Уровень техники
Настоящее изобретение в основном относится к электросвязи и более конкретно к синхронизации приемопередатчиков различных пользователей, и еще более конкретно к способам и устройству для синхронизации, основанным на ортогональных последовательностях, имеющих оптимизированные корреляционные свойства.
Современные системы связи, такие как сотовые и спутниковые системы радиосвязи, используют различные режимы работы (аналоговый, цифровой и гибридный) и различные технологии доступа, такие как множественный доступ с частотным разделением каналов (МДЧР), множественный доступ с временным разделением каналов (МДВР), множественный доступ с кодовым разделением каналов (МДКР), а также гибриды этих технологий.
Цифровые сотовые системы связи расширили функциональные возможности для оптимизации пропускной способности системы и поддержания иерархических структур ячеек, например структур макроячеек, микроячеек, пикоячеек и т.д. Термин "макроячейка", вообще говоря, относится к ячейке, имеющей размер, сопоставимый с размерами ячеек в обычной сотовой телефонной системе (например, радиус по меньшей мере приблизительно 1 км), а термины "микроячейка" и "пикоячейка", вообще говоря, относятся к значительно меньшим ячейкам. Например, микроячейка могла бы охватывать находящиеся в зданиях или открытые площади общего доступа, например зал заседаний или оживленную улицу, а пикоячейка могла бы охватывать офисное помещение или этаж высотного здания. С точки зрения радиоохвата, для обеспечения работы при различных конфигурациях радиообмена или условиях радиосвязи макроячейки, микроячейки, пикоячейки могут быть отделены одна от другой или могут взаимно перекрываться.
Фиг.1 иллюстрирует пример иерархической или многоуровневой сотовой системы. Зонтичная макроячейка 10, представленная в гексагональной форме, образует перекрывающую сотовую структуру. Каждая зонтичная ячейка может содержать составную структуру из микроячеек. Зонтичная ячейка 10 включает микроячейку 20, представленную областью, обведенной пунктирной линией, и микроячейку 30, представленную областью, обведенной пунктирной линией, которые соответствуют областям вдоль городских улиц, и пикоячейки 40, 50 и 60, которые охватывают отдельные этажи здания. Пересечение двух городских улиц, перекрываемых микроячейками 20 и 30, может создавать область высокой концентрации трафика и таким образом может представлять собой "горячее пятно".
Фиг.2 изображает блок-схему приведенной для примера сотовой мобильной радиотелефонной системы, включающей базовую станцию (БС) 110 и мобильную станцию (МС) 120. Базовая станция включает в себя модуль 130 управления и обработки, который соединяется с коммутационным центром мобильной связи (КЦМС) 140, который в свою очередь соединяется с коммутируемой телефонной сетью общего пользования (КТСОП) (не показана). Основные принципы таких сотовых радиотелефонных систем известны из уровня техники. Базовая станция 110 обрабатывает множество речевых каналов посредством приемопередатчика 150 речевых каналов, который управляется модулем 130 управления и обработки. Также каждая базовая станция включает приемопередатчик 160 каналов управления, который может работать более чем с одним каналом управления. Приемопередатчик 160 каналов управления управляется модулем 130 управления и обработки. Приемопередатчик 160 каналов управления передает информацию управления по каналу управления базовой станции или ячейки к мобильным станциям, синхронизированным с этим каналом управления. Приемопередатчики 150 и 160 каналов управления могут быть реализованы как одно устройство, подобное приемопередатчику 170 речевого канала и управления, для использования с каналами управления и трафика, которые совместно используют одну и ту же радиочастотную несущую.
Мобильная станция 120 принимает информацию, транслируемую по каналу управления, с помощью своего приемопередатчика 170 речевого канала и канала управления. Затем модуль 180 обработки оценивает принятую информацию каналов управления, которая включает в себя характеристики ячеек, с которыми может синхронизироваться мобильная станция, и определяет, с какой ячейкой должна синхронизироваться мобильная станция. Предпочтительно принимаемая информация канала управления включает в себя не только абсолютную информацию, касающуюся ячейки, с которой она связана, но также содержит относительную информацию, касающуюся других ячеек, ближайших к ячейке, с которой связан канал управления, как описано, например, в американском патенте №5 353 332 на имя Raith et al. на "Способ и устройство для управления передачами в системе радиотелефонной связи".
В Северной Америке цифровая сотовая радиотелефонная система, использующая множественный доступ с временным разделением каналов (МДВР), известная как цифровая усовершенствованная система мобильной радиотелефонной связи (D-AMPS), имеет характеристики, определенные в стандарте TIA/EIA/IS-136 Ассоциации производителей средств телекоммуникации и Ассоциации производителей электронного оборудования (TIA/EIA). Другая цифровая система связи, использующая множественный доступ с кодовым разделением каналов с прямой модуляцией последовательностью (МДКР-ПМП), определяется в стандарте TIA/EIA/IS-95, а система связи МДКР со скачкообразной перестройкой частоты определяется стандартом EIA SP 3389 (PCS (система персональной связи) 1900). Стандарт PCS 1900 характеризует вариант реализации глобальной системы мобильной связи (GSM) и является широко распространенным за пределами Северной Америки, внедренным для систем персональной связи.
В настоящее время различные организации по стандартизации обсуждают предложения относительно следующих поколений цифровых сотовых систем связи. К ним относятся Международный союз по электросвязи (ITU), Европейский институт по стандартам в области телекоммуникаций (ETSI), и японская Ассоциация производителей и распространителей радиооборудования (ARIB). Предполагается, что помимо передачи речевой информации системы следующего поколения смогут передавать пакетные данные и взаимодействовать с сетями пакетных данных, которые также разрабатываются и основываются на широко распространенных промышленных стандартах передачи данных, таких как модель интерфейса открытых систем (OSI) или комплект протокола управления передачей данных/межсетевого протокола (TCP/IP). Эти стандарты разрабатывались в течение многих лет как формально, так и фактически, и приложения, использующие эти протоколы, легко доступны. Главная цель сетей, основанных на стандартах, состоит в обеспечении взаимосвязи с другими сетями. Сеть Интернет представляет собой современный наиболее очевидный пример такой основанной на стандартах сети пакетных данных, направленной на достижение такой цели.
В большинстве этих цифровых систем связи каналы связи реализуются посредством частотно-модулированных несущих радиосигналов на частотах вблизи 800 МГЦ, 900 МГЦ, 1800 МГЦ и 1900 МГЦ. В системах множественного доступа с временным разделением каналов (МДВР) и даже до некоторой степени в системах множественного доступа с кодовым разделением каналов (МДКР) каждый радиоканал делится на последовательности временных интервалов, каждый из которых содержит блок пользовательской информации. Временные интервалы группируются в последовательные кадры так, что каждый имеет заданную длительность, а последовательные кадры также могут группироваться в последовательность суперкадров. Метод доступа (например, МДВР или МДКР), используемый системой связи, действует в зависимости от того, как представлена пользовательская информация, в виде интервалов или кадров, но все современные методы доступа используют структуру интервалов/кадров.
Временные интервалы, присвоенные одному пользователю, которые могут не быть последовательными временными интервалами на радиочастотных несущих, могут рассматриваться как логический канал, присвоенный пользователю. В течение каждого временного интервала заданное число цифровых битов передается согласно конкретному методу доступа (например, МДКР), используемому системой. В дополнение к логическим каналам для речевых сигналов или трафика данных сотовые системы радиосвязи также обеспечивают логические каналы, предназначенные для сообщений управления, такие как каналы оповещения/доступа для сообщений установки вызова, которыми обмениваются базовые станции и мобильные станции, и каналы синхронизации, предназначенные для широковещательной передачи сообщений, используемых мобильными станциями и другими удаленными терминалами для синхронизации их приемопередатчиков со структурами кадров/интервалов/битов базовых станций. В основном скорости передачи битов этих различных каналов не обязательно должны совпадать, а длины интервалов в различных каналах не должны быть равномерными. Более того, сотовые системы связи третьего поколения, рассматривающиеся в Европе и Японии, являются асинхронными, что означает, что структура одной базовой станции не связана во времени со структурой другой базовой станции и что мобильная станция не знает никакую из структур заранее.
В таких цифровых системах связи приемный терминал должен найти опорный сигнал синхронизации передающего терминала до любой передачи информации. Для системы связи МДКР-ПМП нахождение опорного сигнала синхронизации соответствует нахождению границ элементов данных, символов и кадров обратной линии связи (например, базовая станция - мобильная станция). Это иногда называется синхронизацией по элементам сигнала, символьной и кадровой синхронизацией обратной линии связи соответственно. В этом контексте кадр является просто блоком данных, который может быть независимо обнаружен и декодирован. Длины кадров в современных системах обычно находятся в диапазоне от десяти миллисекунд (мс) до двадцати миллисекунд. Этот поиск синхронизации базовой станции может называться "сотовым поиском" и включает идентификацию специфических для базовой станции кодов скремблирования обратной линии связи, которые являются характеристиками современных систем связи МДКР-ПМП.
Мобильная станция или другой удаленный терминал обычно принимает сигнал, который является суперпозицией (суммой) ослабленных, затухающих и искаженных копий сигнала, переданного базовой станцией. Границы интервалов и кадров в принятом сигнале не известны для мобильной станции, так же как и любые специфические для базовой станции коды скремблирования. Таким образом, цель мобильной станции заключается в том, чтобы обнаружить и идентифицировать одну или более базовых станций в принятом шумоподобном сигнале (для МДКР-ПМП) и идентифицировать используемый код скремблирования.
Для того чтобы способствовать синхронизации удаленного терминала с базовой станцией и идентифицировать специфический для базовой станции код скремблирования, в некоторых системах связи каждый сигнал базовой станции включает нескремблированную часть, которая может называться каналом синхронизации (КС), с которым может синхронизироваться мобильная станция и осуществлять сотовый поиск. Настоящее изобретение повышает эффективность таких каналов синхронизации в смысле улучшения рабочих характеристик и уменьшения сложности мобильной станции.
Сущность изобретения
В одном из аспектов настоящего изобретения предусматривается способ определения группы кодов скремблирования для принятого сигнала в цифровой системе связи. Сигналы в системе связи скремблируются посредством соответствующих кодов скремблирования; коды скремблирования присваиваются соответствующим группам кодов скремблирования; и идентификационные данные групп кодов скремблирования кодируются в сигналах посредством соответствующих последовательностей кодовых слов со знаком, различимых при циклических сдвигах, которые являются S-последовательностями Адамара. Способ включает этапы выполнения корреляции принятого сигнала с каждым из множества кодовых слов; когерентного объединения значений корреляции в соответствии с циклическими сдвигами каждой из множества последовательностей знаков; и определения максимальной когерентно объединенной корреляции для идентификации группы кодов скремблирования для принятого сигнала.
В другом аспекте настоящего изобретения предусмотрен способ определения группы кодов скремблирования для принятого сигнала в цифровой системе связи, в которой сигналы скремблируются посредством соответствующих кодов скремблирования, коды скремблирования присваиваются соответствующим группам кодов скремблирования, идентификационные данные групп кодов скремблирования кодируются в сигналах посредством соответствующих последовательностей кодовых слов, различимых при циклических сдвигах. Способ включает этапы выполнения корреляции принятого сигнала с циклическими сдвигами каждой из множества последовательностей кодовых слов, которые являются S-последовательностями Адамара; объединения значений корреляции для каждого из множества последовательностей кодовых слов; и определения максимальной объединенной корреляции для идентификации группы кодов скремблирования для принятого сигнала.
Еще в одном аспекте настоящего изобретения цифровая радиопередающая система, содержащая по меньшей мере один передатчик и по меньшей мере один приемник, включает в себя устройство в передатчике, предназначенное для генерации сигнала синхронизации, который включает в себя версии S-последовательностей Адамара со знаком. S-Последовательности Адамара получаются посредством позиционного скремблирования последовательности Уолша-Адамара с использованием специальной последовательности, имеющей комплексные элементы постоянной величины. Заявленная система также содержит устройство в приемнике, предназначенное для оценки временного положения и идентификационных данных последовательности для принятой версии сигнала синхронизации.
В другом аспекте настоящего изобретения предусмотрен способ определения временного положения принятого сигнала и идентификации последовательности Уолша-Адамара, закодированной в виде S-последовательности Адамара, включенной в принятый сигнал. S-Последовательность Адамара представляет собой произведение последовательности Уолша-Адамара и специальной последовательности, имеющей комплексные элементы постоянной величины, а последовательность Уолша-Адамара является членом первого множества последовательностей Уолша-Адамара. Способ включает этапы формирования произведения принятого сигнала и специальной последовательности и выполнения корреляции произведения с каждой из множества последовательностей Уолша-Адамара для идентификации последовательности Уолша-Адамара, закодированной в принятом сигнале.
Краткое описание чертежей
В дальнейшем изобретение поясняется описанием конкретных вариантов его осуществления со ссылками на чертежи, на которых представлено следующее:
фиг.1 - пример иерархической или многоуровневой сотовой системы связи;
фиг.2 - блок-схема сотовой мобильной радиотелефонной системы связи;
фиг.3 - структура кадра/интервала/элемента данных и канал синхронизации, имеющий первичный код синхронизации и вторичный код синхронизации;
фиг.4 - блок-схема способа согласно настоящему изобретению;
фиг.5 - блок-схема способа определения группы кодов скремблирования согласно настоящему изобретению;
фиг.6 - блок-схема другого варианта способа определения группы кодов скремблирования согласно настоящему изобретению;
фиг.7 - блок-схема способа определения последовательности Уолша-Адамара, закодированной в виде S-последовательности Адамара, включенной в принятый сигнал;
фиг.8 - блок-схема части передатчика системы связи согласно настоящему изобретению;
фиг.9А, 9Б, 9В - блок-схемы частей приемников согласно настоящему изобретению;
фиг.10 - иллюстрация использования S-последовательностей Адамара высокого порядка.
Подробное описание предпочтительных вариантов осуществления
В настоящей заявке изобретение описывается в контексте сотового поиска в сотовой системе радиосвязи МДКР-ПМП. Должно быть понятно, что оно представлено на примере и что изобретение может применяться во многих других ситуациях.
Фиг.3 иллюстрирует кадр радиопередачи длительностью 10 мс, который содержит 40960 комплексных (синфазных и квадратурных) элементов данных, разделенных на шестнадцать интервалов. Таким образом, каждый интервал включает 2560 элементов данных, которые представляют десять 256-элементных символов. Такая структура кадра/интервала/элемента данных является особенностью третьего поколения широкополосной системы связи МДКР, находящейся на рассмотрении Европейского института по стандартам в области телекоммуникаций (ETSI). Радиосигнал, переданный базовой станцией в такой системе связи, является суммой расширенных и скремблированных данных и битов управления, а также нескремблированного канала синхронизации (КС). Данные и биты управления обычно расширяются посредством либо побитовой, либо поблочной замены ортогональной последовательностью или последовательностями, такими как последовательности Уолша-Адамара (Это иногда называется m-кратной ортогональной манипуляцией.) Результаты расширения обычно скремблируются посредством побитного сложения по модулю 2 псевдошумовой (ПШ) скремблирующей последовательности.
Канал синхронизации содержит две части: первичный код синхронизации (ПКС) и вторичный код синхронизации (ВКС), каждый из которых передается один раз за интервал. На фиг.3 коды синхронизации ПКС и ВКС иллюстрируются как передаваемые одновременно, но это необязательно; вторичный код синхронизации может передаваться в другой части интервала. В одном варианте широкополосной системы связи МДКР (Ш-МДКР) все базовые станции используют один и тот же первичный код синхронизации, который имеет фиксированное относительное положение в одном и том же интервале (интервалах) для всех базовых станций. Пример, показанный на фиг.3, имеет первичный код синхронизации, расположенный в начале интервала. Положение вторичного кода синхронизации может также быть фиксированным (например, в начале интервала, как показано на фиг.3), но значение вторичного кода синхронизации может изменяться от одной базовой станции к другой базовой станции. Фактически на разных интервалах одной и той же базовой станции могут передаваться разные значения вторичного кода синхронизации. Тем не менее длина 16 последовательностей (возможно, различных) значений вторичного кода синхронизации периодически повторяется через последовательные кадры, передаваемые каждой базовой станцией.
Как было отмечено выше, удаленный терминал, такой как мобильная станция, принимает от передатчика, такого как базовая станция, сигнал, который является суммой ослабленных, затухающих и искаженных копий сигнала, фактически переданного базовой станцией. В удаленном терминале интервал и границы кадров принятого сигнала, а также коды скремблирования, используемые передатчиком, первоначально являются неизвестными. Цель удаленного терминала заключается в определении структуры кадра/интервала/элемента данных в принятом шумоподобном сигнале и идентифицировании используемого кода скремблирования.
Один из способов достижения этой цели заключается в том, чтобы установить синхронизацию кадра, а затем непосредственно идентифицировать код скремблирования посредством выполнения корреляции принятого кадра со всеми предполагаемыми кодами скремблирования. Если число кандидатов велико, то это является очень сложной и энергоемкой процедурой, например, в системе связи с высокой пропускной способностью (малыми ячейками).
Лучший способ достижения цели заключается в том, чтобы разделить множество предполагаемых кодов скремблирования на группы, каждая из которых включает меньшее количество кодов, и чтобы кодировать идентификационные данные группы в последовательности вторичных кодов синхронизации. Таким образом, обнаруживая последовательность вторичных кодов синхронизации, которые могут занимать некоторые или все интервалы в принятом кадре или кадрах, удаленный терминал определяет малое подмножество из всех предполагаемых кодов скремблирования, к которым принадлежат коды скремблирования базовой станции. Затем удаленный терминал может выполнять корреляцию принятой информации с каждым из более приемлемого числа предполагаемых кодов скремблирования в подмножестве для определения конкретного кода скремблирования базовой станции. В обоих из способов, описанных ниже, последовательности вторичных кодов синхронизации выбираются так, чтобы идентификация группы кодов скремблирования и синхронизация кадров могли быть получены одновременно.
В нижеследующем описании двух альтернативных способов вторичные коды синхронизации, которые могут модулироваться, имеют длину 256 и выбираются из множества ортогональных кодов Голда длиной 256. Последовательность первичных кодов синхронизации также может быть взята из того множества кодов Голда. Ясно, что это взято для примера и что вместо этого могут использоваться другие длины или типы ортогональных кодов. Фактически, вообще говоря, первичные коды синхронизации и вторичные коды синхронизации не обязательно должны быть ортогональными, хотя обычно ортогональность является предпочтительной.
Общим первым этапом для двух способов (см. фиг.4) является синхронизация интервалов и элементов данных. В системе связи, имеющей канал синхронизации, подобный тому, что предлагается в системе Ш-МДКР с нескремблированным общим первичным кодом синхронизации, удаленный терминал может пропускать принятый сигнал (после удаления несущей и т.п.) через фильтр, согласованный с первичным кодом синхронизации.
Такой согласованный фильтр может быть реализован с помощью программного обеспечения, выполняемого процессором 180 удаленного терминала, или с помощью аппаратных средств, например линии задержки с отводами или сдвигового регистра. Другие системы связи могли бы использовать другие устройства или способы обеспечения синхронизации по элементам данных и интервалам.
Ясно, что в общем случае нет необходимости обеспечивать синхронизацию по интервалам; приемник мог бы осуществлять поиск вторичных кодов синхронизации, устанавливая синхронизацию только по элементам данных или битам. Одним из путей выполнения этого могло бы быть использование согласованных фильтров, соответствующих множеству предполагаемых вторичных кодов синхронизации для нескольких выбранных задержек, поскольку приемник мог бы не иметь синхронизации по интервалам. Тем не менее, следует иметь в виду, что ряд возможных начальных положений без использования синхронизации по интервалам представляет собой ряд элементов данных или битов в кадре, а не ряд интервалов. В предложенных в настоящее время системах Ш-МДКР используется 40960 элементов данных в каждом кадре и только шестнадцать интервалов. Таким образом, помимо облегчения обнаружению сигнала несущей нескремблированный первичный код синхронизации, передаваемый в одном или более интервалах, дает системе связи явное преимущество, состоящее в том, что число возможных положений начала кадра уменьшается с числа элементов данных в кадре до числа интервалов, включающих первичный код синхронизации.
На следующем общем этапе, показанном на фиг.4, приемник определяет последовательность вторичных кодов синхронизации и, следовательно, синхронизацию кадра и идентификационные данные группы. На третьем этапе, также общем для обоих способов, осуществляется дескремблирование принятых данных с использованием всех кандидатов в группе кодов, идентифицированной на предшествующем этапе.
Для надлежащего выполнения этапа 1 способа по фиг.1 в системе связи типа Ш-МДКР последовательность первичных кодов синхронизации должна иметь хорошие апериодические автокорреляционные свойства. "Хорошие" автокорреляционные свойства таковы, что значение корреляции кодового слова или последовательности со сдвигами этого кодового слова или последовательности мало, за исключением значения для нулевого сдвига. Апериодические свойства важны в ситуациях, в которых кодовое слово или последовательность не передаются непрерывно, как, например, в предлагаемых в настоящее время системах Ш-МДКР, в которых последовательность первичных кодов синхронизации является только одним из девяти символов, передаваемых в каждом интервале. Поскольку на поиск первичного кода синхронизации согласованным фильтром влияет только первичный код синхронизации, встречающийся в конкретном интервале, проходящем через фильтр, но не первичные коды синхронизации, встречающиеся в предшествующих или последующих интервалах, то важны именно апериодические автокорреляционные свойства первичного кода синхронизации. Хорошие апериодические автокорреляционные свойства могут быть гарантированы любым из двух примеров способов, описанных ниже, которые иллюстрируются на фиг.5 и 6.
Способ 1
Предположим без потери общности, что имеются 512 кодов скремблирования, разделенных на тридцать две группы по шестнадцать кодов каждая. К каждой группе 1 присваивается кодовое слово C1 для представления этой группы в канале синхронизации, например, посредством последовательности вторичных кодов синхронизации в кадре (этап 502 на фиг.5). Присвоенные кодовые слова могли бы передаваться в удаленный терминал или запоминаться заранее в подходящем запоминающем устройстве в терминале. Если бы кодовое слово C1 было просто передано как вторичный код синхронизации в каждом интервале кадра, тогда при определении C1 приемником была бы определена группа кодов скремблирования (и хронирование интервалов, если бы первичные коды синхронизации не передавались в каждом кадре), а не хронирование кадров (кадровая синхронизация). Следовательно, согласно одному из аспектов настоящего изобретения, версия C1 со знаком передается в каждом из нескольких или во всех интервалах в кадре или в кадрах. Характерные для интервала знаки выбираются (этап 504 на фиг.5) таким образом, чтобы последовательность вторичных кодов синхронизации содержала последовательность, различимую при циклических сдвигах и имеющую хорошие периодические автокорреляционные свойства.
Соответственно, если mi является знаком кодового слова C1 в i-ном интервале, то для кадра, имеющего 16 интервалов, передаваемая последовательность вторичных кодов синхронизации в кадре выглядела бы следующим образом:
[m1C1, m2C1,..., m15C1, m16C1]
Выполняя корреляцию информации принятого интервала со всеми возможными кодовыми словами C1 (этап 506 на фиг.5) и когерентно объединяя эти значения корреляции согласно последовательностям знаков, соответствующим всем циклическим сдвигам последовательности [m1, m2,..., m15, m16] (этап 508 на фиг.5), можно определить как кодовое слово С1, так и фазу [m1, m2,..., m15, m16], которая максимизирует объединенное значение корреляции (этап 510 на фиг.5).
Должно быть понятно, что для того, чтобы когерентно объединить значения корреляции информации интервала с кодовым словом, необходима оценка канала, которая включает в себя определение приемником весовой функции или импульсного отклика канала связи. Для когерентной цифровой амплитудной модуляции и передачи по каналу с замираниями в системе типа Ш-МДКР такая оценка отклика канала должна быть основана на известном первичном коде синхронизации, например, посредством выполнения корреляции информации принятого интервала с известным первичным кодом синхронизации. Аспекты оценки канала в цифровых системах радиосвязи описаны в патенте США №5768307 на имя Р. Schramm et al, на "Когерентную демодуляцию с оценкой канала для принятия решения в цифровой системе связи".
Способ 2
Этот способ основывается на формировании последовательностей членов малого множества различных кодовых слов C1, которые достаточны для однозначной идентификации каждой группы кодов скремблирования (этап 602 на фиг.6). Опять без потери общности можно принять, что имеется 512 кодов скремблирования, разделенных на тридцать две группы по шестнадцать кодов каждая. Для примера допустим, что имеется семнадцать кодовых слов C1 и кадров, имеющих по 16 интервалов каждый. "Алфавит" из семнадцати "букв" или символов может сформировать много последовательностей длиной 16 букв, причем можно показать, что многие из таких последовательностей имеют достаточно хорошие периодические автокорреляционные и взаимно корреляционные свойства. Такие способы построения последовательности описаны в документе "Comma Free Codes for Fast Long Code Acquisition", Doc. No. AIF/SWG2-15-6(P), IMT-2000 Study Committee, Air Interface Working Group, SWG2, который был внесен на рассмотрение фирмой Texas Instruments Inc.
"Хорошие" автокорреляционные свойства таковы, что значение корреляции кодового слова или последовательности с любым из других кодовых слов или последовательностей и с любыми относительными сдвигами кодовых слов или последовательностей мало. Периодические свойства важны в ситуациях, в которых кодовое слово или последовательность передаются непрерывно, как, например, в предлагаемых в настоящее время системах Ш-МДКР, в которых последовательность первичных кодов синхронизации, состоящая из шестнадцати символов, повторяется от кадра к кадру. Хотя первичный код синхронизации является только одним из десяти символов, передаваемых в каждом интервале, и в этом смысле не является непрерывно передаваемым, однако можно при синхронизации интервалов, установленной таким образом, избежать поиска вторичных кодов синхронизации в 9/10 кадра и обрабатывать вторичные коды синхронизации как непрерывные. Поэтому при наличии любых шестнадцати последовательных интервалов в приемнике становится известным по меньшей мере произвольный символьный циклический сдвиг целой последовательности из шестнадцати символов.
Из многих возможных буквенных последовательностей длиной 16 букв выбираются тридцать две на основе их корреляционных свойств для представления соответствующих последовательностей вторичных кодов синхронизации. Как и в способе 1, выбранные последовательности могут передаваться в удаленный терминал или запоминаться заранее в подходящем запоминающем устройстве в терминале. Однако следует отметить, что последовательности, сформированные согласно способу 1, как полагают в настоящее время, имеют несколько лучшие корреляционные свойства, чем последовательности, сформированные согласно способу 2.
Последовательности кодовых слов C1 вторичных кодов синхронизации строятся посредством выбора кодовых слов из "алфавита", состоящего из семнадцати кодовых слов, так что последовательности являются отличающимися, состоящими из кодовых слов последовательностями, различимыми при циклических сдвигах на кодовое слово, и, следовательно, они имеют хорошие взаимно корреляционные свойства. Например, предположим, что имеется две "буквы" А и В, которые являются взаимно ортогональными последовательностями длиной 256, подобно вторичным кодам синхронизации, и необходимо выделить последовательности из 8 таких "букв". Если начать с последовательности АААААВВА, то один циклический сдвиг этой последовательности даст последовательность ААААААВВ, которая отличается от исходной последовательности АААААВВА. Одна последовательность, не являющаяся различимой при циклических сдвигах на кодовое слово, представляет собой АВАВАВАВ, а другая - АААААААА. Что касается последней, то должно быть понятно, что все циклические сдвиги - одинаковые, в случае первой - некоторые циклические сдвиги - одинаковые. Конечно, должно быть понятно, что сдвиг на одну длину последовательности (т.е. сдвиг на число символов) снова даст исходную последовательность, что не делает последовательность неразличимой при циклических сдвигах на кодовое слово.
Другие две последовательности, различимые при циклических сдвигах на кодовое слово, представляют собой АВВВВВВВ, которая для удобства может называться посл.1, и АВВАААВВ, которая для удобства может называться посл.2. Таблица 1 показывает число позиций последовательности, в которых исходная последовательность и каждая сдвинутая последовательность согласуются, т.е. имеют одинаковую "букву":
Из этой таблицы можно заметить, что посл.2 имеет "лучшие" автокорреляционные свойства, чем посл.1, потому что, как отмечалось выше, "хорошие" автокорреляционные свойства таковы, что значение корреляции кодового слова или последовательности со сдвигами этого кодового слова или последовательности мало, за исключением значения для нулевого сдвига. Для последовательностей, которые не являются различимыми при циклических сдвигах на кодовое слово, число совпадений могло бы быть равно 8 (максимальное) по меньшей мере для одного ненулевого сдвига. Должно быть понятно, что число совпадений связано со значением корреляции тем, что корреляция (либо авто-, либо взаимная корреляция) обычно определяется как число совпадений, меньшее числа несовпадений.
Взаимная корреляция между посл.1 и посл.2, то есть число позиций последовательности, в которых посл.1 и посл.2 имеют такую же "букву", по мере того как посл.1 сдвигается по позициям относительно посл.2 и подвергается свертке, определяется таблицей 2:
Хороший набор кодовых слов такой, когда маловероятно ошибочно принять одно кодовое слово за другое и/или за сдвиг того или другого кодового слова. Аналогично информация принятого интервала коррелируется со всеми возможными последовательностями кодовых слов для всех сдвигов (этап 604 на фиг.6).
Следует отметить, что кодовые слова C1 не имеют знака, как в способе 1, и поэтому возможно некогерентное объединение значений корреляции принятых интервалов с их соответствующими кодовыми словами (этап 606 на фиг.6). Например, пусть Ci=С(SSСi) является корреляцией между Ri, принятой информацией в i-ном интервале, а величина SSCi является i-ным вторичным кодом синхронизации в гипотетической последовательности вторичных кодов синхронизации. Тогда сумма значений Ci, взятая по i, является корреляцией между гипотетической последовательностью и принятой информацией, но поскольку различные Ri подвергаются неизвестным и различным замираниям или другим нарушениям при передаче, то в отсутствии оценок канала необходимо некогерентное объединение. Другими словами, критерием является сумма квадратов величин Сi, взятая по i. Если доступны оценки ai канала, тогда значения корреляции могут быть когерентно объединены путем суммирования по i произведений Сi и комплексно сопряженных значений ai. При использовании способа 1 когерентное объединение необходимо потому, что знаки mi должны сохраняться, а при использовании способа 2 может быть использовано либо когерентное объединение либо некогерентное объединение.
Соответственно, если Ci является вторичным кодом синхронизации в j-ном интервале, то передаваемая последовательность вторичных кодов синхронизации для кадра, имеющего шестнадцать интервалов, будет следующая:
[C1, С2,..., C15, C16]
Определение максимального значения корреляции, полученного после выполнения корреляции информации принятого интервала со всеми возможными последовательностями вторичных кодов синхронизации на всех сдвигах, идентифицирует синхронизацию кадров и последовательность [C1, С2,..., C15, C16], которая идентифицирует группу кодов скремблирования (этап 608 на фиг.6).
Как отмечалось выше, первичные и вторичные коды синхронизации могут быть ортогональными кодами Голда длиной 256. Такие коды синхронизации используются в системах связи Ш-МДКР, которые находятся на рассмотрении Европейского института по стандартам в области телекоммуникаций (ETSI) и Ассоциации производителей и распространителей радиооборудования (ARIB). Последовательность первичных кодов синхронизации в предлагаемых в настоящее время системах Ш-МДКР выбирается из множества ортогональных кодов Голда длиной 256, так что выбранная последовательность имеет наибольший коэффициент качества, который определяется как квадрат значения апериодической автокорреляции с нулевой задержкой, деленный на сумму квадратов значений апериодической автокорреляции с ненулевой задержкой. Альтернативно коэффициент качества мог бы определяться как максимальное значение пика автокорреляционной функции не в фазе.
Одним из аспектов таких кодов и кодов различных других типов в этом отношении является то, что автокорреляционные свойства ортогональных кодов Голда не обязательно являются лучшими. Хотя автокорреляционные свойства последовательности кодов Голда, выбранной по такому критерию, удовлетворительны, желательно найти последовательности с лучшими свойствами.
Кроме того, использование ортогональных кодов Голда увеличивает сложность приемника, поскольку для работы в реальном времени при обработке поступающего сигнала приемник должен выполнять множество корреляций для 256 элементов данных по информации в каждом интервале. Хорошо известные последовательности Уолша-Адамара могут быть эффективно декоррелированы с помощью быстрого преобразования Уолша (FWT) при использовании простого приемника. Способы и устройство для выполнения быстрого преобразования Уолша описаны в патенте США №5357454 на имя Dent на "Процессор быстрого преобразования Уолша", включенном в данное описание по ссылке. Последовательности Уолша-Адамара имеют структурные свойства, которые позволяют выполнять корреляцию принятой последовательности с последовательностью Уолша-Адамара с намного меньшей сложностью, чем при осуществлении корреляции методом "грубой силы". Результаты операции быстрого преобразования Уолша по существу идентичны корреляции принятой последовательности со всеми последовательностями Уолша-Адамара заданной длины.
Кроме того, для таких применений, как в предлагаемых в настоящее время системах Ш-МДКР, необходимо использовать только подмножество из семейства последовательностей Уолша-Адамара, и поэтому интерес представляет только подмножество результатов быстрого преобразования Уолша. Быстрое преобразование Уолша является эффективным, а полное преобразование предусматривало бы выполнение ненужных операций. При тщательном выборе множества последовательностей Уолша-Адамара декорреляции могут быть выполнены с помощью быстрого преобразования Уолша меньшего порядка, чем полное быстрое преобразование Уолша. Следовательно, с точки зрения сложности, подходящими являются последовательности Адамара. Однако последовательности Уолша-Адамара имеют очень плохие автокорреляционные свойства и таким образом являются не подходящими для цели сотового поиска.
В принципе желательно множество ортогональных последовательностей, из которых по меньшей мере одна имеет апериодические автокорреляционные свойства такие же или лучше, чем у последовательности кодов Голда, описанной выше, которые могли бы служить в качестве последовательностей первичных и вторичных кодов синхронизации. Также желательно семейство последовательностей, которые могут быть эффективно декоррелированы в приемнике. Эти цели могут быть достигнуты посредством множества ортогональных последовательностей, которые основаны на последовательностях Уолша-Адамара, но с лучшими автокорреляционными свойствами. В настоящем описании такие последовательности называются S-последовательностями Адамара.
В соответствии с одним из аспектов изобретения, каждая последовательность Уолша-Адамара умножается по позициям на специальную комплексную S-последовательность, имеющую компоненты единичной величины. Специальная S-последовательность тщательно выбирается таким образом, что члены результирующего множества S-последовательностей Адамара имеют хорошие автокорреляционные и взаимокорреляционные свойства благодаря S-последовательности. Построение последовательностей в соответствии с их корреляционными свойствами описано в патенте США №5353352 на имя Р. Dent et al. на "Кодирование множественного доступа для системы радиосвязи" и в патенте США №5550809 на имя G. Bottomley et al. на "Кодирование множественного доступа с использованием свернутых последовательностей в мобильных системах радиосвязи". Эти патенты включены в данное описание по ссылке.
Допустим Hм - матрица Уолша-Адамара размерностью М х М, нормированная таким образом, что верхней строкой матрицы является последовательность из одних единиц. Последовательности Уолша-Адамара определяются М строками этой матрицы, а значения элементов в Нм (компоненты последовательностей) равны +1 или -1. Матрица Нм формируется обычным способом согласно следующему выражению:
где H1=[+1]. Это так называемая матрица Адамара Сильвестер-типа.
Перестановка строк или столбцов в матрице Нм или умножение любой строки или столбца на -1 также дает матрицы Адамара. Нижеописанный критерий для выбора последовательностей среди строк справедлив для матриц Сильвестер-типа и он может изменяться простым способом для других типов матриц Адамара. Последующее описание использует матрицы Сильвестер-типа в примерах без какой-либо потери общности.
Пусть [hi,0, hi,1,..., hi,м-1] i-я последовательность Адамара, и пусть S=[s0, s1,..., sм-1] - специальная S-последовательность, имеющая комплексные элементы постоянной величины (единичной величины в этом примере). Тогда i-я S-последовательность Адамара определяется выражением:
которая может рассматриваться как результат скремблирования передатчиком кодового слова Уолша-Адамара с S-последовательностью.
Взаимная корреляция между i- и j- S-последовательностями Адамара определяется следующими выражениями:
которая равна М, если i=j, и равна нулю, если это равенство нарушается, поскольку исходные последовательности Уолша-Адамара являются взаимно ортогональными. Следовательно, S-последовательности Адамара - также ортогональны.
Следует отметить, что первая строка в матрице Нм является последовательностью из одних единиц, и, следовательно, соответствующая S-последовательность Адамара сама является специальной S-последовательностыо, что следует из:
Таким образом, если выбрать S-последовательность так, чтобы она имела хорошие апериодические автокорреляционные свойства, то множество ортогональных S-последовательностей Адамара будет иметь по меньшей мере один член, который также имеет эти хорошие автокорреляционные свойства.
Существует несколько способов сформировать последовательность, имеющую автокорреляционные свойства, которые являются по меньшей мере столь же хорошими, как и автокорреляционные свойства последовательности Голда, и которые будут использоваться в предлагаемых в настоящее время системах Ш-МДКР. Один простой способ заключается в том, чтобы выбирать предлагаемую в настоящее время последовательность первичных кодов синхронизации в качестве специальной S-последовательности. Тогда, как отмечалось выше, если в качестве основы для новой последовательности первичных кодов синхронизации выбрана последовательность Уолша-Адамара, состоящая из одних единиц, то одна из S-последовательностей Адамара будет специальной S-последовательностью, и новая последовательность первичных кодов синхронизации - тоже.
Другой способ заключается в том, чтобы выбрать одну из последовательностей в так называемой комплементарной паре последовательностей, которые описаны в публикации S.Z. Budisin, озаглавленной "New Complementary Pairs of Sequences", Electronics Letters, vol.26, no.8, pp.881-883 (June 21, 1990), а также: S.Z. Budisin, "New Multilevel Complementary Pairs of Sequences", Electronics Letters, vol.26, no.22, pp.1861-1863 (Oct.25, 1990). Обе эти публикации включены в настоящее описание по ссылке. Такие последовательности, как известно, включают последовательности, имеющие хорошие автокорреляционные свойства. Вообще говоря, комплементарная пара последовательностей S и S' имеет то свойство, что сумма их соответствующей апериодической автокорреляционной функции равна нулю для всех ненулевых задержек. Однако для настоящей заявки необходим только один член комплементарной пары.
Как поясняется в публикациях Budisin, процитированных выше, действительные многоуровневые комплементарные последовательности an и bn могут генерироваться согласно следующим выражениям:
где δ(i) - дельта функция Кронекера;
n - число итераций;
n∈1, 2,.... N-1;
Wn - коэффициенты, имеющие значения +1
или -1;
Sn - произвольные положительные задержки;
i - целое число, представляющее временной масштаб
Действительные многоуровневые комплементарные последовательности также могут генерироваться, как описано в публикациях Budisin, согласно следующим выражениям:
снова, где δ(i) - дельта функция Кронекера;
n - число итераций;
n∈1, 2,... N-1;
An - действительные параметры;
Sn - произвольные положительные задержки;
i - целое число, представляющее временной масштаб
Заявитель оценил все комплементарные пары последовательностей длиной в 256 двоичных элементов, которые генерируются согласно алгоритму, описанному в публикациях Budisin, процитированных выше. Таблица 3 представляет сравнение коэффициента качества и максимальной амплитуды пика для последовательности первичных кодов синхронизации, которая является ортогональной последовательностью Голда к комплементарной последовательности, оптимизированной относительно коэффициента качества (КК), и к комплементарной последовательности, оптимизированной по отношению к максимальной амплитуде пика.
Из таблицы видно, что в самом деле имеются последовательности с лучшими коэффициентами качества (либо коэффициент качества КК, либо максимальная амплитуда пика), чем у первичного кода синхронизации, в виде ортогонального кода Голда.
В качестве частного примера последовательностей комплементарных пар, которые могли бы быть подходящими для предлагаемой в настоящее время системы Ш-МДКР, можно успешно использовать следующие последовательности Sn и Wn в алгоритмах, описанных в публикациях Budisin, процитированных выше:
[S1, S2,..., S8]=[1, 2, 8, 64, 4, 128, 32, 16]
[W1, W2,..., W8]=[1, 1, 1, 1, 1, -1, 1, 1],
для получения последовательности [an(i)], где n=8 и i∈0, 1,..., 255, имеющей лучший КК, найденный для таких последовательностей.
В качестве другого частного примера последовательностей комплементарных пар, которые могли бы быть подходящими для предлагаемой в настоящее время системы Ш-МДКР, можно успешно использовать следующие последовательности Sn и Wn в алгоритмах, описанных в публикациях Budisin, процитированных выше:
[S1, S2,..., S8]=[32, 1, 16, 2, 4, 128, 8, 64]
[W1, W2,..., W8]=[1, 1, 1, 1, 1, -1, 1, 1],
для того чтобы получить последовательность [an(i)], где n=8 и i∈0, 1,..., 255, имеющую наименьший максимальный корреляционный пик при ненулевых задержках, обнаруженный для таких последовательностей.
Многие последовательности среди комплементарных пар последовательностей имеют лучше коэффициенты качества или лучшие максимальные амплитуды пика, чем коды Голда, и, следовательно, такие последовательности могут успешно использоваться в качестве специальных S-последовательностей. Комплементарные пары последовательностей являются особенно подходящими для такого применения, поскольку их длины согласуются с длинами последовательностей Уолша-Адамара Сильвестер-типа, то есть они являются целыми степенями числа два.
Вообще говоря, может быть сформировано множество последовательностей, имеющих хорошие корреляционные свойства, но многие из них имеют длины, которые не соответствуют последовательностям Уолша-Адамара. Таким образом, такие последовательности не могут использоваться без модификации (и, следовательно, измененных корреляционных свойств).
Умножение по позициям последовательностей Уолша-Адамара и специальной S-последовательности разрушает структурные свойства последовательностей Уолша-Адамара и обеспечивает эффективную декорреляцию посредством быстрого преобразования Уолша. Тем не менее, представляя принятый сигнал в виде принятой комплексной r'-последовательности, которая определяется выражением:
r’=[r’0, r’1, …, r’M-1],
приемник может в качестве первого этапа умножать r' по позициям на комплексно сопряженное значение специальной S-последовательности, чтобы сформировать r-последовательность, определяемую выражением:
которая может рассматриваться как результат дескремблирования приемником последовательности Уолша-Адамара на основе S-последовательности. Затем r-последовательность может быть коррелирована с представляющими интерес последовательностями Уолша-Адамара, например посредством использования быстрого преобразования Уолша, чтобы найти наиболее вероятного кандидата.
Корреляция одной принятой последовательности длиной М с банком М предполагаемых последовательностей длиной М в общем случае требует порядка М2 операций. При использовании S-последовательностей Адамара корреляция r-последовательности требует только порядка M·log2M операций, поскольку может использоваться быстрое преобразование Уолша. Конечно, могут иметь место обстоятельства, при которых полезно определять принятые S-последовательности Адамара методом простого выполнения корреляции принятого сигнала с предполагаемыми S-последовательностями Адамара.
Подводя итог тому, что иллюстрируется на фиг.7, предпочтительный способ определения в общем случае последовательности Уолша-Адамара, которая является закодированной S-последовательностью Адамара r, включенной в принятый сигнал r', т.е., например, как первичный код синхронизации или вторичный код синхронизации, содержит следующие этапы, которые могут быть выполнены в приемнике либо аппаратными средствами, например, в виде специализированной интегральной микросхемы, либо с помощью программного обеспечения, выполняемого процессором приемника:
1. Дескремблировать принятую r'-последовательность, используя специальную S-последовательность, чтобы получить r (этап 702).
2. Идентифицировать принятое кодовое слово Уолша-Адамара, например, посредством выполнения М-точечного быстрого преобразования Уолша над r (этап 704). При желании принятая S-последовательность Адамара может быть получена посредством умножения, как объяснялось выше. Специальная S-последовательность может быть либо передана к приемнику, например, в виде S-последовательности Адамара, основанной на вышеупомянутой единичной последовательности Уолша-Адамара, либо S-последовательности кандидата могут храниться в приемнике или локально генерироваться в нем другим способом.
Как отмечено выше, канал синхронизации в предлагаемых в настоящее время системах связи Ш-МДКР может использовать только подмножество всех возможных последовательностей Уолша-Адамара длиной М, где М идентифицируется с числом интервалов в кадре. В вышеописанном способе 1 число членов подмножества является только числом групп кодов скремблирования (например, тридцать два). В примере, поясняющем способ 2, необходимо семнадцать последовательностей. Учитывая также необходимость в последовательности, которая должна использоваться в качестве первичного кода синхронизации, подмножество, которое включило либо тридцать три (для способа 1) либо восемнадцать (для способа 2) последовательностей длиной 16, было бы полезно для иллюстративной системы. Далее описываются подмножества последовательностей, имеющих кардинальное число со степенью два, а затем общий случай нестепенных двух кардинальных чисел, таких как тридцать три и восемнадцать.
Допустим М - полное число и длина последовательностей, и N - число последовательностей, используемых из М последовательностей. Также допустим М и N - целые степени числа два и L=M/N. Затем допустим N используемых последовательностей определяется как:
для i=0, 1, …, N-1 для любого k=0, 1,..., L-1, то есть выбранные последовательности Уолша-Адамара берутся как каждая L-я строка в матрице Hм, начиная со строки k. Затем эти выбранные последовательности скремблируются со специальной S-последовательностью для изменения их автокорреляционных свойств. Подмножество последовательностей Уолша-Адамара предпочтительно выбирается так, чтобы приемник мог использовать N-точечное быстрое преобразование Уолша.
Анализ выбранной последовательности Уолша-Адамара показывает, что каждая из N последовательностей длиной М является конкатенацией N копий подпоследовательности S' со знаком длиной L. S'-Подпоследовательность является одинаковой для всех последовательностей Уолша-Адамара, но конфигурации знаков отличаются, как можно видеть из следующего:
где h'i,j - знак перед j-й копией S'-подпоследовательности в i-й последовательности Уолша-Адамара.
В зависимости от k S'-подпоследовательность будет выглядеть по-разному.
Ясно, что матрица знаков Нм=[h'i,j] сама по себе является матрицей Адамара порядка N. Это предполагает, например, следующую модификацию способа, иллюстрируемого на фиг.7, которая может быть реализована в приемнике, когда число используемых последовательностей N и длина последовательностей М являются целыми степенями числа два:
1. Дескремблировать принятую комплексную r'-последовательность с использованием специальной S-последовательности для получения r-последовательности (этап 702);
2. Выполнить N последовательных корреляций для N последовательных подпоследовательностей длиной L последовательности r с S'-подпоследовательностью для получения r"-последовательности длиной N (этап 704).
3. Выполнить N-точечное быстрое преобразование Уолша для r"-последовательности для идентификации принятой последовательности Уолша-Адамара длиной N (также этап 704). Следует отметить, что этапы 1 и 2 могут быть объединены для получения более простой модификации способа, иллюстрируемого на фиг.7, включающей этапы:
1. Выполнить N последовательных корреляций для N последовательных подпоследовательностей длиной L принятой комплексной последовательности r' с короткими последовательностями S'1,..., S'N для получения последовательности r" длиной N (этап 702).
2. Выполнить N-точечное быстрое преобразование Уолша над последовательностью r" для идентификации принятой последовательности Уолша-Адамара длиной N (этап 704).
Короткая последовательность S'i соответствует умножению по позициям i-го подсегмента S длиной L на S'. Таким образом, дескремблирование и формирование частичных корреляций выполняется одновременно.
Если число используемых последовательностей не равно целой степени числа два, как в вышеописанных примерах, можно выполнить 32-точечное быстрое преобразование Уолша и одну обычную корреляцию, для обработки подмножества из тридцати трех членов, а также можно выполнить 16-точечное быстрое преобразование Уолша и две обычных корреляции для обработки подмножества из восемнадцати членов. Используемые последовательности длиной 32 и длиной 16 должны быть выбраны, как описано выше, а дополнительная одна или две последовательности могут быть любыми последовательностями, не включенными в те тридцать две или шестнадцать последовательностей.
Альтернативно для числа последовательностей, не являющегося целой степенью числа два, например сорок восемь (а не, скажем, 256), приемник может выполнить вышеописанные этапы 2 и 3 дважды: один раз при N=32 и один раз при N=16 (S', L и k также будут отличаться.) 32+16 Последовательностей должны быть тщательно выбраны согласно вышеописанным критериям, и не совпадать. Эти рассуждения легко распространяются на любое число последовательностей, меньшее, чем М, поскольку любое число является суммой чисел целых степеней числа два. Можно также использовать быстрое преобразование Уолша меньшего порядка, которое является большим, чем необходимо, например 64-точечное быстрое преобразование Уолша, и просто не использовать шестнадцать полученных в результате значений корреляции.
Как показано выше, имеется много способов действия в случае, когда N не является целой степенью числа два.
Фиг.8 изображает блок-схему части передатчика 800 системы связи согласно настоящему изобретению. Генератор 802 генерирует подходящую специальную S-последовательность, которая подается в генератор 804 для генерации множества кодовых слов S-Адамара. Генератор 804 может включать в себя устройство для генерации, например, рекурсивным образом, множества или подмножества последовательностей Уолша-Адамара Сильвестер-типа длиной М, а также умножитель для формирования произведений специальной S-последовательности и членов множества или подмножества последовательностей Уолша-Адамара длиной М. Альтернативно генератор 804 может включать в себя подходящее запоминающее устройство, предназначенное для хранения членов множества или подмножества последовательностей Уолша-Адамара длиной М, и умножитель. Конкретные члены множества или подмножества кодовых слов S-Адамара выбираются селектором 806 на основе требуемой идентичности группы кодов скремблирования, обеспечиваемой генератором 808, который может представлять собой запоминающее устройство, хранящее заданные идентификационные данные групп. Последовательность выбранных кодовых слов S-Адамара, которые могут быть первичным кодом синхронизации и вторичными кодами синхронизации, как описано выше, подается в модулятор/схему объединения 810 для формирования передаваемого в конечном счете сигнала, т.е. сигнала, подаваемого в приемопередатчик 160 каналов управления (см. фиг.2). Модулятор/схема объединения 810 также может принимать сигналы, соответствующие другим каналам связи, или информацию, которая объединяется с последовательностью выбранных кодовых слов S-Адамара.
Ясно, что функции большинства устройств, иллюстрируемых на фиг.8, могут выполняться модулем 130 обработки и управления базовой станции (см. фиг.2). Также ясно, что генераторы 802, 804 могут быть заменены подходящим запоминающим устройством для хранения множества или подмножества кодовых слов S-Адамара длиной М. Кроме того, генераторы 802, 804, 808 и селектор 806 могут быть заменены подходящим запоминающим устройством для хранения одной или более последовательностей выбранных кодовых слов S-Адамара.
Фиг.9А, 9Б, 9В изображают блок-схемы частей приемников согласно настоящему изобретению. В приемнике 900, изображенном на фиг.9А, принятая комплексная r'-последовательность подается в декоррелятор 902, который формирует корреляцию r'-последовательности с членами множества кодовых слов S-Адамара, которые выдаются подходящим генератором 904, который может быть просто запоминающим устройством для хранения кодовых слов, как отмечалось выше со ссылками на фиг.8. Выходной сигнал декоррелятора 902 представляет собой значение или другой критерий, подходящий для задачи, подобной сотовому поиску, например индикация идентификационных данных кодовых слов S-Адамара в принятой последовательности. Хотя это возможно, выполнение декорреляции способом, изображенным на фиг.9А, не позволяет достичь наибольшей эффективности, возможной при использовании кодовых слов S-Адамара.
Фиг.9Б иллюстрирует фрагмент более эффективного приемника 900', в котором принятая r'-последовательность подается в умножитель 910, который формирует произведение из r'-последовательности и специальной S-последовательности, вырабатываемой подходящим генератором 912. "Дескремблированная" r-последовательность, формируемая умножителем 910, подается в декоррелятор 914, который коррелирует r-последовательность с членами множества или подмножества последовательностей Уолша-Адамара длиной М, как описано выше. Последовательности Уолша-Адамара вырабатываются подходящим генератором 916, который может быть процессором, предназначенным для рекурсивной генерации последовательностей, или запоминающим устройством для обеспечения их простого поиска. Ясно, что декоррелятор 914 и генератор 916 могут быть успешно заменены процессором, реализующим быстрое преобразование Уолша. Как и на фиг.9А, выходной сигнал декоррелятора/устройства быстрого преобразования Уолша представляет собой значение или другой критерий, подходящий для задачи, подобной сотовому поиску, например индикации идентификационных данных кодовых слов S-Адамара в принятой последовательности.
Фиг.9В иллюстрирует фрагмент приемника 900", который включает декоррелятор 920 и декоррелятор 922. В одном варианте осуществления приемника 900" декоррелятор 920 формирует последовательные частичные декорреляции принятой r'-последовательности с множеством коротких последовательностей, которые имеют длины меньшие, чем М, и это соответствует умножению по позициям специальной S-последовательности и подпоследовательности члена из множества последовательностей Уолша-Адамара длиной М. Результаты этого процесса декорреляции подаются в другой декоррелятор 922, который коррелирует последовательные частичные декорреляции с членами множества последовательностей Уолша-Адамара, которые включают данную подпоследовательность. Как упоминалось выше, декоррелятор 922 может быть заменен устройством быстрого преобразования Уолша, а выходной сигнал представляет собой значение или другой критерий, подходящий для задачи, подобной сотовому поиску, т.е. индикации идентификационных данных кодовых слов S-Адамара в принятой последовательности.
В другом варианте осуществления приемника 900" декоррелятор 920 формирует частичные последовательные декорреляции "дескремблированной" принятой r-последовательности с подпоследовательностью последовательностей Уолша-Адамара длиной М. Умножитель для формирования произведения (r-последовательности) принятой r'-последовательности и специальной S-последовательности на фиг.9В опущен для ясности. Затем результаты, полученные декоррелятором 920, коррелируются декоррелятором 922 с членами множества последовательностей Уолша-Адамара, которые включают данную подпоследовательность. Как упоминалось выше, декорреляторы 920, 922 могут быть заменены устройством быстрого преобразования Уолша и т.д.
Ясно, что настоящее изобретение может быть выгодно использовано в системах связи, таких как система Ш-МДКР, описанная ARIB, в которой используются маскированные символы, в дополнение к системе связи, такой как система Ш-МДКР, описанная ETSI, которая использует первичный код синхронизации и вторичные коды синхронизации в канале синхронизации. ("Маскированный символ" представляет собой символ, который не скремблируется, то есть код скремблирования базовой станции является "маскированным" или блокированным для этого символа). Как отмечалось выше, первичный код синхронизации и вторичные коды синхронизации добавляются к сигналу обратной линии связи (от базовой станции к удаленному терминалу) после объединения и скремблирования других составляющих сигнала обратной линии связи, т.е. информации трафика для различных удаленных терминалов. Маскированные символы в предлагаемой в настоящее время системе Ш-МДКР, описанной ARIB, вообще говоря, соответствуют первичному коду синхронизации и вторичным кодам синхронизации в системе ETSI, но маскированные символы являются мультиплексированными по времени с составляющими сигнала обратной линии связи. Например, маскированные символы могут время от времени вставляться в канал трафика.
В качестве другого примера пусть каждая строка в матрице Нм составляет последовательность Уолша-Адамара длиной М=2k с элементами +1/-1. Если должно быть передано только подмножество М последовательностей Уолша-Адамара, например N последовательностей, то приемник с быстрым преобразованием Уолша вычисляет M-N ненужных значений корреляции, как отмечалось выше. Однако если N последовательностей выбраны подходящим образом, то приемник может выполнять быстрое преобразование Уолша меньшего порядка и значительно упростить сложность обработки. В частности, пусть N - целая степень числа 2 и пусть L=M/N. Допустим, что N последовательностей должны выбираться как каждая L-ая строка матрицы Hм, начиная, например, со строки j. Анализ этих N последовательностей показывает, что каждая последовательность содержит N копий S'-подпоследовательностей длиной L со знаком, которые являются одинаковыми для всех выбранных N последовательностей. Копии S'-подпоследовательностей со знаком в матрице образуют матрицу Уолша-Адамара Сильвестер-типа порядка N.
В качестве численного примера, предположим, что М=16, N=4, L=16/4=4 и j=2. Тогда, N=4 последовательностей, выбранных из матрицы Уолша-Адамара H4, являются следующими:
строка 2=[1, -1, 1, -1, 1, -1, 1, -1, 1, -1, 1, -1, 1, -1, 1, -1]
строка 6=[1, -1, 1, -1, -1, 1, -1, 1, 1, -1, 1, -1, -1, 1, -1, 1]
строка 10=[1, -1, 1, -1, 1, -1, 1, -1, -1, 1, -1, 1, -1, 1, -1, 1]
строка 14=[1, -1, 1, -1, -1, 1, -1, 1, -1, 1, -1, 1, 1, -1, 1, -1]
или
строка 2=[+S', +S', +S', +S']
строка 6=[+S', -S', +S', -S']
строка 10=[+S', +S', -S', -S']
строка 14= [+S', -S', -S', +S'],
где подпоследовательность S'=[1, -1, 1, -1]. Соответствующая матрица знаков определяется следующим образом:
Можно заметить, что матрица знаков представляет собой матрицу Уолша-Адамара Сильвестер-типа 4 порядка, то есть Н2.
Вышеупомянутая структура предполагает, что приемник должен сначала выполнить N корреляций S'-подпоследовательностей с N последовательными подсегментами длиной L принятой последовательности, а затем выполнить N-точечное быстрое преобразование Уолша.
Таким образом, со степенью сложности, определяемой как N·L+N·loq2N комплексных сложений, могут быть получены все N значений корреляции. Это следует сопоставить с N·M операциями, необходимыми в случае, если должны использоваться обычные корреляции для общего множества последовательностей.
К сожалению, эти последовательности Уолша-Адамара имеют плохие авто- и взаимно корреляционные свойства. Однако эти последовательности могут быть соответственно модифицированы, как объяснено выше, для получения семейства кодов, имеющих хорошие авто- и взаимно корреляционные свойства и низкую сложность детектирования.
Новые последовательности получают посредством "скремблирования" (то есть изменением знака по позициям элемента) последовательностей Уолша-Адамара с использованием специальной S-последовательности с фиксированной длиной М. Полученное в результате множество последовательностей сохраняет свойство ортогональности последовательностей Уолша-Адамара независимо от выбора S, при условии, что все элементы имеют единичную величину. Также приемник может использовать структуру быстрого преобразования Уолша, сначала "дескремблируя" принятые последовательности посредством умножения на S-последовательность, а затем выполняя быстрое преобразование Уолша (см., например, фиг.9Б).
Таким образом, код может быть сформирован в передатчике путем выбора матрицы Уолша-Адамара, как упоминалось выше, чтобы получить основные последовательности Уолша-Адамара, и путем скремблирования каждой выбранной последовательности с специальной S-последовательностью. Получаемые в результате последовательности содержат множество ортогональных кодов, которые могут использоваться, например, в канале синхронизации.
Приемник может дескремблировать принятую последовательность путем умножения на специальную S-последователъность, выполнения N корреляций последующих подсегментов длиной L дескремблированной последовательности с S'-последовательностью, и выполнения N-точечного быстрого преобразования Уолша, чтобы получить окончательный результат. Таким образом, число требуемых операций составляет приблизительно М+N·L+N·loq2N комплексных сложений. Кроме того, учитывая, что первые два этапа обработки в приемнике могут быть объединены, понадобится только N·L+N·loq2N комплексных сложений.
В качестве числового примера, соответствующего использованию семнадцати ортогональных кодов Голда, допустим, что N=32, учитывая при этом, что в заявленном способе тогда будет выработано пятнадцать значений, которые не будут использоваться. Выберем каждую восьмую последовательность Уолша-Адамара матрицы Н8 Уолша-Адамара порядка 256. При использовании заявленного способа необходимо 256+256+32·5=672 комплексных сложений. Для основного множества последовательностей без структуры быстрого преобразования Уолша понадобилось бы 17·256=4352 комплексных сложений. Если объединить первые два этапа обработки приемника, то понадобится только 256+32·5=416 операций, то есть обеспечивается экономия более чем в 10 раз. Таким образом, при сложности меньшей, чем две корреляции длиной 256, получаются все семнадцать значений корреляции (и пятнадцать неиспользованных).
Как отмечалось выше, нет необходимости в явном виде генерировать или хранить последовательности, с которыми нужно выполнять корреляцию в приемнике (за исключением S- и S'-последовательности), поскольку структура кодов вложена в процедуру быстрого преобразования Уолша. Для основного множества последовательностей или для приемника, который не использует быстрое преобразование Уолша, также следует учитывать дополнительное требование к сложности и памяти для генерации или хранения N последовательностей перед действительными корреляциями.
Способы 1 и 2 описаны выше в контексте использования полных S-последовательностей Адамара, например каждый первичный код синхронизации и/или вторичный код синхронизации является полной S-последовательностью Адамара. Ясно, что это не является обязательным требованием. Действительно может оказаться полезным разбивать S-последовательность Адамара на фрагменты, передавать эти фрагменты таким же способом, какой был описан выше для целых последовательностей, например с временными интервалами между фрагментами, и затем соединять принятые фрагменты в полную S-последовательность Адамара для обработки.
Например, система связи, имеющая кадры, каждый из которых имеет шестнадцать позиций вторичного кода синхронизации из 256 битов или элементов данных, могла бы использовать 16-элементную последовательность из S-последовательностей Адамара длиной 256 (которые могут быть или не быть взаимно отличающимися и/или модулированными), как описано выше, или система могла бы использовать 16 фрагментов S-последовательности Адамара длиной (16·256). S-Последовательность Адамара более высокого порядка в этом примере имеет длину 4096 (то есть 212) битов или элементов данных, и такая последовательность более высокого порядка может быть использована непосредственно для различных целей, например, чтобы представлять идентификационные данные группы кодов скремблирования базовой станции.
Тогда передатчик системы Ш-МДКР мог бы дискретно передавать фрагменты S-последовательности Адамара более высокого порядка в виде символов вторичных кодов синхронизации (возможно, неортогональных). Это иллюстрируется на фиг.10, которая изображает S-последовательность Адамара, разбитую на 16 фрагментов длиной 28, 1, 2,..., 16, которые вставляются в передаваемый сигнал в виде вторичных кодов синхронизации с включенными временными интервалами (Хотя временные интервалы между вторичными кодами синхронизации идентичны, ясно, что в общем случае это необязательно). Как отмечалось выше, передатчик может быть выполнен по существу так, как иллюстрируется на фиг.8.
Для получения выгоды от использования вышеописанных S-последовательностей Адамара необходимо только, чтобы приемник "знал" или был способен неким способом определять местоположения фрагментов в принятом им сигнале. В предлагаемых в настоящее время системах Ш-МДКР местоположения фрагментов могут быть известны, если фрагменты переданы как вторичные коды синхронизации или как некоторый другой известный элемент данных интервала. Приемник, который установил синхронизацию интервалов, но не синхронизацию кадров, может определять фрагменты S-последовательности Дакара высокого порядка, но не исходный фрагмент, что иллюстрируется на фиг.10 последовательностью фрагментов 3, 4,..., 16, 1, 2.
Приемник собирает фрагменты и идентифицирует S-последовательность Адамара вышеописанным способом, например умножая их на соответствующие циклические сдвиги специальной последовательности, используемой для формирования S-последовательности Адамара высокого порядка (см. этап 702 на фиг.7). Например, специальная последовательность может представлять собой ортогональный код Голда длиной 212. Затем приемник выполняет корреляцию либо методом непосредственного вычисления либо посредством быстрого преобразования Уолша, собранных фрагментов в порядке, указанном дескремблированием, с использованием членов множества S-последовательностей Адамара высокого порядка, чтобы идентифицировать принятый член (см. этап 704 на фиг.7). Как отмечалось выше, приемник может быть выполнен, как показано на любой из фиг.9А, 9Б, 9В.
Использование последовательностей более высокого порядка имеет ряд потенциальных преимуществ, среди которых большая простота нахождения последовательностей, имеющих "хорошие" свойства. Также должно быть понятно, что вместо использования 16 фрагментов одной S-последовательности Адамара длиной 4096, система могла бы использовать восемь фрагментов каждой из двух S-последовательностей Адамара длиной 2048 или четыре фрагмента каждой из четырех S-последовательностей Адамара длиной 1024 и т.д. Кроме того, ясно, что приемник может начать процессы дескремблирования и идентификации S-последовательности Адамара высокого порядка по мере приема фрагментов, посредством использования фрагментов специальной последовательности и фрагментов членов множества S-последовательности Адамара высокого порядка. Поскольку последовательность высокого порядка может быть длинной, для нее может быть выгодным не ждать, пока будут приняты все фрагменты.
Система связи или приемник согласно настоящему изобретению имеет много преимуществ. Можно выбирать периодические или апериодические, авто- или взаимно корреляционные свойства по меньшей мере одной последовательности посредством подходящего выбора специальной S-последовательности. Синхронизация интервалов в системах связи, подобных системам связи Ш-МДКР, облегчается потому, что может быть выбрана последовательность, обеспечивающая лучшие результаты, чем первичный код синхронизации на основе кода Голда, благодаря правильному выбору специальной S-последовательности. Приемник может использовать эффективное быстрое преобразование Уолша. Быстрое преобразование Уолша меньшего размера может использоваться приемником, когда ряд используемых последовательностей является правильно выбранным подмножеством всех возможных последовательностей. Такие эффективные реализации приемника подходят для устройств с питанием от батарей.
Специалистам должно быть понятно, что изобретение может быть реализовано в других конкретных формах без изменения его сущности. Поэтому вышеописанные варианты осуществления должны во всех отношениях рассматриваться как иллюстративные, а не ограничивающие.
Изобретение относится к электросвязи, и более конкретно к синхронизации приемопередатчиков различных пользователей, для синхронизации, основанной на ортогональных последовательностях, имеющих оптимизированные корреляционные свойства. Технический результат - повышение пропускной способности системы. Способы и устройство для синхронизации передатчика и приемника основаны на ортогональных последовательностях, имеющих оптимизированные корреляционные свойства. Передатчик может генерировать версии S-последовательностей Адамара со знаком, которые получаются посредством скремблирования по позициям множества последовательностей Уолша-Адамара со специальной последовательностью, имеющей комплексные элементы постоянной величины. Приемник оценивает временное положение и идентификационные данные последовательности принятой версии сигнала синхронизации. 9 н. и 35 з.п.ф-лы, 10 ил., 3 табл.
| US 5353352 А, 04.10.1994 | |||
| СПОСОБ ПЕРЕДАЧИ И ПРИЕМА ИНФОРМАЦИИ С КОДОВЫМ УПЛОТНЕНИЕМ СИГНАЛОВ | 1991 |
|
RU2014738C1 |
| Расточной патрон | 1978 |
|
SU814581A1 |
| US 4901307 А, 13.02.1990 | |||
| US 5159608 A, 27.10.1992 | |||
| Дорожная спиртовая кухня | 1918 |
|
SU98A1 |
