МАТРИЧНЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ЧАСТОТЫ И СПОСОБ УПРАВЛЕНИЯ ИМ Российский патент 2005 года по МПК H02M5/297 H02M5/27 

Изобретение относится к преобразовательной технике и может служить для плавного регулирования напряжения и частоты в многофазных системах вторичного электропитания при минимальных массогабаритных показателях согласующего трансформатора. Наиболее широкие возможности для получения многофазных напряжений заданной величины, частоты и формы предоставляют матричные структуры вентильных преобразователей с непосредственной связью цепей нагрузки и питающей сети (см., например, Хрисанов В.И., Бржезинский Р. Анализ состояния и перспектив развития силовой электроники и электропривода. “Электротехника”, 2003 г., №6, стр.13). Достоинства подобных преобразователей вытекают из реализации всевозможных электрических связей в их цепях, существенного уменьшения массогабаритных показателей согласующего трансформатора за счет промежуточного повышения частоты в их обмотках, а также свободного обмена всеми составляющими электрической мощности между сетью и нагрузкой. Это расширяет области возможного применения, одной из которых может стать частотно-регулируемый электропривод. В общем виде матричная структура вентильного преобразователя представлена в книге Л.А.Рутманиса, Я.П.Дрейманиса, О.И.Аржаника Способы управления преобразователями частоты с непосредственной связью и искусственной коммутацией. - Рига: "Зинатне", 1976, рис.1.1, стр.13. Практическая реализация указанной схемы требует введения дополнительных элементов в виде согласующего трансформатора для обеспечения гальванической развязки сети с нагрузкой, а также цепей защиты вентилей от коммутационных перенапряжений. Наиболее полно возможности многовентильного преобразователя используются в том случае, когда питание первичных обмоток трансформатора с целью уменьшения его габаритов осуществляется напряжением повышенной частоты. С учетом этих требований матричный преобразователь может содержать модулятор для преобразования m₁-фазного напряжения питающей сети в n₁-фазное напряжение повышенной частоты в первичных обмотках согласующего трансформатора, а также демодулятор для преобразования n₂-фазного напряжения вторичных обмоток указанного трансформатора в m₂-фазное регулируемое по величине и частоте напряжение нагрузки, причем модулятор выполнен в виде матричной решетки размерностью m₁×_{n1, строки которой подключены к фазам питающей сети, а столбцы - к первичным обмоткам согласующего трансформатора, на пересечении которых установлены транзисторные ключи с двухсторонней проводимостью тока. С целью унификации демодулятор также выполнен в виде матрицы размером m2×n2, строки которой присоединены к фазам нагрузки, а столбцы - к вторичным обмоткам указанного трансформатора, на пересечении которых также установлены транзисторные ключи указанного типа. Полагается также, что к строкам модулятора подключено устройство ограничения коммутационных перенапряжений в виде m1-фазного диодного моста с подключенным на выходе полярным конденсатором фильтра низких частот.}

Способ управления матричным преобразователем указанного типа, как правило, решает две задачи, одна из которых как отмечалось, состоит в формировании n₁-фазного напряжения повышенной неизменной частоты в первичных обмотках согласующего трансформатора. Наиболее просто эта задача решается чередующимся подключением р=1,2,... m₁ обмоток к фазам питающей сети с помощью m₁ вентильных групп, каждая из которых состоит из p одновременно работающих транзисторных ключей в составе модулятора, путем подачи на ключи модулятора управляющих импульсов, которые могут быть представлены в виде нескольких последовательностей логических сигналов в векторной форме записи Xm_j, где j=1,2,... m₁ - порядковый номер вентильной группы в составе модулятора. Вторая задача управления состоит в обеспечении плавного регулирования напряжения и частоты на выходе преобразователя в соответствии с величиной и формой управляющего сигнала на входе системы импульсно-фазового управления (СИФУ). Эта проблема может быть разрешена путем чередующегося одновременного подключения нескольких вторичных обмоток согласующего трансформатора к соответствующим фазам нагрузки с помощью i=(n₂×_{m2)/q вентильных групп в составе демодулятора, каждая из которых выполняется в виде q=1,2,... n2 одновременно работающих транзисторных ключей.}

Недостаток указанного исполнения преобразователя состоит в необходимости завышения установленной мощности вентилей в связи с тем, что их переключения происходят при полной величине коммутируемого тока нагрузки, а потому сопровождаются значительными коммутационными потерями мощности и перенапряжениями. Устранение этого недостатка возможно уменьшением тока вентилей перед их выключением, путем его перевода в параллельную цепь с конденсатором фильтра. Для соответствующего переключения этого конденсатора предлагается введение в состав устройства защиты от коммутационных перенапряжений второго вентильного моста, выполненного на транзисторных ключах с последовательно соединенными блокирующими диодами.

Для реализации различных алгоритмов управления в данном преобразователе предлагается универсальный способ переключения вентилей демодулятора с применением матричной формы записи управляющих сигналов. Для этого управление вентильными группами демодулятора предлагается осуществлять с помощью i последовательностей управляющих импульсов, представленных в виде логических сигналов в векторной форме записи Ydm_i, для получения которых с помощью СИФУ следует сформировать j импульсных последовательностей с регулируемой фазой также в векторной форме записи Xabс_j, каждая из которых должна обеспечить появление в цепях нагрузки напряжений тех или иных фаз питающей сети, далее, исходя из необходимой формы напряжений на выходе преобразователя сформировать матрицу Хm_i,j размером i× j, элементами которой служат логические сигналы управления вентильными группами модулятора, после чего необходимые сигналы управления вентилями демодулятора получать векторным произведением

Ydm_i=Xm_i,j×_Xabcj,

где:

На фиг.1 представлена принципиальная схема силовых цепей матричного преобразователя с символическим изображением в узлах матричной решетки транзисторных ключей, обладающих свойством двухсторонней проводимости тока, а также укрупненная блок-схема цепей управления. На фиг.2, 3 приведены временные диаграммы напряжений в цепях обмоток трансформатора и нагрузки, а также управляющих сигналов, иллюстрирующие возможные алгоритмы реализации предлагаемого способа управления.

Устройство на фиг.1 содержит модулятор 1 трехфазного напряжения питания, выполненный в виде матричной решетки, строки которой присоединены к фазам питающей сети А, В, С, а столбцы - к первичным обмоткам согласующего трансформатора 2. В узлах матрицы установлены транзисторные ключи 11m-33m с двухсторонней проводимостью тока. Первая цифра порядкового номера ключа указывает на номер строки, а вторая цифра - номер столбца решетки. В виде матричной решетки выполнен установленный во вторичных обмотках трансформатора демодулятор 3, столбцы которого присоединены к вторичным обмоткам, а строки - к фазам нагрузки 4. Нумерация транзисторных ключей 11dm-33dm в схеме демодулятора аналогичная. Полагается, что соединение первичных и вторичных обмоток трансформатора также, как и цепей нагрузки, может быть осуществлено по схемам треугольника или звезды с помощью специальных, не обсуждаемых в данной работе коммутирующих элементов. В последнем случае нулевая точка цепей нагрузки может быть присоединена к нулевой точке вторичных обмоток трансформатора с помощью замыкателя 5. Устройство защиты от коммутационных перенапряжений выполнено в виде первого диодного моста с полярным конденсатором фильтра на выходе 6 и второго вентильного моста 7, выполненного на маломощных транзисторных ключах с последовательно соединенными блокирующими диодами. Полагается, что кратковременное включение последних должно предшествовать началу каждой коммутации в схеме модулятора. Как видно из схемы устройства на фиг.1, это включение будет приводить к присоединению конденсатора фильтра 6 в параллель сетевым зажимам преобразователя. В связи с превышением начального напряжения конденсатора над уровнем напряжения сети это присоединение будет сопровождаться переводом тока нагрузки в цепь разряда конденсатора и, соответственно, уменьшением тока вентилей модулятора. Последующее переключение транзисторов модулятора в обесточенном состоянии должно сопровождаться выключением вспомогательных транзисторов 7, что приведет к изменению полярности подключения конденсатора. В результате убывающий ток сетевых фаз с выключенными транзисторами модулятора будет вынужден втекать в положительную обкладку конденсатора фильтра, заряжая последний вновь до исходного уровня. Видно, что данный способ проведения коммутаций обладает рядом преимуществ, так как с одной стороны устраняет накапливание заряда на обкладках конденсатора, а с другой - обеспечивает возможность переключения силовых транзисторов модулятора в практически обесточенном состоянии. В связи с кратковременностью данных процессов в дальнейшем будем считать, что коммутации в схеме модулятора происходят мгновенно, а влиянием устройства защиты на электромагнитные процессы можно пренебречь.

Кроме перечисленных элементов на фиг.1 показано в виде блок-схемы устройство управления преобразователем, содержащее задатчик управляющего сигнала 9 на входе СИФУ 10, а также блоки 11, 12 формирования импульсных последовательностей для вентильных групп в составе модулятора (11) и демодулятора (12).

Функциональные возможности матричного преобразователя благодаря всевозможным соединениям его цепей позволяют осуществлять самые различные алгоритмы управления вентилями с целью получения заданных параметров выходного напряжения. Ограничимся рассмотрением двух алгоритмов управления, различающихся способом модуляции выходного напряжения.

Алгоритм симметрично-фазового управления преобразователем. В этом режиме управления число работающих вентилей в составе модулятора и в составе демодулятора равно p=q=3. В схеме модулятора количество вентильных групп, состоящих из одновременно работающих транзисторных ключей, равно (m₁·_{n1)/р=3. Будем считать, что группа с порядковым номером j=1 содержит транзисторные ключи 11m, 22m, 33m и управляется импульсным сигналом Xm1: группа с номером j=2 содержит ключи 13m, 21m, 32m и управляется сигналом Хm2, а группа с номером j=3 содержит ключи 12m, 23m, 31m и управляется сигналом xm3. Принцип действия модулятора состоит в циклическом поочередном переключении указанных вентильных групп с частотой коммутации fк1=к1mfc, значение которой на диаграммах фиг.2, 3 принято равной 600 Гц. Для исключения в напряжении обмоток низкочастотных составляющих эта частота должна превышать и быть кратной частоте сетевых пульсаций вентильной схемы fcm1=150 Гц с коэффициентом кратности к1=1, 2, 3,... Получаемые в результате переключений напряжения в обмотках трансформатора Ua, Uв, Uc имеют квазисинусоидальную форму, основные гармонические составляющие которых образуют симметричное трехфазное напряжение повышенной частоты. Зная частоту коммутации, легко определить частоту напряжения в обмотках f1=fк1/m1-fc. Данное выражение получается в результате сравнения периода сетевого напряжения с периодом коммутации транзисторов и периодом напряжения в обмотках трансформатора. В примере на фиг.2 эта частота составляет f1=600 /3-50=150 Гц.}

Полагается, что формирование трехфазного напряжения в цепях нагрузки преобразователя осуществляется с частотой, меньшей частоты питания первичных обмоток f₂=f₁/к₂ в процессе циклического поочередного переключения транзисторов 11dm-33dm демодулятора. Для получения напряжений, основные гармоники которых образуют симметричную трехфазную систему, эти переключения должны быть равноинтервальными с частотой коммутации f_к2=3(f_c+f₂) при коэффициенте кратности частот в первичных и вторичных обмотках к₂=f₁/f₂=1,2,3... Подставляя в последние выражения значение f_к1, получим уравнение, связывающее частоты переключений модулятора и демодулятора

Пример на диаграммах фиг.2 показывает, что в случае f_к1=600 Гц к₂=4 переключение транзисторов демодулятора будет происходить с частотой f_к2=262,5 Гц, что позволяет получить в нагрузке трехфазное напряжение частоты f₂=37,5 Гц.

Плавное регулирование напряжения и частоты на выходе преобразователей, выполняемых без звена постоянного тока, как правило, осуществляется импульсно-фазовым способом на основе так называемого вертикального принципа. Напомним, что при данном способе моменты переключении отыскиваются в точках равенства управляющего и опорных сигналов. В условиях высокочастотной модуляции питающего напряжения привязка опорных сигналов к тому или иному вентилю (транзисторному ключу демодулятора) отсутствует, однако сохраняется по отношению к сетевым фазным напряжениям. Это означает, что пересечение управляющего напряжения с тем или иным опорным сигналом должно сопровождаться выработкой на выходе СИФУ логического импульсного сигнала (x_а, x_у, x_с), предписывающего появление в рассматриваемой фазе нагрузки напряжения сетевой фазы А, если x_а=1, x_в=0, x_с=0; фазы В, если x_в=1, х_а=0, х_с=0 или фазы С, если х_с=1, х_а=0, х_в=0. Особенность рассматриваемого алгоритма состоит в том, что переключения вентильных групп демодулятора сопровождаются одновременным изменением напряжения во всех фазах нагрузки, что делает возможным управлять этим процессом лишь в одной "ведущей" фазе нагрузки с помощью одного управляющего сигнала Uy на входе СИФУ. При условии равноинтервальности переключений основные гармоники напряжений в других фазах будут иметь ту же величину с фазовым сдвигом 120° . Как показано на диаграммах фиг.2, равноинтервальность переключений может быть обеспечена применением так называемого симметрично-фазового управления (см. А.с. №692057) при условии, что управляющее напряжение Uy и опорные сигналы имеют линейную (треугольную) форму. Согласно данному алгоритму в СИФУ происходит формирование двух импульсных последовательностей в точках пересечения управляющего сигнала с убывающими и возрастающими участками опорных сигналов, однако на выход поступает лишь одна из них, с учетом направления изменения управляющего напряжения. На диаграммах х_в, х_а, х_с (фиг.2) эти выходные импульсы СИФУ выделены сплошной штриховкой. Управляющие импульсы, подаваемые непосредственно на транзисторные ключи демодулятора, должны формироваться с применением указанных импульсных последовательностей, а также импульсов управления вентильными группами модулятора x_m1, x_m2, x_m3 согласно логическим выражениям

у_dm1=x_m1·_{xa+xm2·xв+хm3·xс;}

у_dm2=x_m2·_{xa+xm3·xв+хm1·xс;}

у_dm3=x_m3·_{xa+xm1·xв+хm2·xс.}

Покажем, что управление транзисторами демодулятора с помощью указанных импульсных последовательностей y_dm1, y_dm2, y_dm3 обеспечивает эффект фазового регулирования напряжения на выходе преобразователя на частоте 50 Гц. Из диаграмм фиг.2 видно, что в момент t₁ на выходе СИФУ произошла выработка сигнала x_а=1, предписывающего появление в нагрузке ведущей фазы напряжения U_ан=U_A. На данном интервале имеем x_m2=1, x_m1=x_m3=0, поэтому в составе модулятора включены транзисторы группы j=2 с номерами 13m, 21m, 32m. В соответствии с вышеприведенными логическими выражениями управляющий импульс появится лишь на выходе у_dm2=x_m2·_{xа=1, в связи с чем в составе демодулятора в работу должны вступить ключи 13dm, 21dm, 32dm. Возвращаясь к приведенной на фиг.1 схеме преобразователя, видим, что одновременная работа указанных транзисторов в схемах модулятора и демодулятора обеспечит появление в цепях нагрузки напряжений: Uан=UA, Uвн=UВ, Ucн=UC. В момент t2 в схеме модулятора произойдет очередное переключение вентильных групп, в результате которого в работу вступят транзисторы j=3-й группы с номерами 12m, 23m, 31m, а на выходе СИФУ по-прежнему имеем xa=1. Возникшая логическая комбинация уdm3=xm3·xа=1 приведет к выключению транзисторов 13dm, 21dm, 32dm и включению транзисторов 12dm, 23dm, 31dm, что сохранит в фазах нагрузки прежние напряжения. Аналогичные переключения произойдут в момент t3 и лишь в момент t4, в связи с появлением на выходе СИФУ логического сигнала xв=1 и выполнения условия ydm1=xm2·xв=1 включится вентильная группа с транзисторами 11dm, 22dm, 33dm. При включенных транзисторах модулятора 12m, 23m, 31m это приведет к переключению напряжений в цепях нагрузки, которые примут значения: Uан=UВ, Uвн=UС, Uсн=UA. На следующих временных интервалах согласованные переключения в схемах модулятора и демодулятора будут происходить аналогичным образом. Видно, что в результате этих переключений в нагрузке появляется трехфазное напряжение, по форме тождественное напряжению на выходе НПЧ без звена повышенной частоты. Известно, что в таких преобразователях изменением фазовой задержки моментов переключении осуществляется плавное регулирование напряжения и частоты, причем это регулирование происходит в режиме слежения за величиной, формой и частотой управляющего напряжения на входе СИФУ. Не останавливаясь на известных особенностях фазового регулирования, отметим лишь, что в данном случае это происходит одновременно с процессами промежуточного преобразования энергии в звене повышенной частоты.}

Алгоритм широтно-импульсного регулирования на частоте пульсаций сетевого напряжения. По сравнению с рассмотренным случаем требуется изменить закон переключений в схеме демодулятора. Порядок переключений в схеме модулятора, а также в устройстве защиты от коммутационных перенапряжений сохраняется неизменным. Для исключения в составе выходного напряжения низкочастотных составляющих ШИМ-регулирование этого напряжения целесообразно осуществлять на частоте сетевых пyльcaций fk₂=m₂f_c=150 Гц. Одновременное переключение напряжений в фазах нагрузки в этом случае становится невозможным. Для осуществления пофазного регулирования этого напряжения замыкатель 5 должен быть замкнут, а СИФУ (широтно-импульсный модулятор) выполняется в виде трехканальной системы с трехфазным управляющим сигналом Uy_a,Uy_b,Uy_c на входе. Как показано на диаграммах фиг.3, формирование логических сигналов на выходе каждого канала осуществляется на основе вертикального принципа путем сравнения опорного пилообразного сигнала частоты 150 Гц с управляющими сигналами, причем сравнение с сигналом Uу_а приводит к появлению импульсов x_Aа, х_Ab, х_аC, предназначенных для формирования напряжения в фазе нагрузки Z_ан с помощью ключей 11dm, 12dm, 13dm, сравнение с сигналом Uу_b приводит к появлению импульсов x_Bа, x_Bb, x_Bс, предназначенных для формирования напряжения в фазе нагрузки Z_вн с помощью ключей 21dm, 22dm, 23dm, а сравнение с сигналом Uy_c приведет к появлению импульсов х_Са, х_Сb, x_Cc, предназначенных для формирования напряжения в фазе Z_cн с помощью ключей 31dm, 32dm, 33dm. Указанные импульсы также, как и импульсы управления модулятором x_m1, x_m2, x_m3, используются для формирования управляющих импульсов демодулятора, что происходит в соответствии с логическими выражениями:

уdm₁₁=x_m1·_{xАа+xm2·xАв+xm3·xAс;}

уdm₁₂=x_m3·_{xАа+xm1·xАв+xm2·xAс;}

уdm₁₃=x_m2·_{xАа+xm3·xАв+xm1·xAс;}

уdm₂₁=x_m1·_{xBа+xm2·xBв+xm3·xBс;}

уdm₂₂=x_m3·_{xBа+xm1·xBв+xm2·xBс;}

уdm₂₃=x_m2·_{xBа+xm3·xBв+xm1·xBс;}

уdm₃₁=x_m1·_{xCа+xm2·xCв+xm3·xCс;}

уdm₃₂=x_m3·_{xCа+xm1·xCв+xm2·xCс;}

уdm₃₃=x_m2·_{xCа+xm3·xCв+xm1·xCс.}

Полученные с помощью данных выражений управляющие импульсы для транзистров демодулятора изображены на диаграммах фиг.3. Порядок построения трехфазного напряжения U_ан, U_вн, U_сн на выходе преобразователя с использованием указанных импульсов был рассмотрен выше и потому здесь не повторяется.

Изобретение относится к преобразовательной технике и может служить для плавного регулирования напряжения и частоты в многофазных системах вторичного электропитания при минимальных массогабаритных показателях согласующего трансформатора. Технический результат заключается в уменьшении коммутационных потерь в силовых транзисторах и ограничении перенапряжений. Для этого матричный преобразователь частоты, реализующий промежуточное повышение частоты многофазного напряжения в первичных обмотках согласующего трансформатора с помощью модулятора, а также плавное регулирование частоты и напряжения в цепях нагрузки с помощью установленного во вторичных обмотках указанного трансформатора демодулятора, каждый из которых выполнен в виде матричной решетки с установленными в узлах силовыми транзисторными ключами, обладающими двухсторонней проводимостью тока. Коммутация тока в цепях модулятора происходит под воздействием напряжения на обкладках полярного конденсатора фильтра, частичный разряд и последующий заряд которого на каждом интервале коммутации осуществляется с помощью двух диодных мостов и дополнительных транзисторов. Управление транзисторными ключами демодулятора осуществляется с помощью логических импульсных сигналов, получаемых векторным произведением сигналов, получаемых на выходах системы импульсно-фазового управления и сигналов управления ключами модулятора. 2 н.п. ф-лы, 3 ил.

1. Матричный преобразователь частоты, силовые цепи которого содержат модулятор для преобразования m₁-фазного напряжения питающей сети в n₁-фазное напряжение повышенной частоты в первичных обмотках согласующего трансформатора, а также демодулятор для преобразования n₂-фазного напряжения вторичных обмоток указанного трансформатора в m₂-фазное регулируемое по величине и частоте напряжение нагрузки, причем модулятор выполнен в виде матрицы размерностью m₁×_{n1, строки которой подключены к фазам питающей сети, а столбцы - к первичным обмоткам согласующего трансформатора, на пересечении которых установлены транзисторные ключи с двухсторонней проводимостью тока, демодулятор также выполнен в виде матрицы размером m2×n2, строки которой присоединены к фазам нагрузки, а столбцы - к вторичным обмоткам указанного трансформатора, на пересечении которых также установлены транзисторные ключи указанного типа, а также подключенное к строкам модулятора устройство для ограничения коммутационных перенапряжений в виде m1-фазного первого диодного моста с подключенным на выходе полярным конденсатором фильтра низких частот, отличающийся тем, что встречно-параллельно первому диодному мосту подключен второй вентильный мост, выполненный на транзисторных ключах с последовательно соединенными блокирующими диодами.}2. Способ управления матричным преобразователем частоты, обеспечивающий формирование n₁-фазного напряжения повышенной частоты в первичных обмотках согласующего трансформатора за счет одновременного периодически чередующегося подключения р=1,2,... m₁ обмоток к фазам питающей сети с помощью m₁ вентильных групп, каждая из которых состоит из р одновременно работающих транзисторных ключей в составе модулятора, путем подачи на ключи модулятора управляющих импульсов в виде нескольких последовательностей логических сигналов, представленных в векторной форме записи Xm_j, где j=1,2,... m₁ - порядковый номер вентильной группы в составе модулятора, для которой предназначена данная последовательность сигналов, а также обеспечивающий плавное регулирование напряжения и частоты на выходе преобразователя в соответствии с величиной и формой управляющего сигнала на входе системы импульсно-фазового управления, путем чередующегося одновременного подключения вторичных обмоток согласующего трансформатора к соответствующим фазам нагрузки с помощью i=(n₂×_{m2)/q вентильных групп, каждая из которых содержит q=1,2,... n2 одновременно работающих транзисторных ключей в составе демодулятора, отличающийся тем, что, управление вентильными группами демодулятора осуществляется с помощью i последовательностей управляющих импульсов, представленных в виде логических сигналов в векторной форме записи Ydmi, для получения которых с помощью системы импульсно-фазового управления формируют j импульсных последовательностей с регулируемой фазой в векторной форме записи Хаbсj, каждая из которых должна обеспечить появление в цепях нагрузки напряжений тех или иных фаз питающей сети, далее, исходя из необходимой формы напряжений на выходе преобразователя, формируют матрицу Хmij размером i× j, элементами которой служат логические сигналы управления вентильными группами модулятора, после чего необходимые сигналы управления вентилями демодулятора получают векторным произведением}

Ydm_i=Хm_ij·_Хabcj,

где