ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ НАПРЯЖЕНИЯ И СПОСОБ УПРАВЛЕНИЯ ИМ Российский патент 2005 года по МПК H02M3/337 

Изобретение относится к области электротехники, в частности к статическим преобразователям напряжения источника постоянного тока одного уровня в постоянное напряжение другого уровня с гальванической развязкой между ними.

Известен "Преобразователь с последовательным резонансом" патент Японии № 701017084, Н 02 М 3/335 (Изобретения стран мира. Вып.107, № 18/98). Однако представленный преобразователь не обеспечивает гальванической развязки преобразованного напряжения.

Сущность этого патента, судя по его описанию, заключается в том, что при провалах напряжения для поддержания питания нагрузки за счет реактивной энергии, запасенной в резонансном контуре, ключи инвертора переводятся в режим коммутации резонансного тока контура. Но в виду отсутствия обратной связи резонансного контура с предполагаемой схемой управления не обеспечивается устойчивая синхронная работа ключей инвертора на частоте резонанса.

Известен также мостовой преобразователь напряжения с последовательным резонансным контуром в диагонали переменного тока моста. Такие преобразователи объединены общим признаком: реализация в них переходных процессов, близким к синусоидальным (Журнал "Электронные компоненты" № 6, 2002 г., статья, Сбродов А. "Выбор силовых транзисторов для преобразователей напряжения с резонансным контуром"). Но процесс управления ключами инвертора другой. Частота коммутации ключей не совпадает с резонансной частотой LC-контура и всегда ниже, а управление средним значением выходного напряжения преобразователя производится изменением длительности паузы между сериями коммутации ключей инвертора. Как следствие этой паузы, для обеспечения непрерывности тока в нагрузке необходим индуктивно-емкостный фильтр после выходного выпрямителя. Резонансные колебания в периоды серий коммутаций в этом преобразователе используются для уменьшения динамических потерь на ключах инвертора.

Наиболее близким по технической сущности является источник электропитания импульсного действия (Березин O.K., Костиков В.Г., Шахнов В.А. “Источники электропитания радиоэлектронной аппаратуры”. Москва, 2000 г.). Его структурная и электрическая схемы представлены на рисунке 3.1, 3.11.

Преобразователь энергии постоянного тока на входе в энергию постоянного тока на выходе с гальванической развязкой от первичного источника, состоящий из транзисторного мостового инвертора, в диагональ переменного напряжения которого включены последовательно соединенные разделительная емкость и первичная обмотка силового трансформатора, к вторичной обмотке которого подключен двухполупериодный выходной выпрямитель, к выходу которого подключены сглаживающий дроссель и конденсатор выходного фильтра, при этом устройство управления по входу ШИМ-регулирования подключено к выходу преобразователя, а своим выходом подключено к входу предварительного усилителя мощности, выход которого подключен к управляющим входам транзисторного моста инвертора; вспомогательными напряжениями устройство управления и предварительный усилитель мощности обеспечивает дополнительный источник электропитания.

Однако в данном решении отсутствует режим резонансного возбуждения синусоидального электрического тока, частота которого совпадает с тактовой рабочей частотой преобразователя.

Известен способ управления преобразователем постоянного напряжения одного уровня в постоянное напряжение другого уровня, осуществляемый следующим образом: прерывают с фиксированной частотой напряжение первичного источника посредством электронного коммутатора, выпрямляют полученное переменное импульсное напряжение двухполупериодным выпрямителем и усредняют с помощью индуктивно-емкостного фильтра, при этом изменение уровня полученного постоянного напряжения осуществляют путем широтно-импульсной модуляции длительности открытого состояния ключей коммутатора. Способ описан в статье Березин O.K., Костиков В.Г., Шахнов В.А. “Источники электропитания радиоэлектронной аппаратуры”. Москва, 2000 г., гл.3.2.

Ключевым элементом новизны способа управления преобразователем является организация в силовой цепи, содержащей последовательный LC-контур, путем автоматической подстройки устойчивого режима резонансного возбуждения синусоидального электрического тока, частота которого совпадает с тактовой рабочей частотой преобразователя.

Задачей изобретения является создание преобразователя энергии постоянного тока, обеспечивающего снижение потерь на ключевых элементах инвертора и диодах выпрямителя.

Поставленная задача решается благодаря тому, что в схему управления инвертором дополнительно включен узел автоматической подстройки рабочей частоты преобразователя, синхронной с собственными колебаниями последовательного LC-резонансного контура, образованного разделительной емкостью и индуктивностью рассеяния силового трансформатора. Последовательно с разделительной емкостью и первичной обмоткой трансформатора дополнительно включен дроссель, снижающий коммутационные потери от перезаряда паразитной емкости этой обмотки, а также создающий индуктивность, дополняющую индуктивность рассеяния трансформатора.

Преобразователь построен по схеме, представленной на фиг.1.

U1 - входное напряжение преобразователя, U2 - выходное напряжение преобразователя. Инвертор 1, транзисторный мост 2 которого как и у прототипа снабжен шунтирующими диодами, управляется устройством управления 10 через предварительный усилитель мощности (ПУМ) 11. ПУМ обеспечивает гальваническую развязку с управляющими входами транзисторов инвертора, как это выполнено в прототипе [1] рисунок 3.26, рисунок 3.27. В диагональ переменного тока моста включен силовой резонансный контур, состоящий из последовательно соединенных конденсатора 3, дросселя индуктивности 4 и первичной обмотки трансформатора 5.

В контур в качестве датчика тока последовательно включена также первичная обмотка трансформатора тока 6. Выходной выпрямитель 7 подключен к выходному фильтру 12. Для работы преобразователя принципиально важно, чтобы выпрямитель был двухполупериодным (мостовым или со средней точкой на вторичной обмотке трансформатора), выходной емкостной фильтр должен быть подключен непосредственно к выходу выпрямителя без дросселя.

Устройство управления построено на основе микропроцессора или с применением специализированных микросхем (см. [2]), например 1156ЕУ2, TL494CN.

Устройство управления выдает сигналы управления на вход предварительного усилителя мощности и имеет контур обратной связи "а" с выходом преобразователя по ШИМ-регулированию выходного напряжения.

В схему управления преобразователем введены два дополнительных контура обратной связи. Первый из них "b" замыкается с устройством управления через узел автоподстройки частоты и фазы 9.

Узел фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) построен по одной из схем, применяемых в телевизионной технике и аппаратуре радиосвязи. В данном случае производится сравнение фазы коммутации ключей инвертора по сигналу с выхода устройства управления с фазой тока в силовой цепи, контролируемой с помощью датчика тока 6. Как вариант, возможно интегрирование напряжения на вторичной обмотке трансформатора в интервале закрытого состояния ключей инвертора. Воздействие на тактовую частоту коммутации ключей инвертора производится путем подключения выхода узла ФАПЧ к частотозадающему входу устройства управления. Таким образом производится захват тактовой частоты преобразователя частотой резонансных колебаний тока в LC-контуре.

Для улучшения динамических характеристик преобразователя, определяющих скорость реакции на возмущающие воздействия по входному напряжению и по нагрузке, образована вторая дополнительная цепь обратной связи "с" через узел переключения режима рекуперации 8 с датчиком тока 6 и с выходом устройства управления. Выход устройства переключения режима подключен к входу предварительного усилителя мощности в точке управления парой, например, нижних транзисторов в разных плечах моста инвертора.

Один из двух режимов - режим с частичной рекуперацией энергии резонансного тока в силовом контуре. В моменты, когда в процессе работы инвертора все ключи закрыты, ток контура протекает через шунтирующие диоды в первичный источник навстречу его напряжению.

Второй режим характерен отсутствием фазы рекуперации, при котором ключи инвертора подключают силовой контур синфазно колебаниям его тока либо к напряжению первичного источника (фаза отбора энергии от источника), либо замыкают ток контура через себя, сохраняя его энергию.

При резком сбросе нагрузки или скачкообразном изменении задающего параметра возможен переходный процесс с перерегулированием, обусловленный энергетической инерционностью колебательного контура, характеризуемой декрементом затухания.

Узел переключения режима рекуперации 8 формирует сигнал перехода из первого режима во второй и обратно. При пуске и при пониженной мощности, отдаваемой в нагрузку, преобразователь работает в режиме с рекуперацией.

При увеличении нагрузки, что выражается в увеличении тока в силовом контуре, и, соответственно, сигнала датчика тока 6, узел переключения режима рекуперации 8 вырабатывает сигнал устройству управления 10 о переходе в режим работы без рекуперации, при котором верхняя пара ключей инвертора управляется по прежнему широтно-модулированными сигналами, а нижняя пара коммутируется по сигналам датчика тока 6 синфазно с направлением тока в силовом контуре на тактовой частоте преобразователя аналогично тому, как это выполнено в прототипе (см. диаграмму Вых 3 и Вых 4 на рисунке 3.11 [1]). Для этой пары ключей в режиме без рекуперации коэффициент заполнения широтно-модулированных импульсов (коэффициент модуляции К), определяющих открытое состояние ключей инвертора, равен единице (К=1).

При резком сбросе нагрузки на преобразователе ШИМ-регулятор реагирует на это уменьшением ширины импульса до минимума. Это служит сигналом для перехода в первый режим работы с рекуперацией, при котором происходит возврат энергии в первичный источник. Возвращение во второй режим работы преобразователя происходит автоматически по алгоритму, описанному выше.

Управление режимом, собственно, заключается в переключении коэффициента заполнения широтно-модулированных сигналов, управляющих в данном случае нижней парой ключей, с текущего значения, идентичного с модуляцией сигналов верхней пары, на К=1 и обратно.

Питание узлов ФАПЧ и переключения режима рекуперации, так же, как устройства управления и предварительного усилителя мощности, обеспечивает дополнительный источник электропитания (ДИЭП), гальванически не связанный с первичным источником питания U1 и с силовым контуром в целом. Для упрощения чертежа ДИЭП на фиг.1 не показан.

Эквивалентная электрическая схема силовой цепи преобразователя и диаграммы напряжения на участках цепи в этом режиме представлены на фиг.2 и 3, где:

Г1 - генератор двухполярных импульсов напряжения с внутренним сопротивлением, равным внутреннему сопротивлению первичного источника с учетом падения напряжения на открытых ключах инвертора и его обратных диодах в состоянии проводимости;

С1 - резонансная емкость;

L1 - индуктивность рассеяния трансформатора, суммарная с дополняющей индуктивностью;

VD1 - двухполупериодный выпрямитель;

1, 2, 3 - характерные точки эквивалентной схемы.

Между точками 2 и 3 представлен эквивалент вторичной стороны трансформатора, приведенной через коэффициент трансформации к первичной стороне, где:

С2 - эквивалент емкости выходного фильтра,

Rн - эквивалент нагрузки;

Ia - синусоидальный ток в силовой цепи;

Ua - двухполярное напряжение в диагонали переменного тока моста инвертора;

Ua1 - напряжение, соответствующее открытому состоянию одной и другой пары силовых ключей, широтно-модулированное по длительности;

Ua2 - напряжение, соответствующее состоянию прямой проводимости обратных диодов моста инвертора (фаза рекуперации тока силовой цепи);

Uв - напряжение между точками 2-3 в этой схеме.

Через последовательный LC-контур протекает синусоидальный ток резонансной частоты и токи нечетных гармоник, во много раз ослабленные индуктивностью контура. Тактовая частота инвертора определяется основной гармоникой контура. Напряжение этой частоты из частотного спектра эквивалентного генератора на самом контуре между точками 1-2 в меру его добротности мало и падает на выпрямителе и нагрузке.

Напряжение Uв представляет собой симметричный двухполярный меандр, что является характерным результатом работы преобразователя в режиме резонансного возбуждения силового контура на тактовой частоте инвертора.

На диаграммах фиг.3 видна роль узла ФАПЧ, контролирующего и синхронизирующего переходы через ноль тока Iа и напряжения Ua в точках фазирования t_ф.

Величина напряжения меандра на трансформаторе зависит от амплитуды синусоидального тока в силовом контуре, которая модулируется в соответствии с широтно-импульсной модуляцией открытого состояния ключей инвертора. Широтно-импульсная модуляция осуществляется изменением длительности паузы напряжения инвертора в двухтактной схеме преобразователя при постоянстве частоты преобразования.

Регулировочная характеристика преобразователя - зависимость выходного напряжения U2 от коэффициента модуляции К при разомкнутой цепи обратной связи - представлена на фиг.4, где U1 - входное напряжение преобразователя.

Точка "к" на характеристике Y соответствует равенству энергии, поступающей в силовой контур на каждом периоде (полупериоде) колебаний его тока из первичного источника, и энергии, возвращаемой в источник в фазе рекуперации. Линия Х на фиг.4 изображает регулировочную характеристику преобразователя при работе без рекуперации тока резонансного контура. Как видно из графика, управление выходным напряжением преобразователя в режиме с рекуперацией более динамично за счет большей крутизны характеристики Y по сравнению с X.

Настоящий способ управления энергетическими преобразованиями с использованием резонанса в силовой цепи и ФАПЧ для синхронизации процессов в ключевом преобразователе применим как при полномостовой, так и при полумостовой схеме инвертора.

Изготовлены несколько экспериментальных образцов с уровнями преобразуемых напряжений от 28 В до 400 В мощностью до 1,5 кВт. Для управления инвертором применены контроллеры на основе специализированных микросхем, в частности 1156ЕУ2.

Техническим результатом настоящего изобретения является снижение потерь на ключевых элементах инвертора благодаря синусоидальному характеру коммутируемого тока. При отсутствии дросселя в выходном фильтре и синусоидальном токе в силовом контуре коммутация диодов выпрямителя происходит при нулевых значениях тока (см. диаграммы фиг.3). Испытания экспериментальных образцов показали более чем двухкратное уменьшение потерь энергий в преобразователе по сравнению с прототипом при использовании одинаковой элементной базы.

Литература

1. Березин O.K., Костиков В.Г., Шахнов В.А. “Источники электропитания радиоэлектронной аппаратуры”. Изд. Москва, 2000 г., УДК 621.314, стр.121-128.

2. “Микросхемы для импульсных источников питания и их применение”, издательство Додека, 2000 г., УДК 621.375 (03), стр.239-246.

3. Журнал “Практическая силовая электроника”, № 7, 2002 г.

4. ИВНЦ Роспатента. Изобретения стран мира. Вып.107, № 9/98, стр.36, “Способ питания трансформатора с предотвращением искажения формы питающего напряжения”.

5. ИВНЦ Роспатента. Изобретения стран мира. Вып.107, № 18/98, стр.36, “Преобразователь с последовательным резонансом”.

6. Семенов Б.Ю., “Силовая-электроника”, издательство СОЛОН-Р, - 2001 г., Москва.

7. Сбродов А., “Выбор силовых транзисторов для преобразователей напряжения с резонансным контуром”, журнал “Электронные компоненты” № 6, 2002 г., стр.68.

Изобретение относится к области электротехники и может быть использован в статических преобразователях электрической энергии. Техническим результатом настоящего изобретения является снижение потерь как на ключевых элементах инвертора благодаря синусоидальному характеру коммутируемого тока. В преобразователе напряжения и способе управления им организация в силовой цепи, содержащей последовательный LC-контур, устойчивого режима резонансного возбуждения синусоидального электрического тока, частота которого совпадает с тактовой рабочей частотой преобразователя. Для этого в схему управления инвертором включен узел автоматической подстройки его рабочей частоты и фазы, синхронной с собственными колебаниями последовательного LC-резонансного контура, образованного разделительной емкостью и индуктивностью рассеяния силового трансформатора. 2 н. и 2 з.п. ф-лы, 4 ил.

1. Преобразователь напряжения источника постоянного тока на входе в постоянное напряжение на выходе с гальванической развязкой от первичного источника, состоящий из транзисторного мостового инвертора, в диагональ переменного напряжения которого включены последовательно соединенные разделительная емкость и первичная обмотка силового трансформатора, к вторичной обмотке которого подключен двухполупериодный выходной выпрямитель, к выходу которого подключены сглаживающий дроссель и конденсатор выходного фильтра, при этом устройство управления по входу ШИМ-регулирования подключено к выходу преобразователя, а своим выходом подключено к входу предварительного усилителя мощности, выход которого подключен к управляющим входам транзисторного моста инвертора; вспомогательными напряжениями устройство управления и предварительный усилитель мощности обеспечивает дополнительный источник электропитания, отличающийся тем, что в схему управления инвертором дополнительно включен узел автоматической подстройки рабочей частоты преобразователя, синхронной с собственными колебаниями последовательного LC-резонансного контура, образованного разделительной емкостью и индуктивностью рассеяния силового трансформатора, при этом вторичная обмотка включенного в цепь диагонали переменного тока мостового инвертора трансформатора тока подключена к первому входу узла автоподстройки, второй вход узла автоподстройки подключен к выходу устройства управления, к частотозадающему входу которого подключен выход узла автоподстройки.2. Преобразователь по п.1, отличающийся тем, что в диагональ переменного тока моста инвертора последовательно с первичной обмоткой силового трансформатора и разделительной емкостью дополнительно включен трансформатор тока, а в схему управления преобразователем дополнительно внесено устройство переключения режима рекуперации тока силовой цепи, первый вход которого подключен к вторичной обмотке трансформатора тока, второй вход подключен к выходу устройства управления, а выход устройства переключения режима рекуперации подключен к входу предварительного усилителя мощности.3. Преобразователь по п.1, отличающийся тем, что последовательно с разделительной емкостью и первичной обмоткой трансформатора дополнительно включен дроссель, снижающий коммутационные потери от перезаряда паразитной емкости этой обмотки, а также создающий индуктивность, дополняющую индуктивность рассеяния трансформатора.4. Способ управления преобразователем энергии постоянного тока на входе в энергию постоянного тока на выходе, осуществляемый следующим образом: прерывают с заданной частотой напряжение первичного источника посредством электронных ключей, преобразуют при помощи трансформатора полученное переменное импульсное напряжение в переменное импульсное напряжение заданного уровня, которое выпрямляют двухполупериодным выпрямителем и усредняют с помощью индуктивно-емкостного фильтра, при этом регулирование напряжения на выходе преобразователя осуществляют путем широтно-импульсной модуляции длительности открытого состояния ключей при постоянстве тактовой частоты преобразования, отличающийся тем, что осуществляют промежуточное преобразование энергии импульсного переменного напряжения в энергию резонансных колебаний в последовательном LC-контуре, для чего управление электронными ключами путем автоматической подстройки производят синхронно и синфазно с частотой собственных колебаний этого контура, при этом осуществляют трансформацию резонансного тока, в результате чего получают напряжение симметричного двухполярного меандра тактовой частоты, а с помощью широтно-импульсной модуляции длительности открытого состояния ключей модулируют амплитуду синусоидального тока в LC-контуре и, соответственно, уровень напряжения меандра, после двухполупериодного выпрямления которого получают регулируемое постоянное напряжение на выходе преобразователя.