СПОСОБ КОРРЕКЦИИ ЧАСТОТНЫХ ХАРАКТЕРИСТИК И УСТРОЙСТВО ЕГО РЕАЛИЗАЦИИ Российский патент 2006 года по МПК H03H7/38 

Изобретение относится к радиосвязи и технике СВЧ и может быть использовано при проектировании корректоров амплитудно-частотных характеристик (АЧХ) (согласующих устройств) и корректоров фазочастотных характеристик (ФЧХ) приемных и передающих каналов связи на заданном количестве фиксированных частот.

Известно, что для передачи и приема безыскаженной информации необходимо постоянство АЧХ и линейность ФЧХ (Белецкий А.Ф. Основы теории линейных электрических цепей. М.: Связь, 1967, стр.344-345). Постоянство АЧХ обеспечивается согласующими устройствами, а линейность ФЧХ - фазовыми контурами.

Известен способ последовательного согласования импедансов (способ коррекции АЧХ) (Проектирование радиопередающих устройств с применением ЭВМ / Под ред. О.В.Алексеева. М.: Радио и связь, 1987, с.82-113), заключающийся в том, что между согласуемым элементом со стороны входа и согласуемым элементом со стороны выхода включают постоянные реактивные элементы, выбирают количество и значения элементов типа L, С схемы согласующего устройства из условия идеального согласования импедансов на фиксированной частоте и изменяют вручную значения этих элементов при изменении частоты. Модуль коэффициента передачи на этой частоте равен единице.

Известно устройство реализации этого способа (Проектирование радиопередающих устройств с применением ЭВМ / Под ред. О.В.Алексеева. М.: Радио и связь, 1987, с.82-113), состоящее из Г-образного соединения двух реактансов (индуктивных или емкостных элементов), параметры которых (L, С) выбраны из условия согласования на фиксированной частоте. Принцип действия устройства состоит в изменении элементов на другие элементы с другими номинальными параметрами, обеспечивающими согласование на другой фиксированной частоте.

Недостатками способа и устройства являются низкая скорость (большое время) переключения, связанная с переключением вручную, и узкий класс согласуемых импедансов, обусловленный методикой выбора количества и значений элементов, также отсутствие возможности корректировки ФЧХ.

Известен способ коррекции фазочастотных характеристик (Белецкий А.Ф. Основы теории линейных электрических цепей. М.: Связь, 1967, стр.563-564), состоящий в том, что между источником сигнала и нагрузкой (антенной) или между антенной и приемником в канал связи включают фазовый корректирующий контур, имеющий зависимость фазы от частоты в определенной полосе частот, обратную соответствующей характеристике канала связи. В результате суммарная ФЧХ оказывается близкой к линейной. Искажения информации уменьшаются.

Известно устройство реализации этого способа (Белецкий А.Ф. Основы теории линейных электрических цепей. М.: Связь, 1967, стр.549-554), выполненной в виде фазового контура, у которого амплитудно-частотная характеристика постоянна, а фаза при изменении частоты возрастает от нуля (ω=2πf=0) до π (ω=∞) для контура первого порядка и от нуля до 2π для контура второго порядка. При этом всегда можно найти некоторую полосу частот, в которой ФЧХ контура обратна ФЧХ канала связи без коррекции.

Недостатками способа и устройства являются ограниченность полосы частот, в пределах которой реализуется коррекция ФЧХ, и условий применения. Способ и устройство осуществимы только для случая, когда сопротивления источника сигнала и антенны действительны и равны друг другу. Третьим недостатком является отсутствие возможности изменения АЧХ канала связи, которая существовала до коррекции. Так как АЧХ фазового контура постоянна, то АЧХ канала после включения контура остается неизменной. Это означает отсутствие возможности согласования произвольных комплексных сопротивлений (проводимостей) источника сигнала и нагрузки в некоторой заданной полосе частот.

Известен способ, заключающийся в том, что между согласуемым элементом со стороны входа и согласуемым элементом со стороны выхода включают постоянные реактивные элементы, выбирают количество и значения элементов типа L, С из условия согласования импедансов, один из которых чисто активный и не зависит от частоты, на фиксированной частоте и автоматически изменяют значения этих элементов при необходимости согласования на любой из рабочих частот согласования (Проектирование радиопередающих устройств/Под ред. В.В.Шахгильдяна. - М.: Радио и связь, 1984, с.90, 216-217).

Известно устройство реализации этого способа (Проектирование радиопередающих устройств/Под ред. В.В.Шахгильдяна. - М.: Радио и связь, 1984, с.90, 216-217), состоящее из N p-i-n-диодов, параллельно подключенных к согласуемому импедансу со стороны входа, причем к каждому диоду подключено согласующее устройство в виде Г-образного соединения двух реактансов, параметры которых выбраны из условий согласования согласуемого элемента со стороны входа и согласуемого элемента со стороны выхода, к которому параллельно подключены все согласующие устройства, на соответствующей дискретной частоте. Принцип действия этого устройства состоит в том, что в каждый отдельный промежуток времени лишь один из N диодов открыт, при этом происходит согласование на одной из N дискретных частот. Остальные N-1 диоды закрыты и соответствующие им каналы отключены. Последовательное согласование согласуемых импедансов на N дискретных частотах производится путем последовательного переключения диодов из закрытого состояния в открытое.

Несмотря на автоматическое изменение элементов, этому способу и устройству его реализации также присуща малая скорость переключения, т.к. в качестве изменяемых элементов выбраны элементы типа L, С, что предполагает наличие в схеме электромеханического или электрического реле, а время их переключения составляет доли и единицы секунд. При применении быстродействующих переключателей (например, на p-i-n-диодах) время переключения значительно уменьшается. Однако в данном случае (при применении p-i-n-диодов) их количество должно быть не меньше количества N частот, так как возникает необходимость последовательного подключения согласующих устройств, что ведет к усложнению способа. Кроме того, из-за недостаточно развитой методики выбора количества и значений элементов способ позволяет согласовать импедансы, один из которых чисто активный и не зависит от частоты, а также отсутствует возможность коррекции ФЧХ.

Наиболее близким по технической сущности и достигаемому результату (прототипом) является способ последовательного согласования импедансов в диапазоне N дискретных частот (способ коррекции частотных характеристик) (Авт. св-во №1778827 от 1 августа 1992 г., Заявка на изобретение №4766552 от 4 декабря 1989 г.), заключающийся в том, что между согласуемым элементом со стороны входа и согласуемым элементом со стороны выхода включают постоянные реактивные элементы в количестве 2N, между третьим и четвертым независимыми постоянными реактивными элементами от согласуемого элемента со стороны входа включают элемент с переменным импедансом, при этом входной импеданс 2N независимых постоянных реактивных элементов, элемента с переменным импедансом и согласуемого элемента со стороны выхода определяют дробно-линейным преобразованием входного импеданса 2N-3 независимых постоянных реактивных элементов, начиная с 4-го от согласуемого элемента со стороны входа независимого реактивного элемента, элемента с переменным импедансом и согласуемого элемента со стороны входа, причем действительные и мнимые составляющие входного импеданса 2N-3 независимых элементов и коэффициенты дробно-линейного преобразования определяют из условий согласования согласуемого элемента со стороны входа и согласуемого элемента со стороны выхода с учетом изменения импеданса элемента с переменным импедансом.

Наиболее близким по технической сущности и достигаемому результату (прототипом) является устройство реализации этого способа для случая двух дискретных частот, состоящее в том что к согласуемому импедансу со стороны входа подключено согласующее устройство в виде Г-образного соединения двух двухполюсников, причем двухполюсник, включенный в поперечную цепь, представляет собой конденсатор, а двухполюсник, включенный в продольную цепь, представляет собой последовательный колебательный контур, к контуру подключен p-i-n-диод, параллельно согласуемому импедансу со стороны выхода подключена индуктивность, параллельно диоду подключен источник управляющих двухуровневых сигналов (Авт. св-во №1778827 от 1 августа 1992 г. Заявка на изобретение №4766552 от 4 декабря 1989 г.). Принцип действия этого устройства состоит в последовательном переключении импеданса p-i-n-диода, в результате чего последовательно обеспечиваются условия согласования согласуемых импедансов на двух дискретных частотах.

Недостатком данного способа и устройства его реализации является необходимость переключения импеданса элемента с переменным импедансом и отсутствие возможности коррекции ФЧХ. Быстродействие переключения современных p-i-n-диодов составляет единицы микросекунд (см. М.С.Гусятинер, А.И.Горбачев. Полупроводниковые сверхвысокочастотные диоды. - М.: Радио и связь, 1983, с.141-142). При количестве дискретных частот, равном N, промежуток времени, в течение которого отсутствует согласование на каждой частоте, увеличивается в N-1 раз.

Техническим результатом изобретения является расширение функциональных возможностей за счет обеспечения коррекции ФЧХ при сохранении согласования на всех 2N дискретных частотах.

Указанный результат достигается тем, что в способе коррекции частотных характеристик в диапазоне 2N дискретных значений частот, состоящий во включении между согласуемым элементом со стороны входа и согласуемым элементом со стороны выхода постоянных реактивных элементов, к согласуемому элементу со стороны входа подключают общий вход делителя на N частотных каналов, к согласуемому элементу со стороны выхода подключают сумматор на N частотных каналов, каждый канал сумматора посредством канального согласующего устройства соединяют с соответствующим одной и той же частоте каналом делителя. Входные импедансы каждого канального согласующего устройства формируют из условий согласования согласуемого элемента со стороны входа на своей m-й частоте с входными нормированными импедансами каждого m-го согласующего устройства со стороны делителя:

m=1,2...N,

условий согласования согласуемого элемента со стороны выхода на своей m-й частоте с входными импедансами каждого m-го канального согласующего устройства со стороны сумматора:

m=1,2...N,

условий физической реализуемости

b_mn·b_N+1n>0; b'_mn·b'_N+1n>0, m≠n; m, n=1,2...N;

где i, k - текущие номера частотных каналов; b_im, b_km и b'_im, b'_km; - мнимые составляющие нормированных входных импедансов канальных согласующих устройств со стороны делителя и сумматора на m-й частоте; a_mn, b_mn, a'_mn, b'_mn - действительные и мнимые составляющие нормированных входных импедансов канальных согласующих устройств, включаемых в частотные каналы, со стороны делителя и со стороны сумматора m-го канала на n-й частоте; a_N+1,n, b_N+1,n, a'_N+1,n, b'_N+1,n - действительные и мнимые составляющие импедансов согласуемого элемента со стороны входа и согласуемого элемента со стороны выхода на n-й частоте, при чем структуру и параметры канальных согласующих устройств определяют из условий обеспечения требуемых значений фаз (ϕ_ml) коэффициентов передачи (S₂₁ ^(ml)) на 2N частотах:

S₂₁ ^ml=cosϕ_ml+jsinϕ_ml, l=1,2...2N,

где l - номера частот по две в каждом канале.

Указанный результат достигается тем, что в устройстве коррекции частотных характеристик в диапазоне 2N дискретных значений частот, выполненном в виде Г-образного соединения двух двухполюсников из реактивных элементов, к источнику сигнала подключен общий вход делителя на N каналов, а к антенне - общий вход сумматора N каналов, причем каналы делителя и сумматора, соответствующие одной и той же соседней паре дискретных значений частот, соединены канальными согласующими устройствами, при этом все канальные согласующие устройства выполнены в виде Г-образного соединения двух двухполюсников, проводимости двухполюсников выбраны из условий:

каждый двухполюсник выполнен в виде двух последовательно соединенных параллельных контуров, значения параметров элементов первого контура определены выражениями:

где b_lmn - проводимости l-ого двухполюсника (l=1, 2) в m-м канале на n-й частоте; ω₁=2πf₁ ω₂=2πf₂; f₁, f₂ - заданные частоты в в m-м канале;

H=-D(2B^/-1)+2D^/(1+B)+A;

F=AD-(1+B)·(C-1);

Qzn=b_omnb_нmn-g_omng_нmn-k·(g_omnb_нmn+g_нmnb_omn)-1;

m=1, 2...N,

m=1, 2...N,

b_mn·b_N+1,n>0; b'_mn·b'_N+1,n>0, m≠n; n=1, 2...N,

где i, k - текущие номера частотных каналов; b_im, b_km и b'_im, b'_km - мнимые составляющие нормированных входных импедансов канальных согласующих устройств со стороны делителя и сумматора на m-й частоте; а_mn, а'_mn - действительные и b_mn, b'_mn - мнимые составляющие нормированных входных импедансов канальных согласующих устройств, включаемых в m-й канал, со стороны делителя и со стороны сумматора на n-й частоте; a_N+1,n, а'_N+1,n - действительные и b_N+1,n, b'_N+1,n - мнимые составляющие импедансов источника сигнала и антенны на n-й частоте; g_omn, b_omn - действительные и мнимые составляющие входной проводимости канального согласующего устройства со стороны делителя в m-м канале на n-й частоте; g_нmn, b_нmn - действительные и мнимые составляющие входной проводимости канального согласующего устройства со стороны сумматора в m-м канале на n-й частоте; значения параметров L₂, С₂ второго контура выбраны произвольно.

Как вариант результат достигается также тем, что в предыдущем устройстве коррекции частотных характеристик в диапазоне 2N дискретных значений частот канальные согласующие устройства выполнены в виде -образного соединения двух двухполюсников, проводимости двухполюсников выбраны из условий:

где H=D(2B^/-1)+2D^/(1-B)-A; F=4AD^/+(1-C)(4B^/-2);

каждый двухполюсник выполнен в виде двух параллельно соединенных последовательных контуров, значения параметров элементов первого контура определены выражениями:

значения параметров L₂, С₂ второго контура выбраны произвольно; b_lmn - проводимости l-го двухполюсника (l=1, 2) в m-м канале на n-й частоте; ω₁=2πf₁; ω₂=2πf₂; f₁, f₂ - заданные частоты в m-м канале.

На фиг.1 показана структурная схема согласующего устройства (корректора частотных характеристик) реализации способа-прототипа.

На фиг.2 показан один из вариантов принципиальной схемы согласующего устройства (корректора частотных характеристик) реализации способа-прототипа.

На фиг.3 показана структурная схема корректора частотных характеристик предлагаемого способа.

На фиг.4 показан первый вариант структурной схемы канального согласующего устройства реализации предлагаемого способа в виде -образного соединения двух проводимостей.

На фиг.5 показана реализация двухполюсников первого варианта структурной схемы канального согласующего устройства реализации предлагаемого способа.

На фиг.6 показан второй вариант структурной схемы канального согласующего устройства реализации предлагаемого способа в виде -образного соединения двух проводимостей.

На фиг.7 показана реализация двухполюсников второго варианта структурной схемы канального согласующего устройства реализации предлагаемого способа.

На фиг.8 показаны границы областей физической реализуемости первого и второго вариантов структурных схем канальных согласующих устройств в виде областей изменения значений комплексных проводимостей источника сигнала и нагрузки соответственно.

Структурная схема устройства реализации способа-прототипа (фиг.1) состоит из согласуемых сопротивлений источника сигнала 1 и антенны 2 между которыми включены 2N гальванически соединенных независимых постоянных реактивных элементов 3 типа L, С и один управляемый элемент 4 с переменным сопротивлением, который включен между третьим и четвертым реактивным элементом в продольную цепь или поперечную. К управляемому элементу подключен генератор управляющих низкочастотных сигналов 5, соединенный с источником высокочастотного сигнала 6 с изменяемой частотой, который имеет сопротивление 1.

Принцип действия такого устройства состоит в следующем. Благодаря специальному выбору количества и значений параметров элементов 3 типа L, С и место включения управляемого элемента 4 при одном уровне сигнала управляющего устройства 5 обеспечивается согласование сопротивления 1 источника сигнала 6 и сопротивления 2 антенны на одной фиксированной частоте. При изменении частоты сигнала источника 6 управляющее устройство 5 изменяет уровень тока или напряжения до значения, при котором обеспечивается согласование сопротивлений 1 и 2 на второй фиксированной частоте и т.д.

На фиг.2 показана принципиальная схема корректора частотных характеристик, обеспечивающего реализацию способа-прототипа, то есть согласования двух сопротивлений на двух частотах.

Недостатком данного способа и устройств его реализации является необходимость переключения импеданса элемента с переменным импедансом и отсутствие возможности коррекции ФЧХ. Быстродействие переключения современных p-i-n-диодов составляет единицы микросекунд (см. М.С.Гусятинер, А.И.Горбачев. Полупроводниковые сверхвысокочастотные диоды. - М.: Радио и связь, 1983, с.141-142). При количестве дискретных частот, равном N, промежуток времени, в течение которого отсутствует согласование на каждой частоте, увеличивается в N-1 раз.

На фиг.3 показана структурная схема, реализующая предлагаемый способ коррекции частотных характеристик.

Этот корректор частотных характеристик содержит подключенный общим входом к сопротивлению 1 источника сигнала 6 делитель 7 на N каналов и подключенный общим входом к сопротивлению 2 антенны сумматор 8 на N каналов, причем каждый из каналов делителя 7 и сумматора 8, соответствующий одной и той же паре частот, соединен между собой N канальными согласующе-фильтрующими устройствами (9, 10,..., N+8). Каждое канальное согласующе-фильтрующее устройство (СФУ) содержит произвольное количество реактивных элементов 3 типа L, С, значения параметров которых выбраны из условий обеспечения согласования 1 и 2 в каждом канале на двух различных частотах, развязки каналов между собой, условий физической реализуемости и одновременного обеспечения полного согласования и требуемых значений фаз коэффициентов передачи на заданных IN частотах.

Принцип действия этого корректора частотных характеристик состоит в том, что благодаря указанному выбору параметров канальных СФУ одновременно обеспечивается полное согласование и требуемые значения фаз коэффициентов передачи на заданных 2N частотах и требуемые отклонения значений модулей и фаз коэффициентов передачи от требуемых на частотах, расположенных между заданными фиксированными 2N частотами. В частности, при минимуме отклонений модулей коэффициента передачи от единицы и минимуме отклонений фазы коэффициентов передачи от линейного закона изменения фазы в заданной полосе частот обеспечивается минимум искажений передачи и приема информации.

На фиг.4 показан первый вариант структурной схемы канального согласующего устройства реализации предлагаемого способа в виде -образного соединения двух двухполюсников с реактивными проводимостями. Каждый из двухполюсников сформирован из двух последовательно соединенных параллельных колебательных контуров (фиг.5), причем параметры L₁, C₁ одного из контуров выбраны по специальным математическим выражениям, полученным из условия реализации требуемых значений реактивных проводимостей на двух фиксированных частотах для каждого из N канальных СФУ (9, 10,..., N+8) корректора частотных характеристик (фиг.3). При этом параметры L₂, C₂ второго из контуров могут быть выбраны произвольно, если не требуется обеспечить заданное отклонение модулей и фаз коэффициентов передачи на частотах, расположенных между 2N заданными частотами. Если это требуется, то параметры L₂, C₂ выбираются численными методами.

Принцип действия такого устройства заключается в том, что при указанном выборе структуры схемы канальных СФУ (9, 10,..., N+8, количества и значений параметров реактивных элементов-3 обеспечивается согласование и заданные значения фаз коэффициентов передачи одновременно на 2N частотах заданной полосы частот при определенной области изменения комплексной проводимости нагрузки (фиг.8).

На фиг.6 показан второй вариант структурной схемы канального согласующего устройства реализации предлагаемого способа в виде -образного соединения двух двухполюсников с реактивными проводимостями. Каждый из двухполюсников сформирован из двух параллельно соединенных последовательных колебательных контуров (фиг.7), причем параметры L₁, C₁ одного из контуров выбраны по специальным математическим выражениям, полученным из условия реализации требуемых значений реактивных проводимостей на двух фиксированных частотах для каждого из N канальных СФУ (9, 10,..., N+8) корректора частотных характеристик (фиг.3). При этом параметры L₂, C₂ второго из контуров могут быть выбраны произвольно, если не требуется обеспечить заданное отклонение модулей и фаз коэффициентов передачи на частотах, расположенных между 2N заданными частотами. Если это требуется, то параметры L₂, C₂ выбираются численными методами.

Принцип действия такого устройства заключается в том, что при указанном выборе структуры схемы канальных СФУ (9, 10,..., N+8), количества и значений параметров реактивных элементов 3 обеспечивается согласование и заданные значения фаз коэффициентов передачи одновременно на 2N частотах заданной полосы частот при определенной области изменения комплексной проводимости 1 источника сигнала (фиг.8). На фиг.8 границы областей физической реализуемости для первого варианта структурной схемы канального СФУ (9, 10,..., N+8) указаны на плоскости изменения комплексной проводимости 2 антенны (нагрузки), а для второго варианта структурной схемы канального СФУ (9, 10,..., N+8) они указаны на плоскости изменения комплексной проводимости источника сигнала. Это означает, что данные два варианта (фиг.4, 6) выполнения канальных СФУ (9, 10,..., N+8) имеют области физической реализуемости (фиг.8), дополняющие друг друга. При этом, если не реализуются один из вариантов (фиг.4, 6), то обязательно реализуется второй из этих вариантов (фиг.4, 6) выполнения канальных СФУ (9, 10,..., N+8).

Покажем возможность выполнения этих условий.

Пусть на фиксированной n-й частоте в m-м канале заданы комплексные проводимости источника сигнала y_o=g_omn+jb_omn и нагрузки y_н=g_нmn+jb_нmn. Между источником сигнала и нагрузкой включено устройство коррекции частотных характеристик. Требуется определить минимальное количество элементов типа L, С этого устройства и значения их параметров, при которых коэффициенты передачи S₂₁ имеют требуемые фазу ϕ_mn и модуль, равный единице, в m-м канале на n-й частоте:

Эквивалентную схему канального согласующего устройства представим в виде четырехполюсника, характеризующегося волновой матрицей передачи, которую с учетом свойств ее элементов (Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. - М.: Связь, 1971, стр.35-38) представим в следующем виде

С учетом условий нормировки относительно y₀ и у_н (там же) найдем волновую матрицу Т₀ всего устройства, включая источник сигнала и нагрузку:

где T₁₁=x·(y₀+y_н)+y₀-y_н+j·y·(1+y₀·y_н )+j·z·(1-y₀·y_н);

T₁₂=x·(y₀+y_н)+y₀-y_н +j·y·(1+y₀·y_н)+j·z·(1-y₀·y_н);

T₂₁=x·(y₀+y_н)+y₀-y_н+j·y·(1+y₀·y_н)+j·z·(1-y₀·y_н);

T₂₂=x·(y₀+y_н)+y₀-y_н+j·y·(1+y₀·y_н)+j·z·(1-y₀·y_н);

- нормированные относительно d элементы волновой матрицы передачи фазового устройства.

Используя известные соотношения между элементами волновой матрицы передачи и матрицы рассеяния (Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. - М.: Связь, 1971, стр.35-38) найдем выражение для коэффициента передачи:

Подставляя (12) в (9) и разделяя между собой в комплексном уравнении действительную и мнимую части, получим для фаз коэффициентов передачи систему двух уравнений:

решение которой имеет вид:

где

Qzn=b_omnb_нmn-g_omng_нmn-k·(g_omnb_нmn+g_нmnb_omn)-1;

Анализ (14) показывает, что для обеспечения требуемых значений фаз ϕ_mn коэффициентов передачи S₂₁ и равенства их модулей единице на одной частоте необходимо наличие в схеме канального согласующего устройства минимум двух элементов, параметры которых должны находиться из решения системы двух уравнений (14). Для этого необходимо взять пробную схему, содержащую М≥2 элементов, и найти ее волновую матрицу передачи. Полученные таким образом значения элементов х, y, z, выраженные через параметры схемы, надо подставить в (14) и решить относительно двух параметров. Параметры остальных М-2 элементов могут быть выбраны произвольно или исходя из каких либо других физических соображений.

В соответствии с описанными алгоритмами синтезированы простейшие схемы (фиг.4, 6).

Для схемы в виде -образного соединения двух двухполюсников (фиг.4):

где H=-D(2B^/-1)+2D^/(1+B)+A;

Для схемы в виде -образного соединения двух двухполюсников (фиг.6):

где H=D(2B^/-1)+2D^/(1-B)-A;

F=4AD^/-(1-C)·(4B^/-2).

Полученные результаты можно использовать для синтеза канальных согласующих устройств с заданной фазой ϕ_mn на заданном количестве частот в каждом канале. Например, для N=2 необходимо на обеих частотах воспользоваться формулами (15), (16) для схем, изображенных на фиг.5, 7. Затем нужно сформировать каждый двухполюсник из элементов L, С таким образом, чтобы они на каждой из частот обеспечивали бы расчетные значения проводимостей.

В соответствии с описанным алгоритмом были синтезированы две схемы двухполюсников (фиг.5, 7). Для двух последовательно соединенных параллельных контуров (фиг.5):

Для двух параллельно соединенных последовательных контуров (фиг.7):

где B_k1, B_k2 - рассчитанные по формулам (15), (16) значения реактивных проводимостей на первой и второй частотах для двухполюсников канального согласующего устройства; k=1, 2 - номер соответствующего двухполюсника на фиг.4, 6 (n=1, 2).

В принципе для реализации двух требуемых значений проводимостей соответственно на двух частотах достаточно и одного контура. Однако наличие в схемах (фиг.5, 7) второго контура с произвольно выбираемыми значениями L₂, C₂ позволяет путем их варьирования обеспечить требуемые АЧХ и ФЧХ в полосе частот.

Положительность подкоренных выражений в (15), (16) определяет области изменения значений проводимости нагрузки и значений проводимости источника сигнала, при которых реализуются требуемые значения фаз коэффициентов передачи. При этом часть из этих величин может быть задана параметрически. Например, на фиг.8 приведены границы областей физической реализуемости на плоскости действительной и мнимой составляющих проводимости нагрузки при заданных четырех значениях фазы коэффициента передачи и проводимости источника сигнала y₀=1 для фазового устройства, изображенного на фиг.6.

Области изменения проводимости нагрузки, расположенные вне указанных кривых, являются областями физической реализуемости данного устройства при заданном ϕ. Из анализа этих чертежей следует, что при увеличении ϕ область физической реализуемости сужается.

Необходимо отметить, что указанные на фиг.8 границы областей физической реализуемости схемы, представленной на фиг.6, являются также границами областей физической реализуемости схемы, показанной на фиг.4, но на плоскости действительной и мнимой составляющих проводимости источника сигнала при тех же значениях ϕ и y_н=1. Это означает, что области физической реализуемости этих схем не совпадают и дополняют друг друга. Полученные результаты по определению областей физической реализуемости распространяют и расширяют известные результаты Смита (Смит Ф. Круговые диаграммы в радиоэлектронике/ Пер. с англ. М.Н.Бергера, Б.Ю.Капилевича. - М.: Связь, 1976, стр.88-98), полученные им для случая согласования произвольного сопротивления и активного сопротивления на случай фазовых и согласующе-фильтрующих устройств с заданными фазами коэффициентов передачи и отражения при произвольных согласуемых сопротивлениях.

Таким образом, полученные результаты могут быть использованы для практического проектирования СФУ с заданными фазами проходного сигнала. Новые взаимосвязи между элементами волновой матрицы передачи дополняют известные взаимосвязи матриц параметров, вытекающие из условий взаимности, симметрии, антиметрии и недиссипативности четырехполюсников, и расширяют возможности их синтеза.

Технико-экономическая эффективность способа и устройств его реализации заключается в возможности обеспечения требуемых значений фаз коэффициентов передачи на теоретически неограниченном количестве заданных частот при модулях коэффициента передачи, равных единице. Это означает, что сохраняется функция полного согласования на заданном количестве частот, реализуемая прототипом, и возникает новая функция обеспечения требуемых значений фаз коэффициентов передачи. В совокупности обеспечиваются условия передачи информации без искажений.

Предлагаемое техническое решение является новым, поскольку из общедоступных сведений неизвестен способ коррекции частотных характеристик, обеспечивающий равенство модулей коэффициентов передачи единице и фаз коэффициентов передачи требуемым значениям на произвольно заданном количестве частот, включающий подключение делителя на N каналов общим входом к согласуемому элементу слева и подключение сумматора N каналов общим входом к согласуемому элементу справа, соединение посредством канальных согласующих устройств каналов сумматора и делителя, соответствующих одним и тем же значениям дискретных частот, а также специальный выбор входных импедансов согласующих устройств слева и справа на каждом канале и каждой частоте.

Предлагаемое устройство реализации этого способа является новым, поскольку из общедоступных сведений не известно устройство, состоящее из указанным образом подключенных посредством канальных согласующих устройств между собой и к согласуемым элементам слева и справа делителя и сумматора N каналов, а канальные согласующие устройства выполнены в виде -образного соединения двух двухполюсников, причем каждый двухполюсник, сформирован из двух последовательно соединенных параллельных колебательных контуров, а все параметры согласующих устройств выбраны по специальным формулам, обеспечивающим согласование и заданные значения фаз коэффициентов передачи на 2N дискретных значениях частот в некоторой определенной области изменения проводимости нагрузки.

Предлагаемое второе устройство реализации этого способа является новым, поскольку из общедоступных сведений не известно устройство, состоящее из указанным образом подключенных посредством канальных согласующих устройств между собой и к согласуемым элементам слева и справа делителя и сумматора N каналов, а канальные согласующие устройства выполнены в виде -образного соединения двух двухполюсников, причем каждый двухполюсник, сформирован из двух параллельно соединенных последовательных колебательных контуров, а все параметры согласующих устройств выбраны по специальным формулам, обеспечивающим согласование и заданные значения фаз коэффициентов передачи на 2N дискретных значениях частот в некоторой определенной области изменения проводимости источника сигнала.

Предлагаемые технические решения имеют изобретательский уровень, поскольку из опубликованных научных данных и известных технических решений явным образом не следует, что заявленная последовательность операций - подключение делителя общим входом к согласуемому элементу слева, подключение сумматора общим входом к согласуемому элементу справа, соединение всех каналов делителя и сумматора, соответствующих одним и тем же значениям частот, посредством N канальных согласующих устройств, выбор входных импедансов этих устройств в каждом канале и на каждой частоте по специальных формулам, приводит к полному согласованию и обеспечению заданных значений фаз коэффициентов передачи на 2N частотах, что необходимо при построении антенн, средств радиосвязи и мультиплексоров для передачи информации без искажений.

Предлагаемое техническое решение промышленно применимо, так как для его реализации могут быть использованы известные последовательные и параллельные колебательные контуры и линии передачи с параметрами, определенными по предложенным математическим выражениям.

Изобретение относится к радиосвязи и технике СВЧ и может быть использовано при проектировании корректоров АЧХ согласующих устройств и корректоров ФЧХ приемных и передающих каналов связи на заданном количестве фиксированных частот. Техническим результатом является расширение функциональных возможностей за счет обеспечения коррекции ФЧХ при сохранении согласования на всех 2N дискретных частотах. Коррекция частотных характеристик приемных и передающих каналов связи в диапазоне 2N дискретных значений частот состоит во включении между согласуемым элементом со стороны входа и согласуемым элементом со стороны выхода постоянных реактивных элементов, к согласуемому элементу со стороны входа подключают общий вход делителя на N частотных каналов, к согласуемому элементу со стороны выхода подключают сумматор на N частотных каналов, каждый канал сумматора посредством канального согласующего устройства соединяют с соответствующим одной и той же частоте каналом делителя, входные импедансы каждого канального согласующего устройства формируют из условий согласования согласуемого элемента со стороны входа на своей частоте с входными нормированными импедансами каждого согласующего устройства со стороны делителя, условий согласования согласуемого элемента со стороны выхода на своей частоте с входными импедансами каждого канального согласующего устройства со стороны сумматора, условий физической реализуемости, причем структуру и параметры канальных согласующих устройств определяют из условий обеспечения требуемых значений фаз коэффициентов передачи на 2N частотах. 2 н.п. ф-лы, 8 ил.

1. Способ коррекции частотных характеристик приемных и передающих каналов связи в диапазоне 2N дискретных значений частот, состоящий во включении между согласуемым элементом со стороны входа и согласуемым элементом со стороны выхода постоянных реактивных элементов, отличающийся тем, что к согласуемому элементу со стороны входа подключают общий вход делителя на N частотных каналов, к согласуемому элементу со стороны выхода подключают сумматор на N частотных каналов, каждый канал сумматора посредством канального согласующего устройства соединяют с соответствующим одной и той же частоте каналом делителя, входные импедансы каждого m-го канального согласующего устройства формируют из условий согласования согласуемого элемента со стороны входа на своей m-й частоте с входными нормированными импедансами каждого m-го согласующего устройства со стороны делителя:

m=1, 2...N,

условий согласования согласуемого элемента со стороны выхода на своей m-й частоте с входными импедансами каждого m-го канального согласующего устройства со стороны сумматора:

m=1, 2...N,

условий физической реализуемости

b_mn·b_N+1,n>0; b'_mn·b'_N+1,n>0, m≠n; n=1,2...N;

где a_mn, b_mn, a'_mn, b'_mn - действительные и мнимые составляющие нормированных входных импедансов канальных согласующих устройств, включаемых в частотные каналы, со стороны делителя и со стороны сумматора m-го канала на n-й частоте; a_N+1,n, b_N+1,n, a'_N+1,n, b'_N+1,n - действительные и мнимые составляющие импедансов согласуемого элемента со стороны входа и согласуемого элемента со стороны выхода на n-й частоте, причем структуру и параметры канальных согласующих устройств определяют из условий обеспечения требуемых значений фаз (ϕ_m1) коэффициентов передачи на 2N частотах:

где l - номера частот по две в каждом канале.

каждый двухполюсник выполнен в виде двух последовательно соединенных параллельных контуров, значения параметров элементов первого контура определены выражениями:

где b_1mn - проводимости l-го двухполюсника (l=1, 2) в m-м канале на n-й частоте; ω₁=2πf₁ ω₂=2πf₂; f₁, f₂ - заданные частоты в в m-м канале;

H=-D(2B^/-1)+2D^/(1+B)+A;

F=AD-(1+B)·(C-1);

Qzn=b_omnb_нmn-g_omng_нmn-k·(g_omnb_нmn+g_нmnb_omn)-1;

m=1, 2...N,

m=1, 2...N,

m≠n; m, n=1, 2...N; b_mn·b_N+1,n>0; b'_mn·b'_N+1,n>0, m≠n; n=1, 2...N,

где a_mn, a'_mn - действительные и b_mn, b'_mn, - мнимые составляющие нормированных входных импедансов канальных согласующих устройств, включаемых в m-й канал, со стороны делителя и со стороны сумматора на n-й частоте; a_N+1,n, a'_N+1,n - действительные и, b_N+1,n, b'_N+1,n - мнимые составляющие импедансов источника сигнала и антенны на n-й частоте; g_omn, b_omn - действительные и мнимые составляющие входной проводимости канального согласующего устройства со стороны делителя в m-м канале на m-й частоте; g_нmn, g_нmn - действительные и мнимые составляющие входной проводимости канального согласующего устройства со стороны сумматора в m-м канале на n-й частоте; значения параметров L₂, С₂ второго контура выбраны произвольно, ϕ_mn - требуемые фазы коэффициента передачи в m-м канале на n-й частоте.