УСТРОЙСТВО СВЯЗИ И СПОСОБ ПОДАВЛЕНИЯ ПОМЕХ С ПОМОЩЬЮ АДАПТИВНОЙ КОРРЕКЦИИ В СИСТЕМЕ СВЯЗИ С РАСШИРЕННЫМ СПЕКТРОМ Российский патент 2001 года по МПК H04B7/26 

Настоящее изобретение относится к системам связи. Более конкретно, настоящее изобретение относится к устройству связи и способу подавления помех с помощью адаптивной коррекции в системе связи с расширенным спектром.

В системе связи с расширенным спектром передачи по нисходящей линии связи от базовой станции к мобильной станции включают в себя канал пилот-сигнала и множество каналов трафика. Канал пилот-сигнала декодируется всеми пользователями. Каждый канал трафика предназначен для декодирования одним пользователем. Поэтому каждый канал трафика кодируется с помощью кода, известного и базовой станции, и мобильной станции. Канал пилот-сигнала кодируется с помощью кода, известного базовой станции и всем мобильным станциям. Кодирование каналов пилот-сигнала и трафика расширяет спектр передач в системе.

Примером системы связи с расширенным спектром является сотовая радиотелефонная система, соответствующая Временному стандарту ВС-95 "Стандарт совместимости мобильной станции и базовой станции для двухрежимной широкополосной сотовой системы с расширенным спектром" ("ВС-95") Ассоциации промышленности электросвязи/Ассоциации электронной промышленности (АПЭ/АЭП). Индивидуальные пользователи в системе используют одну и ту же частоту, но отличаются друг от друга ввиду использования индивидуальных расширяющих кодов. К другим системам с расширенным спектром относятся радиотелефонные системы, работающие на частоте 1900 МГц, обычно называемые цифровыми системами связи - 1900 (ЦСС 1900). В других радио- и радиотелефонных системах также используются методы расширенного спектра.

Стандарт ВС-95 характеризует собой систему связи с множественным доступом с кодовым разделением каналов (МДКР) с прямой модуляцией последовательностью (ПМП). В такой системе передаваемый сигнал расширяется по спектру с помощью псевдослучайного шумового (ПШ) кода. Данные расширяются с использованием элементов ПШ кода, каждый из которых является кодовым элементом расширения спектра минимальной длительности.

В мобильных станциях, предназначенных для использования в системах связи с расширенным спектром, используются многоотводные приемники, представляющие собой разновидность приемника с согласованным фильтром, который включает в себя два или более приемных отводов, независимо принимающих высокочастотные (ВЧ) сигналы. На каждом отводе оценивается коэффициент усиления и фаза канала, и ВЧ-сигналы демодулируются для получения символов переданного трафика. Символы трафика, полученные на отводах приемника, объединяются в блоке объединения символов для формирования принимаемого сигнала.

Многоотводный приемник используют в системах связи с расширенным спектром для объединения составляющих многолучевого распространения и таким образом использовать режим разнесения каналов. Составляющие многолучевого распространения включают в себя составляющие, принимаемые по линии визирования непосредственно от передатчика, и составляющие, отраженные от объектов и местности. Составляющие многолучевого распространения, принимаемые в приемнике, разделены во времени. Разделение во времени или разность по времени обычно составляет порядка нескольких значений длительности элемента ПШ кода. За счет объединения отдельных отводов многоотводного приемника этот приемник реализует режим разнесения каналов.

В общем случае отводы многоотводного приемника выделяются набору наиболее мощных составляющих многолучевого распространения. То есть приемник локализует местные максимумы принимаемого сигнала. Первый отвод выделяется для приема самого мощного сигнала, второй отвод выделяется для приема следующего по мощности сигнала и так далее. Поскольку мощность принимаемых сигналов изменяется вследствие замирания и по другим причинам, изменяется и распределение отводов. После распределения отводов временные положения максимумов медленно изменяются, и эти положения отслеживаются с помощью схем временного слежения в каждом выделенном отводе.

Одним из ограничений, накладываемых на работу приемника системы МДКР с ПМП являются помехи множественного доступа или шум в приемнике. В общем случае существуют два источника помех множественного доступа на прямой линии связи от базовой станции к абонентскому устройству. Первый источник - это многолучевое распространение, исходящее из той же базовой станции или того же сектора той же базовой станции, что и полезный принимаемый сигнал. Многочисленные сигналы трафика, передаваемые из базовой станции, являются ортогональными в передатчике базовой станции ввиду ортогональности кодов Уолша, используемых для наложения кодовой последовательности на сигнал. В многоотводном приемнике помехи вследствие ортогональности принимаемых сигналов трафика полностью подавлены. Однако многолучевое распространение в канале между базовой станцией и приемником нарушает ортогональность кодов Уолша из-за введения временной задержки. В результате этого вносятся помехи множественного доступа.

Вторым источником помех множественного доступа являются помехи из других секторов, как из тех секторов, которые участвуют в процедуре гибкого переключения каналов связи для абонентского устройства, так и из тех, которые не участвуют в данной процедуре. Сигналы, передаваемые из соседних секторов, не ортогональны вне зависимости от канала, так что помехи множественного доступа вносятся в приемник. При таких условиях эффективность многоотводного приемника ограничена помехами множественного доступа.

Таким образом, в данной области техники существует потребность в усовершенствованном способе подавления помех для систем МДКР с ПМП.

Новые признаки настоящего изобретения изложены в прилагаемой формуле изобретения. Изобретение, его дополнительные задачи и преимущества поясняются в нижеследующем описании, иллюстрируемом чертежами, на которых представлено следующее:
фиг. 1 - блок-схема первого варианта осуществления приемника в соответствии с настоящим изобретением,
фиг. 2 - блок-схема второго варианта осуществления приемника в соответствии с настоящим изобретением,
фиг. 3 - блок-схема третьего варианта осуществления приемника в соответствии с настоящим изобретением,
фиг. 4 блок-схема системы связи с расширенным спектром,
фиг. 5A - блок-схема приемника в соответствии с настоящим изобретением,
фиг. 5B - блок-схема декодера Витерби 520, который можно использовать вместе с приемником, показанным на фиг.5A,
фиг. 5C - блок-схема декодера, который можно использовать вместе с приемником 500, показанным на фиг.5A,
фиг. 6 - блок-схема приемника в соответствии с настоящим изобретением,
фиг. 7 - блок-схема приемника в соответствии с настоящим изобретением,
фиг. 8 - блок-схема приемника в соответствии с настоящим изобретением.

Согласно фиг. 1 приемник 100 включает в себя блок дискретизации 102, адаптивный корректор 104, блок сжатия 106, демодулятор 108 каналов трафика, демодулятор 110 каналов пилот-сигнала и блок суммирования 112. Приемник 100 принимает сигналы с расширенным спектром на входе 114 и формирует демодулированный канал трафика на выходе 116. В изображенном варианте осуществления приемник 110 пригоден для использования в системе связи МДКР с ПМП согласно стандарту ВС-95 "Стандарт совместимости подвижной станции и базовой станции для двухрежимной широкополосной сотовой системы с расширенным спектром" ("ВС-95") Ассоциации промышленности электросвязи/Ассоциации электронной промышленности (АПЭ/АЭП). Такая система включает в себя множество базовых станций, каждая из которых предоставляет радиотелефонное обслуживание в конкретной географической зоне для мобильных станций в этой зоне. В частности, приемник 100 используется для приема сигналов нисходящей линии связи ВС-95, передаваемых из удаленной базовой станции в мобильную станцию. Однако этот приемник можно применять совместно с любой подходящей системой с расширенным спектром.

Сигналы с расширенным спектром, принимаемые на входе 114, как правило, содержат множество каналов. В системе ВС-95 эти каналы включают в себя канал пилот-сигнала или пилот-сигнал, канал связи поискового вызова и множество каналов трафика или сигналов трафика. Канал пилот-сигнала образует канал управления. Он используется для начальной синхронизации с системой и не содержит данных трафика. Множество каналов, по существу, ортогональны и это означает, что взаимная корреляция между любыми двумя каналами, по существу, равна нулю. Например, в системе ВС-95 нисходящая линия связи содержит до 64-х логических каналов (кодовых каналов). Эти каналы независимы в том, что они передают разные потоки данных. Кодовые каналы модулируются последовательностями из набора 64-х кодов Уолша или кодов Адамара. Канал пилот-сигнала модулируется нулевым кодом Уолша, а каналы трафика - кодами Уолша, известными приемнику 100. Поскольку коды Уолша ортогональны, ортогональны и каналы передачи.

Блок дискретизации 102 преобразует принимаемый сигнал с расширенным спектром в дискретный временной сигнал с заданной частотой дискретизации. В рассматриваемом варианте осуществления частота дискретизации обычно по меньшей мере в два раза превышает частоту следования элементов ПШ-кода, которая для системы ВС-95 составляет 1,2288 мегаэлементов сигнала в секунду, что эквивалентно длительности передачи элемента ПШ-кода около 0,814 мксек/элемент сигнала. Частота передачи элементов ПШ-кода больше, чем частота передачи символов. В ВС-95 это составляет 64 элемента ПШ-кода на символ. Частота дискретизации может в альтернативном случае в четыре или в восемь раз превышать частоту следования элементов ПШ-кода или даже еще больше.

Адаптивный корректор 104 имеет вход 118 для приема сигнала с расширенным спектром и вход 120 для приема сигнала 124 ошибки. Адаптивный корректор подавляет помехи в сигнале с расширенным спектром для получения скорректированного сигнала 126 на выходе 122. Адаптивный корректор 104 определяется уравнением

где C_m, -L ≅ m ≅ L, - это n коэффициентов блока дискретизации. Адаптивный корректор 104 можно реализовать в виде транс-версального фильтра с импульсной характеристикой конечной длительности или любой другой подходящей структуры. Адаптивный корректор 104 адаптирует коэффициенты фильтра для минимизации среднеквадратической ошибки из-за шума, помех и межсимвольных помех на выходе 122. Адаптация адаптивного корректора 104 запускается сигналом 124 ошибки, который указывает корректору направление, в котором нужно изменять коэффициенты для более точного представления данных на выходе 122. В соответствии с настоящим изобретением адаптивный корректор 104 адаптируется с использованием канала пилот-сигнала, принимаемого приемником 100, и выдает скорректированный сигнал.

Блок сжатия 106 подключен к адаптивному корректору и сжимает скорректированный сигнал 126 в ответ на предварительно определенную расширяющую последовательность. Расширяющая последовательность совместно используется передатчиком, например базовой станцией в сотовой системе связи, и приемником.

Демодулятор 108 каналов трафика демодулирует скорректированный сигнал 126 для получения одного или более каналов трафика. Демодулятор 108 каналов трафика включает в себя блок сжатия 130 и блок суммирования 132. Блок сжатия 130 сжимает скорректированный сигнал путем применения подходящего кода Уолша. Код Уолша точно определяется системой связи, в которой работает приемник 100. Каждому каналу трафика выделяется код Уолша, а параметр идентификации подходящего кода Уолша сообщается приемнику 100, так что приемник может демодулировать выделенный ему канал трафика. Блок суммирования 132 суммирует элементы ПШ-кода на предварительно определенном интервале, например в 64 элемента ПШ-кода, для получения символа демодулированных данных на выходе 116.

Демодулятор 110 каналов пилот-сигнала работает аналогично демодулятору 108 каналов трафика. Демодулятор 110 каналов пилот-сигнала демодулирует скорректированный сигнал для получения оценки канала пилот-сигнала. Демодулятор 110 каналов пилот-сигнала включает в себя блок сжатия 136 и блок суммирования 138. Блок сжатия 136 применяет код Уолша канала пилот-сигнала для сжатия скорректированного сигнала. Как показано на фиг. 1, в системе ВС-95 код Уолша канала пилот-сигнала состоит из значений данных, которые все равны +1, что соответствует нулевому коду Уолша. Сжатые элементы сигнала суммируются в блоке суммирования 138 на предварительно определенном интервале, например в 64 элемента ПШ-кода, для получения оценки пилот-сигнала 140. Как будет описано ниже, блок суммирования может прибавлять любое целое число элементов ПШ-кода, так что адаптивный корректор может адаптироваться при любом целом кратном частоты следования элементов ПШ-кода.

Блок суммирования 112 объединяет оценку пилот-сигнала 140 и предварительно определенную комбинацию данных для формирования сигнала 124 ошибки. Предварительно определенная последовательность данных предпочтительно является той же последовательностью данных, которая образует канал пилот-сигнала. В рассматриваемом варианте осуществления это комбинация, в которой все значения равны +1. Блок суммирования 112 суммирует значения +1 и инверсию оценки пилот-сигнала для формирования сигнала 124 ошибки. Если оценка пилот-сигнала совпадает с предварительно определенной комбинацией данных, сигнал ошибки имеет нулевое значение и настройка или адаптация в адаптивном корректоре 104 не производится. Вместо блока суммирования 112 можно использовать компаратор или другое логическое устройство. Блок суммирования 112 образует генератор сигнала ошибки для получения сигнала ошибки в ответ на оценку канала пилот-сигнала.

Как отмечалось выше, прямой канал или нисходящая линия связи ВС-95 использует ортогональные коды для разделения пилот-сигнала прямой линии связи, каналов связи поискового вызова и трафика. Последствия использования ортогональных кодов Уолша прямой линии связи состоят в том, что коррекция может дать значительные выгоды подавления шума даже при малом отношении сигнала элемента ПШ-кода/шум (ОСШ). Улучшение подавления шума зависит от канала и от отношения I_дя/I_вя, которое является отношением помех других ячеек к внутриячеечным помехам, не зависит от отношения E_эс/I_вя, которое является отношением энергии элемента сигнала к внутриячееным помехам. Поскольку коды Уолша, передаваемые из требуемой базовой станции или сектора, ортогональны, в приемнике не будут наблюдаться внутриячеечные помехи множественного доступа, если канал не характеризуется многолучевым распространением. Для канала с многолучевым распространением внутриячеечные помехи множественного доступа можно полностью удалить путем инвертирования канала с помощью принудительно обнуляющего корректора. В ситуациях, когда внутриячеечные помехи доминируют над помехами других ячеек и аддитивным белым гауссовским шумом (АБГШ), эффективность линии связи можно повысить на несколько дБ в зависимости от канала.

Инвертирование канала может увеличить аддитивный шум, который является суммой помех других ячеек и фонового АБГШ. Для оптимального взвешивания выгоды уменьшенных внутриячеечных помех относительно затрат на увеличенный шум как из-за помех в других ячейках, так и из-за АБГШ в приемнике 100, используется корректор, минимизирующий критерий минимальной среднеквадратической ошибки (МСКО).

Помехи других ячеек, которые отфильтрованы каналом с многолучевым распространением, появляются в абонентском устройстве в виде небелого шума. Если помехи других ячеек доминируют над внутриячеечными помехами, МСКО-корректор будет подавлять помехи других ячеек ("обеляя" их) и может повысить эффективность на несколько дБ.

Если ни внутриячеечные помехи, ни помехи других ячеек не доминируют, оптимальный корректор зависит как от каналов распространения между требуемой и вносящей помехи ячейками и абонентским устройством, так и от отношения помех других ячеек к внутриячеечным помехам.

ОСШ для приемника 100 можно сравнить с ОСШ для согласованного фильтра, такого как фильтр многоотводного приемника. Ограничение эффективности корректора можно непосредственно оценить вычислением ОСШ для МСКО-корректора с импульсной характеристикой конечной длительности (КИХ).

Пусть { f₁} обозначает коэффициенты импульсной характеристики канала от требуемого сектора к мобильной станции, которая включает в себя приемник 100, и F(z) обозначает z-преобразование канала, задаваемое выражением F(z)= Σ f₁z^-i. МСКО-корректор C(z) для этой задачи определяется в виде

где P(z)=F(z)F•(1/z), а I_дя/I_вя обозначает отношение помех других ячеек (включая АБГШ) к внутриячеечным помехам.

Отношение энергии элемента ПШ-кода к шуму на выходе 122 МСКО-корректора C(z) определяется как

где

а E_эс/N_сум отношение энергии элемента ПШ-кода к суммарному шуму в канале. Для сравнения, отношение энергии элемента ПШ-кода к шуму приемника с согласованным фильтром, например многоотводного приемника, определяется как

где последовательность { p_i} - это обратное z-преобразование P(z). В обоих вышеупомянутых уравнениях предполагалось, что энергия канала {f₁} = 1, так что (подразумевая, что ). Кроме того, в обоих вышеупомянутых уравнениях предполагалось, что помехи других ячеек, I_дя, обладают такими же статистическими свойствами, как аддитивный белый гауссовский шум.

Повышение эффективности, достигаемое с помощью МСКО-корректора, не зависит от отношения E_эс/I_вя доли энергии прямой линии связи, выделенной требуемому каналу трафика. В этом состоит отличие от стандартной задачи коррекции для одиночного пользователя, в которой повышение эффективности корректора зависит от отношения сигнал/шум. По этой причине повышение эффективности МСКО-корректора в заданном канале P(z) является только функцией отношения I_дя/I_вя. Повышение эффективности на Δ определяется отношениями сигнала элемента ПШ-кода к шуму двух приемников и определяется как

При малых отношениях I_дя/I_вя достижимо существенное повышение эффективности приемника, потому что МСКО-корректор является хорошим приближением принудительно обнуляющего корректора, который подавляет доминирующие внутриячеечные помехи. При больших I_дя/I_вя МСКО-приемник и приемник с согласованным фильтром почти эквивалентны, так что коррекция дает лишь небольшую выгоду в смысле эффективности. Однако это справедливо лишь в случае, если аддитивный гауссовский шум является белым. Аддитивные помехи, присущие помехам других ячеек, отфильтрованным каналом с многолучевым распространением, вообще говоря, являются небелыми, и большой выигрыш по эффективности может быть достигнут путем подавления помех других ячеек с помощью МСКО-корректора.

Как показано на фиг. 1, в соответствии с настоящим изобретением реализован МСКО-корректор, адаптивно использующий пилот-сигнал. В ответ на пилот-сигнал формируется сигнал ошибки, используемый для адаптации адаптивного корректора 104. Можно использовать любой подходящий алгоритм адаптации, например, наименьших средних квадратов (НСК) или рекурсивный алгоритм наименьших средних квадратов (РНСК).

Адаптивный корректор 104 можно адаптировать при любом целом кратном значении частоте следования элементов ПШ-кода. То есть, количество элементов ПШ-кода, суммируемых в блоке суммирования 138, можно выбирать равным любому положительному целому числу. Адаптивное МСКО-решение не зависит (в пределах масштабного коэффициента) от количества элементов ПШ-кода, просуммированных до измерения ошибки. Наблюдаемое отношение сигнал/шум, используемое для измерения ошибки, увеличивается с увеличением количества суммируемых элементов ПШ-кода, тогда как скорость итерации алгоритма уменьшается. Скорость сходимости корректора можно оптимизировать по количеству суммируемых элементов ПШ-кода путем определения наилучшего компромисса между измеряемым ОСШ и скоростью итерации алгоритма адаптации.

Ограничение по количеству вычислений в секунду, накладываемое на корректор, может ограничить максимальную скорость итерации корректора. Если это так, то количество элементов ПШ-кода, просуммированных до измерения ошибки, можно увеличивать до тех пор, пока количество вычислений в секунду, требуемое алгоритмом адаптации, не упадет ниже точно определенного максимума.

Измеренная среднеквадратическая ошибка на фиг. 1 не является истинной среднеквадратической ошибкой, если количество просуммированных элементов ПШ-кода не кратно 64 и интервал, на котором суммируются элементы ПШ-кода, не выровнен с границей кодов Уолша. Причина этого заключается в том, что внутриячеечные помехи можно измерять только на интервале целого числа кодов Уолша. Отличающиеся коды Уолша конкретной длины, например 64, вообще говоря, ортогональны только на этой длине, а не вообще ортогональны на подинтервалах.

В приведенных выше рассуждениях внутриячеечные помехи рассматриваются как аддитивный белый гауссовский шум. Однако помехи из любого конкретного сектора более уместно рассматривать как окрашенный гауссовский шум. Если в канале с многолучевым распространением наблюдаются помехи других ячеек от источника помех одного сектора, то эти помехи больше не являются белыми вследствие формирования спектра, осуществляемого каналом. Пусть канал между другой ячейкой и мобильным приемником имеет импульсную характеристику {q_i} и z-преобразование G(z) = Σg_iz^-i . При таких определениях спектр мощности помех других ячеек принимает вид
I_дя ---> I_вя G(z)G•(1/z),
где предполагается, что канал нормирован, так что
Эту задачу, в которой другая ячейка также проходит через канал с многолучевым распространением, можно сделать эквивалентной задаче, рассмотренной выше, путем "обеления" шума из других ячеек за счет использования фильтра G^-1(z). Эквивалентный канал, который получается для желаемого сектора, представляется просто как F'(z)=F(z)G^-1(z).

Все результаты для МСКО-приемника, приведенные выше, теперь последуют с заменой F(z) на F'(z).

Выражения для эффективности приемника с согласованным фильтром и для повышения эффективности корректора относительно согласованного фильтра должны быть обновлены для небелых помех других ячеек. Эффективность согласованного фильтра может быть модифицирована для небелых помех других ячеек, как показано ниже. Пусть

При таком определении ОСШ для приемника с согласованным фильтром определяется как

а разность Δ в ОСШ между МСКО-корректором и приемником с согласованным фильтром определяется как

где b₀ теперь оценивается для F'(z), а не для F(z).

Адаптивный корректор 104 будет автоматически подавлять небелые помехи из других ячеек или секторов. Модификации корректора не требуются.

С точностью до постоянного множителя МСКО-корректор одинаков для всех каналов трафика, передаваемых из одного и того же сектора. Этот результат имеет два важных следствия. Во-первых, корректор можно обучать, используя немодулированный пилот-сигнал, согласно стандарту ВС-95. Во-вторых, в задачах с высокими скоростями передачи данных, когда множество каналов трафика предоставляется одному абоненту, все каналы трафика можно демодулировать, используя один и тот же корректор. Также формально показано, что корректор можно обновлять при любой скорости передачи, кратной скорости передачи элементов сигнала.

Пусть последовательность {r_i} обозначает сигнал на входе корректора, показанного на фиг. 1. Эту последовательность можно записать в виде

где для j-того канала (кода Уолша) A_j обозначает амплитуду сигнала, b_j,k обозначает k-тый символ данных, а последовательность {p_j,1) обозначает расширяющую последовательность (здесь расширяющая последовательность состоит из кода Уолша и увеличенной на 2¹⁵ МСКО-последовательности). Последовательность {f₁) обозначает канал между требуемым сектором и мобильным объектом, а последовательность {n_i} является стационарной последовательностью гауссовского шума, который, вообще говоря, является небелым. Отметим, что на фиг.1 коррелятор Уолша для канала пилот-сигнала осуществляет суммирование по N элементам сигнала, тогда как коррелятор Уолша для каналов трафика осуществляет суммирование по 64-м элементам сигнала (количество элементов сигнала на бит согласно стандарту ВС-95). Это обобщение коррелятора пилот-сигнала будет использовано при рассмотрении вопроса, связанного с частотой, с которой можно обновлять корректор. Предположим, что полезный сигнал передается по каналу 1 и определяет вектор R длиной L, задаваемый как

По определению, МСКО-корректор с вектора длины L минимизирует среднеквадратическую ошибку, задаваемую в виде

где надстроечный индекс H используется для обозначения сопряженной транспонированной величины. Вышеупомянутое определение можно использовать, чтобы показать, что МСКО-корректор определяется выражением c = E(RR^н)^-1 E(R) = Γ^-1μ, где ковариационная матрица Γ имеет размер LxL, а μ - это вектор длины L с элементами, определяемый как μ_1/ = E(R₁)=NA₁f₁.

Для системы с МДКРК с ортогональными каналами (такими, как коды Уолша) ковариационная матрица Г определяется выражением:

где Φ(•) - ковариация аддитивной шумовой последовательности {n_i}, а δ используется для обозначения дельта-функции Дирака. Отметим, что, если длина корреляции N равна 64, т.е. числу элементов ПШ-кода на символ, то последнее слагаемое в сумме идентично нулю. Для системы, в которой используются случайные коды (независимо и идентично распределенные последовательности случайных переменных Бернулли), то коэффициент с дельта-функцией, на который умножается последнее слагаемое, исчезает, и ковариационная матрица определяется выражением:

Шумовая последовательность { n_i} содержит, и белый гауссовский шум спектральной интенсивности N₀, и помехи множественного доступа из других секторов. С целью иллюстрации предполагается, что один сектор является источником всех помех множественного доступа не из требуемого сектора. Пусть последовательность {q₁} обозначает канал между этим вносящим помехи сектором и абонентским устройством. При такой модели ковариация аддитивной шумовой последовательности {n_i} задается как

где B_j обозначает амплитуду j-того канала (кода Уолша) из вносящего помехи сектора.

При вышеуказанных определениях среднеквадратическую ошибку на выходе МСКО-корректора с можно записать в виде
CKO_c= 1-μ^нΓ^-1μ,
а отношение сигнал/шум определяется выражением

Можно сделать следующие замечания о вышеупомянутом МСКО-корректоре. Во-первых, с точностью до постоянного множителя, МСКО-корректор одинаков для всех каналов трафика. Во-вторых, с точностью до постоянного множителя, МСКО-корректор одинаков для системы с МДКР, в которой используются ортогональные коды (такие, как коды Уолша, согласно стандарту ВС-95), и системы, в которой используются случайные расширяющие коды.

Из первого замечания следует, что для демодуляции всех каналов трафика, принимаемых из конкретного сектора, требуется только один корректор. Кроме того, первое замечание обуславливает, что пилот-сигнал стандарта ВС-95 можно использовать для обучения МСКО-корректора, а в более общем виде, что любой немодулированный канал трафика можно использовать для обучения МСКО-корректора.

Второе замечание важно потому, что оно позволяет проводить адаптацию МСКО-корректора с частотой, отличающейся от частоты следования символов. Если длина корреляции N меньше, чем длина 64 кодов Уолша, то вклад расширяющих кодов, отличающихся от требуемых для интересующего канала, в выходной сигнал больше не будет нулевым и ковариационная матрица Г будет такой же, как для системы с МДКРК и со случайными расширяющими кодами. Таким образом, для любой длины корреляции N, МСКО-корректор для канала пилот-сигнала, с точностью до постоянного множителя, соответствует МСКО-корректору для требуемого канала. Следовательно, при выборе обучения корректора с использованием канала пилот-сигнала корректор можно обновлять с любой частотой, кратной частоте следования элементов ПШ-кода (как на фиг. 1).

Вышеуказанные замечания можно подтвердить с помощью параметра идентификации Шермана-Моррисона. Пусть матрица Λ определяется следующим образом:

При таком определении получается, что

для ортогональных кодов
и что

для случайных кодов. В вышеуказанных формулах f - это вектор коэффициентов канала {f₁}, а постоянные множители α и β косвенно определены, как показано. Теперь отметим, что Λ и f не зависят от того, какой канал корректируется (в этом случае - канал 1), или от того, ортогональны ли каналы трафика. Кроме того, ни Λ, ни f не зависят от N - количества объединяемых элементов ПШ-кода.

При вышеуказанных определениях имеем:
c = Γ^-1μ = (Λ+ηff^н)^-1NA₁f,
где η = α или β в соответствии с тем, ортогональными или случайными являются каналы. При использовании параметра идентификации Шермана-Моррисона это выражение принимает вид:

для соответствующих констант λ и к. Из последнего равенства очевидно, что с точностью до масштабного коэффициента к (который зависит от конкретного канала, количества N объединяемых элементов ПШ-кода и от того, ортогональными или случайными являются коды) МСКО-корректор зависит только от Λ и f. Это завершает доказательство вышеуказанных замечаний.

Постоянный множитель не важен в том смысле, что любой корректор ε_c, отличающийся от МСКО-корректора только положительной постоянной ε, будет давать выходной сигнал с тем же ОСШ, что и у выходного сигнала МСКО-корректора. Однако, хотя ОСШ выходного сигнала корректора не зависит от постоянного множителя, любой такой масштабный коэффициент все же потенциально важен в двух отношениях. Во-первых, в зависимости от конструкции приемника, неподходящее масштабирование может увеличить требуемый динамический диапазон приемника. Хотя масштабный коэффициент МСКО-корректора каждого канала трафика потенциально отличен, выигрыш обработки, обеспечиваемый любым одним корректором, одинаков для сигналов всех каналов трафика, которые проходят через него. Таким образом, введение корректора в приемник не должно оказывать негативное влияние на аспекты динамического диапазона в тракте сигнала после приемника. Во-вторых, при гибком переключении каналов связи необходимо правильное масштабирование выходного сигнала каждого корректора, чтобы максимизировать ОСШ объединенного результата. Использование приемника, соответствующего настоящему изобретению, в процедуре гибкого переключения каналов связи будет описано ниже в связи с фиг. 2 и 3.

Использованием приемника, такого как приемник 100, включающего в себя адаптивный корректор, обеспечивается важное преимущество. МСКО-корректор одинаков независимо от того, какой канал (код Уолша) демодулируется. Это позволяет адаптивному корректору обучаться и адаптироваться с использованием канала пилот-сигнала. Более того, в некоторых задачах для передачи данных с высокими скоростями передачи данных можно предоставлять несколько кодов Уолша одному пользователю. Поскольку корректор одинаков для всех каналов, пользователь, работающий с высокими скоростями передачи данных, может использовать один и тот же корректор для всех демодулируемых каналов.

На фиг. 2 изображен второй вариант осуществления приемника в соответствии с настоящим изобретением. Приемник 200 включает в себя блок дискретизации 202, первую схему приема 201 и вторую схему приема 203. В этом варианте осуществления приемник предназначен для совместной адаптации двух МСКО-корректоров для мобильной станции в процессе гибкого переключения каналов связи между двумя удаленными приемопередатчиками или базовыми станциями.

Первая схема приема 201 включает в себя первый адаптивный корректор 204, первый блок сжатия 206, первый демодулятор 208 каналов трафика, первый демодулятор 210 каналов пилот-сигнала, первый элемент задержки 212 и элемент усиления 213. Аналогично, вторая схема приема 203 включает в себя второй адаптивный корректор 214, второй блок сжатия 216, второй демодулятор 218 каналов трафика, второй демодулятор 220 каналов пилот-сигнала, второй элемент задержки 222 и элемент усиления 223. Каждая схема приема может быть предназначена для приема сигнала с расширенным спектром от удаленного передатчика, например базовой станции. Кроме того, приемник 200 дополнительно включает в себя блок объединения 224, блок суммирования 226 и блок объединения 228. Принимаемые сигналы объединяются в блоке объединения 228 для дальнейшей обработки.

Каждая из схем приема 201, 203 работает аналогично приемнику 100, показанному на фиг. 1. Блок дискретизации 202 преобразует принимаемый сигнал с расширенным спектром в дискретный временной сигнал с частотой дискретизации, которая является целым кратным частоте следования элементов ПШ-кода, например, в один, два, четыре или восемь раз превышает частоту следования элементов ПШ-кода. В первой схеме приема 201 адаптивный корректор 204 имеет вход 230 для приема сигнала с расширенным спектром и вход 232 для приема сигнала 234 ошибки. Адаптивный корректор 204 подавляет помехи в сигнале с расширенным спектром для получения скорректированного сигнала 236 на выходе 238. Блок сжатия 206 сжимает скорректированный сигнал 236 в ответ на предварительно определенную расширяющую последовательность. Демодулятор 208 каналов трафика демодулирует скорректированный сжатый сигнал для получения оценки последовательности данных, передаваемой по каналу трафика. Демодулятор каналов трафика включает в себя блок сжатия 240 и блок суммирования 242. Блок сжатия 240 сжимает скорректированный сигнал путем применения подходящего кода Уолша для требуемого канала трафика. Блок суммирования 242 суммирует элементы сигнала на некотором интервале, например в 64 элемента данных, для получения демодулированного канала трафика. Демодулированные данные задерживаются на предварительно определенное время в первом элементе задержки 212, умножаются на подходящий коэффициент усиления в элементе усиления 213, а затем пропускаются в блок объединения 228.

Во второй схеме приема 203 адаптивный корректор 214 имеет вход 250 для приема дискретизированного сигнала с расширенным спектром и вход 252 для приема сигнала 234 ошибки. Адаптивный корректор 214 подавляет помехи в сигнале с расширенным спектром для получения скорректированного сигнала 256 на выходе 258. Блок сжатия 216 сжимает скорректированный сигнал 256 в ответ на предварительно определенную расширяющую последовательность. Расширяющие последовательности, используемые первой схемой приема 201 и второй схемой приема 203, соответствуют конкретным базовым станциям. При гибком переключении каналов связи каждая схема приема будет принимать сигналы от другой базовой станции, так что расширяющие последовательности будут разными. Например, согласно стандарту ВС-95 расширяющие последовательности будут характеризоваться разными фазами общей последовательности.

Демодулятор 218 каналов трафика демодулирует скорректированный сжатый сигнал для получения оценки последовательности данных, передаваемых по каналу трафика. Демодулятор каналов трафика включает в себя блок сжатия 260 и блок суммирования 262. Блок сжатия 260 сжимает скорректированный сигнал путем применения подходящего кода Уолша для требуемого канала трафика. Блок суммирования 262 суммирует элементы сигнала на некотором интервале, например, длительностью 64 элемента данных для получения демодулированных данных. Демодулированные данные задерживаются на предварительно определенное время во втором элементе задержки 222, умножаются на подходящий коэффициент усиления в элементе усиления 223, а затем пропускаются в блок объединения 228 для объединения с демодулированными данными из первой схемы приема 201.

Демодулятор 210 каналов пилот-сигнала первой схемы приема 201 и демодулятор 220 каналов пилот-сигнала второй схемы приема 203 предназначены для совместной адаптации двух адаптивных корректоров приемника 200. В каждой схеме приема демодулятор каналов пилот-сигнала демодулирует скорректированный сжатый сигнал, принимаемый из адаптивного корректора, для получения оценки канала пилот-сигнала. Демодулятор 210 каналов пилот-сигнала включает в себя блок сжатия 264 и блок суммирования 266. Блок сжатия 264 применяет код Уолша канала пилот-сигнала для сжатия скорректированного сигнала. Сжатые элементы сигнала суммируются с блоке суммирования 266 на предварительно определенном интервале для получения оценки пилот-сигнала 272. Аналогично, демодулятор 220 включает в себя блок сжатия 268 и блок суммирования 270. Блок сжатия 268 применяет код Уолша канала пилот-сигнала для сжатия скорректированного сигнала. Сжатые элементы сигнала суммируются в блоке суммирования 270 на предварительно определенном интервале для получения оценки пилот-сигнала 274.

В рассматриваемом варианте осуществления код Уолша пилот-сигнала, используемый в обеих схемах приема, является одним и тем же кодом, в котором все значения - логические единицы. Это соответствует стандарту ВС-95. Однако может оказаться необходимым использование разных кодов Уолша для сжатия разных каналов пилот-сигнала. Кроме того, как обсуждалось выше, блок суммирования 266 и блок суммирования 270 могут суммировать любое целое число элементов ПШ-кода, например 64.

Оценка пилот-сигнала 272 из первой схемы приема 201 и оценка пилот-сигнала 274 из второй схемы приема 203 объединяются в блоке объединения 224. Блок объединения 224 суммирует две оценки пилот-сигнала и выдает результат в блок суммирования 226. Блок суммирования 226 объединяет результат и предварительно определенную комбинацию данных для формирования сигнала 234 ошибки. На фиг. 2 в предварительно определенной комбинации данных все значения - единицы, как и в пилот-сигнале согласно стандарту ВС-95. Сигнал 234 ошибки выдается в адаптивный корректор 204 и в адаптивный корректор 214.

В варианте осуществления, изображенном на фиг. 2, оба адаптивных корректора адаптируются к общему сигналу ошибки,
т. е. осуществляется совместная адаптация. При совместной адаптации ошибка измеряется после того, как оба корректора объединены. В этой реализации амплитуды коэффициентов корректоров масштабируются автоматически для максимизации ОСШ объединенного результата. Отметим, однако, что указанные коррекции коэффициента усиления необходимы, если амплитуды пилот-сигналов или амплитуды каналов трафика не равны. На фиг. 2 A₀ и B₀ обозначают амплитуды пилот-сигналов, a A₁ и B₁ обозначают амплитуды требуемых каналов трафика.

Сигнал из базовой станции или сектора "активен" столько времени, сколько времени базовая станция или сектор осуществляет передачу интересующему абоненту по каналу трафика. Он по-прежнему считается активным, если для обработки не выделен корректор. Аналогично, базовая станция или сектор обычно определяются как находящиеся в режиме гибкого переключения каналов связи с абонентом, если базовая станция или сектор осуществляют передачу данных абоненту по каналу трафика. Как правило, это не зависит от того, выделяет ли абонентское устройство отвод приемника или корректор для этого сектора.

В процессе гибкого переключения каналов связи приемник 200 принимает первые сигналы с расширенным спектром от первого удаленного передатчика и принимает вторые сигналы с расширенным спектром от второго удаленного передатчика. Удаленные передатчики могут быть базовыми станциями, обслуживающими ячейки сотовой радиотелефонной системы, или могут быть передатчиками, обслуживающими секторы одной ячейки в такой системе. Это является примером двухсторонней процедуры гибкого переключения каналов связи. В альтернативных конкретных вариантах осуществления могут быть предусмотрены дополнительные схемы приема и адаптивные корректоры для трехсторонней, четырехсторонней, .. . n-сторонней процедуры гибкого переключения каналов связи.

Приемник 200 выдает сигнал ошибки в ответ по меньшей мере на один из первых сигналов с расширенным спектром и вторых сигналов с расширенным спектром. В случае совместной адаптации, показанном на фиг. 2, сигнал ошибки выдается в ответ на сигналы с расширенным спектром обеих групп. Приемник 200 адаптивно корректирует первые сигналы с расширенным спектром и вторые сигналы с расширенным спектром в ответ на сигнал ошибки для получения первого скорректированного сигнала 236 и второго скорректированного сигнала 256. Приемник 200 также демодулирует первый канал трафика, исходя из первого скорректированного сигнала 236, и второй канал трафика, исходя из второго скорректированного сигнала 256. И наконец, приемник 200 объединяет первый канал трафика и второй канал в блоки объединения 228 в качестве принимаемых данных.

Если в процедуре гибкого переключения каналов связи участвуют более двух ячеек или секторов, приемник 200 может обнаружить множество сигналов с расширенным спектром, включающее в себя первые сигналы с расширенным спектром и вторые сигналы с расширенным спектром. Если в процедуре гибкого переключения каналов связи с приемником участвует больше секторов, чем имеется адаптивных корректоров у приемника, приемник 200 выбирает сектора, имеющие наилучшее качество в смысле активных сигналов, и вводит процедуру гибкого переключения каналов связи с передатчиками, которые передают эти активные сигналы. Приемник 200 предоставляет первый адаптивный корректор первому сектору и предоставляет второй адаптивный корректор второму сектору. Когда оценка качества сигналов одного их секторов, который участвует в процедуре гибкого переключения каналов связи, но которому не предоставлен корректор, превышает оценку качества сигналов сектора, которому предоставлен корректор, приемник 200 заменяет один сигнал другим сигналом путем повторного предоставления адаптивного корректора. Таким образом, приемник 200 предоставляет свои ресурсы базовым станциям или секторам, имеющим наилучшее качество сигналов.

На фиг. 3 показан третий вариант осуществления приемника в соответствии с настоящим изобретением. Приемник 300 включает в себя блок дискретизации 302, первую схему приема 301 и вторую схему приема 303. В этом варианте осуществления приемник предназначен для индивидуальной адаптации двух МСКО-корректоров для мобильной станции при гибком переключении каналов связи между двумя удаленными приемопередатчиками или базовыми станциями.

Первая схема приема 301 включает в себя первый адаптивный корректор 304, первый блок сжатия 306, первый демодулятор 308 каналов трафика, первый демодулятор 310 каналов пилот-сигнала, первый генератор 312 сигнала ошибки, первый элемент задержки 314, блок суммирования 316, блок 318 вычисления отношения сигнал/шум (ОСШ), блок 320 вычисления коэффициентов, элемент усиления 322 и элемент усиления 324. Аналогично, вторая схема приема 303 включает в себя второй адаптивный корректор 334, второй блок сжатия 336, второй демодулятор 338 каналов трафика, второй демодулятор 340 каналов пилот-сигнала, второй генератор 342 сигнала ошибки, второй элемент задержки 344, блок суммирования 346, блок 348 вычисления ОСШ, блок 350 вычисления коэффициентов, элемент усиления 352 и элемент усиления 354. Выходной сигнал из каждой схемы приема суммируется в блоке суммирования 356. Схемы приема будут предоставляться для приема сигнала с расширенным спектром от разных передатчиков, например базовой станции.

Каждая из схем приема 301, 303 работает аналогично приемнику 100, показанному на фиг. 1. В первой схеме приема 301 блок дискретизации 302 преобразует принимаемый сигнал с расширенным спектром в дискретный временной сигнал с определенной частотой дискретизации. Частота дискретизации является целым кратным частоте следования элементов ПШ-кода, например, в один, два, четыре или восемь раз превышает частоту следования элементов ПШ- кода. Адаптивный корректор 304 имеет вход 360 для приема сигнала с расширенным спектром и вход 362 для приема сигнала 364 ошибки. Адаптивный корректор 304 подавляет помехи в сигнале с расширенным спектром для получения скорректированного сигнала 366 на выходе 368. Блок сжатия 306 сжимает скорректированный сигнал 366 в ответ на предварительно определенную расширяющую последовательность. Демодулятор 308 каналов трафика демодулирует скорректированный сжатый сигнал для получения оценки последовательности данных, передаваемой по каналу трафика. Демодулятор 308 каналов трафика включает в себя блок сжатия 370 и блок суммирования 372. Блок сжатия 370 сжимает скорректированный сигнал путем применения подходящего кода Уолша для требуемого канала трафика. Блок суммирования 372 суммирует элементы сигнала на некотором интервале, например, длительностью 64 элемента данных для стандарта ВС-95, для получения демодулированных данных. Демодулированные данные задерживаются на предварительно определенное время в первом элементе задержки 314, умножаются на подходящие коэффициенты усиления в элементе усиления 322 и элементе усиления 324, а затем пропускаются в блок суммирования 356.

Демодулятор 310 каналов пилот-сигнала демодулирует скорректированный сжатый сигнал из блока сжатия 306 и адаптивного корректора 304 для получения оценки канала пилот-сигнала. Демодулятор 310 каналов пилот-сигнала включает в себя блок сжатия 374 и блок суммирования 376. Блок сжатия 374 применяет код Уолша канала пилот-сигнала, например, такой в котором все значения являются логическими единицами, для сжатия скорректированного сигнала. Сжатые элементы сигнала суммируются в блоке суммирования 376 на предварительно определенном интервале, например, длительностью 64 элемента сигнала, для получения оценки пилот-сигнала 377. В блоке суммирования 316 оценка пилот-сигнала 377 сравнивается с предварительно определенной последовательностью данных, например, такой как последовательность данных пилот-сигнала, в которой все значения являются логическими единицами. Первый генератор 312 сигнала ошибки включает в себя блок суммирования 378 и блок суммирования 379. Блок суммирования 378 принимает сжатые элементы сигнала из блока сжатия 364 и суммирует элементы сигнала на предварительно определенном интервале. Интервал может определяться через целое кратное частоты следования элементов ПШ-кода. Выходной сигнал блока суммирования 378 сравнивается в блоке суммирования 379 с предварительно определенной последовательностью данных, например, такой как последовательность данных пилот-сигнала, в которой все значения являются единицами, для получения сигнала 364 ошибки.

Вторая схема приема 303 работает аналогично. Адаптивный корректор 333 подавляет помехи в сигнале с расширенным спектром в ответ на сигнал 384 ошибки для получения скорректированного сигнала 386. Блок сжатия 336 сжимает скорректированный сигнал 386 в ответ на предварительно определенную расширяющую последовательность. Демодулятор 338 каналов трафика демодулирует скорректированный сжатый сигнал для получения оценки последовательности данных, передаваемой по каналу трафика. Демодулятор 338 каналов трафика включает в себя блок сжатия 390 и блок суммирования 392, которые работают аналогично блоку сжатия 370 и блоку суммирования 372 первой схемы приема 301. Демодулированные сигналы трафика выдаются во второй элемент задержки 344, задерживаются на предварительно определенное время, а потом выдаются в элемент усиления 352 и элемент усиления 354. Демодулятор 340 каналов пилот-сигнала включает в себя блок сжатия 394 и блок суммирования 396. Блок сжатия 394 и блок суммирования 396 выдают оценочный пилот-сигнал 397. В блоке суммирования 346 оценка пилот-сигнала 397 сравнивается с предварительно определенной последовательностью данных, например, такой как последовательность данных пилот-сигнала, в которой все значения являются логическими единицами. Второй генератор 342 сигнала ошибки включает в себя блок суммирования 398 и блок суммирования 399. Блок суммирования 398 принимает сжатые элементы ПШ-кода из блока сжатия 394 и суммирует их на предварительно определенном интервале. Интервал может быть определен через целое кратное частоты следования элементов ПШ-кода. Выходной сигнал блока суммирования 398 сравнивается в блоке суммирования 399 с предварительно определенной последовательностью данных, например, такой как последовательность данных пилот-сигнала, в которой все значения являются единицами, для получения сигнала 384 ошибки. Таким образом, приемник 300 индивидуально адаптирует адаптивные корректоры и объединяет выходные сигналы обеих схем приема. При индивидуальной адаптации нужно оценивать или измерять отношение сигнал/шум каждого корректора, так что можно вычислить оптимальные коэффициенты объединения. Блок 318, 348 вычисления ОСШ оценивает ОСШ для каждой схемы приема. Блок 320, 350 вычисления коэффициентов определяет оптимальные коэффициенты объединения для каждой схемы приема. Вообще говоря, если среднее значение и дисперсия выходного сигнала корректора заданы, соответственно, как ζ/σ², оптимальный коэффициент объединения равен ζ/σ². Как и в случае совместной адаптации, проиллюстрированном на фиг. 2, указанные коррекции коэффициента усиления с использованием A₀, A₁, B₀ и B₁ необходимы, если либо амплитуды пилот-сигналов не равны, либо амплитуды каналов трафика не равны. Здесь A₀ и B₀ обозначают амплитуды пилот-сигналов двух секторов, а A₁ и B₁ обозначают амплитуды каналов трафика. Использование раздельной или индивидуальной адаптации требует, чтобы количество элементов ПШ-кода, просуммированных до измерения среднеквадратической ошибки, было кратным 64-м элементам ПШ-кода и чтобы интервал объединения был выровнен с границами кодов Уолша. Коррекции коэффициента усиления выполняются для амплитуд канала пилот-сигнала и канала трафика. Адаптивные корректоры могут обновляться с любым целым кратным значением частоты следования элементов ПШ-кода.

Гибкое переключение каналов связи с использованием приемника 300 осуществляется аналогично гибкому переключению каналов связи с использованием приемника 200, показанного на фиг. 2. Однако сигнал ошибки получают отдельно для каждой схемы приема и используют для адаптации индивидуальных корректоров.

На фиг. 4 изображена система связи 400 с расширенным спектром, в которой может применяться настоящее изобретение. Система связи 400 включает в себя множество базовых станций, включая базовую станцию 402 и базовую станцию 404. Каждая базовая станция отдельно подключена к узлу коммутации 406 мобильных объектов, который управляет связью в системе и между системой и коммутируемой телефонной сетью 408 общего пользования (КТСОП). Система связи 400 может быть сотовой телефонной системой, работающей в соответствии со стандартом ВС-95, сотовой системой связи или системой связи мобильных объектов другого типа, стационарной системой беспроводных локальных абонентских шлейфов или системой радиосвязи другого типа.

Каждая базовая станция предназначена для осуществления высокочастотной (ВЧ) связи со стационарными или мобильными приемопередатчиками, такими как мобильная станция 410. Поэтому каждая базовая станция включает в себя приемник, такой как приемник 412 базовой станции 402 и приемник 414 базовой станции 404, и передатчик, такой как передатчик 416 базовой станции 402 и передатчик 418 базовой станции 404. Каждый передатчик передает сигнал с расширенным спектром, включающий в себя первый сигнал и второй сигнал, причем первый сигнал, по существу, ортогонален второму сигналу. Первый сигнал может быть, например, каналом пилот-сигнала в реализации согласно стандарту ВС-95, а второй сигнал может быть одним или более каналами трафика. Согласно стандарту ВС-95 канал пилот-сигнала и каналы трафика используют наложение кодовой последовательности на основе кода Уолша или Адамара, так что при передаче все каналы, по существу, ортогональны.

Мобильная станция 410 включает в себя аналоговый высокочастотный блок 420, приемник 424, передатчик 426, секцию управления 428 и интерфейс 430 пользователя. Аналоговый высокочастотный блок 420 фильтрует сигналы с расширенным спектром и обеспечивает преобразование в сигналы полосы модулирующих частот. Аналоговый высокочастотный блок 420 также обеспечивает аналого-цифровое преобразование, т.е. преобразование сигналов полосы модулирующих частот в потоки цифровых данных для дальнейшей обработки. Приемник 424 демодулирует цифровые данные и выдает демодулированные данные в секцию управления 428. Приемник 424 предпочтительно реализован в виде приемника 100 (фиг. 1), приемника 200 (фиг. 2) или приемника 300 (фиг. 3). Секция управления 428 управляет всей работой мобильной станции 410, включая выделение для обработки адаптивных корректоров в приемнике, когда мобильная станция 410 работает в режиме гибкого переключения каналов связи с базовой станцией 402 и базовой станцией 404. Секция управления также управляет взаимодействием компонентов устройства радиосвязи и интерфейса 430 пользователя. Интерфейс пользователя, как правило, включает в себя дисплей, клавиатуру, динамик и микрофон. Передатчик 426 модулирует данные для передачи их на удаленный приемник, например, на одну из базовых станций. Модулированные данные обрабатываются аналоговым высокочастотным блоком 420 и передаются на высокой частоте.

В любой системе связи качество или надежность принимаемых символов канала будет изменяться в соответствии с качеством канала. В сотовой системе связи с мобильными объектами изменения в каналах возникают из-за перемещения мобильной станции или абонентского устройства, а также из-за других факторов. В результате, канал "замирает" и профиль многолучевого распространения в канале изменяется во времени.

В системах с кодированием, например, согласно стандарту ВС-95, где используется кодирование со сверткой, информацией о надежности может воспользоваться декодер. Согласно стандарту ВС-95 используется декодер Витерби для декодирования принимаемой передачи на мобильной станции. Декодер Витерби является декодером максимального правдоподобия, выбирающим или декодирующим последовательность информации, которая минимизирует конкретную метрику декодирования. Информация о надежности используется, и в кодах, и декодерах других типов. Декодирование с максимальным правдоподобием и декодирование с минимальным расстоянием (или обобщенное декодирование с минимальным расстоянием) можно применять к решетчатым кодам, кодам Рида-Соломона, кодам Бозе-Чоудхури-Хоквингема и т.д.

Чтобы наилучшим образом использовать коррекцию в системе, выходной сигнал корректора, например демодулированные данные на выходе 116 на фиг. 1, или объединенный выходной сигнал в системе, работающей в режиме мягкого переключения каналов связи, например данные из блока суммирования 356 на фиг. 3, нужно масштабировать с помощью оценки отношения сигнал/шум. Поскольку как раз отношение сигнал/шум используется для подходящего (оптимального) масштабирования и объединения выходных сигналов нескольких корректоров (см., например, фиг. 2), отношение сигнал/шум можно использовать для масштабирования выходного сигнала одного корректора или объединенной суммы сигналов нескольких корректоров, чтобы обеспечить декодеру Витерби возможность оптимального декодирования (декодирования с максимальным правдоподобием) принимаемой передачи. Вместо этого при других типах кодирования и декодеров операцию декодирования можно усовершенствовать, предусматривая декодер, и с демодулированным выходным сигналом, и с оценкой отношения сигнал/шум для этого выходного сигнала.

На фиг. 5A изображена блок-схема приемника 500 в соответствии с настоящим изобретением. Приемник 500 имеет конструкцию, аналогичную приемнику 100 (фиг. 1) и приемнику 300 (фиг. 3), и работает аналогично этим приемникам. Приемник 500 включает в себя блок дискретизации 502, адаптивный корректор 504, блок сжатия 506, демодулятор 508 каналов трафика, демодулятор 510 каналов пилот-сигнала, генератор 512 сигнала ошибки, блок 514 оценки отношения сигнал/шум и блок объединения 516.

На фиг. 5A выходной сигнал корректора, которым являются данные из демодулятора 508 каналов трафика, масштабируется с помощью оценки отношения сигнал/шум из блока оценки ОСШ. Выходной сигнал корректора указан на фиг. 5A как "(1) Оценка символов", а оценка ОСШ указана как "(2) Оценка ОСШ". Выходной сигнал приемника 503 обозначен как "(3) Взвешенная оценка символов ".

На фиг. 5B изображен декодер Витерби 520, который можно использовать вместе с приемником 500, показанным на фиг. 5A. Декодер Витерби 520 принимает взвешенную оценку символов из приемника 500. На фиг. 5C показан декодер 530 более общего вида, который в альтернативном случае можно использовать вместе с приемником 500, показанным на фиг. 5A. Для системы, кодирование в которой не является кодированием со сверткой, но в которой по-прежнему применяется кодирование с максимальным правдоподобием или минимальным расстоянием, может оказаться уместным выдавать оценку отношения сигнал/шум на декодер 530 отдельно от демодулированного символа, как на фиг. 5C.

При гибком переключении каналов связи, когда каждому сектору предоставляется один корректор, приемник должен либо масштабировать объединенный выходной сигнал нескольких корректоров с помощью оценки отношения объединенный сигнал/шум, либо вместо этого приемник должен отдельно выдавать на декодер недвусмысленную оценку отношения объединенный сигнал/шум. На фиг. 3 выходной сигнал корректора масштабирован с помощью оценки отношения объединенный сигнал/шум. Таким образом, выходной сигнал приемника 300 на фиг. 3 можно подавать непосредственно на вход декодера Витерби, например на декодер 520 на фиг. 5.

Недавно были предложены системы с МДКР, в которых один и тот же расширяющий код используется совместно для символов пилот-сигнала и символов данных. Одной из таких систем является "Альфа", предложенная для универсальных услуг электросвязи с мобильными объектами (УУЭМО), известных также как FRAMES-режим 2. Адаптивный корректор применим к этим системам, хотя способ адаптации нужно видоизменить. Корректор должен адаптироваться лишь тогда, когда принимаются символы пилот-сигнала, поскольку ошибку на выходе корректора или блока сжатия можно измерить только тогда, когда известен передаваемый сигнал.

Для символов данных, принимаемых между символами пилот-сигнала или посылками пилот-сигналов, есть, по существу, два возможных варианта для определения коэффициентов корректора. Первый вариант, проиллюстрированный на фиг. 6, заключается в том, чтобы "заморозить" коэффициенты корректора в интервалах между пилот-сигналами. Фиг. 6 изображает блок-схему приемника 600 в соответствии с настоящим изобретением. Приемник 600 включает в себя блок дискретизации 602, адаптивный корректор 604, блок сжатия 606, демодулятор 608 каналов трафика, демодулятор 610 каналов пилот-сигнала и генератор 612 сигнала ошибки. Конструкция и работа приемника 600 аналогичны конструкции и работе вышеописанных приемников. Однако, чтобы обеспечить совместное использование расширяющего кода в символах пилот-сигналов и символах данных, приемник 600 дополнительно включает в себя переключатель 614 и переключатель 616. При приеме символов пилот-сигнала или посылок символов пилот-сигнала переключатель 616 замыкается, чтобы обеспечить адаптацию корректора 604 в ответ на символы пилот-сигнала. При приеме символов данных переключатель 616 размыкается, а переключатель 614 замыкается для передачи демодулированных данных из приемника 600. В этом варианте одинаковые коэффициенты корректора используются для демодуляции всех символов данных между последовательными посылками символов пилот-сигнала.

Второй вариант, проиллюстрированный на фиг. 7, заключается в использовании способов линейной или иной интерполяции для определения коэффициентов корректора, используемых для демодуляции символов данных между посылками пилот-сигнала. На фиг. 7 изображена блок-схема приемника 700 в соответствии с настоящим изобретением. Приемник 700 включает в себя блок дискретизации 702, адаптивный корректор 704, блок 706 сжатия пилот-сигналов, блок 708 сжатия графика, демодулятор 710 каналов трафика, демодулятор 712 каналов пилот-сигнала и генератор 714 сигнала ошибки. Кроме того, приемник 700 включает в себя интерполяционный корректор 716, обозначенный как C_инт(z) на фиг. 7, и буфер или элемент задержки 718 и элемент задержки 720.

На фиг. 7 C_инт(z) используется для обозначения интерполяционного корректора, в котором интерполяция происходит между коэффициентами адаптивного корректора, определяемыми адаптивным корректором 704 в конце посылок пилот-сигнала на любой стороне интересующих символов данных. Как показано на фиг. 7, если используется интерполяция, необходимо будет буферизовать символы данных в элементе задержки 718 между соседними посылками пилот-сигнала. Аналогично, расширяющая последовательность должна быть буферизована в элементе задержки 720, чтобы поддержать выравнивание во времени символов данных и расширяющей последовательности. После приема новой посылки символов пилот-сигнала все символы данных между новой посылкой пилот-сигнала и предыдущей посылкой пилот-сигнала можно демодулировать. Переключатель 722 и переключатель 724 управляют выдачей демодулированных данных из приемника 700 и адаптацией корректора 704 соответственно. Интерполяция используется для регулировки коэффициентов корректора по всей посылке данных.

В концептуальном документе "Система "Альфа" для УУЭМО" определен канал синхронизации. Как только синхронизация достигнута, канал синхронизации можно также использовать для слежения за каналом, если это желательно. В случае системы "Альфа" для УУЭМО две синхронизирующих посылки - первичная и вторичная передаются на протяжении каждого временного сегмента. Обе эти синхронизирующие посылки можно использовать в дополнение к посылке пилот-сигнала в общем канале пилот-сигнала и данных для адаптации корректора.

Один способ достижения адаптации корректора проиллюстрирован на фиг. 8. На фиг. 8 изображена блок-схема приемника 800 в соответствии с настоящим изобретением. Приемник 800 включает в себя блок дискретизации 802, а также адаптивный корректор 804 и демодулятор 808 каналов трафика. Когда в канале графика присутствуют символы данных, переключатель 810 замыкается для выдачи демодулированных данных в качестве выходного сигнала приемника 800. При генерации сигналов ошибки для адаптации корректора 804 генератор 834 сигнала ошибки принимает сигналы, соответствующие символам пилот-сигнала, первичной синхронизирующей посылке и вторичной синхронизирующей посылке. Демодулятор 812 каналов пилот-сигнала демодулирует канал пилот-сигнала. В рассматриваемом варианте осуществления демодулированные символы пилот-сигнала масштабируются с помощью амплитуды канала данных в блоке умножения 814. Переключатель 816 замыкается, когда присутствуют символы пилот-сигнала. В системе "Альфа" для УУЭМО синхронизирующие посылки не расширяются, так что выходной сигнал адаптивного корректора 804 выдается непосредственно в демодулятор 818 первичной синхронизирующей посылки и демодулятор 820 вторичной синхронизирующей посылки в обход блока сжатия 806. Поскольку первичная синхронизирующая посылка модулируется во время передачи, эта модуляция устраняется блоком умножения 821. Обе синхронизирующие посылки масштабируются с помощью амплитуды канала синхронизации в блоке умножения 822 и блоке умножения 824. Переключатель 826 замыкается в присутствии первичной синхронизирующей посылки, а переключатель 828 замыкается в присутствии вторичной синхронизирующей посылки. Блок объединения 832 объединяет первичную и вторичную синхронизирующие посылки, а блок объединения 830 объединяет этот результат с символами пилот-сигнала. Сумма выдается в генератор 834 сигнала ошибки. Переключатель 836 замыкается в присутствии символа пилот-сигнала или в присутствии одной из синхронизирующих посылок, и адаптивный корректор 804 адаптируется в ответ на сигнал ошибки.

Таким образом, на фиг. 8 корректор "замораживается" между посылками пилот-сигнала/синхронизирующими посылками. Вместо этого можно использовать интерполяцию, если символы данных буферизованы, аналогично конкретному варианту осуществления, показанному на фиг. 7. Отметим также на фиг.8, что необходимо снимать модулирующую последовательность, используемую во вторичном канале синхронизации, с помощью блока умножения 821.

Как можно увидеть из вышеизложенного, настоящее изобретение обеспечивает устройство связи и способ подавления помех с помощью адаптивной коррекции в системе связи на основе сигналов с расширенным спектром. Приемник устройства связи включает в себя адаптивный корректор, который адаптируется с помощью пилот-сигнала, например, такого как в канале пилот-сигнала согласно стандарту ВС-95. Устройство связи и способ, соответствующие настоящему изобретению, обеспечивают важные преимущества.

Во-первых, настоящее изобретение обеспечивает существенные преимущества по эффективности приемника с согласованным фильтром, такого как многоотводной приемник. Большие коэффициенты усиления достигаются при малом I_дя/I_вя. Если I_дя/I_вя ≥ 1, значительные коэффициенты усиления достигаются, если только один или два сектора доминируют над помехами в других ячейках. Когда корректор адаптируется к оптимальному или почти оптимальному решению, эффективность МСКО-корректора по меньшей мере такая же, как у приемника с согласованным фильтром.

Во-вторых, использование адаптивного корректора освобождает приемник от непрерывного распределения и перераспределения отводов многоотводного приемника для различных составляющих многолучевого распространения, принимаемых из секторов, при гибком переключении каналов связи с мобильным объектом. Вместо этого один корректор предоставляется каждому сектору при гибком переключении каналов связи с мобильным объектом. Некоторые исследования показали, что для предложенных широкополосных систем с МДКР, имеющих ширину полосы 5-20 МГц, более высокая разрешающая способность приемника по отношению к составляющим многолучевого распространения может фактически ухудшить эффективность приемника, если мобильный объект не выделяет отводы приемника для обработки значительной части составляющих многолучевого распространения. Для широкополосных систем с МДКР количество отводов, необходимых для объединения значительной части составляющих многолучевого распространения, может быть довольно большим. Например, современные мобильные объекты с МДКР используют три или четыре отвода многоотводного приемника в системе с шириной полосы 1,25 МГц. Если число отводов, необходимых в приемнике, масштабируется по ширине полосы, предложенным системам для частот 5, 10 и 20 МГц должны потребоваться 16, 32 и 64 отвода соответственно. Успешное распределение и перераспределение этих многочисленных отводов приемника может оказаться затруднительным.

Хотя показан и описан конкретный вариант осуществления настоящего изобретения, возможны модификации. Например, количество схем приема, которые входят в приемники, показанные на фиг. 2 и 3, может быть увеличено до любого подходящего количества. Поэтому предполагается, что прилагаемая формула изобретения охватывает все такие изменения и модификации, которые находятся в рамках объема формулы изобретения.

Устройство связи, осуществляющее способ приема, такое как мобильная станция для системы связи на основе сигналов с расширенным спектром, включает в себя приемник, имеющий адаптивный корректор, который подавляет помехи в принимаемом сигнале с расширенным спектром для получения скорректированного сигнала. Демодулятор каналов пилот-сигнала демодулирует скорректированный сигнал для получения оценки канала пилот-сигнала. Блок суммирования сравнивает оценку канала пилот-сигнала и предварительно определенную комбинацию данных для получения сигнала ошибки. Демодулятор (108) каналов трафика демодулирует скорректированный сигнал для получения одного или более каналов трафика. Технический результат - повышение эффективности подавления помех. 7 з.п. ф-лы, 8 ил.

1. Способ приема высокочастотных сигналов в приемнике, отличающийся тем, что формируют скорректированный сигнал путем коррекции высокочастотных сигналов в адаптивном корректоре, формируют демодулированные данные путем демодуляции скорректированного сигнала, формируют сигналы ошибки путем сравнения канала пилот-сигнала скорректированного сигнала с предварительно определенной последовательностью данных и адаптируют адаптивный корректор в ответ на сигнал ошибки. 2. Способ по п.1, отличающийся тем, что дополнительно вырабатывают оценку отношения сигнал/шум для высокочастотных сигналов и масштабируют демодулированные данные с учетом оценки отношения сигнал/шум. 3. Способ по п. 2, отличающийся тем, что масштабированные демодулированные данные декодируют в соответствии с алгоритмом кодирования с максимальным правдоподобием. 4. Способ по п.1, отличающийся тем, что прием пилот-сигналов осуществляют в течение первых интервалов времени, осуществляют прием символов данных в течение вторых интервалов времени, чередующихся с первыми интервалами времени, и адаптируют адаптивный корректор только в течение первых интервалов времени. 5. Способ по п.4, отличающийся тем, что выдачу демодулированных данных осуществляют только в течение вторых интервалов времени. 6. Способ по п.1, отличающийся тем, что прием пилот-сигналов осуществляют в течение первых интервалов времени, прием символов данных - в течение вторых интервалов времени, чередующихся с первыми интервалами времени, получают первый скорректированный сигнал путем адаптации адаптивного корректора в течение первых интервалов времени, получают второй скорректированный сигнал путем интерполяции интерполированного корректора во время вторых интервалов времени с использованием коэффициентов из адаптивного корректора. 7. Способ по п.6, отличающийся тем, что сигнал ошибки формируют в ответ на первый скорректированный сигнал и демодулируют второй скорректированный сигнал для получения демодулированных данных. 8. Способ по п.1, отличающийся тем, что дополнительно обнаруживают канал пилот-сигнала и один или более каналов синхронизации радиочастотных сигналов и выдают сигнал ошибки в ответ на обнаружение канала пилот-сигнала и одного или более каналов синхронизации.