Изобретение относится в основном к беспроводным сетям связи, таким как сотовые локальные беспроводные телефонные системы и персональные системы связи. В частности, данное изобретение относится к новым и усовершенствованным устройствам и способам передачи информации в мобильных сотовых или спутниковых телефонных системах, использующих сигналы связи с расширенным спектром.
Один из способов обеспечения связи в системах с обслуживанием большого числа пользователей основан на использовании многостанционного доступа с кодовым разделением (МДКР) (CDMA). Кроме того, в данной области техники известны такие способы организации многостанционного доступа в системах связи, как многостанционный доступ с временным разделением (МДВР) (TDMA), многостанционный доступ с частотным разделением (МДЧР) (FDMA), а также системы с амплитудной модуляцией (AM), такие как системы, использующие компандированные по амплитуде сигналы одной боковой полосы. Однако метод МДКР с использованием модуляции расширенным спектром имеет значительные преимущества по сравнению с использованием других способов модуляции для многостанционного доступа в системах связи. Использование метода МДКР в системах связи с многостанционным доступом раскрыто в патенте США N 4901307 от 13.02.90 на "Широкополосную систему связи с многостанционным доступом, использующую спутниковые или наземные ретрансляторы", права на который принадлежат заявителю данного изобретения.
В указанном выше патенте США N 4901307 метод многостанционного доступа описывается для случая, когда каждый из многочисленных пользователей беспроводной системы имеет приемопередатчик для связи через спутниковые ретрансляторы или приемопередатчики наземных базовых станций с использованием сигналов связи МДКР с расширенным спектром. При использовании способа связи с МДКР частотный спектр может быть многократно использован, что обеспечивает увеличение пропускной способности для пользователей системы. Применением метода МДКР достигается значительно более высокая эффективность использования частотного спектра, чем в случае применения других методов многостанционного доступа.
Метод МДКР, раскрытый в патенте США N 4901307, предполагает использование относительно длинных высокоскоростных псевдошумовых (ПШ) (PN) последовательностей, при этом каждому пользовательскому каналу назначается однозначно определенная ПШ последовательность. Уровень кросс-корреляции различных ПШ последовательностей и значения автокорреляции каждой ПШ последовательности для любого ненулевого временного сдвига в обоих случаях имеют средние значения, близкие к нулевому, что обеспечивает разделение сигналов различных пользователей при их приеме.
Однако вследствие неортогональности такого рода ПШ сигналов между ними возникают взаимные шумовые помехи. Эти шумовые помехи возникают несмотря на то, что уровень кросс-корреляции ПШ сигналов в среднем близок к нулю, так как на коротких временных интервалах, таких как длина или период информационного бита, взаимная корреляционная функция имеет биномиальное распределение. При этом взаимное влияние сигналов пользователей будет выше, чем при воздействии широкополосного Гауссовского шума с той же, что и у сигналов, спектральной плотностью мощности. Соответственно взаимные шумовые помехи, возникающие из-за неортогональности сигналов пользователей, будут приводить к ограничению достижимой пропускной способности системы.
В патенте США N 5103459 от 07.04.92, на "Способ формирования сигналов в сотовых телефонных системах с МДКР и устройство для его реализации", права на который принадлежат заявителю данного изобретения и который включен сюда в качестве ссылки, раскрываются новые усовершенствованные способ и устройство для создания ПШ последовательностей, обеспечивающих ортогональность сигналов различных пользователей, при которой снижаются взаимные помехи. Такое снижение взаимных помех приводит к повышению пропускной способности системы и улучшению рабочих характеристик линии связи. Так как ортогональные ПШ коды обеспечивают нулевой уровень кросс-корреляции на протяжении заданного временного интервала, взаимные помехи не возникают, что обеспечивает выравнивание временных кадров кодовых последовательностей.
В системе, описанной в вышеупомянутом патенте, формирование сигналов предпочтительной формы включает в себя использование несущей с прямым расширением спектра псевдошумовой последовательностью. В предпочтительном варианте частота следования элементарных посылок модулированной псевдошумовой последовательностью несущей была выбрана равной 1,2288 МГц. При выборе частоты следования элементарных посылок в числе прочего требовалось, чтобы ее значение было кратным частотам передачи данных полосы модулирующих сигналов системы связи.
Кроме того, желательно, чтобы частота следования элементарных посылок равнялась скоростям передачи данных полосы модулирующих сигналов, умноженным на некоторую степень двойки. В предпочтительном варианте скорость передачи широкополосных данных равна 9600 бит/с, откуда и выбрана частота 1,2288 МГц, что в 128 (27) раз превышает скорость следования ПШ элементарных посылок, равную 9600 бит/с.
При связи базовых станций сотовой сети с различными мобильными устройствами кодовые последовательности, используемые для расширения спектра, формируются из последовательностей двух различных типов, каждая из которых, обладая различными свойствами, обеспечивает различные функции. Во всех сигналах в ячейке сети или секторе применяется внешний код, который используется для различения сигналов в условиях многолучевого распространения. Кроме того, внешний код используется для различения сигналов, передаваемых различными ячейками или секторами на мобильные устройства. Также используется внутренний код различения сигналов пользователей, переданных в пределах одной ячейки или сектора.
Выполнение сотовой системы с МДКР, способной обеспечить соответствующее обслуживание некоторого географического района в общем случае связано в учетом нескольких факторов, зависящих от характеристик системы. Так, например, в общем случае необходимо учитывать протяженность как доступного, так и потенциального частотного спектра для координации с другими расположенными поблизости системами связи. Кроме того, должны учитываться ограничения, обусловленные тепловыми шумами и помехами от различных абонентских блоков. Оценки уровня помех являются исключительно важными для систем с МДКР, так как мощность излучается абонентскими блоками в пределах одной и той же полосы частот, независимо от места их нахождения в пределах ячеечной области покрытия.
Воздействие помех на радиолинию от абонента к базовой станции ячейки может возникнуть, когда абонентские устройства в соседних ячейках используют тот же канал связи с МДКР или высокочастотный канал, когда мобильные устройства, находящиеся в пределах этой или другой ячейки, используют смежный канал МДКР, или когда вблизи данной ячейки находятся мобильные устройства, связанные с аналогичными сотовыми системами. Максимальное число пользователей, которые одновременно могут обслуживаться сотовой системой с МДКР, непосредственно зависит от уровня или величины помех такого типа. В частности, максимальная пропускная способность достигается, когда отношение Eb/Nt (отношение энергии, приходящейся на один информационный бит, к общей спектральной мощности шума) для каждого мобильного пользователя является минимальным, требуемым для поддержания желательного отношения сигнал/шум в канале. В связи с тем, что величина Nt будет по существу одинакова для каждого сигнала мобильного источника, принимаемого на базовой станции, обеспечение динамического управления мощностью излучения для каждой мобильной станции позволяет поддерживать желательное отношение Eb/ Nt. Можно показать, что такая стратегия управления мощностью является оптимальной в смысле минимизации помех в линии от абонента к базовой станции ячейки.
Для определения пропускной способности системы с МДКР выбранное число абонентских устройств может быть размещено на различных расстояниях от базовой станции в качестве средств для оценивания уровня помех, соответствующего максимальной пропускной способности системы. Однако для определения уровня помех, соответствующего максимальной пропускной способности системы, посредством такого натурного эксперимента необходим полный комплект мобильных устройств. Это является проблемой материально-технического снабжения и будет препятствовать полной калибровке системы в том случае, если число мобильных устройств, доступных при начальной проверке системы, меньше числа устройств, соответствующего максимальной пропускной способности системы.
Соответственно задачей изобретения является разработка системы для имитации помех, обусловленных передачей сигналов от абонентских устройств на приемник базовой станции в системе связи с МДКР.
Настоящее изобретение представляет собой способ и устройство для имитации сигналов взаимных помех в многоканальной системе связи, такой, как беспроводная абонентская телефонная система. Предпочтительно система связи является системой такого типа, в которой пользователи из множества ячеек сети передают информационные сигналы друг другу с использованием по меньшей мере одной базовой станции и с применением метода многостанционного доступа с кодовым разделением каналов (МДКР) с использованием сигналов связи расширенным спектром. Базовая станция оборудована по меньшей мере одним приемником базовой станции и размещается в первой из ячеек сети.
Соответствующий изобретению способ имитации мощности сигналов помех, принимаемых приемником базовой станции, включает в себя определение мощности первого составного сигнала, образованной суммой мощности сигналов, передаваемых первым набором имитируемых пользователей, которые размещены в первой ячейке сети. Также определяется первая нормированная скорость передачи данных составного сигнала. После этого генерируется первый помеховый сигнал с уровнем мощности, определяемым на основе мощности первого составного сигнала и первой нормированной скорости передачи данных. В предпочтительном варианте осуществления мощность первого помехового сигнала регулируется в соответствии флуктуациями средней мощности замкнутой цепи регулирования мощности. Первый помеховый сигнал затем подается в качестве входного на приемники базовой станции.
В том случае, если реальные удаленные пользователи или абоненты уже находятся в различных районах, обслуживаемых системой связи, может определяться число эквивалентных имитируемых пользователей для уменьшения числа желательных имитируемых пользователей на число пользователей, уже существующих в действительности. Для определения мощности составного сигнала в этом случае используется мощность сигнала, передаваемого эквивалентным числом пользователей, и соответствующая нормированная скорость передачи данных. Кроме того, реальные удаленные пользователи могут контролироваться для определения как числа, так и реальных взаимных помех или соответствующего трафика (рабочей нагрузки).
В настоящем изобретении также предусматривается определение мощности второго составного сигнала посредством оценивания суммарной мощности сигналов, передаваемых вторым набором имитируемых пользователей, расположенных в ячейках сети, отличных от первой ячейки. Аналогичным образом определяется вторая нормированная скорость передачи данных, с которой мощность этого сигнала передается вторым набором имитируемых пользователей. Это обеспечивает формирование второго помехового сигнала на основе мощности второго составного сигнала и второй нормированной скорости передачи данных. Второй помеховый сигнал может быть использован для модификации первого.
Формирование первого помехового сигнала обычно включает в себя синтез шума от электронной аппаратуры предпочтительно с равномерной спектральной плотностью в заданной полосе частот, а затем регулировку уровня мощности этого шума в соответствии со значением произведения мощности первого составного сигнала и первой нормированной скорости передачи данных, Кроме того, изобретение предусматривает способ использования последовательности случайных величин, таких как случайные величины с гауссовским распределением, для моделирования изменений первого составного сигнала.
Система для имитации сигналов взаимных помех между каналами в системе связи, согласно изобретению, содержит средство для получения шумового сигнала, управляющее средство для генерирования сигнала управления интенсивностью шума на основе определения мощности сигнала, передаваемого имитируемыми пользователями в первой ячейке системы связи, и средство для регулировки мощности шумового сигнала в ответ на сигнал управления интенсивностью.
Управляющее средство предпочтительно содержит средство для определения первой нормированной скорости передачи данных, на которой упомянутая мощность сигнала могла бы передаваться имитируемыми пользователями, причем управляющее средство обеспечивает возможность генерирования сигнала управления интенсивностью шума с учетом указанного определения.
Управляющее средство также предпочтительно содержит средство для определения мощности сигнала, передаваемого другими имитируемыми пользователями в другой ячейке системы связи, причем управляющее средство обеспечивает возможность генерирования сигнала управления интенсивностью шума с учетом указанной мощности сигнала, передаваемой другими имитируемыми пользователями.
Средство для получения шумового сигнала обеспечивает формирование шумового сигнала с относительно равномерной спектральной плотностью в заданной полосе частот, а управляющее средство обеспечивает генерирование сигнала управления интенсивностью шума с использованием случайных переменных с гауссовским распределением при заданных скоростях.
Устройство для имитации сигнала помехи между каналами связи с системе связи, согласно изобретению, содержит средство для определения первой мощности составного сигнала, соответствующей сумме мощностей сигналов, передаваемых первым набором требуемого числа имитируемых пользователей, расположенных в первой ячейке упомянутой системы связи, средство для определения первой нормированной скорости передачи данных для упомянутых сигналов, передаваемых упомянутым первым набором имитируемых пользователей, и средство для генерирования первого сигнала помехи с мощностью сигнала, определяемой упомянутыми первой мощностью составного сигнала и первой нормированной скоростью передачи данных, а также предпочтительно содержит средство для определения второй мощности составного сигнала, соответствующей сумме мощностей сигналов, передаваемых вторым набором имитируемых пользователей, средство для определения второй нормированной скорости передачи данных для упомянутых сигналов, передаваемых упомянутыми вторым набором имитируемых пользователей, и средство для изменения упомянутого первого сигнала помехи c учетом упомянутых второй мощности составного сигнала и второй нормированной скорости передачи данных.
При этом средство для генерирования первого сигнала помехи предпочтительно содержит источник шумового сигнала, работающий в заданной полосе частот, средство для формирования произведения упомянутых первой мощности составного сигнала и первой нормированной скорости передачи данных и средство для регулирования уровня мощности упомянутого шумового сигнала в соответствии с величиной упомянутого произведения.
Кроме того, средство для определения первой мощности составного сигнала содержит средство для определения числа действительных пользователей, находящихся в первой ячейке, средство для определения эквивалентного числа пользователей для имитации в первой ячейке путем вычитания числа действительных пользователей из требуемого числа имитируемых пользователей в первом наборе, средство для определения номинальной первой мощности сигнала на основе эквивалентного числа пользователей и средство для выработки изменений нормированной первой мощности сигнала с использованием функции случайной переменной.
В одном из вариантов устройство для имитации сигнала помехи между каналами связи в системе связи, согласно изобретению, содержит селектор мощности, который выдает первую мощность составного сигнала, соответствующую сумме мощностей сигналов, передаваемых первым набором требуемого числа имитируемых пользователей, в системе связи, формирователь скорости передачи данных, выполненный с возможностью выдачи первой нормированной скорости передачи данных для сигналов, передаваемых первым набором имитируемых пользователей, генератор первого сигнала помехи, соединенный с упомянутыми селектором мощности и формирователем скорости передачи данных, предназначенный для выработки сигнала с мощностью, определенной на основе первой мощности составного сигнала и первой нормированной скорости передачи данных.
При этом генератор первого сигнала помехи предпочтительно содержит по меньшей мере один генератор шумового сигнала, выходная плотность мощности которого регулируется посредством управляющего сигнала, по меньшей мере один контроллер интенсивности шума, выход управляющего сигнала которого соединен с управляющим входом генератора шумового сигнала, а входы соединены с селектором мощности и формирователем скорости передачи данных, причем величина управляющего сигнала изменяется при изменении мощности сигнала и скорости передачи данных для имитируемых пользователей.
Кроме того, указанное устройство имитации дополнительно содержит по меньшей мере второй селектор мощности, который выдает вторую мощность составного сигнала, соответствующую сумме мощностей сигналов, передаваемых вторым набором требуемого числа имитируемых пользователей, находящихся в упомянутой системе связи, а контроллер интенсивности шума выполнен с возможностью приема входных сигналов от второго селектора мощности и генерирования сигнала с учетом мощности сигнала, передаваемого другими имитируемыми пользователями, причем второй набор пользователей находится в ячейке, отличной от ячейки, в которой находится упомянутый первый набор пользователей.
При этом контроллер интенсивности шума предпочтительно содержит генератор первой двоичной последовательности, формирующий случайную переменную с гауссовским распределением при одной заданной скорости, и фильтр первой последовательности, подключенный для приема и фильтрации упомянутой первой двоичной последовательности на основе вычисленного времени корреляции сигналов данных, переносимых упомянутой мощностью передаваемых сигналов.
Кроме того, контроллер интенсивности шума может содержать:
генератор второй двоичной последовательности, формирующий случайную переменную с гауссовским распределением при второй заданной скорости, и
фильтр второй последовательности, подключенный для приема и фильтрации упомянутой второй двоичной последовательности на основе флуктуаций средней мощности,
Краткое описание чертежей.
Дополнительные цели и признаки изобретения будут лучше понятны из последующего детального описания и формулы изобретения, иллюстрируемых чертежами, на которых представлено следующее:
фиг. 1 - структурная схема возможного варианта сотовой телефонной системы, которая может использовать систему имитации шумовых помех в соответствии с настоящим изобретением;
фиг. 2 - структурная схема возможного варианта осуществления аппаратуры базовой станции;
фиг. 3 - графическое представление изменения в сумме помеховых значений X1 и X2 относительно тепловых шумов в зависимости от пользовательской загрузки в оцениваемой ячейке сети;
фиг. 4 - цифровой шумовой корреляционный фильтр первого порядка для корреляционной обработки независимого Гауссовского случайного процесса, используемый при имитации речевой активности;
фиг. 5 - упрощенная структурная схема приемной части сотовой базовой станции, использующей предпочтительный вариант выполнения устройства имитации помех в соответствии с настоящим изобретением;
фиг. 6 - структурная схема предпочтительного варианта выполнения устройства имитации помех по изобретению;
фиг. 7 - блок-схема процедуры формирования имитируемых помеховых сигналов, рассматриваемая в изобретении;
фиг. 8 - структурная схема предпочтительного варианта выполнения ограничителя скорости нарастания, полезного для ограничения изменений между последовательными коэффициентами в последовательности коэффициентов калибровки шума;
фиг.9 - структурная схема предпочтительного варианта использования генератора шумовых помех в приемнике сотовой базовой станции.
Описание предпочтительных вариантов осуществления изобретения.
1. Общая характеристика системы.
В беспроводных системах связи с МДКР, таких как сотовая телефонная система, описанная в упоминавшемся выше патенте США N 5103459, каждая сотовая станция, называемая также базовой станцией, имеет несколько блоков модуляции-демодуляции или модемов расширенного спектра с последовательностью для непосредственной модуляции несущей. Каждый модем может передавать речевую или другую информацию, такую как факсимильные или компьютерные данные. Каждый модем состоит из цифрового передающего модулятора расширенного спектра, по меньшей мере одного цифрового приемника данных расширенного спектра и поискового приемника. Каждый модем базовой станции ячейки назначается абонентскому блоку для облегчения связи с назначенным абонентским блоком. Абонентские блоки выполнены как модемы расширенного спектра с последовательностью для непосредственной модуляции несущей, которые также могут передавать речевую или иную информацию на назначенный модем, находящийся по меньшей мере на одной базовой станции.
Примерная сотовая телефонная система, в которую может быть установлена предложенная в настоящем изобретении система имитации помех, показана на фиг. 1. Система (фиг. 1) использует метод модуляции расширенным спектром для обеспечения связи между абонентскими блоками системы или мобильными телефонами и сотовыми базовыми станциями. Сотовые системы больших городов могут иметь сотни сотовых станций, обслуживающих сотни тысяч мобильных телефонов или других абонентских блоков. Использование метода расширенного спектра, в частности МДКР, значительно облегчает увеличение пропускной способности в системах такого масштаба по сравнению с обычными сотовыми системами, использующими частотно-модулированные сигналы. Хотя настоящее изобретение описывается на примере мобильной сотовой сети (фиг. 1), тем не менее предложенные в изобретении принципы также применимы для систем с МДКР, в которых множество абонентских блоков распределено по набору фиксированных позиций.
Как было отмечено выше, в изобретении предлагаются способ и устройство имитации влияния сигнальных помех, принятых данной сотовой станцией от окружающих абонентских блоков. В соответствии с изобретением такого рода помехи в линии абонент-ячейка имитируются путем введения белого Гауссовского шума с заданными статистическими характеристиками в приемник или приемники сотовой станции. Когда в ячейке присутствуют реальные абонентские блоки, имитируемые сигнальные помехи добавляются к помехам, вызываемым передачами сигналов, принимаемых от реальных абонентских блоков. Это обеспечивает возможность имитации уровней помех, соответствующих максимальной пропускной способности ячейки, даже в том случае, если не удается обеспечить требуемое число реальных абонентских устройств. С другой стороны, при "лабораторных" испытаниях приемника сотовой базовой станции вносимый шум включает в себя мощность специального источника сигнала, а также обрабатываемую помеху.
Так как мощность сигналов в линии от абонента к ячейке или базовой станции в системе, показанной на фиг.1, зависит от мощности шума, принимаемого различными абонентскими или мобильными блоками, подача дополнительного шумового сигнала на передатчик сотовой базовой станции приводит к повышению точности имитации. Имитация взаимных помех в линии связи от абонента к сотовой базовой станции включает следующее:
1) проверку пропускной способности системы;
2) тестирование управления мощностью в системе и ее характеристик при заданном отношении Eb/Nt;
3) оценивание алгоритмов переключения каналов, используемых при передаче сообщений между базовыми станциями.
На фиг.1 системный контроллер и переключатель 10, называемый также подвижной коммутационной телефонной станцией (ПКТС) (MTSO), в типовом варианте включает в себя интерфейс и обрабатывающую систему, обеспечивающую управление сотовыми базовыми станциями. Контроллер 10, кроме того, управляет маршрутизацией телефонных вызовов, поступающих из телефонной сети общего пользования (ТСОП) (PSTN) на соответствующую базовую станцию для передачи соответствующему мобильному или абонентскому блоку. Помимо этого, контроллер 10 управляет маршрутизацией вызовов, поступающих от мобильных или абонентских блоков через по меньшей мере одну базовую станцию в ТСОП. Контроллер 10 обеспечивает прохождение вызовов между абонентскими блоками через базовую станцию, так как обычно абонентские блоки не связываются непосредственно друг с другом.
Контроллер 10 может быть подключен к базовой станции различными средствами, как например, закрепленными телефонными линиями, оптико-волоконными линиями или сверхвысокочастотными линиями связи. На фиг.1 две таких базовых станций 12 и 14 имеют возможность связи с мобильными блоками 16 и 18, при этом каждый мобильный блок включает в себя сотовый телефон. Сотовые базовые станции 12 и 14, как это рассматривается здесь и как это проиллюстрировано на чертежах, обеспечивают обслуживание всей ячейки сети. Однако, необходимо иметь в виду, что ячейка может быть территориально поделена на сектора, причем каждый сектор обеспечивает обслуживание своей зоны перекрытия. Соответственно, переключение каналов в общем случае необходимо выполнять между секторами в пределах одной ячейки, тогда как между секторами можно добиться такого же разнесения, как и между ячейками.
На фиг. 1, линии 20а-20b и 22а-22b, вместе с соответствующими стрелками обозначают возможные линии связи между сотовой базовой станцией 12 и мобильными блоками 16 и 18 соответственно. Аналогично, линии 24а-24b и 26а-26b обозначают возможные линии связи между сотовой базовой станцией 14 и мобильными блоками 18 и 16 соответственно. Мощность передаваемых сигналов базовых станций 12 и 14 одинакова.
Область обслуживания базовой станции определяется или отображается на географической поверхности таким образом, чтобы в обычном состоянии мобильные блоки в любое время были вблизи одной базовой станции и только в одном секторе, если ячейка поделена на сектора. Когда мобильный блок свободен, т.е. вызовов не поступает, мобильный блок постоянно отслеживает передачи пилот- сигнала с каждой ближайшей базовой станции и, при определенных условиях, с одиночной базовой станции, если ячейка поделена на сектора. Как показано на фиг. 1, пилот-сигналы передаются на мобильный блок 16 базовыми станциями 12 и 14 соответственно по исходящим или прямым линиям связи 20а и 26а. Мобильный блок 16 может определять, в какой ячейке он находится, путем сравнения относительных уровней пилот-сигналов, передаваемых базовыми станциями 12 и 14.
На примере, показанном на фиг. 1, мобильный блок 16 может рассматриваться как ближайший к базовой станции 12. Когда мобильный блок 16 инициирует вызов, контрольное сообщение передается на ближайшую базовую станцию, в данном случае - базовую станцию 12. Ближайшая базовая станция 12, при приеме сообщения запроса вызова, передает вызываемый номер системному контроллеру 10. Системный контроллер 10 затем соединяет вызов через ТСОП с требуемым получателем.
Как только вызов инициируется в ТСОП, контроллер 10 передает информацию вызова всем базовым станциям в регионе. Базовые станции в ответ передают пейджинговое сообщение (сообщение системы поискового вызова) в пределах каждой соответствующей зоны обслуживания, которая предназначена для вызываемого мобильного пользователя-получателя сообщения. После того, как мобильный блок требуемого получателя "слышит" или принимает поисковое сообщение, он отвечает управляющим сообщением, которое передается ближайшей базовой станции. Это управляющее сообщение уведомляет системный контроллер о том, что данная базовая станция установила связь с желательным мобильным блоком. Затем контроллер 10 передает вызов через эту базовую станцию на мобильный блок. Как только мобильный блок 16 выходит из области обслуживания базовой станции ячейки, выбранной при начальном установлении связи, в данном случае 12, предпринимается попытка повторить вызов путем его передачи через другую базовую станцию.
В примерной системе (фиг. 1) в линии ячейка-абонент пользовательским каналам назначаются ортогональные функции Уолша обычно фиксированной длины. В качестве альтернативного варианта на линиях ячейка-абонент пользовательским каналам могут назначаться ортогональные функции Уолша переменной длины. В случае использования функций Уолша переменной длины каждому каналу назначается уникальная ортогональная последовательность Уолша, длина которой выбирается в соответствии со скоростью передачи данных в канале. В случае каналов передачи речевой информации поток цифровых символов для каждого речевого сигнала перемножается с назначенной функцией Уолша. Затем поток кодированных по Уолшу символов для каждого речевого сигнала перемножается с колебанием с внешним ПШ кодированием. Получившиеся в результате расширенные потоки символов суммируются для формирования составного колебания.
Результирующее составное колебание используется для модуляции синусоидальной несущей, пропускается через полосовой фильтр, переносится на требуемую рабочую частоту, усиливается и излучается антенной системой. В альтернативных вариантах реализации настоящего изобретения возможна перестановка порядка следования этих операций при формировании сигнала, передаваемого базовой станцией. Например, может оказаться предпочтительнее перемножать каждый речевой канал с колебанием с внешним ПШ кодированием и выполнять операцию фильтрации перед суммированием всех канальных сигналов, излучаемых антенной. В рассматриваемой области техники известно, что порядок следования линейных операций может быть изменен для получения различных преимуществ и различных разработок.
При создании формы сигнала в предпочтительной реализации для сотовых систем используется подход с применением несущей пилот-сигнала в линии ячейка-абонент, как это описано в патенте США N 4901307. Все ячейки передают несущие пилот-сигнала с использованием одинаковых последовательностей длиной 32768, но с различными временными сигналами, предотвращающими взаимные помехи.
Как это детально описано выше, символьный поток для отдельного пользователя ячейки объединяется с назначенной этому пользователю функцией Уолша с использованием первой операции ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ. Функция Уолша обычно тактируется на частоте 1,2288 МГц, тогда как в примерной системе с изменяемой скоростью передачи данных, включающей передачу речи, факсимильную передачу и высоко-, низкоскоростные каналы данных, скорость передачи информационных символов может меняться в пределах от 75 Гц до 76,8 кГц. Результирующее кодированное колебание объединяется с использованием второй операции ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ с двоичной ПШ последовательностью, также тактированной на частоте 1,2288 МГц. Такая же двоичная ПШ последовательность используется для декодирования каждого абонентского канала в отдельном секторе зоны обслуживания сотовой системы. Вследствие ортогональности используемых для кодирования последовательностей Уолша каждая последовательность может использоваться в одиночном высокочастотном канале, связанном с таким сектором, и при этом не будет возникать помех между пользователями одного сектора.
Сигналы, передаваемые в каждом канале, в дальнейшем могут быть обработаны сверточным кодером с повторениями и перемежением, обеспечивающими функции обнаружения и исправления ошибок, которые позволяют системе функционировать при гораздо меньших значениях отношений сигнал/шум и коэффициента помех. Методы сверточного кодирования, повторения и перемежения хорошо известны на практике. Получившиеся сигналы затем обычно модулируют высокочастотную несущую и вместе с несущими других речевых сигналов суммируются с несущей пилот-сигнала и установочной несущей. Суммирование может быть выполнено на различных этапах обработки: на промежуточной частоте или частоте группового спектра, как до, так и после перемножения с ПШ последовательностью, связанной с каналами в отдельной ячейке.
Каждая несущая речевого сигнала, кроме того, может быть умножена на значение, которое устанавливает ее передаваемую мощность по отношению к мощностям других речевых несущих. Это свойство управления мощностью позволяет выделять мощность тем линиям, которые требуют более высокую мощность из-за того, что нужный получатель находится в относительно неблагоприятном местоположении. Предусмотрены средства для абонентов, чтобы сообщать их принятое отношение сигнал/шум, что позволит устанавливать мощность на таком уровне, который обеспечивает соответствующие характеристики без избыточной траты энергии. Свойство ортогональности функций Уолша не нарушается при использовании различных уровней мощности для разных речевых каналов, благодаря чему сохраняется временное выравнивание.
На фиг. 2 показана структурная схема примерного выполнения оборудования базовой станции. Для обеспечения пространственно-разнесенного приема на базовой станции используются две приемных системы, каждая из которых оборудована отдельными антенной и аналоговым приемником. В каждой приемной системе сигналы линии абонент-ячейка обрабатываются одинаково, пока не попадают на обработку, связанную с объединением разнесенных сигналов. Элементы, обведенные штриховой линией, соответствуют элементам, используемым при связи между базовой станцией и одним абонентским блоком. Выходы аналоговых приемников также подаются на элементы, используемые при связи с другими абонентскими блоками.
Первая приемная система на фиг. 2 содержит антенну 30, аналоговый приемник 32, поисковый приемник 34 и приемники 36А-36N цифровых данных, а также дополнительные поисковый приемник и приемники цифровых данных (не показаны). Поисковый приемник 34 и приемники 36А-36N цифровых данных предназначены для обработки сигнала от одного абонентского блока, как правило, в условиях многолучевого распространения сигналов. Поисковый приемник 34 используется для назначения каждого из приемников 36А-36N цифровых данных для демодуляции соответствующего сигнала одиночного абонентского блока при многолучевом распространении. Антенна 30 и аналоговый приемник 32 первой приемной системы, кроме того, связаны с другими поисковыми приемниками и приемниками цифровых данных (не показаны), которые аналогичным образом связаны с назначением приемника цифровых данных и демодуляцией для сигналов других абонентских блоков.
Вторая приемная система построена аналогичным образом и включает в себя антенну 40, аналоговый приемник 42, поисковый приемник 44 и приемники 46А-46N цифровых данных, а также дополнительные поисковый приемник и приемники цифровых данных (не показаны). Поисковый приемник 44 и приемники 46А-46N цифровых данных предназначены для обработки многолучевого сигнала от одного абонентского блока. Поисковый приемник 44 опять же используется для назначения каждого приемника 46А-46N цифровых данных для демодуляции соответствующего сигнала одного абонентского блока при многолучевом распространении. Антенна 40 и аналоговый приемник 42 второй приемной системы также связаны с другими поисковыми приемниками и приемниками цифровых данных (не показаны), которые аналогичным образом связаны с назначением приемника цифровых данных и демодуляцией для сигналов других абонентских блоков.
Базовая станция также включает в себя управляющий процессор базовой станцией, который связан с приемниками 36A-36N и 46А-46N данных, а также с поисковыми приемниками 34 и 44. Управляющий процессор 48 обеспечивает, наряду с другими функциями, такие операции, как обработка сигнала; генерация тактовых сигналов и управление ими; управление мощностями сигналов; а также управление передачей связи, пространственным разнесением, сопряжением объединения сигналов с ПКТС. В предпочтительной реализации управляющий процессор 48 будет включать в себя таблицу ортогональных кодовых последовательностей Уолша для назначения абонентским блокам.
Обе приемные системы связаны приемниками 36А-36N и 46А-46N данных co схемой 50 объединения пространственно-разнесенных сигналов и декодирования. Цифровая линия 52 подключена для приема выхода от схемы 50 объединения пространственно-разнесенных сигналов и декодирования. Цифровая линия 52 также подключена к управляющему процессору 48, передающему модулятору 54 абонентского пункта и цифровому переключателю ПКТС (фиг.1). Цифровая линия 52 используется для передачи сигналов между ПКТС при помощи передающего модулятора 54 абонентского пункта или схемы 50 под управлением управляющего процессора 48.
Сигналы, которые необходимо передать одному из абонентских блоков, подаются по цифровой линии 52 на передающий модулятор 54, где они модулируются как сигнал с расширенным спектром. Затем сигнал с расширенным спектром передается на схему 56 управления передаваемой мощностью, которая под управлением управляющих процессоров 48 устанавливает мощность передачи сигнала. После этого сигнал управления мощностью складывается с другими передаваемыми в канал сигналами в сумматоре 58, выходной сигнал с которого подается на аналоговый передатчик 60 и антенну 62.
II. Общая характеристика сигнальных помех в линии абонент-ячейка.
При приеме сигнала отдельного абонентского блока приемник подвергается воздействию помех от других абонентских блоков, расположенных в той же самой или соседних ячейках сети. При выключении помех от абонентских блоков, расположенных в той же самой ячейке сети, что и приемник базовой станции, предполагается, что спектральная плотность помех равномерна (белая) и пропорциональна числу пользователей, т.е. абонентских блоков. Предположение о равномерности спектральной плотности основано на существовании большого числа пользователей в пределах ячейки (шесть или более) в соответствии с центральной предельной теоремой (см., например, Communication Systems and Techniques by M. Scharts, W.R. Bennett and S. Stein: McGraw Hill, New-York (1966)). Для удобства описания предположим также, что число пользователей одинаково в пределах каждой ячейки, причем пользователи распределены в пределах каждой ячейки, как правило, равномерно.
Как отмечалось выше, максимальная пропускная способность системы достигается, если отношение Eb/Nt для каждого абонентского блока является минимально необходимым для поддержания желательного отношения сигнал/шум в канале. Этот результат достигается путем обеспечения динамического управления мощностью каждого передатчика абонентской станции или блока и приводит к минимизации помех в линии абонент-ячейка. Соответственно описанная ниже методология имитации предполагает использование такой же стратегии управления мощностью.
Для ячейки, в которой находится N абонентских блоков, каждый из которых передает сигналы, поступающие на приемник базовой станции с мощностью C (ватт), мощность принимаемой помехи X1 может быть определена в соответствии с соотношением:
X1 = (N - 1)Cn, (1)
где параметр n является коэффициентом средней пользовательской речевой активности.
Аналогично помеха X2, наводимая в приемнике отдельной базовой станции вследствие передач от абонентских блоков окружающих ячеек, определяется из соотношения:
где дополнительный параметр F определяет эффективность повторного использования частоты между ячейками в моделируемой системе с МДКР. Эффективность (F) повторного использования частоты определяется как отношение помехи от абонентских блоков в данной ячейке к общей помехе, наводимой абонентскими блоками во всех ячейках сети.
В рассматриваемой системе с МДКР мощность сигнала высокой частоты в линии абонент-ячейка затухает как четвертая степень расстояния. В подобной системе статистические изменения мощности сигнала как функции от времени, т.е. замирания сигнала, могут моделироваться как случайная переменная с логарифмически-нормальным законом распределения со стандартным отклонением около 8 дБ. В предположении о равномерности распределения пользователей в пределах рассматриваемой системы связи последующие рассуждения показывают, что помехи, вносимые пользователями в других ячейках, составляют приблизительно до 66% от помех, наводимых пользователями данной ячейки (F = 0,6).
На фиг. 3 показано графическое представление отношения суммы интенсивностей помех X1 и X2 к тепловым шумам в зависимости от загрузки ячейки сети. Загрузка отдельной ячейки равняется отношению числа активных пользователей к максимальному числу пользователей, которые могут обслуживаться в ячейке сети. Максимальное число пользователей зависит от значения Eb/Nt для ячейки или ее сектора, коэффициента n средней речевой активности и эффективности F повторного использования частоты. Коэффициент W/Rb усиления за счет обработки в системе с МДКР, где W и Rb соответственно обозначают рабочую полосу частот и скорость передачи данных в линии абонент-ячейка, также влияют на максимальное число пользователей Nmax. Так, например, при значениях Eb/Nt = 6 дБ, n = 0,4, F = 0,6 и W/Rb= 128 соотношение Nmax = F(W/Rb)/n(Eb/Nt) дает максимальное число пользователей, равное 48. В представлении фиг.3 тепловые шумы вычисляются при условии, что приемник базовой станции имеет коэффициент 5 дБ. Кроме того, из фиг.3 видно, что при загрузке ячейки 50% мощность сигнала помех равняется мощности тепловых шумов, т.е. половину мощности принимаемого сигнала составляет тепловой шум.
III. Анализ сигнальных помех в линии абонент-ячейка.
Сигнальные помехи в линии абонент-ячейка включают в себя пару некоррелированных составляющих, а именно шумовая помеха, вызванная Nu абонентскими блоками, в той ячейке, которая имитируется, т.е. в имитируемой ячейке, а также шумовые помехи от окружающих ячеек. Число пользователей в каждой из окружающих ячеек обозначим как Nocj, где j = 1, 2,..., K. Имитируемая ячейка соответствует ячейке, в которой расположен приемник сотовой базовой станции, в который наводится имитируемый помеховый сигнал.
Согласно изобретению образец имитируемого помехового сигнала эквивалентного числа Neq имитируемых абонентских блоков подается в приемник базовой станции в имитируемой ячейке сети. Мощность и скорость передачи данных этого помехового сигнала равняются соответственно средней мощности и нормированной скорости передачи данных от Neq имитируемых пользователей, распределенных по имитируемой ячейке и К окружающим ячейкам. Эквивалентное число имитируемых пользователей Neq может быть выражено в виде:
где Nr - число "реальных" пользователей, действительно размещенных в имитируемой ячейке во время имитации; α - постоянная, характеризующая вклад помех от абонентских блоков, находящихся в окружающих ячейках.
В конкретном примере осуществления была получена аналитическая оценка для α, равная 2/3, это значение в дальнейшем было подтверждено численным моделированием и натурными экспериментами.
Средняя мощность помехового сигнала, наводимого эквивалентным числом Neq имитируемых пользователей, вычисляется из соотношения;
C = Xeqreq, (4)
где Xeq - мощность, на которой сигналы передаются имитируемыми абонентскими блоками, req - нормированная скорость передачи данных этих сигналов.
Вследствие наличия сигналов управления мощностью, передаваемых базовой станцией абонентским блокам, будут иметь место флуктуации Xeq номинального значения мощности Snom, передаваемой имитируемыми абонентскими блоками. Отсюда Seq может быть представлено в виде:
Seq = SnomXeq,(5)
где значение Snom зависит от числа имитируемых пользователей Neq так же, как и от определенного отношения энергии, приходящейся на информационный бит, к мощности шума, т.е. Eb/No, наводимого в приемнике, находящемся в имитируемой ячейке.
Если число имитируемых пользователей Neq не меньше того, которое требуется для выполнения центральной предельной теоремы, т.е. Neq ≥ 6, тогда req и Xeq могут быть представлены случайными переменными с Гауссовским распределением в соответствии с выражениями:
Дискретная случайная переменная ri представляет собой скорость передачи сигнала от i-го имитируемого пользователя. Предполагается, что случайные переменные ri, i = 1... Neq независимы и имеют одинаковое распределение. Когда сигналы, передаваемые имитируемыми пользователями, содержат речевую информацию, случайные переменные ri обозначают речевую активность различных абонентских блоков.
В рассмотренном примере такая речевая активность моделируется путем определения случайных переменных ri, таких, что ri = [1,0; 0,5; 0,25; 0,125] , где ri = 1,0 соответствует случаю передачи речи с максимальной скоростью (полной скоростью, например 9,6 кбит/с), а ri = 0,5; 0,25 и 0,125 означает передачу речи на половине, четверти и одной восьмой максимальной скорости соответственно, т. е. 4,8, 2,4 и 1,2 кбит/с соответственно. Эмпирически определяемый вектор P вероятностей, где P = [p1, p2, p3, p4], означает вероятности передачи речи на максимальной скорости, половине, одной четвертой и одной восьмой максимальной скорости соответственно. Для конкретного выполнения найдено, что распределение речевой активности может быть точно представлено вектором P вида:
P = [p1, p2, p3, p4] = [0,4028, 0,0464, 0,0702, 0,4806]. (8)
Случайные переменные Xi, i = 1... Neq считаются также независимыми и имеющими одинаковое распределение по логарифмически нормальному закону, статистические характеристики которых рассмотрены ниже. Если число имитируемых пользователей Neq меньше, чем необходимо для выполнения центральной предельной теоремы, то случайные переменные ri и Xi могут быть в общем случае определены при помощи эмпирических распределений.
IV. Статистические характеристики помех на линии абонент-ячейка.
В соответствии с центральной предельной теоремой случайная переменная req может быть аппроксимирована Гауссовской случайной переменной со средним значением E {req} и дисперсией Var {req}:
E{req} = E{ri},(9)
где
E{ri} = p1 + 0,5p2 + 0,25p3 + 0,125p4, (10)
E{ri 2} = p1 + 0,25p2 + 0,0625p3 + 0,015625p4, (11)
Var{ri} = E{ri 2} - (E{ri})2. (12)
Переменная Xi может быть дополнительно описана при помощи первого и второго моментов:
(13)
, (14)
где
a = 10 loge (15)
Применяя аналогичным образом центральную предельную теорему, получим, что переменная Xeq может быть описана Гауссовской случайной переменной со следующими средним и дисперсией:
E{Xeq} = E {Xi}, (16)
Как отмечено выше, распределение суммы M логарифмически нормальных переменных приближается к Гауссовскому распределению, если М достаточно большое для того, чтобы выполнялась центральная предельная теорема, т.е. M > 6. Если логарифмически нормальные переменные Xi не являются независимыми и одинаково распределенными, то в общем случае каждая из них будет аппроксимироваться другой логарифмически нормальной переменной, но не Гауссовской случайной переменной. Результирующее эквивалентное нормальное распределение в общем случае будет иметь первый и второй моменты, совпадающие с соответствующими характеристиками для точной суммы, и вследствие этого будет наилучшим образом аппроксимировать точные суммы, определяющие req и Xeq для их средних значений.
Считается, что корреляционные функции типовой речи могут быть представлены двойной экспоненциальной функцией в виде:
где τv - время корреляции речевой активности.
Независимый Гауссовский случайный процесс req, определенный выше, может быть скоррелирован в таком виде путем пропускания через цифровой шумовой корреляционный фильтр 100 первого порядка (фиг. 4). В частности, при подаче на корреляционный фильтр 100 дискретизированной по времени некоррелированной Гауссовской последовательности req (n) дает выходную последовательность r'eq (n) в соответствии с соотношением входа и выхода во временной области:
где параметр α определен ниже. Корреляционная функция полученной таким образом последовательности r'eq(n) будет аппроксимироваться двойной экспоненциальной функцией обычной речевой активности.
Предполагая, что время корреляции τv типичной речевой активности составляет порядка 200 мс, фильтр 100 должен иметь аналоговую частоту среза по уровню 3 дБ ω1, равную 2π/τv= 10π рад/с, которая соответствует цифровой частоте среза по уровню 3 дБ:
Считается, что фильтр 100 будет функционировать на частоте fS1 дискретизации 50 Гц, которая в рассматриваемой системе равняется скорости повторения для кадров речевой информации (длительностью кадра 20 мс), обрабатываемых приемником сотовой базовой станции. Передаточная функция фильтра 100 в комплексной области может быть записана в виде:
где коэффициент усиления фильтра по постоянному току (Z=0):
H(O) = 1 (22)
По определению требуется, чтобы для граничной частоты по уровню 3 дБ, равной 0,2 π, выполнялось равенство 
= 0,5. Соответственно:
откуда получим, что значение α равняется 0,54411322.
Шумовая полоса частот фильтра 100 определяется из выражения:
Для обеспечения идентичности энергетических спектров последовательностей r'eq (n) и req(n) дисперсия r'eq(n) делится на величину шумовой полосы частот, полученной путем подстановки параметра α в выражение (24). Такая нормировка энергетического спектра может быть выполнена в элементе 110 (фиг. 4) с использованием микропроцессора, аппаратного делителя или каким-либо иным известным на практике способом.
Аналогично процесс управления мощностью имитируется путем пропускания случайного процесса Xeq флуктуаций мощности через фильтр нижних частот с аналоговой частотой среза по уровню 3 дБ ω2. Полагая время корреляции τp для флуктуаций, обусловленных управлением мощностью, порядка 12,5 мс, получим, что фильтр нижних частот управления мощностью должен иметь частоту среза 
рад/с. Это соответствует цифровой частоте среза ω2T2= 2π/800τp= 0,2π рад.
V. Устройство для имитации помех.
Как было отмечено выше, в изобретении предложены способ и устройство для имитации влияния сигнальных помех, принимаемых данной базовой станцией системы связи с многостанционным доступом от окружающих абонентских блоков. В соответствии с изобретением подобные помехи на линии связи абонент-ячейка имитируются путем введения шумового сигнала с заданными статистическими характеристиками в приемник базовой станции. С другой стороны, шумовой сигнал может передаваться на испытуемую базовую станцию одним или несколькими абонентскими блоками для имитации влияния помех от других абонентских блоков. В последнем случае вводимый сигнал должен быть подобран таким образом, чтобы учесть влияние распространения на трассе передачи между сотовой базовой станцией и абонентским блоком. Настоящее изобретение тем самым дает возможность оценить характеристики данной системы связи с многостанционным доступом еще до этапа создания сети связи за счет имитации предполагаемого уровня помех, возникающих при нормальной работе системы. К системам с многостанционным доступом, в которых может быть использовано предлагаемое изобретение, относятся, например, американский вариант системы с МДВР (UST-DMA), Европейская глобальная для Системы мобильной связи (GSM), а также системы связи с МДКР.
На фиг. 5 показана упрощенная структурная схема приемной части 110 примера выполнения сотовой базовой станции, модифицированной для включения предпочтительного выполнения аппаратуры имитации помех в соответствии с настоящим изобретением. Приемная часть 110 включает в себя приемник 112 сотовой базовой станции, а также устройство 114 имитации помех, разработанное для имитации помех, наводимых абонентскими блоками в ячейках, расположенных вблизи ячейки с испытуемой базовой станцией. Помеховый сигнал, вырабатываемый имитирующим устройством 114, складывается в сумматорах 116 и 118 с сигналами, принимаемыми антеннами соответственно 120 и 122 сотовой базовой станции. Результирующий составной сигнал после этого обрабатывается обычным путем приемником 112 сотовой базовой станции.
Имитирующее устройство 114 включает в себя источник 126 шума для генерирования шумовой помехи, обычно сигнала белого Гауссовского шума с заданной спектральной плотностью. Шумовой сигнал из источника 126 шума проходит затем через полосовой фильтр 128 и подается на управляющий блок 130. Центральная частота полосы пропускания шумового фильтра 128 выбирается совпадающей с центральной частотой подлежащего имитации канала абонентского блока к сотовой базовой станции, т.е. прямой линии связи. Аналогично полоса пропускания фильтра 128 выбирается по существу одинаковой с шириной спектра загруженных каналов, используемых в оцениваемой системе с многостанционным доступом. Например, для имитации помех в системах USTDMA ширина полосы пропускания фильтра 128 будет предпочтительно порядка 30 кГц. Подобным же образом при имитации сотовой системы связи GSM должна использоваться ширина полосы пропускания фильтра приблизительно 200 кГц.
Управляющий блок 130 (фиг. 5) на основе сигнала, поступающего с фильтра 128, подает сигнал помехи на сумматоры 116 и 118. В рассматриваемом варианте выполнения управляющий блок 130 может быть реализован, например, на базе перестраиваемого аттенюатора, обеспечивающего уровень помехи в соответствии с различными аспектами оцениваемой системы. Например, на требуемый уровень помехи в общем случае будет влиять число близкорасположенных абонентских блоков, которые могут вносить помехи в принимаемый сигнал, положение этих абонентских блоков относительно испытываемой базовой станции, а также характеристики трассы распространения сигналов между этими абонентскими блоками и базовой станцией. Более подробно описание имитационного устройства, специально предназначенного для систем связи с МДКР, приводится ниже (фиг. 6).
На фиг. 6 показана структурная схема предпочтительного варианта выполнения имитационного устройства 150, построенного и функционирующего в соответствии с данным изобретением. Имитационное устройство 150 включает в себя источник шума 160, обеспечивающий формирование "белого", т.е. с равномерным спектральным распространением, шума мощностью около 5 дБм в полосе частот 100 МГц со средней частотой около 70 МГц. Шум, вырабатываемый источником 160, обычно имеет пик-фактор (отношение максимального к среднеквадратическому значению отсчетов сигнала) около 5 и обрабатывается путем усиления и фильтрации в цепочке 170 перед подачей на 3-канальный разветвитель 180 мощности.
Фильтрующая цепочка 170 предпочтительно включает в себя усилитель, цифровой фильтр с передаточной функцией, по существу идентичной передаточной функции шумового корреляционного фильтра 100, и средство для выполнения операции нормирования энергетического спектра, как это было описано для элемента 110 на фиг. 4. Фильтрующая цепочка 170 распределяет мощность коррелированного шума с шириной полосы частот, ограниченной 1,3 МГц, и со спектральной плотностью около -81 дБм/Гц на делитель 180 мощности. Как показано на фиг. 6, делитель 180 мощности подключен к первому и второму трактам 190 и 200 ослабления приемника, а также к тракту 210 ослабления передатчика. Регулируемая мощность шума, выдаваемая трактами 190 и 200, соответственно, вводится в первый и второй приемники базовой станции (не показаны), в то время как мощность шума, выдаваемая трактом 210 ослабления передатчика, подается на передатчик базовой станции (не показан) в имитируемой ячейке сети.
Делитель 180 мощности распределяет спектральную плотность шума величиной 59 дБм/Гц к обоим трактам 190 и 200 ослабления приемника, плотность шума величиной -59 дБм/Гц к тракту 210 ослабления передатчика. Для декорреляции мощностей шума, подаваемых в тракты 190 и 200 ослабления приемника, первый тракт 190 включает в себя комбинацию фильтра на поверхностных акустических волнах (ПАВ) 220 и усилителя 230. Фильтр 220 задерживает шумовую мощность в тракте 190 ослабления относительно шумовой мощности в тракте 200 ослабления так, что два этих тракта оказываются взаимно независимыми. Такая взаимная независимость необходима для сохранения пространственного разнесения приема между приемниками базовой станции. Усилитель 230 компенсирует потери, вносимые фильтром 220, обеспечивая коэффициент усиления цепи около 3 дБ.
Первый и второй тракты 190 и 200 ослабления приемника и тракт 210 ослабления передатчика содержат соответственно первое, второе и третье устройства 240, 250 и 260 ослабления с ручным управлением. Каждое такое устройство предпочтительно обеспечивает ослабление сигнала примерно на 80 дБ путем введения нескольких высокочастотных аттенюаторов с ручным управлением. Кроме того, могут использоваться обычные высокочастотные аттенюаторы 270, 280 и 290 с цифровым управлением для регулировки затухания приблизительно на 63,5 дБ. Для облегчения калибровки системы направленные ответвители (не показаны) могут быть подключены к выходам цифровых аттенюаторов 270, 280 и 290.
Как показано на фиг.6, управление цифровыми аттенюаторами 270, 280 и 290 в генераторе помех осуществляется контроллером 300. Аттенюаторы 270, 280 и 290 с цифровым управлением вместе с аттенюаторами 240, 250 и 260 с ручной перестройкой объединяются для регулирования мощности имитируемой высокочастотной сигнальной помехи, подаваемой на пару приемников и передатчик сотовой базовой станции. Контроллер 300 может быть выполнен на базе микропроцессора или подобных устройств и в приемной реализации выполнен с использованием микропроцессора 80С188, работающего с эффективной тактовой частотой 12,5 МГц.
V. Формирование сигналов имитации помех.
Блок-схема 400 (фиг. 7) иллюстрирует процедуру, используемую при формировании сигналов имитации помех, разработанную в соответствии с настоящим изобретением. В частности, процедура, изображенная на фиг. 7, обеспечивает формирование информации для управления сигналами помех, которая используется контроллером 300 для перестройки цифровых аттенюаторов 270, 280 и 290 (фиг. 6). В этом случае управление поддерживается по величине сигналов имитации помех, подаваемых в приемники и передатчик сотовой базовой станции.
Процедура, представленная на фиг.7, была разработана на основе системы с МДКР, в которой:
1) скорости передачи данных имитируемыми абонентскими блоками могут быть представлены независимыми, одинаково распределенными дискретными случайными переменными;
2) уровни мощностей сигналов, передаваемых от имитируемых абонентских блоков, пригодны для представления независимыми переменными, логарифмически нормальными случайными переменными;
3) сигналы, передаваемые пользователями в имитируемой ячейке и окружающих ячейках, взаимно некоррелированы и некоррелированы с сигналами, передаваемыми в соседних системах с МДКР;
4) колебания скоростей передачи данных и уровней мощности сигналов, передаваемых имитируемыми пользователями, некоррелированы.
Как показано на фиг.7, первая и вторая подпрограммы 410 и 420 процедуры 400 обеспечивают формирование цифровых последовательностей, определяющих значения коэффициента req скорости передачи данных и коэффициента Xeq флуктуации мощности соответственно. Эти последовательности перемножаются на этапе 430, после чего полученное произведение используется для модуляции требуемого уровня сигнала, формируемого на этапе 440 источником, вырабатывающим сигнал с требуемым постоянным отношением сигнал/шум (Cc/N). В результате этой операции получается переменная во времени последовательность значений отношения сигнал/шум, обозначаемая в общем случае как C/N. Постоянный сигнал Cc/N пропорционален числу имитируемых пользователей Neq и определяется в соответствии с выражением:
где S - мощность сигнала от одиночного пользователя, принимаемого в ячейке; 
- ожидаемая нормированная скорость передачи данных; W - ширина полосы частот в имитируемой системе с МДКР; No - мощность внешних тепловых шумов.
Процедура 400 включает в себя также третью подпрограмму 430 для генерирования сигнала Ncal шумовой калибровки, который выделяется из сигнала системы автоматической регулировки усиления (АРУ), используемой приемником сотовой базовой станции. Сигнал Ncal шумовой калибровки используется для преобразования модулированного сигнала C/N в уровень C сигнала имитируемой помехи, вводимого в приемник базовой станции. Сигнал C в сочетании с параметрами настройки аттенюаторов 240, 250 и 260 с ручным управлением, а также значением мощности генератора 155 шума (фиг. 6) используется на этапе 455 вычисления или преобразования для генерирования установочных параметров цифровых аттенюаторов, подаваемых в контроллер 300.
Первая подпрограмма 410 (фиг. 7) включает в себя этап 460 генерирования случайной Гауссовской последовательности на частоте 50 Гц. То есть стандартная Гауссовская случайная переменная генерируется каждые 20 мс. Результирующая последовательность G1 пропускается через фильтр нижних частот на этапе 470 в соответствии с параметром α корреляции, причем полоса пропускания Bn1 фильтра для получения отфильтрованной последовательности G1f определяется в соответствии с выражением:
Отфильтрованная последовательность G1f после этого нормируется или масштабируется по мощности при помощи значений среднеквадратического отклонения (СКО) и дисперсии групповой скорости req передачи данных, которые вычисляются на этапе 480 по формулам:
где
μri= p1+0,5p2+0,25p3+0,125p4, (29)
E {ri 2} = p1 + 0.25p2 + 0,0625p3 + 0,15625p4, (30)
Таким образом, значения среднеквадратического отклонения и дисперсии используются для масштабирования отфильтрованной последовательности G1f на этапе 490 умножения с использованием вычисленного значения СКО и на этапе 500 сложения и суммирования с использованием значения дисперсии, так что
после чего результирующая последовательность значений коэффициентов req скорости передачи данных ограничивается на этапе 510 для того, чтобы она попала в интервал 0 ≤ req ≤ 1,0.
Коэффициенты Xeq (фиг.7) формируются аналогичным по существу способом во второй подпрограмме 420. Первоначально на этапе 530 каждые 1,25 мс, т.е. с частотой 800 Гц, генерируется стандартная Гауссовская случайная переменная G2. Последовательность G2 подвергается низкочастотной фильтрации на этапе 540 в соответствии с параметром β фильтра, причем полоса пропускания Bn2 фильтра для получения отфильтрованной последовательности G2f определяется в соответствии с выражением:
После этого отфильтрованная последовательность G2f нормируется или масштабируется по мощности с использованием значений СКО и дисперсии, связанных со случайным процессом Xeq, которые вычисляются на этапе 550 следующим способом:
E{Xi} = 10(μx+σ
E{X
где
a = 10 log (e) (39)
Таким образом, значения среднеквадратического отклонения и дисперсии используются для масштабирования отфильтрованной последовательности G2f на этапе 560 умножения с использованием вычисленного значения СКО и на этапе 570 сложения с использованием значения дисперсии, так что
после чего полученная последовательность коэффициентов Xeq скорости передачи информации усекается на этапе 580 так, что Xeq > 0.
Как было отмечено выше, коэффициенты req и Xeq, содержащие последовательности значений скорости передачи данных и флуктуаций мощности, перемножаются в цифровом виде на этапе 430. В связи с тем что в предпочтительной реализации частоты в последовательностях значений скорости передачи данных и флуктуаций мощности составляет 50 и 800 Гц соответственно, то каждый коэффициент req скорости передачи данных будет модулироваться 800/50, т.е. шестнадцатью различными коэффициентами Xeq флуктуаций мощности. Результирующая последовательность с частотой 800 Гц, состоящая из значений модулированных коэффициентов скорости передачи данных, преобразуется на этапе 590 в децибельное (дБ) представление и используется для суммирования на этапе 600. В результате суммирования последовательности Cc/N и последовательности значений модулированных коэффициентов скорости передачи данных образуется последовательность C/N.
Формирование сигнала Ncal (фиг.7) начинается в третьей подпрограмме 450 на этапе 610, на котором формируется значение IN индекса, которое затем используется в просмотровой таблице шумовой калибровки на этапе 620. Значение IN индекса формируется на основе сигнала АРУ приемника и коэффициента шума в соответствии с числом имитируемых пользователей Neq. При начальной калибровке системы цифровые аттенюаторы 270 и 280 (фиг. 6) перестраиваются от 0 до, например, 63,5 дБ с шагом 0,5 дБ. После каждого увеличения затухания уровни напряжения сигналов АРУ, вырабатываемых приемниками сотовой базовой станции RI и R2, записываются в просмотровой таблице. Элементы просмотровой таблицы будут зависеть от уровня затухания аттенюаторов 240 и 250 с ручной перестройкой, которые в рассматриваемом варианте реализации регулируются, чтобы обеспечить номинальное затухание, равное 30 дБ.
Кроме того, наличие внешнего помехового сигнала может быть имитировано за счет пошагового увеличения значения IN индекса, которое в иных случаях использовалось бы для адресации просмотровой таблицы шумовой калибровки на этапе 620.
Как показано на фиг. 7, последовательность индексов IN, подаваемая в просмотровую таблицу, приводит к последовательности коэффициентов No шумовой калибровки, которые подаются на ограничитель скорости максимального нарастания на этапе 630. Ограничитель скорости максимального нарастания выдает ограниченную последовательность коэффициентов N'o путем ограничения заданным диапазоном изменений величины между следующими друг за другом коэффициентами No. Выходной сигнал ограничителя скорости максимального нарастания на этапе 630 преобразуется в децибельное представление на этапе 640, а затем используется на этапе 650 суммирования для модуляции последовательности C/N. В этом случае ограничение скорости максимального нарастания предотвращает появление в последовательности C' резких изменений величины вследствие резкого изменения в сигнале АРУ приемника. Так, например, поступление помехового сигнала или подобного сигнала на приемник сотовой базовой станции вызывает практически мгновенное изменение в величине сигнала АРУ. Это изменение по величине отражается в соответствующем изменении в последовательности индексов IN, а поэтому и в последовательности коэффициентов No шумовой калибровки.
Ограничение скорости максимального нарастания на этапе 630 гарантирует, что изменения в ограниченной последовательности N'o, а поэтому и децибельного представления Ncal не превысят того значения, которое еще может отслеживаться последовательностью С/N.
На фиг. 8 изображена структурная схема предпочтительного варианта реализации ограничителя скорости максимального нарастания для выполнения операции ограничения на этапе 630. Показан ограничитель 660 скорости максимального нарастания, который включает в себя схему 670 ограничения для сравнения каждого коэффициента No с верхним и нижним предельными уровнями, зависящими от величины предшествующего коэффициента No. Как показано на фиг.8, верхний ограничивающий пороговый уровень определяется произведением gNo, определяемым первым перемножителем 680, а нижний ограничивающий пороговый уровень - произведением hNo, определяемым вторым перемножителем 685. Коэффициенты g и h выбираются на основе максимально допустимой скорости изменения последовательности коэффициентов N'o и определяют значение каждого коэффициента N'o, последовательно фиксируемого в выходном регистре 690. Соответственно ограничитель 660 скорости максимального нарастания может быть описан следующими нелинейными уравнениями, связывающими входные и выходные сигналы:
Выходной сигнал этапа 650 суммирования определяет последовательность значений Cint, соответствующих величине имитируемого сигнала помехи, который вводится в один или оба приемника базовой станции. Как видно из фиг. 5, диапазон затуханий, который должен обеспечиваться цифровыми аттенюаторами 270 и 280 для того, чтобы тракты 190 и 200 вырабатывали требуемую последовательность величин помехи Cint, зависит от выходной мощности генератора 155 шума, а также от затухания в аттенюаторах 240 и 250 с ручным управлением. Таким образом, этап 455, на котором вычисляются уровни затухания, которые должны обеспечиваться в цифровых аттенюаторах 270 и 280, требует определения соответствующих мощностей Z1 и Z2 поступающего белого шума. Следовательно:
Z1 = NW - A (42)
Z2 = NW - B (43)
где A и B - затухание (дБ), обеспечиваемое аттенюаторами 240 и 250; NW - мощность шума, вырабатываемого генераторами 155 шума.
Отсюда следует, что уровни (в дБ) затуханий Y1 и Y2, которые должны обеспечиваться цифровыми аттенюаторами 270 и 280, могут быть выражены в следующем виде:
Y1 = Z1 - Cint (44)
Y2 = Z2 - Cint (45)
Для ситуации, в которой аттенюаторы 270 и 280 имеют разрешение около 0,5 дБ, уровни Y1 и Y2 затухания могут быть округлены следующим образом:
Значения Y1 и Y2 обычно будут преобразовываться в двоичный формат перед засылкой в контроллер 300. Как показано на фиг. 5, контроллер 300 обеспечивает установку цифровых значений затухания аттенюаторов 270 и 280 по управляющим линиям 292 и 294 в соответствии со значениями Y1 и Y2.
На фиг.9 представлена структурная схема, иллюстрирующая способ и устройство для введения генератора 150 помехи в приемник R1 базовой станции. Интерфейсный модуль 700, показанный на фиг.9, включает в себя схему 720 АРУ, которая связана или используется совместно с одним связным каналом. В данном случае выход системы 720 АРУ соединен с одним контактом переключателя 715, связанного со схемой 710 АРУ разомкнутой цепи, а также с каналом C управления АРУ. В частности, первое управляющее напряжение, формируемое схемой 720 АРУ, подается с использованием канала C управления на просмотровую таблицу значения цифровых затуханий, составляемую при калибровке системы.
Второе управляющее напряжение подается по приемному каналу (R), где оно направляется в тракт 740 промежуточной частоты в приемнике R1. Обычно в тракт 740 промежуточной частоты также входит вторая схема 742 АРУ, хотя при желании может быть обеспечена отдельная схема АРУ. Сигнал напряжения, формируемый системой 742 АРУ и трактом 740 промежуточной частоты, передается в процессор 750 МДКР для обычной обработки, речь о которой шла выше.
Значение затухания, соответствующее первому управляющему напряжению, извлекается из просмотровой таблицы уровней цифрового затухания, обеспечивая таким образом оценку мощности сигнала, принимаемого сотовой базовой станцией. Такая оценка основывается на обратном соотношении, связывающем значения затухания, хранящиеся в просмотровой таблице, и мощность имитируемого принимаемого сигнала, генерируемую при последовательном увеличении затухания цифровых аттенюаторов 270 и 280 в процессе калибровки. Значения цифровых аттенюаторов 270 и 280 могут быть затем перестроены в соответствии с этой оценкой мощности входного сигнала для регулировки мощности, подаваемой на приемники R1 и R2 (фиг.5).
Как показано на фиг.9, первый приемник R1 сотовой базовой станции электрически соединен с генератором 150 шумовой помехи посредством интерфейсного модуля 700 с использованием пары переключателей 722 и 724. Это достигается установкой или замыканием переключателей 722 и 726 в первое положение P1. В этом положении мощность сигнала, принимаемого сотовой базовой станцией, направляется от антенны 726 к генератору шумовой помехи после обработки схемой 728 ВЧ-усиления и фильтрации в приемнике R1. В противном случае, когда требуется исключить соединение приемника R1 с генератором 150 помехи и предотвратить подачу входных сигналов с антенны 726, переключатели 722 и 724 устанавливаются или замыкаются в положение P2.
Интерфейсный модуль 700 в общем случае обеспечивает или разрешает использование четырех различных режимов работы, когда переключатели 722 и 724 установлены в первое положение P1. В режиме "выключено" (off) выключатель 732 замкнут, тогда как выключатели 734 и 736 разомкнуты, а переключатель 715 находится в положении "разомкнутая обратная связь" ("разомкнутая ОС"). Соответственно в этом режиме "выключено" переключатели устанавливаются в такие положения, которые предотвращают поступление вводимого сигнала шумовой помехи в тракт 740 промежуточной частоты приемника R1. Однако из предосторожности в общем случае в режиме "выключено" контроллер 300 цифровым образом устанавливает аттенюатор 280 на уровень максимального затухания или значения для работы в режиме "выключено".
В режиме "калибровка" выключатель 732 замкнут, тогда как переключатель 715 устанавливается в положение "калибровка" (CAL), а каждый из выключателей 734 и 736 поочередно замыкается и размыкается для калибровки сигнальных каналов, соответствующих каждому выключателю. То есть каждый из выключателей 732 и 734 замыкается и размыкается для калибровки соответственно управляющего канала C и приемного канала R путем передачи сигналов по этим каналам.
Во время примерной последовательности режима "калибровка" затухание, обеспечиваемое цифровым аттенюатором 280, изменяется от 0 до 63,5 дБ приращениями по 0,5 дБ. Блок 730 ослабления, показанный на фиг. 8, представляет ослабление, испытываемое сигналом, поступающим из аттенюатора 280, вследствие разветвления мощности и потерь на передачу. На каждом возрастающем уровне затухания управляющие напряжения, вырабатываемые схемой 710 АРУ, как присутствующие на управляющей линии канала или испытательном порте 738, стробируются и регистрируются. Таким образом, формируются четыре калибровочные таблицы (по одной на каждый канал двух приемников), в которых напряжение АРУ представлено в зависимости от цифрового затухания. Значения цифрового затухания в этих таблицах используются в режиме "замкнутой цепи" для оценивания мощности, принимаемой антенной приемника сотовой базовой станции, например антенной 726 приемника R1.
В режиме "разомкнутой цепи" помеха, наводимая в системе связи другими абонентскими блоками, может быть имитирована независимо от колебаний уровня фоновой помехи. В режиме "pазомкнутой цепи" выключатели 732 и 734 замыкаются, тогда как выключатель 736 размыкается, а переключатель 715 переводится в положение "разомкнутой цепи". В этом режиме мощность сигнала помехи, поступающая в схему 720 АРУ, представляет собой комбинацию мощности сигнала, принимаемой антенной 726 от Nr реальных пользователей в имитируемой ячейке сети, и сигнала помехи от генератора 150 шумовой помехи, соответствующего Neq имитируемым пользователям. Схема АРУ для режима "разомкнутой цепи" обеспечивает управляющее напряжение в этом режиме, пропорциональное числу Nr реальных пользователей, коэффициенту шума приемника сотовой базовой станции и тепловым фоновым шумам.
В режиме "имитации" выключатели 732 и 734 замкнуты, тогда как выключатель 736 разомкнут, а переключатель 715 устанавливается в положение "замкнутой цепи". В режиме "имитации" управляющее напряжение АРУ, вырабатываемое схемой 710 АРУ, подается на контроллер 300 через переключатель 715 и используется в качестве индексного значения в соответствующей калибровочной таблице (составленной так, как это было описано выше). На основе этого индексного значения контроллер 300 извлекает из калибровочной таблицы оценку числа реальных пользователей Nr, сигналы от которых принимаются антенной 726. Эта оценка затем используется для определения числа Neq пользователей, которых необходимо имитировать для того, чтобы приемник R1 действовал при требуемом уровне пропускной способности. Как было показано при описании фиг. 6, контроллер 300 настраивает аттенюатор 280 так, что в тракт 740 промежуточной частоты приемника R1 вводится сигнал помехи требуемой мощности.
Предшествующее описание предпочтительных выполнений обеспечивает возможность изготовления или использования представленного изобретения любым специалистом. Различные модификации этих реализаций будут очевидны для специалистов и основные описанные выше принципы могут быть использованы в других реализациях без использования изобретательства. Таким образом, настоящее изобретение не ограничивается представленными здесь выполнениями, но охватывает наиболее широкий объем, согласующийся с раскрытыми в настоящем описании принципами и новыми признаками.
Способ и устройство имитации сигнальных помех в системе связи, такой как беспроводные или сотовые системы связи. Предпочтительно система связи относится к такому типу систем, в котором используются сигналы связи с расширенным спектром в режиме многостанционного доступа с ходовым разделением. Способ имитации мощности сигнальных помех, наводимой в приемнике базовой станции, включает в себя оценивание первой мощности составного сигнала, соответствующей сумме мощностей сигналов, передаваемых первым набором имитируемых пользователей, находящихся в первой ячейке. Кроме того, оценивается первая нормированная скорость передачи данных для передачи составного сигнала. Затем генерируется первый помеховый сигнал, уровень мощности которого определяется на основе первой мощности составного сигнала и нормированной скорости передачи данных. В предпочтительной реализации мощность первого помехового сигнала регулируется в соответствии с флуктуациями средней мощности, возникающими вследствие работы замкнутой системы управления мощностью. Далее определяется вторая мощность составного сигнала путем вычисления суммы мощностей сигналов, передаваемых вторым набором имитируемых пользователей, расположенных вне первой ячейки. Аналогичные вычисления проводятся для второй нормированной скорости передачи данных, на которой эта мощность сигнала передается вторым набором имитируемых пользователей. Это позволяет генерировать второй помеховый сигнал, основанный на второй мощности составного сигнала и второй нормированной скорости передачи данных. Генерирование первого помехового сигнала обычно включает в себя синтез электрического шума в заданной полосе частот. Мощность электрического шума затем регулируется в соответствии с произведением первой мощности составного сигнала и первой нормированной скорости передачи данных. Кроме того, для моделирования изменений первой мощности составного сигнала может быть использована последовательность случайных переменных. Технический результат заключается в повышении пропускной способности системы многостанционного доступа с кодовым разделением. 7 с. и 38 з.п. ф-лы, 9 ил.
| US 5103459 A, 07.04.92 | |||
| Устройство для управления процессом загрузки расходных емкостей | 1974 |
|
SU546849A1 |
| Парашют | 1934 |
|
SU44133A1 |
| US 4901307 A, 13.02.90 | |||
| US 5105435 A, 14.04.92 | |||
| US 5109390 A, 28.04.92 | |||
| Способ регулирования мощности излучения передатчика | 1987 |
|
SU1524188A1 |
