СХЕМА ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ УСИЛИТЕЛЯ Российский патент 2000 года по МПК H03F1/02 H03F3/217 H02M3/24 

Мостовые усилители мощности имеют очень простой вид источника питания, только два вывода. Подобные усилители обеспечивают высокую мощность, а именно - десятки киловатт при широком диапазоне рабочей частоты при очень низких искажениях и помехах, что делает их близкими к идеальным в случаях использования точных коэффициентов усиления, в таких случаях, как градиентные усилители, для формирования магнитного резонанса. Эти усилители имеют присущие им недостатки, состоящие в том, что они имеют низкий КПД мощности. Такой низкий или уменьшенный КПД является следствием большого количества полупроводниковых материалов, используемых для пассивных устройств и для отводов большого количества тепла, которые используются для приема выработанного и отработанного в результате работы усилителя тепла. Другой тип усилителя, импульсный усилитель с широтно-импульсной модуляцией (PWM), обеспечивает улучшенный КПД, но сильно страдает от недостаточного диапазона рабочих частот и неудовлетворительной точности передачи. Значение диапазона рабочих частот PWM обычно меньше, чем это требуется во многих случаях. Работа при частотах коммутации в мегагерцевом диапазоне для того, чтобы добиться необходимого рабочего диапазона, дает низкий КПД и, следовательно, не целесообразна. Использование мегагерцевого диапазона частот особенно затруднительно и обходится дорого, если выходная мощность измеряется в десятках киловатт.

Как известно, на практике для энергообеспечения линейного (не мостового) усилителя с традиционной схемой "тотемного столба" используются два отдельных источника с PWM. В дополнение к требованию наличия двух источников с PWM, в то время, как мостовая схема требует только один источник питания, этой схеме потребовался бы либо избыточный, либо неэффективный КПД и/или предвидение входного сигнала усилителя, чтобы сделать возможным использование медленно реагирующего источника питания для получения преимущества при выработке необходимого напряжения в переходном процессе источника напряжения. Единственным методом такого предвидения, который является подходящим для многих таких систем, является задержка главного усиленного сигнала на время, кратное милисекундам, которое является временем срабатывания, необходимым для источника с медленной PWM. Во многих случаях использования такие задержки усиленного сигнала не возможны, да и не желательны. В результате попытки выполнить источник компенсации PWM более быстрым обычно выходная пульсация напряжения от преобразователя ставится под угрозу и при низких значениях рабочих токов выходное напряжение пульсации содержит большое количество импульсных субгармоник, т.к. свойство перескока цикла зависит от преобразователя. Пропуск цикла является широко распространенным явлением, когда для того, чтобы вырабатывать малые выходные токи, вольтодобавочный преобразователь работает при коэффициенте заполнения, близком к нулю.

При использовании мостовых линейных усилителей мощности применение источников, сопрягающих многоуровневые сигналы в целях питания электроэнергией усилителей таких, как описаны в патентах США 4.778.452, дает возможность обеспечения КПД системы усилителя, которые значительно повышены по сравнению с первоначальным уровнем класса B, с помощью источников фиксированного постоянного тока. Поэтому в сущности изобретения, описанного ниже, многократность отдельных источников энергии с PWM используется совместно с мостовым линейным усилителем мощности, который вырабатывает и обеспечивает систему усиления высокой точности, которая не имеет недостатки, упомянутые выше и касающиеся применяемых прежде PWM и мостовых усилителей мощности.

В данном изобретении мостовой линейный усилитель мощности усилен множеством вольтодобавочных преобразователей с PWM, которые работают параллельно. Каждый преобразователь распределяет общий постоянный ток входного силового источника и подсоединен к общим парам выходных терминалов. Выходные терминалы подводятся к терминалам источника питания мостового усилителя мощности. Вольтодобавочные преобразователи модулируются с помощью модуляции опорного сигнала, который действует во время чередования таким образом, что в любом цикле преобразования частоты существует совокупность разновидностей модулирующей волны, которые идентичны, за исключением задержки, и которые представляют собой равномерно распределенные промежутки на протяжении одного цикла преобразования частоты. Управляющий усилитель с обратной связью сравнивает выходное напряжений каждого преобразователя с величиной напряжения питания, требующегося усилителям, и возбуждает синхронизатор для управления рабочим циклом переключения каждого из отдельных преобразователей с PWM.

Другой задачей этого изобретения является создание усилителя мощности, имеющего высокий КПД при умеренной стоимости.

Дополнительной задачей этого изобретения является создание усилителя мощности, который использует вольтодобавочные преобразователи с PWM, имеющие минимальное значение емкости и индуктивности в своих выходных фильтрах, чтобы учитывать достаточно высокоскоростной сигнал сопряжения, который не предполагается в системе управления.

Еще одной задачей этого изобретения является создание источника питания для мостового линейного усилителя мощности, который допускает работу фиксированной частоты с частотой синхронизации, которая может быть синхронизирована по отношению к внешним синхроимпульсам системы, таким образом предотвращая формирование частоты биения в шуме системы. И еще одной, задачей является создание мостового линейного усилителя мощности, имеющего вольтодобавочный преобразователь с PWM, в котором спектральная интенсивность наведенного шума пульсирующей компоненты постоянного тока источника питания, проистекающего вследствие перескока цикла при низких значениях рабочих токов, снижается при любом наведенном шуме пульсирующей компоненты постоянного тока источника питания, без конца повторяющихся управляющих сигналов.

Другие задачи настоящего изобретения будут видны при чтении следующего описания.

Фиг. 1 представляет характерный набор форм волн, представляющих характерные сигналы доходного напряжения от мостового усилителя мощности, описываемого в данном изобретении, в зависимости от требуемого усилителю напряжения источника, при котором поддерживается или вырабатывается выходной сигнал усилителя.

Фиг. 2 представляет собой блок-схему системы мостового линейного усилителя, описанного в данном изобретении, показывающую группу вольтодобавочных преобразователей с PWM, соединенных с терминалами источника питания усилителя, формирующих общую нагрузку.

Фиг. 3 представляет собой ряд форм модулированных волн, подаваемых на четыре вольтодобавочные преобразователя с PWM, управляемые параллельно и зависимые от отдельных сигналов возбуждения переключения с результирующего вольтодобавочного преобразователя, который выработал индукторные токи, подаваемые на силовой вход усилителя мощности в виде объединенного полного индукторного тока.

Фиг. 4 представляет объединенный контур и блок-схему фазовой синхронизации кварцевого трехточечного емкостного генератора с дроссельным выходом от входного цифрового синхронного сигнала, принимаемого в регуляторе PWM, изображенного на фиг. 2.

Фиг. 5 представляет схему контура генератора случайного шума, используемую для выработки управляющего напряжения для модулированного сигнала, подаваемого вольтодобавочным преобразователем, и которая также образует часть регулятора PWM, изображенного на фиг. 2.

Иллюстрированный предпочтительный вариант не предназначен быть исчерпывающим или ограничивать данное изобретение до такой формы раскрытия. Он отобран скорее и описан для того, чтобы наилучшим образом объяснить принципы изобретения и дать возможность использовать изобретение в данной области.

На фиг. 1 показан график напряжения 101 питания усилителя. который вырабатывает выходное напряжение 102 усилителя. Напряжение питания немного больше, чем значение выходного напряжения усилителя, причем, чем больше напряжение питания, тем больше этого напряжения должно быть потеряно до выходных рассеивающих каскадов усилителя мощности. Так как усилитель требует некоторой потери напряжения для создания возможности обеспечения управления, невозможно отличить напряжение питания от нуля выходного напряжения усилителя. Кроме того, дополнительные потери напряжения питания обусловлены собственным импедансом усилителя, который будет, кроме того, вызывать неизбежную разницу между напряжением источника питания и выходным напряжением системы усилителя. Таким образом, минимизация таких потерь или рассеяние усилителя требует, чтобы мощность регулирования была очень точной. Очевидно, что при более быстром изменении потребляемой мощности при напряжении усилителя, источник питания регулирования должен быть более быстрым.

Импульсные источники питания могут обеспечить высокий КПД, если коммутирующий элемент может обладать низким по величине сопротивлением и иметь низкие потери при коммутации. Потери при коммутации пропорциональны рабочей частоте, следовательно, рабочие частоты не могут увеличиваться без ограничений, чтобы потери не стали неприемлемыми. Схема компенсации хорошо подходит для обеспечения управления исходным напряжением до значений вплоть до нуля и при значениях тока, приближающихся к нулю. Максимальное выходное напряжение вольтодобавочного преобразователя ограничивается входным напряжением источника питания. В системе усилителя, представленного в этом изобретении, желательно вырабатывать напряжение порядка 200 В и 200 Ас. Минимальное напряжение, которое необходимо получить от источника питания, это малое рабочее бытовое напряжение порядка приблизительно 10 В и токе до 100 мА. Следовательно, коэффициент выходной динамической мощности преобразователя чрезвычайно высок и составляет порядка 40000х. В некоторых случаях применения, таких, как интраскопия магнитного резонанса, может потребоваться быстрый поворот выходных потенциалов на 40 В в мкс, который подразумевает, что преобразователь принимает диапазон рабочих частот источника питания порядка 75 кГц. Диапазон рабочих частот 75 кГц требует частоты коммутации порядка 1 МГц. Результатом таких высоких частот коммутации могут быть потери при коммутации, которые совершенно неприемлемы. Если частота коммутации понижается, трудно отфильтровать коммутационные колебания на выходе преобразователя.

Фиг. 3 представляет график формы волны, на котором четыре вольтодобавочных преобразователя 202, такие, как показаны на фиг. 2, используются в целях иллюстрации. Количество вольтодобавочных преобразователей 202, используемых в этой системе, будет зависеть от требуемого максимального выхода от мостового усилителя мощности 203, также показанного на фиг. 2. На фиг. 3 в верхней части графика показаны напряжение модулятора и управляющее напряжение или сигнал, поданный конкретно на каждый широтно-импульсный модулятор. Эти соответствующие напряжения (напряжение модулятора и управляющее напряжение) производят сигналы возбуждении S1, S2, S3, S4, модулированные по широте, в каждом из соответствующих вольтодобавочных преобразователей, которые в свою очередь, вырабатывают индукторные токи I11, I12, I13, I14, вырабатываемые в последовательностях запаздывания его по времени, проиллюстрированные для каждого из преобразователей и которые складываются в полный индукторный ток 313, подаваемый на мостовой усилитель. Импульсные сигналы возбуждения для каждого из преобразователей обозначены, соответственно, номерами 305, 306, 307 и 308, а индукционные или индукторные токи, вырабатываемые каждым из указанных преобразователей, показаны линиями 309, 310, 311 и 312, соответственно, для этих четырех преобразователей. При использовании такого времени уплотненных импульсных сигналов (полифазовые преобразователи), эффективная рабочая частота суммируется из отдельных рабочих частот, в то время, когда колебания выходного тока сети значительно уменьшаются. Это допускает конструкцию выходного фильтра с уменьшенной нагрузочной способностью для требуемого затухания. Результатом этого является то, что требуемый большой диапазон рабочих частот становится достижимым при помощи ряда экономно сконструированных вольтодобавочных преобразователей. При использовании такого времени уплотненных импульсных сигналов (полифазовые преобразователи), эффективная рабочая частота суммируются из отдельных рабочих частот, в то время, когда колебания выходного тока сети значительно уменьшаются. На общей схеме усилителя, показанной на фиг. 2, вольтодобавочные преобразователи представлены параллельно соединенными и пронумерованы 1, 2, 3. Указанный порядковый номер такого параллельно соединенного преобразователя зависит от располагаемой (выходной) мощности преобразователей в отношении выбираемого силового входа к усилителю 203, имеющему мостовую схему соединения. Хотя для упрощения амперной характеристики на фиг. 3 с целью иллюстрации изобретения представлены четыре таких вольтодобавочных преобразователя, подразумевается, что для выработки эффективной максимальной рабочей частоты 2 МГц для мостового усилителя, необходимо использовать восемь вольтодобавочных преобразователей 202 с частотой 250 кГц, соединенных параллельно. Каждый преобразователь 202 включает коммутационное устройство 207 МОП-транзистора, автономный дисковый диод 208, выходную катушку или индуктор 209, входной развязывающий конденсаторы 211 и конденсатор, обозначенный как 210. Хотя на фиг. 2 показаны отдельные выходные конденсаторы 210, возможно применение параллельно соединенных конденсаторов для создания общего конденсатора в контуре. Каждый вольтодобавочный преобразователь 202 необходим для выработки только части общего требуемого выходного тока для мостового усилителя. Так, например, для получения полного выходного тока в 200 А каждому из восьми вольтодобавочных преобразователей необходимо выработать 25 А, чтобы соответствовать требованиям по полному выходному току. Индукторы 209 на 25 А значительно легче создать и они более компактны, чем большой индуктор, и они дают возможность осуществить контроль за полным выходным током в 200 А.

Существует две основные схемы вольтодобавочного преобразователя, которые должны быть пригодны для использования изображенных и представленных коммутационных устройств 207 МОП-транзисторов с каналами n-типа. Схема, изображенная на фиг. 2, выбрана с целью легкости разработки генератора стробирующих импульсов МОП-транзисторов. При использовании другой основной схемы на положительном отводе источника должен быть размещен электрод стока МОП-транзистора с каналом n-типа, а на разветвлении индуктор-диод (209, 208) - электрод истока МОП-транзистора. Тогда индуктор 209 должен быть соединен с положительным выходом, а не с отрицательным, как это показано на фиг. 2. Эта описанная, но не изображенная схема вольтодобавочного преобразователя требует отдельного электропитания для генераторов стробирующих импульсов каждой фазе и связи стробирующих сигналов возбуждения через интерфейс с очень высоким dv/dt от общего для всех фаз регулятора 206 при значительном увеличении затрат и сложности.

Отдельный источник электропитания для параллельно соединенных вольтодобавочных преобразователей 202 обеспечивается основным источником постоянного тока 201, который может иметь диапазон от 180 до 200 В. Регулировка фазы для преобразователей 202 производится регулятором PWM 206, изображенным на фиг. 2. Управление запускающим устройством усилителя 205, обычно может представлять собой управление, проиллюстрированное в патенте США 3.808.845, установленное между мостовым усилителем 203 и регулятором 206. Управление устройством запуска усилителя позволяет вырабатывать сигнал максимальной нагрузки 101, который, в свою очередь, подает требуемый входной ток через вольтодобавочный преобразователь 202 на мостовой усилитель в зависимости от уровня максимальной мощности.

Регулятор PWM 206 включает синхронизированный генератор, изображенный на фиг. 4. Кварцевый трехточечный емкостной генератор с дроссельным выходом 405 на фиг. 4 генерирует на заданной частоте без какого-либо ввода от синхронизатора данных. Если подается сигнал синхронизатора данных, то предполагается, что на выходе генератора выявится уникальная зависимость от гармоники синхронизатора данных, которая устанавливается на частоте собственных колебаний генератора. Для фазовой синхронизации возможна многократность частоты, поскольку существует гармоническая функция замыкания синхронизации данных в зависимости от частоты собственных колебаний генератора. LC резонатор 404 с последовательным соединением настраивается таким образом, чтобы резонировать на частоте генератора и возбуждаться любой подходящей субгармоникой. Контур 402 на фиг. 4 вырабатывает импульс, регулируемый по широте, который возбуждает резонатор 404. Контур 402 вырабатывает общий срезанный запускающий импульс, получаемый от синхронизации данных, который игнорирует чувствительность к коэффициенту заполнения (импульсной последовательности). Добротность (Q) резонатора 404 сохраняется настолько возможно высокой, что резонатор будет возбуждаться от источника с низким сопротивлением, такого, как буфер КМОП-структуры 403. При использовании подачи синусоидального тока в генератор 405 игнорируются многоканальные конечные выходные сигналы при запирании, причем фазовая синхронизация происходит плавно и очень бистро. Синхросигналы вырабатываются кодовыми генераторами синхроимпульсов, которые изображены на этом чертеже.

Из тахогенератора 406 полифазового модулятора, изображенного на фиг. 4, входной синхроимпульс синхронизированного генератора создает группу фаз, сдвинутых на 50% импульсов рабочего цикла, которые, и свою очередь, преобразуются в треугольные волны, изображенные на фиг. 3. Треугольные волны прикладываются к одному входу компаратора, в то время как управляющее напряжение, изображенное на фиг. 3, прикладывается к другому входу компаратора. В результате этого на выходе компаратора, в тех случаях, когда он считается подходящим управляющим сигналом или напряжением, образуется ряд импульсов, модулированных по широте (30-308), которые соединяются отдельно через высокоскоростные оптические генераторы для возбуждения генератора стробирующих импульсов, который, в свою очередь, возбуждает МОП-транзисторы 207, изображенные на фиг. 2, как это обычно осуществляется на практике в изделиях с PWM.

В некоторых случаях использования, требующих точности на выходе усилителя мощности, используются образцовые информационные системы, которые обеспечивают информацию в цифровой форме о форме выходной волны и обрабатывают выходные сигналы системы синхронно со входными сигналами. Небольшое количество высокочастотного шума при его наличии на выходе таких систем может дать слабые, но опасные (частота биения) сигналы, когда многократная повторяемость данных соединяется с высокочастотным шумом. Помехи, связанные с "биением", могут быть уменьшены до значения частоты, равного нулю, с помощью запирания фазы следящего преобразователя, идущей к генератору частоты данных так, как это показано на фиг. 4.

Включенный вовнутрь регулятор PWM 206 является генератором шума и показан на фиг. 5. Цепь усилителя 501, связанная с погрешностью напряжения, вырабатывает управляющее напряжение, которой используется для выработки импульсов 305-308, модулированных по широте, показанных на фиг. 3. Цифровой генератор псевдослучайного шума (PRN) 506, изображенный на фиг. 5, служит источником сигналов для цепи усилителя 501, связанной с погрешностью напряжения. Полосовой фильтр 505 используется для отведения элемента выходного сигнала постоянного тока источника и приведения амплитудного распределения к Гауссовскому виду. Если сигнал, введенный в заземление усилителя и производимый цепью 504, имеет ту же самую постоянную времени, что и цепь RC, которая создает цепь обратной связи цепи усилителя 501, то можно создать спектр шумов на выходе цепи усилителя, выводящего погрешность напряжения, идентичный источнику шума. Схема RC включает резистор запаздывания обратной связи и конденсатор запаздывающей обратной связи, причем сопротивление умножается, а емкость делится на используемый масштабный коэффициент.

Если для регулировки очень низких выходных токов требуются высокочастотные источники, не исключено, что это будет необходимо для регулятора, чтобы вызвать перескакивание цикла. Основная проблема состоит в том, что необходимый выходной ток меньше рабочей частоты, которая отмеряет время на минимальный заряд на период переключения. В каждый отрезок, времени, приходящийся на переключение вольтодобавочного преобразователя, происходит передача определенного минимального количества заряда на выходной контур. Так как регулятор не может уменьшить этот заряд, единственное, что можно сделать, это уменьшить скорость, на которой заряд передается, путем уничтожения некоторых случаев переключения. Наиболее вероятный результат это когда, что циклы будут перескакивать на периодической основе, что скажется на гармоничной пульсации напряжения - на входной форме волны. Выходной фильтр преобразователя не эффективен, если частоты пульсации снижены. Этот шум источника может не браковаться полностью усилителем и может появиться на низком уровне в выходном сигнале. Некоторые случаи применения существенно осложняются появлением периодического шума в выходном сигнале.

Если шумоподобный сигнал вводится в контур управления, составленный по схеме обратной связи или же по схеме усилителя (сигнала) ошибки 501 и схемы обратной связи 502 источника, то можно рандомизировать явление перескакивания цикла. Входной сигнал на контур управления обеспечивается дифференциальным приемником 503, который выполняет функции передачи предыскажения частоты и ограничения требуемого сигнала по напряжению усилителя мощности.

Мостовой линейный усилитель 203, соединенный с нагрузкой 204 и имеющий питание в виде единственного источника электропитания, регулируемый параллельно соединенными вольтодобавочными преобразователями с PWM, создает высокоэффективную систему усиления относительно низкой стоимости и исключительно скоростную.

Запуск и управление 205 заставляет регулятор 206 точно переключать МОП-транзисторы вольтодобавочных преобразователей 202, которые, в свою очередь, как показано на фиг. 3, подают входной ток промышленной частоты на мостовой усилитель точными приращениями в зависимости от требуемого значения, которое зависит от нагрузки усилителя 204.

Частота модуляции каждого преобразователя 202 достаточно высока, чтобы стало возможным использование конструкции эффективных фильтров на выходе импульсного источника 209, 210, чья полоса пропускания достаточно велика, чтобы допустить выход наиболее устойчивых токов, необходимых мостовому усилителю.

Вышеизложенное изобретение не ограничивается описанными здесь подробностями и может быть изменено в пределах прилагаемой формулы изобретения.

Изобретение относится к схемам электропитания усилителя мощности, в частности к мостовым линейным усилителям. Схема электропитания содержит усилитель мощности, имеющий силовой вход, и устройство типа преобразователя импульса, модулированного по широте, при этом она включает в себя ряд упомянутых преобразователей импульса, соединенных параллельно и приспособленных для подсоединения к источнику постоянного тока, каждый из которых предназначен для слежения за потребляемой мощностью упомянутого усилителя, причем все упомянутые устройства преобразования предназначены для тока, выходящего из упомянутого источника питания к усилителю мощности. Технический результат: повышение КПД. 13 з.п. ф-лы, 5 ил.

1. Схема электропитания усилителя, содержащая усилитель мощности, имеющий силовой вход, и устройство типа переключательного преобразователя мощности с широтно-импульсной модуляцией, отличающаяся тем, что она включает в себя ряд упомянутых преобразователей, соединенных параллельно и приспособленных для подсоединения к источнику постоянного тока, каждый из которых предназначен для слежения за потребляемой мощностью для упомянутого усилителя, причем все упомянутые преобразователи вместе предназначены для вывода тока из упомянутого источника питания к указанному силовому входу усилителя, и каждый преобразователь имеет рабочую частоту, синхронизированную по фазе относительно скорости передачи данных от ввода дискретных данных при этом схема включает в себя устройство типа регулятора импульса, модулированного по широте, для контроля на входе потребляемой мощности упомянутого усилителя и в ответ на это подающее сигнал возбуждения, модулированный по широте, для каждого упомянутого преобразователя, причем указанное устройство типа регулятора включает в себя несинхронизированный генератор и схему фазовой синхронизации, включающую резонансный контур, возбуждаемый синхронизирующим импульсом скорости передачи данных для синхронизации упомянутого генератора при выработке упомянутого сигнала возбуждения, модулированного по широте. 2. Схема электропитания по п.1, отличающаяся тем, что упомянутое устройство типа регулятора импульса включает в себя устройство типа генератора шума для подачи управляющего напряжения, созданного упомянутым генератором, который вырабатывает упомянутый сигнал возбуждения с импульсом, модулированным по широте, при этом упомянутое устройство типа генератора шума установлено для выработки случайного сигнала шума для подачи в контур управления электропитанием, составляющий часть упомянутого устройства типа регулятора, чтобы рандомизировать работу схемы электропитания усилителя при низких значениях упомянутого общего выходного тока. 3. Схема электропитания по п.2, отличающаяся тем, что упомянутый генератор шума относится к цифровому псевдослучайному типу. 4. Схема электропитания по п.1, отличающаяся тем, что упомянутый преобразователь предназначен для работы в отдельном режиме выбранной фазы получения тока для минимизации выходных колебаний и увеличения эффективной скорости переключения общего выходного тока от всех упомянутых преобразователей. 5. Схема электропитания по п.1, отличающаяся тем, что упомянутый усилитель представляет собой усилитель мостового типа. 6. Схема электропитания по п.2, отличающаяся тем, что указанный усилитель имеет заземленный терминал. 7. Схема электропитания по п.4, отличающаяся тем, что каждый упомянутый преобразователь предназначен для работы в отдельном режиме выбранной фазы получения тока для минимизации выходных колебаний и увеличения эффективной скорости переключения общего выходного тока от всех упомянутых преобразователей. 8. Схема электропитания по п.7, отличающаяся тем, что каждый упомянутый преобразователь включает в себя устройство типа выходного постфильтра импульсной энергии для обеспечения выхода самого устойчивого тока, требуемого упомянутому усилителю на его упомянутом силовом входе. 9. Схема электропитания по п.7, отличающаяся тем, что каждый упомянутый преобразователь представляет собой схему вторичной компенсации. 10. Схема электропитания по п.9, отличающаяся тем, что каждый упомянутый преобразователь включает в себя устройство трехконцевого выключения, восприимчивое к сигналу возбуждения, модулированному по широте, и имеющее общий управляющий терминал, приспособленный для связи с одним терминалом упомянутого источника питания. 11. Схема электропитания по п.4, отличающаяся тем, что указанный усилитель представляет собой усилитель мостового типа. 12. Схема электропитания по п.11, отличающаяся тем, что указанный усилитель имеет заземленный терминал. 13. Схема электропитания по п.4, отличающаяся тем, что указанный усилитель включает в себя устройство типа выходного постфильтра импульсной энергии для обеспечения выхода самого устойчивого тока, требуемого упомянутому усилителю на его упомянутом силовом входе. 14. Схема электропитания по п.4, отличающаяся тем, что каждый упомянутый преобразователь импульса представляет собой схему вторичной компенсации.