СПОСОБ ПЕРЕДАЧИ ОДНОПОЛОСНОГО СИГНАЛА Российский патент 2008 года по МПК H03C1/52 H04B1/04 

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано для передачи радиосигналов с помощью однополосной, а также других видов модуляции, в которых одновременно присутствуют амплитудная и фазовая модуляция.

Проблема передачи однополосного сигнала в устройствах радиосвязи заключается в одновременном наличии в передаваемом сигнале амплитудной и фазовой модуляции, что приводит к выбору линейного режима работы передающего устройства, а следовательно, и к понижению коэффициента полезного действия (КПД) передаваемого сигнала (раздел «Однополосная модуляция» стр.369 [1]). Повышения КПД при радиопередаче достигают работой в классе D [1]. В этом случае КПД увеличивают как за счет полного использования напряжения питания анодной (коллекторной) цепи, так и за счет ключевой работы усилительного прибора. Решение вопросов повышения КПД при работе в классе D в усилителях выходных каскадов подробно рассмотрено, например, в статье [2], где показано, что для передачи изменения амплитуды можно применить широтно-импульсную модуляцию (ШИМ) с фильтрацией выходного сигнала. При этом подходе обеспечивается высокий КПД усиления при радиопередаче. В сообщении [3] развиваются идеи работы оконечного каскада в классе, близком к классу D.

Известны способы передачи амплитудно-модулированного (AM) сигнала в приемниках, работающих в классе D на мощность 0,5 кВт, 1 кВт и 2 кВт, данные о которых приведены в публикации фирмы Broadcast Electronics Inc [4]. Информация в них передается не только в режиме AM, но также в режиме передачи двух независимых каналов информации - режиме «стерео», когда одновременно осуществляется передача информации с помощью амплитудной модуляции и частотной модуляции несущей. Но такой способ не может быть применен для передачи однополосного сигнала, так как в режиме амплитудной модуляции не передается фазовая (частотная) модуляция, а в режиме «стерео» глубина амплитудной модуляции ограничена (менее 70%) и принципиально отсутствует связь между сигналами в каналах, то есть эти сигналы передаются независимо. При передаче однополосного сигнала амплитудное изменение и изменение фазы радиосигнала жестко связаны, а глубина AM достигает 100%, при этом амплитуда меняется от максимального значения до нуля [5].

Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому способу является способ передачи однополосного сигнала, описанный в § книги [5], принятый за прототип.

Способ-прототип заключается в следующем.

В соответствии с входной информацией формируется (генерируется) радиосигнал в одной боковой полосе (ОБП-модуляция). Далее сформированный ОБП-сигнал подвергается преобразованиям в двух работающих параллельно (одновременно) цепях обработки.

В первой цепи обработки напряжение ОБП-сигнала ограничивается по амплитуде и усиливается по напряжению. Во второй цепи обработки ОБП-сигнал детектируется, полученная огибающая ОБП-сигнала (видеочастотный сигнал) усиливается. Затем одновременно осуществляются две операции: усиление по мощности радиосигнала с постоянной амплитудой и изменение его амплитуды по закону огибающей видеосигнала. Далее полученный ОБП-сигнал излучается в радиоканал. Эти операции могут быть выполнены с высоким КПД.

Отметим некоторые методические особенности. Если несущая частота однополосного сигнала f₀, то на самой этой частоте излучение отсутствует, а присутствует излучение в одной из боковых частот:

от (f₀+F_H) до (f₀+F_B) - верхняя боковая полоса,

или от (f₀-F_B) до (f₀-F_H) - нижняя боковая полоса,

где F_H и F_B - соответственно минимальная и максимальная частоты модуляции.

Если частоту измерять в радианах, то учитывая, что ω=2πf, получим:

(ω₀+ Ω_Н) до (ω₀+ Ω_В) - верхняя боковая полоса,

(ω₀- Ω_В) до (ω₀- Ω_Н) - нижняя боковая полоса.

Обычно в диапазоне коротких волн F_Н=0,3 кГц, а F_В=3,4 кГц, что соответствует полосе частот телефонного канала.

Средняя частота излучений реально будет смещена относительно несущей частоты f₀ на частоту (F_Н+F_В)/2 для передачи на верхней боковой полосе или на минус (F_Н+F_В)/2 для передачи на нижней боковой полосе.

Для повышения КПД передатчика применяют раздельное усиление огибающей высокочастотного сигнала и модулированного по фазе напряжения радиочастоты, что позволяет обеспечить предварительное усиление ограниченного по амплитуде радиосигнала с высоким КПД, а также возможность усиления по мощности выходного сигнала с высоким КПД, например, при работе в классе D и осуществлении анодной (коллекторной) модуляции напряжением огибающей [1].

Однако существуют и недостатки такого подхода - значительные внеполосные излучения. Рассмотрим вопрос с точки зрения совместимости работы приемной и передающей аппаратуры в рамках одного узла связи. Для пояснения отметим, что уровень внеполосных излучений (суммы шумов и помех) u_ШД на входе приемника в полосе частот 3 кГц не должен превышать (0,1÷0,2) мкВ. Если отнести это напряжение к выходному напряжению радиопередатчика u_ПРД, которое при мощности 5 кВт составляет 500 В, то получим необходимое ослабление напряжения передатчика 194 дБ или плотность шумов 230 дБ/Гц. Однако полученная величина должна быть уменьшена на величину развязки между антеннами, которая составляет (15÷30) дБ, следовательно, остальные (164÷179) дБ должны обеспечиваться ослаблением в передатчике, а именно усилителем мощности и фильтром, стоящим на его выходе. Фильтры на большую мощность с подавлением до 80 дБ существуют и обеспечивают данную величину подавления при отстройке от средней частоты на ±(15÷20)% причем их полоса пропускания ±(6÷8)%. Однако эти фильтры имеют высокую стоимость и не перестраиваются по частоте. По этой причине на практике подавление внеполосных излучений передатчика при отстройках ±(15÷20)% определяется только параметрами самого передатчика и затуханием из-за территориального разноса передающей и приемной антенн. Таким образом, снижение внеполосных излучений в передающем тракте имеет большое, а часто и решающее практическое значение.

Остановимся на причинах возникновения внеполосных излучений. Сущность проблемы состоит в следующем.

Первая причина заключается в том, что хотя спектр исходного ОБП-сигнала ограничен и достаточно узок, так как ограничен полосой низкочастотного сигнала, спектры огибающей ОБП-сигнала и модулированной по фазе радиочастоты получаются путем нелинейного преобразования, и поэтому бесконечны. Следовательно, при формировании суммарного спектра (свертке этих спектров) составляющие спектров должны взаимно компенсироваться в той области частот, где отсутствует исходный ОБП-сигнал.

Рассмотрим подробнее вышеупомянутый способ для передачи сигнала u(t), состоящего из двух гармонических колебаний равной амплитуды (1) или (2)

где а - амплитуда каждого из двух гармонических сигналов;

ω₀=2πf₀ - несущая круговая частота однополосного сигнала;

t - текущее время;

Ω₁=2πF₁ и Ω₂=2πF₂ - отклонение от несущей частоты первого и второго гармонических сигналов соответственно.

В нашем случае, не меняя общности, введем определения

F_H<F₁<F_B, F_H<F₂<F_B;

F₁=F_H+ΔF, F₂=F_В-ΔF, где

Частоту в нашем случае будем в дальнейшем называть средней радиочастотой ω_ср.

На фиг.1 приведена зависимость напряжения от времени u(t) в соответствии с выражениями (1) и (2).

На фиг.2 приведен спектр S(ω) рассматриваемого сигнала u(t), который имеет две составляющие: δ(ω_ср- Ω) и δ(ω_ср+ Ω), где Здесь δ(х) - функция Дирака.

Таким образом, изначально в сигнале присутствуют только две гармонические составляющие, а внеполосные искажения отсутствуют.

При раздельном усилении огибающей высокочастотного сигнала и модулированного по фазе напряжения радиочастоты из-за нелинейных операций детектирования и ограничения возникают две причины внеполосных излучений: во-первых, разница задержек огибающей и колебания на средней радиочастоте; во-вторых, искажения огибающей при ее выделении (амплитудном детектировании) и усилении.

В параграфе 7.2 книги [5] на примере ОМ (ОБП) сигнала, составленного из двух синусоидальных колебаний: a sin(ω₀+ Ω₁)t и a sin(ω₀+ Ω₂)t равной величины показано, что из-за разности в задержке огибающей и колебания на средней радиочастоте ω_ср возникают внеполосные излучения на частотах, отстроенных от средней частоты на ( Ω₂- Ω₁)_n, где n - номер гармоники частоты ( Ω₂- Ω₁), причем амплитуда спектральных составляющих убывает обратно пропорционально значению n².

Второй причиной внеполосных излучений является ошибка при выделении огибающей из радиосигнала. Вопрос о точности детектирования рассмотрен, например, в гл.8, §8.8. «Амплитудное детектирование» книги [6], где показано, что постоянная времени при детектировании должна быть значительно меньше, чем частота изменения низкочастотного напряжения, но с другой стороны должна быть предельно малой для радиочастоты. Невыполнение одновременно двух этих условий приводит к нелинейным искажениям. Вид этих искажений «подавление нуля огибающей» показан на фиг.3 жирными линиями.

Появление искажений типа «подавление нуля огибающей» обусловлено тем фактом, что спектр огибающей z(t) фиг.3 бесконечен, а полоса пропускания огибающей при детектировании принципиально ограничена. Если не учитывать искажения при детектировании, то огибающая представляет собой косинусоидальные импульсы. Разложение в ряд Фурье косинусоидальных импульсов известно, коэффициенты такого разложения называются коэффициентами Берга [6]. На фиг.4 показано уменьшение величины гармоники сигнала с номером n в зависимости от значения n, для нашего случая угол отсечки γ равен 90°. Как видно из графика, при разности частот 2 кГц ослабление в 80 дБ получается при отстройке 8 мГц, а ослабление в 100 дБ - при 70 мГц. Это явление принципиально присутствует.

Возникают и искажения радиочастотного сигнала. Фазоманипулированный сигнал постоянен по амплитуде, но скачком меняется по фазе на π, то есть имеет спектр прямоугольного импульса, в данном случае меандра. В этом случае гармоники (нечетные) убывают со скоростью где n - номер гармоники.

Для выполнения условия изменения фазы радиочастоты на 180° в момент равенства огибающей нулю (см. фиг.1) необходимо добиться равенства задержек в цепях усиления радиосигнала и его огибающей с математической точностью, и, кроме того, при усилении радио- и видеосигнала иметь частотную полосу радио и видеоусилителей бесконечной ширины, что невозможно. Наличие временного сдвига, а также неточное выделение огибающей, представленной на фиг.3, приведет к тому, что после усиления по мощности напряжение (ток) выходного сигнала изменится скачком, то есть в составе спектра входного сигнала появится компонента, убывающая обратно пропорционально отстройке.

Следовательно, способ-прототип неэффективен при формировании сигнала на передачу, так как однополосный сигнал при этом имеет значительные внеполосные излучения.

Для устранения указанных недостатков в способе передачи однополосного сигнала, включающем подачу входной информации, в соответствии с которой формируют сигнал в одной боковой полосе (ОБП-сигнал), преобразование сформированного ОБП-сигнала в двух работающих параллельно цепях обработки и излучение в канал радиосвязи, согласно изобретению генерируют гармоническое колебание средней радиочастоты, а также гармонический сигнал с постоянной амплитудой на средней частоте радиопередачи; в первой цепи обработки формируют первую составляющую ОБП-сигнала следующим образом: ОБП-сигнал перемножают с гармоническим напряжением средней радиочастоты, из полученного сигнала выделяют первую составляющую видеочастоты, которая является синфазной составляющей ОБП-сигнала относительно гармонического колебания со средней радиочастотой, далее первую составляющую видеочастоты усиливают и получают первое управляющее видеонапряжение, при этом гармонический сигнал с постоянной амплитудой на средней частоте радиопередачи усиливают по напряжению, затем одновременно осуществляют усиление по мощности этого усиленного по напряжению сигнала и изменение его амплитуды по закону изменения первого управляющего видеонапряжения; в то же время во второй цепи обработки формируют вторую составляющую ОБП-сигнала следующим образом: ОБП-сигнал перемножают с гармоническим напряжением средней радиочастоты, измененным по фазе на π/2, из полученного сигнала выделяют вторую составляющую видеочастоты, которая является квадратурной составляющей ОБП-сигнала относительно гармонического колебания со средней радиочастотой, далее вторую составляющую видеочастоты усиливают и получают второе управляющее видеонапряжение, при этом гармонический сигнал средней частоты радиопередачи изменяют по фазе на π/2 и усиливают по напряжению, затем одновременно осуществляют усиление по мощности этого усиленного по напряжению сигнала и изменение его амплитуды по закону изменения второго управляющего видеонапряжения; затем сформированные первую и вторую составляющие ОБП-сигнала суммируют и полученный выходной ОБП-сигнал подают для излучения в канал радиосвязи.

Предлагаемый способ передачи однополосного сигнала заключается в следующем.

В соответствии с входной информацией формируется (генерируется) радиосигнал в одной боковой полосе (ОБП-модуляция). Кроме того, генерируется гармоническое колебание средней радиочастоты, а также гармонический сигнал с постоянной амплитудой на средней частоте радиопередачи.

Далее сформированный ОБП-сигнал подвергается преобразованиям в двух работающих параллельно цепях обработки.

В первой цепи обработки формируется первая составляющая ОБП-сигнала следующим образом. Сначала ОБП-сигнал перемножается с гармоническим напряжением средней радиочастоты; затем из полученного сигнала выделяется первая составляющая видеочастоты, которая является синфазной составляющей ОБП-сигнала относительно гармонического колебания со средней радиочастотой; далее полученная первая составляющая видеочастоты усиливается и в результате получается первое управляющее видеонапряжение. При этом гармонический сигнал с постоянной амплитудой на средней частоте радиопередачи усиливается по напряжению. Затем одновременно осуществляются две операции: усиление по мощности этого усиленного по напряжению гармонического сигнала с постоянной амплитудой на средней частоте радиопередачи и изменение его амплитуды по закону изменения первого управляющего видеонапряжения, в результате чего получается первая (синфазная) составляющая ОБП-сигнала.

В то же время во второй цепи обработки формируется вторая составляющая ОБП-сигнала следующим образом. Сначала ОБП-сигнал перемножается с гармоническим напряжением средней радиочастоты, фаза которого предварительно изменяется на π/2; затем из полученного сигнала выделяется вторая составляющая видеочастоты, которая является квадратурной составляющей ОБП-сигнала относительно гармонического колебания со средней радиочастотой, далее полученная вторая составляющая видечастоты усиливается, в результате получается второе управляющее видеонапряжение. При этом гармонический сигнал с постоянной амплитудой на средней частоте радиопередачи изменяется по фазе на π/2 и усиливается по напряжению. Затем одновременно осуществляются две операции: усиление по мощности этого усиленного по напряжению гармонического сигнала с постоянной амплитудой на средней частоте радиопередачи с измененной фазой на π/2 и изменение его амплитуды по закону изменения второго управляющего видеонапряжения, в результате чего получается вторая (квадратурная) составляющая ОБП-сигнала.

Далее сформированные первая и вторая составляющие ОБП-сигнала суммируются и полученный мощный выходной ОБП-сигнал подается для излучения в канал радиосвязи.

Функциональная схема устройства, с помощью которого реализуется предлагаемый способ, приведена на фиг.5, где введены следующие обозначения:

1 - источник ОМ-сигнала;

2 и 12 - первый и второй усилители видеочастоты;

3 и 13 - первый и второй выходные каскады;

4 и 16 - первый и второй блоки предварительного усиления;

5 - антенна;

6 - генератор средней радиочастоты;

7 - генератор средней частоты радиопередачи;

8 и 10 - первый и второй блоки перемножения;

9 и 11 - первый и второй фильтры видеочастот;

14 и 15 - первый и второй фазовращатели на π/2;

17 - сумматор.

Устройство, с помощью которого реализуется предлагаемый способ, содержит последовательно соединенные первый блок перемножения 8, первый фильтр видеочастот 9, первый усилитель видеочастоты 2 и первый выходной каскад 3, выход которого соединен с первым входом сумматора 17; последовательно соединенные второй блок перемножения 10, второй фильтр видеочастот 11, второй усилитель видеочастоты 12 и второй выходной каскад 13, выход которого соединен со вторым входом сумматора 17, выход которого соединен с антенной 5. Входом устройства является вход источника ОМ-сигнала 1, выход которого соединен с первыми входами первого 8 и второго 10 блоков перемножения. Выход генератора средней радиочастоты 6 соединен со вторым входом первого блока перемножения 8, а через первый фазовращатель на π/2 14 - со вторым входом второго блока перемножения 10. Выход генератора средней частоты радиопередачи 7 через первый блок предварительного усиления 4 соединен со вторым входом первого выходного каскада 3, а через последовательно соединенные второй фазовращатель на π/2 15 и второй блок предварительного усиления 16 - со вторым входом второго выходного каскада 13.

Устройство, с помощью которого реализуется предлагаемый способ, работает следующим образом.

На вход устройства подается информация, в соответствии с которой источник ОМ-сигнала 1 формирует радиосигнал с ОБП-модуляцией со средней радиочастотой ω_СР, который одновременно подается на первые входы первого 8 и второго 10 блоков перемножения.

Блок 6 выдает гармоническое напряжение средней радиочастоты

Так как Ω_Н=2πF_Н и Ω_В=2πF_В, где F_H и F_B - соответственно минимальная и максимальная частоты сигнала на входе устройства, получим

В результате перемножения в блоке 8 ОБП-сигнала с гармоническим напряжением средней радиочастоты ω_ср и последующей фильтрации в первом фильтре видеочастот 9 выделяется первая составляющая видеочастоты, которая является синфазной составляющей ОБП-сигнала относительно гармонического колебания со средней радиочастотой. В результате перемножения в блоке 10 ОБП-сигнала с выходным гармоническим напряжением средней радиочастоты ω_СР блока 6, измененном по фазе на π/2 в блоке 14, и последующей фильтрации во втором фильтре видеочастот 11 выделяется вторая составляющая видеочастоты, которая является квадратурной составляющей ОБП-сигнала относительно гармонического колебания со средней радиочастотой. При этом полосы пропускания первого 9 и второго 11 фильтров видеочастот (нижних частот) должны обеспечивать прохождение видеочастот, но подавлять радиочастоты.

Синфазная видеочастотная составляющая с выхода первого фильтра видеочастот 9 усиливается в первом усилителе видеочастоты 2 и подается на первый вход первого выходного каскада 3, на второй вход которого подается гармонический сигнал на средней частоте радиопередачи ω_cp.пер c блока 7, усиленный по напряжению в блоке 4. В первом выходном каскаде 3 одновременно производятся две операции: усиление по мощности гармонического сигнала на средней частоте радиопередачи с постоянной амплитудой, приходящего от первого блока предварительного усиления 4, и изменение его амплитуды в соответствии с изменением первого управляющего видеонапряжения, подаваемого от первого усилителя видеочастоты 2. Полученная первая (синфазная) составляющая ОБП-сигнала с выхода блока 3 подается на первый вход сумматора 17.

Квадратурная видеочастотная составляющая с выхода второго фильтра видеочастот 11 усиливается во втором усилителе видеочастоты 12 и подается на первый вход второго выходного каскада 13, на второй вход которого подается гармонический сигнал на средней частоте радиопередачи ω_ср.пер с блока 7, прошедший через второй фазовращатель на π/2 15 и усиленный по напряжению во втором блоке предварительного усиления 16. Во втором выходном каскаде 13 одновременно осуществляются две операции: усиление по мощности сигнала, приходящего с выхода второго блока предварительного усиления 16, и изменение его амплитуды в соответствии с изменением второго управляющего видеонапряжения, подаваемого с выхода второго усилителя видеочастоты 12. Полученная вторая (квадратурная) составляющая ОБП-сигнала с выхода блока 13 подается на второй вход блока 17.

В блоке 17 осуществляется суммирование первой и второй составляющих ОБП-сигнала, фазы которых отличаются на 90° (векторное сложение). Полученный мощный ОБП-сигнал с выхода сумматора 17 подается на антенну 5.

Покажем эффективность работы устройства для реализации предлагаемого способа. Для количественной оценки рассмотрим тот же случай: передачу двух синусоидальных колебаний a sin(ω₀+ Ω₁)t и a sin(ω₀+ Ω₂)t равной величины [5].

Рассмотрим случай равных частот для генераторов 6 и 7, так как на результаты рассмотрения такое предположение не влияет. В частном случае источник ОМ-сигнала 1 может формировать сигнал на средней частоте радиопередачи, тогда блоки 6 и 7 должны быть одинаковыми, что позволяет совместить их в одном блоке. Однако в общем случае средняя радиочастота и средняя частота радиопередачи отличаются.

Как показано выше, сумму двух колебаний можно представить в виде (2), то есть как произведение

где а - амплитуда каждого из двух гармонических сигналов;

ω₀=2πf₀ - несущая круговая частота однополосного сигнала;

t - текущее время;

Ω₁=2πF₁ и Ω₂=2πF₂ - отклонение от несущей частоты первого и второго гармонических сигналов соответственно;

- средняя радиочастота ω_ср.

Допустим для определенности, что Ω₁= Ω_H, a Ω₂= Ω_B (это не снижает общность рассмотрения).

Из формулы (3) видно, что оба сомножителя представляют собой гармонические колебания, не имеющие разрывов в производных, спектр каждого колебания не бесконечен, а ограничен. В данном случае взаимный сдвиг по времени сомножителей, в отличие от прототипа, не меняет спектр выходного сигнала. Действительно, если сдвиг на угол ξ произойдет на рабочей частоте, то формулу (3) можно представить в виде

далее из формулы (4) можно получить u(t) в виде двух колебаний

Таким образом, произойдет сдвиг по фазе обоих гармонических составляющих, а спектр (энергетический спектр) их останется без изменения.

Как видно из формулы (5), отмеченная выше первая причина внеполосных излучений - взаимный сдвиг в задержке огибающей и колебания на рабочей частоте - на гармонический состав (спектр) не влияет, вторая же причина - искажение огибающей при ее выделении (амплитудном детектировании) и усилении - также не имеет места, потому что синфазная видеочастотная (низкочастотная) составляющая и квадратурная видеочастотная (низкочастотная) составляющая имеют ограниченный спектр. По этой причине и суммарный спектр на выходе блока 17 тоже ограничен по частоте.

Схемы выходных каскадов с двумя входами и одним выходом, выполняющие вышеуказанные функции, широко известны в научно-технической литературе, например в книгах [5] и [7]. Применение блоков перемножения для выделения видеочастотной (низкочастотной) составляющих также широко известно, например в книгах [8] и [9].

Таким образом, предлагаемый способ передачи однополосного сигнала позволяет значительно уменьшить внеполосные излучения при работе в режимах, подобных классу D с высоким КПД.

Источники информации

1. «Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах. Проектирование и расчет»./Под ред. Р.А. Валитова И.А., Попова М., «Сов. радио», 1973 г, стр 454.

2. Eric Gaalaas Class D Audio Amplifiers: What, Why, and How. Analog Dialogue J. http://www.analog.com/library/analog Dialogue/archives/40-06/class_d.html

3. David W. Cripe.], Improving the efficiency and reliability of AM broadcast transmitters through class-E power. http://www.bdcast.com/papers/amclasse.pdf

4. AM-500A 500 WATT AM-1A 1 KILOWATT AM BROADCAST TRANSMITTERS IM No.597-1112, October, 1999 webmaster@bdcast.com размещен на сайте: http://www.bdcast.com/fgal/prod_manual/AM500_1A_noschem_BCEPML.pdf Broadcast Electronics Inc. 4100 North 24th Street Quincy, IL 62305 Main telephone: (217) 224-9600 Main fax: (217) 224-9607 Webmaster e-mail

5. Верзунов М.В. «Однополосная модуляция в радиосвязи», М., Воениздат, 1972, стр.246-257.

6. Гоноровский И.С. «Радиотехнические цепи и сигналы» Учебник для вузов, Изд.3-е, М., «Сов. радио», 1977.

7. Левичев В.Г. «Радиопередающие и радиоприемные устройства», Изд. 3-е, М., Воениздат, 1974, стр.4.

8. Диксон Р.К. «Широкополосные системы». Пер. с англ. / Под ред. В.И.Журавлева. - М., Связь, 1979.

9. Борисов В.И., Зинчук В.М., Лимарев А.Е., Мухин Н.П., Шестопалов В.И. «Помехоустойчивость систем радиосвязи с расширением спектра сигналов методом псевдослучайной перестройки рабочей частоты». - М., Радио и связь, 2000.

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано для передачи радиосигналов с помощью однополосной (ОБП) модуляции. Достигаемый технический результат - уменьшение внеполосных излучений при работе с высоким коэффициентом полезного действия. Способ передачи однополосного сигнала характеризуется тем, что генерируют гармонические колебания на средней радиочастоте и средней частоте радиопередачи; в первой цепи обработки формируют первую составляющую ОБП-сигнала следующим образом: в первой цепи обработки ОБП-сигнал перемножают с напряжением средней радиочастоты, выделяют первую составляющую видеочастоты ОБП-сигнала, усиливают ее и получают первое управляющее видеонапряжение, при этом гармонический сигнал с постоянной амплитудой на средней частоте радиопередачи усиливают по напряжению, усиливают по мощности с одновременным осуществлением изменения его амплитуды по закону изменения первого управляющего видеонапряжения, в то же время во второй цепи обработки формируют вторую составляющую ОБП-сигнала следующим образом: во второй цепи обработки ОБП-сигнал перемножают с гармоническим напряжением средней радиочастоты, измененным по фазе на π/2, выделяют вторую составляющую видеочастоты, которую усиливают и получают второе управляющее видеонапряжение, при этом гармонический сигнал средней частоты радиопередачи изменяют по фазе на π/2 и усиливают по напряжению, затем одновременно осуществляют усиление по мощности этого усиленного по напряжению сигнала и изменение его амплитуды по закону изменения второго управляющего видеонапряжения, затем сформированные первую и вторую составляющие ОБП-сигнала суммируют и полученный выходной ОБП-сигнал подают для излучения в канал радиосвязи. 5 ил.

Способ передачи однополосного сигнала, включающий подачу входной информации, в соответствии с которой формируют сигнал в одной боковой полосе (ОБП-сигнал), преобразование сформированного ОБП-сигнала в двух работающих параллельно цепях обработки и излучение в канал радиосвязи, отличающийся тем, что генерируют гармоническое колебание средней радиочастоты, а также гармонический сигнал с постоянной амплитудой на средней частоте радиопередачи; в первой цепи обработки формируют первую составляющую ОБП-сигнала следующим образом: ОБП-сигнал перемножают с гармоническим напряжением средней радиочастоты, из полученного сигнала выделяют первую составляющую видеочастоты, которая является синфазной составляющей ОБП-сигнала относительно гармонического колебания со средней радиочастотой, далее первую составляющую видеочастоты усиливают и получают первое управляющее видеонапряжение, при этом гармонический сигнал с постоянной амплитудой на средней частоте радиопередачи усиливают по напряжению, затем одновременно осуществляют усиление по мощности этого усиленного по напряжению сигнала и изменение его амплитуды по закону изменения первого управляющего видеонапряжения; в то же время, во второй цепи обработки формируют вторую составляющую ОБП-сигнала следующим образом: ОБП-сигнал перемножают с гармоническим напряжением средней радиочастоты, измененным по фазе на π/2, из полученного сигнала выделяют вторую составляющую видеочастоты, которая является квадратурной составляющей ОБП-сигнала относительно гармонического колебания со средней радиочастотой, далее вторую составляющую видеочастоты усиливают и получают второе управляющее видеонапряжение, при этом гармонический сигнал средней частоты радиопередачи изменяют по фазе на π/2 и усиливают по напряжению, затем одновременно осуществляют усиление по мощности этого усиленного по напряжению сигнала и изменение его амплитуды по закону изменения второго управляющего видеонапряжения; затем сформированные первую и вторую составляющие ОБП-сигнала суммируют и полученный выходной ОБП-сигнал подают для излучения в канал радиосвязи.