; омический резистор, напряжение на котором пропорционально разности входных напряжений транзисторов термочувствительной пары, включенный в токовую цепь первого транзистора этой пары; управляемые источники тока, выполненные на транзисторах, имеющих другой по отношению к транзисторам термочувствительной пары тип, подключенные к выходным электродам транзисторов термочувствительной пары, по одному на каждый транзистор этой пары; однокаскадный дифференциальный усилитель с неинвертирующим и инвертирующим входами, подключенными к выходным электродам, соответственно, первого и второго транзисторов термочувствительной пары, имеющий транзисторы дифференциальной пары и диодно включенный транзистор источника тока этой дифференциальной пары одинакового с транзисторами термочувствительной пары типа, причем входной электрод транзистора источника тока дифференциальной пары соединен с входными электродами транзисторов термочувствительной пары, а нагрузкой транзистора дифференциальной пары однокаскадного дифференциального усилителя со стороны его инвертирующего входа является транзистор в диодном включении, имеющий тип транзисторов управляемых источников тока и включенный с ними по схеме токового зеркала ведущим, введен дополнительный источник тока, пропорционального токам в управляемых источниках тока, и дополнительный омический резистор, запитанный током от этого дополнительного источника тока, причем омический резистор и дополнительный омический резистор имеют одинаковый температурный коэффициент сопротивления.
Для снижения минимально допустимого питающего напряжения описанного источника электрического сигнала дополнительный источник тока выполнен на транзисторах, имеющих тип транзисторов управляемых источников тока, и включен с ними по схеме токового зеркала ведомым.
Для снижения потребляемого тока и рассеиваемой мощности описанного источника электрического сигнала транзисторы термочувствительной пары и источника тока для дифференциальной пары являются nМОП транзисторами в состоянии слабой инверсии в общем заземленном p-кармане, дифференциальная пара выполнена на nМОП транзисторах, а управляемые источники тока, дополнительный источник тока и диодно включенный транзистор, являющийся нагрузкой транзистора дифференциальной пары однокаскадного дифференциального усилителя со стороны его инвертирующего входа, выполнены на pМОП транзисторах.
Для исключения самовозбуждения описанного источника электрического сигнала, выполненного на МОП транзисторах, между выходным электродом второго транзистора термочувствительной пары и шиной земли или питания включен корректирующий конденсатор.
На фиг. 1 - известный источник электрического сигнала, пропорционального абсолютной температуре, на МОП транзисторах; на фиг. 2 - известный источник электрического сигнала, пропорционального абсолютной температуре, на МОП транзисторах с усилием выходного сигнала; на фиг. 3 - блок-схема известного датчика абсолютной температуры STP-35 фирмы Texas Instruments на биполярных транзисторах; на фиг. 4 - схема источника электрического сигнала, пропорционального абсолютной температуре, по патенту США 4123698; на фиг. 5 - пример схемы заявляемого источника электрического сигнала, пропорционального абсолютной температуре; на фиг. 6 - другой пример схемы заявляемого источника электрического сигнала, пропорционального абсолютной температуре.
В примере заявляемого источника электрического сигнала, пропорционального абсолютной температуре, показанном на фиг. 5, активными элементами являются биполярные транзисторы. По сравнению со схемой на фиг. 4 здесь исключен внешний калиброванный резистор и добавлена цепочка из последовательно соединенных дополнительного источника тока VT9 и дополнительного омического резистора R2, включенная параллельно с остальной частью схемы. Эта добавочная цепочка практически не оказывает влияния на остальную часть схемы, которая работает так же, как уже описанная схема на фиг. 4. Выходное напряжение, снимаемое в резистора R2, пропорционально абсолютной температуре вследствие пропорциональности тока в дополнительном омическом резисторе R2 току в омическом резисторе R1, равенство ТКС этих резисторов и пропорциональности напряжения на омическом резисторе R1 абсолютной температуре. При этом, конечно, предполагается, что температура обоих резисторов одинакова, так же, как и у транзисторов термочувствительной пары. Это условие автоматически выполняется, если источник сигнала выполнен в виде интегральной схемы с близко расположенными транзисторами термочувствительной пары и близкорасположенными омическими резисторами.
Дополнительный источник тока VT9 в примере на фиг. 5 выполнен аналогично управляемым источникам тока VT7, VT8 и включен вместе с ними по схеме токового зеркала ведомым, что автоматически обеспечивает пропорциональность токов в них. Сопротивление дополнительного резистора R2 и ток в нем могут быть больше, чем сопротивление и ток R1, что определяется выбором геометрии резисторов R1, R2 и транзисторов VT7, VT9. Это позволяет получить необходимое усиление выходного сигнала. При этом достаточно выполнить требование омичности резисторов R1 и R2 и равенство их ТКС, что существенно легче, чем обеспечить малую величину их ТКС, как в схеме на фиг. 4 Резисторы R1и R2 могут быть сделаны, например, из поликремния.
Выходное напряжение схемы на фиг. 5, снимаемое с резистора R2, не является слагаемым общего питающего напряжения, как это было в схеме на фиг. 4. Поэтому минимально допустимая величина напряжения питания при стандартной величине чувствительности 10 мВ/К у этой схемы меньше, чем у схемы на фиг. 4, примерно на 4 В.
Поскольку выходным сигналом схемы на фиг. 5 является напряжение, а не ток, то для преобразования выходного сигнала в напряжение не требуется внешний калиброванный резистор. По этой же причине даже в схеме на биполярных транзисторах может быть несколько уменьшен потребляемый ею ток и рассеиваемая мощность.
Еще больше снижение потребляемого тока и рассеиваемой мощности достигается при изготовлении заявляемого источника по КМОП технологии. Пример такой схемы для иллюстрации п.3 заявляемой формулы показан на фиг. 6. Термочувствительная пара здесь состоит из nМОП транзисторов VT1 и VT2, которые находятся в состоянии слабой инверсии. Омический резистор R1 включен между истоком VT1 и шиной земли. Управляемые источники тока на pМОП транзисторах VT7 и VT8 подключены к стокам транзисторов термочувствительной пары VT1 и VT2. Дифференциальный усилитель включает дифференциальную пару идентичных nМОП транзисторов VT4 и VT5 с общим истоком, запитанную током от диодно включенного nМОП транзистора VT3, затвор которого соединен с затворами VT1 и VT2 и который находится вместе с ними в общем заземленном p-кармане. Размещение VT1, VT2 и VT3 в общем заземленном кармане исключает влияние тока утечки p-n-перехода карман-подложки на выходное напряжение. Нагрузкой для VT5 служит диодно включенный pМОП транзистор VT6, затвор которого соединен с затворами управляемых источников тока VT7, VT8. Это обеспечивает транзистору VT6 роль ведущего в образованной транзисторами VT6, VT7 и VT8 схеме токового зеркала. Дополнительный источник тока на pМОП транзисторе VT9 включен в эту же схему токового зеркала ведомым аналогично VT7 и VT8, а его сток подключен к дополнительному омическому резистору R2, с которого и снимается выходное напряжение, пропорциональное абсолютной температуре. Диодно включенный pМОП транзистор VT10, используемый в качестве нагрузки VT4, нужен лишь для большей симметрии плеч однокаскадного дифференциального усилителя. Для исключения самовозбуждения этой схемы корректирующий конденсатор C1 включен между стоком VT2 и шиной земли, так как включение С1 между входом и выходом VT5, как на фиг. 5, для КМОП схемы неэффективно.
Транзисторы в схеме на фиг. 6 имеют следующие параметры:
пороговое напряжение n- pМОП транзисторов при комнатной температуре - 0,8 - 1,3 В,
толщина затворного окисла - 40 - 50 нм
размеры канала (ширина/длина) в мкм:
VT1 - 1200/8
VT2, VT3 - 200/8
VT4, VT5 - 40/10
VT6, VT10 - 10/60
VT7, VT8 - 20/60
VT9 - 100/60
Сопротивление резисторов:
R1 - 300 кОм
R2 - 3900 кОм
Емкость корректирующего конденсатора C1 - 10 пФ.
Работает показанная на фиг. 6 схема следующим образом. Дифференциальный усилитель, благодаря действию комплекса обратных связей, стремится уравнять напряжения на входах дифференциальной пары, а также установить и поддерживать на своих входах такое синфазное напряжение, при котором напряжение на резисторе R1 в точности равно UтLn(K), где K - отношение плотностей тока в транзисторах термочувствительной пары, а Uт = kT/q - термический потенциал.
Действительно, при увеличении напряжения на инвертирующем входе по сравнению с неинвертирующим ток в VT6 и в управляемых им источниках VT8, VT7 возрастает, при этом напряжение на стоке VT1 растет быстрее, чем на стоке VT2, так как дифференциальное выходное сопротивление VT1 в рабочей точке больше, чем у VT2 из-за резистора R1 в цепи истока, и равенство напряжений на входах дифференциального усилителя восстанавливается.
С другой стороны, на входах дифференциального усилителя устанавливается и поддерживается такое синфазное напряжение, при котором токи в транзисторах термочувствительной пары равны, что возможно только при условии, что разность их входных напряжений, представляющая собой падение напряжения на R1, равна UтLn(K), где K - отношение плотностей тока в транзисторах термочувствительной пары. Если синфазное напряжение на входе дифференциальной пары возрастет, то увеличится ток через VT3 и напряжение на его затворе и на затворах VT2, VT1 транзисторов термочувствительной пары. VT1 (вместе с R1) имеет меньшую крутизну в рабочей точке, чем VT2 из-за резистора R1 в цепи истока, поэтому напряжение на его стоке вырастет быстрее, чем на стоке VT2. Возникшее дифференциальное напряжение приведет к перераспределению тока в дифференциальной паре, так что ток в ее инвертирующем плече VT5, VT6 уменьшится. Уменьшится также ток в управляемых транзистором VT6 источниках тока VT8, VT7 и входное синфазное напряжение будет уменьшаться, пока не восстановится его равновесное значение.
Равенство токов стока VT2 и VT8 при сбалансированном дифференциальном усилителе в данном примере обеспечивается тем, что транзисторы VT2 и VT3 идентичны, а VT8 в два раза шире, чем VT6. В 6 раз меньшая плотность тока в VT1 по сравнению с VT2 обеспечивается тем, что транзисторы VT8 и VT7 идентичны, а транзистор VT1 в 6 раз шире, чем VT2. Если обеспечено состояние слабой инверсии для транзисторов VT1, VT2 и VT3, то напряжение на резисторе R1 будет равно UтLn(6), где Uт = kT/q - термический потенциал. Режим слабой инверсии для транзисторов VT1, VT2 и VT3 обеспечивается соотношением их размеров и величины R1. Так как сопротивление R2 в 13 раз больше, чем R1, а транзистор VT9 в 5 раз шире, чем VT7, то напряжение на R2 будет в 130 раз больше, чем на R1. При этом чувствительность выходного напряжения к температуре составляет почти точно 10 мВ/К, минимально допустимое питающее напряжение составляет около 4,5 В, а потребляемый схемой ток при комнатной температуре - 1,2 мкА, что в 250 раз меньше, чем у схемы на фиг. 4. Благодаря действию дифференциального усилителя, уравнивающего потенциалы стоков транзисторов термочувствительной пары, чувствительность выходного напряжения схемы на фиг. 6 к питающему напряжению не превышает 2 мВ/В.
Дополнительный источник тока, пропорционального токам в управляемых источниках тока, может быть выполнен и на транзисторах того же типа, что и транзисторы термочувствительной пары. Например, это может быть один такой транзистор, включенный вместе со вторым транзистором термочувствительной пары по схеме токового зеркала в качестве ведомого. Дополнительный резистор в таком случае включается между его стоком и положительным выводом источника питания, что удобно, если требуется выходной сигнал отрицательной полярности. Для увеличения выходного сопротивления дополнительного источника тока, он может представлять собой каскадно включенную пару транзисторов.
Таким образом, заявляемое техническое решение не только сочетает в себе такие наиболее ценные свойства известного из патента США N 4123698 технического решения, как независимость выходного сигнала от питающего напряжения и прецизионность преобразования температуры в электрический сигнал при небольшом количестве элементов, но по сравнению с ним позволяет исключить необходимость применения резисторов в низким ТКС, делает ненужным использование внешнего калиброванного резистора, позволяет существенно снизить минимально допустимое напряжение, потребляемый ток и рассеиваемую мощность прибора.
КМОП вариант схемы, который позволяет осуществить заявляемое решение, должен к тому же обладать более высокой временной стабильностью характеристик, поскольку омические резисторы в этом случае находятся под воздействием тока с существенно меньшей плотностью, чем в биполярном варианте, а значительно более высокие значения сопротивлений резисторов в КМОП варианте обусловливают меньшее влияние сопротивлений их контактов на характеристики схемы.
| название | год | авторы | номер документа |
|---|---|---|---|
| КОМПЛЕМЕНТАРНЫЙ КЛЮЧ | 1993 |
|
RU2054752C1 |
| МНОГОКАНАЛЬНЫЙ МУЛЬТИДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ ОПЕРАЦИОННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ | 2023 |
|
RU2821422C1 |
| ДВУХТАКТНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ МОЩНОСТИ | 2002 |
|
RU2298282C2 |
| ОПЕРАЦИОННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ С ТОКОВОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ | 2018 |
|
RU2683502C1 |
| УСТРОЙСТВО ДЛЯ ИЗМЕРЕНИЯ ЭЛЕКТРОСТАТИЧЕСКИХ ПОТЕНЦИАЛОВ | 1993 |
|
RU2083990C1 |
| СПОСОБ УПРАВЛЕНИЯ КОЭФФИЦИЕНТОМ ПЕРЕДАЧИ РЕШАЮЩЕГО УСИЛИТЕЛЯ | 2014 |
|
RU2573241C1 |
| Стабилизатор напряжения | 2023 |
|
RU2811067C1 |
| Преобразователь постоянного напряжения в постоянное | 1990 |
|
SU1809513A1 |
| ТРЁХВХОДОВАЯ АКСИАЛЬНАЯ ГЕНЕРАТОРНАЯ УСТАНОВКА | 2015 |
|
RU2589730C1 |
| ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ КЛАССА АВ | 2006 |
|
RU2307459C1 |
Изобретение относится к электронной технике и может использоваться в микроэлектронных датчиках температуры и источниках опорного напряжения. Для исключения необходимости использования омических резисторов с низким ТКС и внешнего резистора для преобразования тока в напряжение в источнике электрического сигнала, пропорционального абсолютной температуре, содержащем термочувствительную пару, состоящую из транзисторов (Т), в первом из которых плотность тока меньше, чем во втором, омический резистор (R), включенный в токовую цепь Т1, управляемые источники тока (ИТ) на Т, подключенные к выходным электродам Т, к которым подключены входы однокаскадного дифференциального усилителя (ДУ), нагрузкой ДУ со стороны инвертирующего входа является Т в диодном включении, включенный ведущим по схеме токового зеркала с Т введен дополнительный ИТ, пропорциональный токам в Т, и омический R, имеющий с R одинаковый температурный коэффициент сопротивления. 3 з.п. ф-лы, 6 ил.
| US, патент, 4123698, кл | |||
| Кипятильник для воды | 1921 |
|
SU5A1 |
