УСТРОЙСТВО СЕЛЕКЦИИ ДВИЖУЩИХСЯ ЦЕЛЕЙ Российский патент 1997 года по МПК G01S13/52 

Изобретение относится к радиолокации, к устройствам селекции движущихся целей.

Известны устройства селекции движущихся целей /СДЦ/ с входными квадратурными видеосигналами, модулированными частотой Доплера. Второй квадратурный сигнал и второе устройство СДЦ используются для квадратурной обработки с целью ликвидации "слепых" фаз, доплеровской модуляции и улучшения отношения сигнал/шум. Квадратурная обработка вдвое увеличивает аппаратурные затраты (Бакулев, Степин Методы и устройства селекции движущихся целей, 1986 г. с. 131-136, рис. 5.15 квадратурная ЦСДЦ, Радиолокационные устройства и системы. Спр. по радиолокации /Под ред. М.Сколника, 1979 г. том 3, с. 318, рис. 39, прототип).

Эти устройства СДЦ, как и любые другие устройства СДЦ и импульсно-доплеровские устройства с обработкой по видеочастоте при работе в режиме постоянной частоты повторения, характеризуются по входу и выходу стробоскопическим эффектом, результатом которого является изменение частоты огибающей f₀₂ входного и выходного сигналов, т.е. сигналов на входе и выходе гребенчатого режекторного фильтра доплеровских частот /ГРФДЧ/ по пилообразному закону, причем выделенная частота огибающей f₀₂ не превышает половины частоты повторения F_п/2, где F_п частота повторения, f₀₂ частота огибающей, f_д частота Доплера, в то время как входная частота Доплера f_д изменяется непрерывно в соответствии со скоростью цели (Бакулев, Степин Методы и устройства селекции движущихся целей, 1986 г. с. 50-52, рис. 220, с. 59,60,62; см.также фиг. 2а).

Вследствие стробоскопического эффекта разрешающая способность всех существующих устройств СДЦ с обработкой по видеочастоте, а также всех импульсно-доплеровских устройств с обработкой по видеочастоте, включая фильтровые СДЦ (ФСДЦ), не превышает половины частоты повторения F_п/2.

Известно также, что устройства СДЦ с обработкой по видеочастоте не могут определять знака частоты Доплера, т.е. направление движения цели.

В то же время известно, что устройства СДЦ с вычитанием на промежуточной частоте, а также импульсно-доплеровские устройства с обработкой на промежуточной частоте обеспечивают возможность однозначного определения частоты Доплера в пределах от 0 до частоты повторения F_п, не требуют квадратурной обработки, обеспечивают возможность определения знака частоты Доплера (Радиолокационные устройства и системы, Спр. по радиолокации /Под ред. М. Сколник, том 3, с.311, разд. 5.9; с.368,369, разд. 7.1.), т.е. указанные выше недостатки присущи только устройствам СДЦ с обработкой на видеочастоте.

Известны также однополосные устройства СДЦ, импульсно-доплеровские устройства и ФСДЦ, в которых с помощью техники фазовых методов формирования низкочастотных однополосных сигналов можно определить знак доплеровской частоты и измерить частоту Доплера до частоты F_п/2 (International Conference Radar 77, october 1977, London, p.p.379-383, перевод ВЦП N 1840, П-73421, 78/087284, 1978 г. с. 3,4,5,7,13, рис. 1, Х.Дж.Уэллс, Характеристики балансной обработки сигналов для подавления помех от земли в радиолокаторах сантиметрового диапазона волн; журнал "Электроника" N 3, 1963 г. с. 21, русский перевод, Тсейсс, Когерентный радиолокатор с ОБП для работы по многим целям).

В этих устройствах применяются квадратурные входные видеосигналы, низкочастотные широкополосные фазовращатели (ШПФ), сумматоры, фильтры низких частот (ФНЧ) или фильтры доплеровских частот (ФДЧ) с границей полосы пропускания ≅F_п/2 в соответствии со стробоскопическим эффектом, детекторы, интеграторы.

Косвенным путем, благодаря определению знака частоты Доплера и разделению целей по отдельным каналам в зависимости от знака, эти устройства позволяют определить частоту Доплера выше F_п/2 по номеру и расположению скоростных каналов. Прямое же измерение частоты Доплера выше F_п/2 невозможно в силу стробоскопического эффекта.

Эти устройства показывают какие возможности дает применение метода фазовой однополосной обработки и какие свойства необходимо получить в обычных устройствах СДЦ.

Целью изобретения является расширение диапазона прямого однозначного определения частоты Доплера вдвое, до F_п вместо F_п/2, т.е. получение стробоскопического эффекта от 0 до F_п вместо от 0 до F_п/2, получение пилообразного стробоскопического закона с максимумом F_п вместо F_п/2 в любых устройствах СДЦ с обработкой по видеочастоте (см. фиг. 2,б, в).

Предлагаемое устройство СДЦ обеспечивает также квадратурную обработку (ликвидацию "слепых" фаз) без второго квадратурного устройства СДЦ, дает возможность определять знак частоты Доплера (направление движения цели).

Применительно к известным однополосным устройствам СДЦ, импульсно-доплеровскому устройству, определяющему знак и частоту Доплера, и близким к нему устройствам ФСДЦ, предлагаемое устройство позволяет расширить диапазон однозначного определения частоты Доплера до частоты повторения F_п.

Поставленная цель достигается введением в устройство СДЦ с квадратурными входными видеосигналами, модулированными частотой Доплера, содержащее гребенчатый режекторный фильтр доплеровских частот (ГРФДЧ), блока формирования однополосного видеосигнала, причем входные квадратурные видеосигналы подключены к входам блока формирования однополосного видеосигнала, выход блока формирования однополосного видеосигнала подключен ко входу гребенчатого режекторного фильтра доплеровских частот, выход которого является выходом устройства.

Блок формирования однополосного видеосигнала включает в себя последовательно включенные широкополосный видеофазовращатель (ШПВФ) на 90^o, двухвходовый сумматор и фазовый выравниватель, причем первый вход блока формирования однополосного видеосигнала является входом 1-го квадратурного видеосигнала и 1-м входом широкополосного видеофазовращателя, 2-й вход блока формирования однополосного видеосигнала является входом 2-го квадратурного видеосигнала и 2-м входом широкополосного видеофазовращателя, 1-й выход широкополосного видеофазовращателя подключен к 1-му входу сумматора, 2-й выход широкополосного видеофазовращателя подключен ко 2-му входу сумматора, выход сумматора подключен ко входу фазового выравнивателя, выход которого является выходом блока формирования однополосного видеосигнала.

На фиг. 1 приведена функциональная схема предлагаемого устройства СДЦ.

На фиг. 1. 1 широкополосный видеофазовращатель на 90^o; 2 - двухвходовый сумматор; 3 фазовый выравниватель; 4 гребенчатый режекторный фильтр доплеровских частот; 5 входной квадратурный видеосигнал, модулированный частотой Доплера с 0^o фазой; 6 входной квадратурный видеосигнал, модулированный частотой Доплера с 90^o фазой; 7 однополосный видеосигнал; 8 однополосный видеосигнал с восстановленной формой; 9 - выходной однополосный видеосигнал с подавленной пассивной помехой (выход на схему взятия модуля и устранения доплеровской модуляции, выход на измеритель частоты Доплера измеритель скорости цели).

Принцип действия устройства основан на следующих положениях:
1. Разрешающая способность устройств СДЦ на промежуточной частоте составляет величину, равную частоте повторения F_п и может быть восстановлена на видеочастоте.

2. Входные видеосигналы устройства СДЦ и выходные сигналы ГРФДЧ представляют собой составные балансно-модулированные видеосигналы.

Принцип действия предлагаемого устройства поясняется с помощью спектров входных, промежуточных и выходных сигналов, векторных диаграмм, осциллограмм входных, промежуточных и выходных сигналов /фиг. 3-5/.

На фиг. 3а изображен спектр импульсного прямоугольного сигнала на промежуточной частоте.

На фиг. 3 F_пр промежуточная частота, τ длительность импульса, стрелками показано направление движения спектральных линий при приближении и удалении целей.

Разрешающая способность на промежуточной частоте равна F_п.

Однополосный фильтровой обработкой сигналов промежуточной частоты можно определить частоту Доплера в пределах от 0 до F_п, определить знак частоты Доплера. Квадратурной обработки не требуется, амплитуда сигнала определяется амплитудным детектированием импульса.

На фиг. 3б приведен спектр входных видеосигналов 5 и 6, модулированных частотой Доплера, на входе устройства фиг. 1. Стрелками указано направление движения спектральных линий при приближении и удалении цели. Сигнал 5 сдвинут относительно сигнала 6 на 90^o /сигналы в квадратуре/.

Спектр указанного видеосигнала выражается формулой:

где
F_п частота повторения,
f_д частота Доплера,
к номер гармоники.

Сравнение этого спектра со спектром сигнала на промежуточной частоте показывает, что на каждом частотном интервале 0-F_п, F_п-2F_п, 2F_п-3F_п и т.д. появилась 2-я спектральная линия F_п-f_д, 2F_п-f_д, 3F_п-f_д и т.д.

При приближении цели спектральные линии двигаются в одном направлении, при удалении в противоположном. После достижения точки F_п/2 сближающиеся линии расходятся и, наоборот, сходящиеся линии расходятся.

Амплитудно-частотный спектр сигнала с частотой f_д и F_п-f_д до и после F_п/2 не различаются.

Поэтому частота огибающей входного сигнала и аналогичного ему сигнала с выхода ГРФДЧ не превышает половины частоты повторения F_п/2 и изменяется по пилообразному закону, изображенному на фиг. 2,а, т.е. мы имеем известный стробоскопический эффект. Таким образом, разрешающая способность устройства СДЦ по сигналам 5,6 и аналогичному им сигналу на выходе ГРФДЧ (с учетом скоростной характеристики) составляет величину F_п/2, что вдвое ниже разрешающей способности устройств СДЦ с вычитанием на промежуточной частоте. Амплитуда сигналов 5,6 не является полной. Для восстановления полной амплитуды и устранения "слепых" фаз требуется проведение квадратурной обработки, т.е. проведение операции где А, В, С входные и выходные сигналы. При этом требуется второе устройство СДЦ.

Факт снижения разрешающей способности до F_п/2 устройств СДЦ с обработкой по видеочастоте, а также всех импульсно-доплеровских устройств с обработкой по видеочастоте, имеет фундаментальное значение. Учитывая, что он находится в соответствии с теоремой отсчетов, согласно которой для воспроизведения огибающей частота несущей должна быть не менее, чем в два раза выше частоты огибающей, постановка задачи о восстановлении разрешающей способности до частоты F_п, как это имеет место на промежуточной частоте, кажется неправомерной и непреодолимой.

Однако это не так.

Рассматривая спектр входных сигналов устройств СДЦ с обработкой по видеочастоте, т. е. сигналов на выходе фазовых детекторов, мы видим на каждом частотном интервале характерную пару f_д и F_п-f_д, F_п+f_д и 2F_п-f_д, 2F_п+f_д и 3F_п-f_д и т.д. Такая парность характерна для сигналов с балансной модуляцией.

Особенно наглядно это видно в импульсно-доплеровских устройствах, и ФСДЦ в частности, где входной сигнал подвергается растяжке до длительности Т_п= 1/F_п, где Т_п период повторения. Растянутый сигнал является балансно-модулированным. Таким образом, сигнал с выхода фазовых детекторов и с выхода ГРФДЧ устройства СДЦ на всей частотной оси может рассматриваться как составной балансно-модулированный видеосигнал и по своей природе он таковым и является.

К нему, следовательно, может применяться техника однополосной обработки, подобная технике, применяемой в однополосной радиосвязи технике одной боковой полосы /ОБЦ/.

Сигнал на выходе фазовых детекторов /5,6/ в дальнейшем будет именоваться двухполосным сигналом.

Сигналы f_д, F_п+f_д, 2F_п+f_д и т. д. будут в дальнейшем именоваться по аналогии с однополосной связной техникой нижней боковой f_н.

Сигналы F_п-f_д, 2F_п-f_д, 3F_п-f_д и т.д. соответственно верхней боковой f_в.

Сигналы f_н и f_в всегда составляют пару сигналов по отношению к частотам F_п/2, 3F_п/2, 5F_п/2 и т.д. по отношению к которым они вращаются в противоположных направлениях с частотами f₁=F_п/2 f_д и f₂=F_п/2 + f_д, f₃=3F_п/2 f_д и f₄= 3F_п/2 + f_д и т.д.

Можно считать, что мы имеет составной балансно-модулированный сигнал, в котором подавлены несущие F_п/2, 3F_п/2, 5F_п/2 и т.д. а боковые линии f₁, f₂, f₃, f₄ вращаются в противоположных направлениях с равными частотами. Таким образом, на каждом частотном интервале F_п мы имеем типичный балансно-модулированный сигнал. Другим вариантом описания этого сигнала, как составного балансно-модулированного сигнала, является принятие в качестве подавленных несущих частот 0, F_п, 2F_п, 3F_п и т.д. а в качестве боковых частот положительных частот f_д, F_п+f_д, 2F_п+f_д и т.д. и отрицательных частот F_п-f_д, 2F_п-f_д, 3F_п-f_д и т.д. Результирующий эффект будет тем же.

На фиг. 4,а, б эти сигналы представлены в виде векторов в момент, когда f_н= f_в= F_п/2, т.е. в точке "слепых" фаз (так называемых "полуслепых" скоростей) в обоих квадратурных каналах (синусном и косинусном).

Суммарные сигналы в косинусном канале имеют максимальную удвоенную величину, а в синусном минимальную (нулевую) в соответствии с 90^o сдвигом во времени, т. е. в синусном канале имеет место "слепая" фаза. При дальнейшем вращении векторов минимум перемещается в косинусный канал, а максимум в синусный. Таким образом, в каждом отдельном канале имеются точки "слепых" фаз. Если, однако, произвести квадратурную обработку, то суммарный вектор будет иметь постоянную величину, что обычно и производится.

Между каналами имеется постоянный 90^o сдвиг на всех частотах спектра. Если произвести поворот на 90^o всех спектральных линий, получим картину, изображенную на фиг.4,в. Если произвести суммирование векторов, получим фиг.4, г. Если произвести вычитание или поворот на 90^o в другом направлении, получим фиг. 4, д. Операции суммирования и вычитания могут производится и одновременно и соответственно использоваться два выхода сумматора.

Отметим, что картина, изображенная на фиг.4,а, б, в, г, д, имеет место и на других частотах всегда линии fsinн

Совмещенная же точка F_п/2 выбрана для пояснения сущности "слепых" фаз и пояснения метода их ликвидации.

Полученный суммарный сигнал имеет подавленную фазовым методом одну из боковых последовательностей спектральных линий f_н или f_в. Другая выделенная боковая последовательность спектральных линий F_н или F_в имеет удвоенную величину.

Коэффициент подавления этой последовательности определяется идентичностью амплитуд и точностью поворота фазы на 90^o и определяет эффективность полученной квадратурной обработки.

На фиг.3,в, г изображен спектр полученного сигнала.

Этот прореженный "чересстрочный" спектр в дальнейшем будет именоваться спектром однополосного видеосигнала, а полученный видеосигнал однополосным видеосигналом, так как одна из боковых последовательностей спектральных линий в нем подавлена.

Такой спектр обеспечивает однозначное измерение частоты Доплера от 0 до F_п и дает стробоскопический эффект, изображенный на фиг.2,б, в.

Полученный однополосный видеосигнал не имеет "слепых" фаз ("полуслепых" скоростей), т. е. имеет эффект квадратурной обработки. При условии определения фазы сигнала частоты Доплера может быть определен знак частоты Доплера и направление движения цели.

Полученный результат кажется противоречащим теореме отсчетов, так как обеспечивается однозначное определение частоты Доплера до частоты повторения F_п, в то время как несущая частота равна F_п. Однако это противоречие является кажущимся, так как полученное удвоение диапазона однозначности определения частоты огибающей достигнуто с помощью 2-го квадратурного канала, т.е. получения дополнительной информации о фазе сигнала.

Таким образом, работа предлагаемого устройства полностью соответствует теореме отсчетов.

При переходе в режим вобуляции частоты повторения /ВЧЦ/ формирование однополосного видеосигнала сохраняется. Поэтому в режиме ВЧП будет обеспечиваться режим квадратурной обработки и возможность определения знака частоты Доплера без второго устройства СДЦ, хотя диапазон однозначного определения частоты Доплера будет широким и определяется параметрами ВЧП.

Приведенное описание принципа работы поясняет предлагаемую структуру блока формирования однополосного видеосигнала в соответствии с фиг.1 до выхода сумматора. Однополосный видеосигнал с выхода сумматора может быть непосредственно использован для измерения частоты Доплера до F_п, ее знака (фазы). Однако этот сигнал не может быть использован в обычных устройствах СДЦ. Единственным исключением из этого является фильтровое устройство СДЦ (ФСДЦ), которое будет рассмотрено ниже отдельно.

Невозможность непосредственного использования полученного однополосного видеосигнала определяется тем, что несмотря на то, что амплитудно-частотный спектр полученного сигнала по ширине полосы полностью соответствует требуемой длительности видеосигнала, его форма не является прямоугольной. Импульс после сумматора растянут по длительности и имеет искаженную форму.

Примерный вид его приведен на фиг. 1 и фиг.5,б (сигнал модулирован частотой Доплера).

При такой форме разрешающая способность по дальности, которая определяется длительностью τ входного прямоугольного сигнала, является нарушенной, что, применительно к устройствам СДЦ, работающим по многим целям, является неприемлемым. Такой сигнал может быть использован только при сопровождении одной цели.

Причиной искажения формы сигнала является нарушение формы фазочастотного спектра входного прямоугольного сигнала в процессе однополосной обработки, в то время как ширина амплитудно-частотного спектра полностью сохраняется.

В результате и форма амплитудно-частотного спектра также не соответствует форме спектра прямоугольного сигнала, описываемой в общем виде функцией (фиг. 3,в, г).

Известно, что для сохранения формы входного сигнала, прошедшего через линейную систему, ее амплитудно-частотная характеристика должна быть плоской, а фазочастотная характеристика линейной, при этом наклон фазочастотной характеристики определяет величину задержки входного сигнала.

Фазовые искажения в предлагаемом устройстве вносятся широкополосным видеофазовращателем, обеспечивающим сдвиг фазы одного из сигналов на 90^o. Широкополосный видеофазовращатель имеет существенно нелинейную фазовую характеристику и в то же время плоскую частотную характеристику. Следует отметить также, что сам поворот фазы на 90^o, независимо от линейности фазовой характеристики, может вызвать искажение формы сигнала.

Производимый поворот фазы и последующее суммирование дает обработку, близкую к преобразованию Гильберта и формированию аналитического сигнала, которая не обязательно сохраняет форму импульса (Гоноровский, Радиотехнические цепи и сигналы, 1986, с. 96, 103).

Наличие же нелинейной фазовой характеристики прямо вызывает искажение формы видеоимпульса.

Как указывалось выше, поворот на 90^o необходим для формирования однополосного видеосигнала, при этом поворот должен обеспечиваться в диапазоне видеочастот, т. е. от единиц и десятков Гц до 0,05-5 МГц в зависимости от длительности импульса.

Такого рода фазовращатели неизвестны.

Известны широкополосные фазовращатели (ШПФ), используемые в технике однополосной радиосвязи технике одной боковой полосы /ОБП, SSB/. Эти фазовращатели имеют рабочий диапазон от 15-100 Гц до 10-18 кГц, т.е. звуковой диапазон. Обычный стандартный диапазон 100 Гц + 10 кГц. ШПФ имеют плоскую частотную характеристику и нелинейную фазовую характеристику. Эта нелинейность в звуковой технике считается допустимой.

Другой особенностью известных ШПФ является то, что они не обеспечивают непосредственный сдвиг на 90^o, а расщепляют входной сигнал на два выходных сигнала, между которыми и обеспечивается сдвиг на 90^o.

На базе указанных ШПФ, применительно к поставленной задаче, спроектирован фазовращатель, обеспечивающий сдвиг на 90^o в диапазоне частот от 15 Гц до 3 МГц.

В отличие от известных широкополосных низкочастотных фазовращателей (ШПФ) этот фазовращатель в дальнейшем будет именоваться широкополосным видеофазовращателем (ШПВФ).

На фиг. 6 в условном линейно-логарифмическом масштабе приведена фазовая характеристика спроектированного ШПВФ.

Ветвь I 1-й выход ШПВФ /условно -45^o/.

Ветвь II 2-й выход ШПВФ /условно +45^o/.

Между ними сдвиг 90^o.

Каждая ветвь описывается выражением:
Φ_I C_I+lgK_If разность фаз,

Φ_II = C_II+lgK_IIf
где C_I, K_I, C_II, K_II постоянные четырехполюсников.

Каждая ветвь описывается логарифмом, т. е. характеристика нелинейная логарифмическая.

Пунктиром указана суммарная фазовая характеристика, т.е. характеристика после двухвходового сумматора (условный, разорванный масштаб выбран для наглядности, так как при принятии логарифмического масштаба по оси частот логарифмическая зависимость будет выглядеть как линейная).

Обычно в однополосной связной технике ШПФ имеют общий вход и раздельные выходы.

В предлагаемом устройстве ШПВФ используется в обратном направлении: имеются 2 квадратурных входа, а выходные сигналы суммируются.

Для обеспечения линейности сквозной фазовой характеристики необходимо применение устройства, которое, выравнивая фазовую характеристику, обеспечивало бы плоскую частотную характеристику, т. е. фазовый выравниватель (фазовый корректор).

Таким образом, мы приходим к структуре блока формирования однополосного видеосигнала, приведенного на фиг. 1 (исключением из этого правила является устройство ФСДЦ, в котором фазовый выравниватель не требуется (о ФСДЦ см.ниже).

Из фиг. 6 видно, что линеаризацию можно производить либо по линии IV, либо по линии V. Очевидно, что линия IV является предпочтительной, т.к. имеет меньшую крутизну и, следовательно, будет вносить меньшую задержку, которая должна учитываться при работе устройства СДЦ в составе РЛС.

Однако такие выравниватели требуют опережающего поворота фазы и также неизвестны.

Известны фазовые выравниватели /фазовые корректоры/, вносящие запаздывающий сдвиг фазы (Лэнди, Девис, Албрехт Справочник радиоинженера, 1961 г. с. 481-484; Ортюзи Теория электронных цепей том 2, 1971 г. с. 67-100).

По этой причине фазовое выравнивание приходится производить по линии V, что приводит к большей крутизне и большему абсолютному углу поворота, большему числу звеньев.

На фиг. 6, VI изображена необходимая фазовая характеристика фазового выравнивателя. При таком запаздывающем выравнивании необходимый поворот фазы на частотах порядка МГц составляет десятки тысяч градусов.

Фазовый выравниватель должен иметь плоскую частотную характеристику и нелинейную фазовую характеристику. Такой фазовый выравниватель, по существу, представляет собой дисперсионную электрическую линию задержки диапазона видеочастот, в которой задержка нелинейно зависит от частоты.

Фазовый выравниватель может быть выполнен в виде набора последовательно включенных скрещенных фазовых звеньев 2-го порядка или их модификаций. Количество таких звеньев, в зависимости от длительности импульса, может колебаться от нескольких сотен до нескольких тысяч. Хотя такое количество звеньев (и соответственно дросселей и емкостей) является большим, серийно выпускаемые малогабаритные дроссели и конденсаторы делают эту задачу вполне выполнимой.

Многозвенный фазовый выравниватель, как и другие аналоговые линии задержки, требует применения специальных компенсирующих усилителей.

Особенностью использования фазовых выравнивателей применительно к предлагаемому блоку формирования однополосного видеосигнала является весьма широкий рабочий диапазон частот (до 5 декад), т.е. приходится использовать весь рабочий диапазон каждого фазового звена фазового выравнивателя.

Точность выравнивания фазовой характеристики определяет точность восстановления формы и длительности видеосигнала. Реальные отклонения от линейности фазовой характеристики приводят к наличию остаточных искажений прямоугольного импульса в виде искажений вершины импульса и появления "хвостов" до и после импульса, напоминающих искажения в технике сжатия импульсов.

Сигнал после фазового выравнивателя имеет восстановленную длительность и форму, близкую к прямоугольной. Его спектр приведен на фиг. 3,д, е.

Спектр описывается формулами

Этот спектр в дальнейшем будет именоваться однополосным спектром восстановленного видеосигнала, а сам восстановленный видеосигнал - однополосным видеосигналом с восстановленной формой. Огибающая спектра соответствует огибающей спектра прямоугольного сигнала, однако его спектральные линии смещены вправо или влево на величину f_д или F_п-f_д, т.е. по существу, это радиоимпульс с несущей частотой f_д или F_п-f_д.

Этот спектр соответствует спектру сигнала на промежуточной частоте при F_пр= 0. Существует, однако, и различие между характером сигналов на промежуточной частоте и однополосным видеосигналом: если на промежуточной частоте при изменении направления движения цели выделенная частота f_д остается неизменной и меняется ее фаза, то в полученном однополосном видеосигнале изменяется не только фаза, но и величина f_д заменяется величиной F_п-f_д на том же выходе. Истинная же величина частоты Доплера в данном случае выделяется на другом /разностном/ выходе. Этот факт должен учитываться при практическом использовании предлагаемого однополосного устройства СДЦ.

Полученный однополосный видеосигнал с восстановленной формой поступает на гребенчатый режекторный фильтр доплеровских частот, обеспечивающий подавление сигналов пассивных помех.

Однополосный видеосигнал обрабатывается гребенчатым режекторным фильтром доплеровских частот как и обычный видеосигнал с той же результирующей скоростной характеристикой как и двухполосный сигнал, т.е. если это была, например, синусквадратная характеристика, такой она и останется. Исключением из этого правила является характеристика гребенчатого режекторного фильтра доплеровских частот (ФСДЦ). В ней скоростная характеристика видоизменится и будет воспроизводить характеристики низкочастотного ФДЧ (о ФСДЦ см. ниже).

Принципиальным же отличием этого выходного сигнала устройства СДЦ от обычного является то, что его разрешающая способность равна F_п, а не F_п/2. Сигнал даже при наличии одного ГРФДЧ не имеет "слепых" фаз, т.е. имеет эффект квадратурной обработки, позволяет определить знак частоты Доплера. Укажем, что блок формирования однополосного видеосигнала может быть установлен и после ГРФДЧ. Это случай, когда по другим причинам необходимо сохранить оба канала.

Эффект квадратурной обработки имеет место на выходе каждого канала.

С выхода ГРФДЧ сигнал поступает, как и обычно, на схему взятия модуля и устранения доплеровской модуляции, а также на измеритель частоты Доплера /скорости цели/ до F_п. Измерение частоты Доплера можно производить известными методами /например, набором фильтров/. Для селектированных целей измерение частоты можно производить прямо, т.е. с помощью частотомера, для чего с помощью фильтра низкой частоты /ФНЧ/ должны быть подавлены все компоненты выше F_п /фиг. 3е, з заштриховано/. Неподавленный остаток всех компонент кладет предел измерению наивысшей частоты f_д, близкой к F_п. Следовательно, диапазон измерения частоты f_д выше F_п/2 до F_п будет определяться коэффициентом прямоугольности ФНЧ, который может быть сделан достаточно высоким, так как этот фильтр является единственным для всех целей. Другим ограничением наивысшей частоты f_д, близкой к F_п, является форма скоростной характеристики СДЦ, так как сигнал при приближении к F_п падает, например, по синусквадратному закону. В пачечном режиме частотомер должен производить измерение частоты или счет числа импульсов за время пачки. Определение фазы частоты Доплера может быть произведено известными методами (например, использованием суммарных и разностных выходов сумматора).

Особенностью работы с однополосными видеосигналами и однополосными СДЦ является необходимость избегать стробирования по видеочастоте как после однополосной обработки, так и внутри ГРФДЧ после блока формирования однополосного видеосигнала, так как видеостробирование восстанавливает обычный стробоскопический эффект. Как видим, обычный стробоскопический эффект имеет самовосстанавливающийся всепроникающий характер и соответственно его преодоление и видоизменение имеет принципиальное значение.

Устройства СДЦ, использующие предложенную однополосную обработку, т.е. включающие в себя блок формирования однополосного видеосигнала, в дальнейшем будут именоваться по принятой известной терминологии однополосными устройствами СДЦ/ОБП СДЦ или SSB MTI/, СДЦ с одной боковой полосой.

Фильтровые СДЦ соответственно будут именоваться ОБП ФСДЦ.

Выше указывалось, что фильтровые СДЦ обеспечивают возможность получения требуемого однополосного видеосигнала без применения фазового выравнивателя.

Рассмотрим работу этого устройства отдельно.

На фиг. 7 изображена структура ОБП ФСДЦ.

ФСДЦ представляет собой импульсно-доплеровское устройство и включает в себя последовательно включенные детектор огибающей (ДОГ) (схему растяжки импульса, схему выборки-запоминания), ФДЧ, детектор-интегратор (ДИ), выходной ключ (ВК). ДОГ и ВК управляются стробом. Для квадратурной обработки обычно используется второй идентичный канал.

В ОБП ФСДЦ также используется второй квадратурный ДОГ (см. фиг. 7). Выходы ДОГов подаются на низкочастотный широкополосный фазовращатель на 90^o (ШПФ), имеющий полосу пропускания, равную F_п. С выхода ШПФ сигналы поступают на сумматор (СМ), далее сигнал подается на ФДЧ, имеющий полосу пропускания равную частоте повторения F_п. Сигнал с ФДЧ подается на ДИ и далее на ВК.

Работа ОБП ФСДЦ поясняется фиг. 3ж (спектр сигнала на выходе ДОГа). Сигналы на выходе ДОГов представляют собой "ступенчатые" синусоиды, сдвинутые на 90^o. Длительность ступеньки составляет τN_п. После суммирования сдвинутых по фазе низкочастотным ШПФ сигналов образуется однополосный сигнал и выделяется одна из спектральных линий f_д или F_п-f_д в зависимости от знака суммирования. Этот однополосный сигнал имеет диапазон однозначного определения частоты Доплера, равный частоте повторения F_п, и стробоскопический эффект согласно пилообразному закону фиг. 2,б, в.

Сигнал не имеет "слепых" фаз, имеет эффект квадратурной обработки, позволяет определить знак частоты Доплера. ШПФ частично, а ФДЧ полностью подавляет компоненты выше частоты повторения в соответствии с полосой пропускания, изображенной на фиг. 3,ж /заштриховано/. Далее сигнал f_д1(F_п-f_д) поступает на ДИ, устраняющий доплеровскую модуляцию, а затем на ВК, на выходе которого получаем прямоугольный немодулированный импульс, длительность которого определяется длительностью строба. Измерение частоты Доплера и фазы производится на выходе ФДЧ до детектирования.

Важным отличием и преимуществом ОБП ФСДЦ является отсутствие фазового выравнивателя и автоматическое обеспечение разрешающей способности по дальности. Это оказывается возможным благодаря тому, что в этом устройстве обрабатывается однополосным методом всего 2 спектральные линии f_д и F_п-f_д, а после суммирования выделяется лишь одна спектральная линия f_д или F_п-f_д, т. е. по существу, один синусоидальный сигнал. Поэтому ШПФ, вносящий фазовый сдвиг, изменяет фазу синусоиды (например, 90^o сдвиг соответствует превращению sinα в cosα ). Этот сдвиг фазы после детектирования и фильтрации ДИ и превращения в постоянное напряжение не имеет значения. В пачечном режиме этот сдвиг фазы частоты Доплера может привести лишь к некоторому допустимому сдвигу огибающей пачки. Длительность же выходного сигнала определяется длительностью строба и соответствует входной длительности.

Таким образом, в ОБП ФСДЦ проблема разрешающей способности решается без применения фазового выравнивателя. Необходимо также отметить еще одну принципиальную особенность ОБП ФСДЦ, которая по отношению к ФСДЦ может рассматриваться как недостаток. Этот недостаток выражается в существенном изменении формы скоростной характеристики. В обычной ФСДЦ в формировании скоростной характеристики используется обычный стробоскопический эффект. Это поясняется фиг. 8.

В обычной ФСДЦ благодаря обычному стробоскопическому эффекту, при котором после частоты F_п/2 частота огибающей начинает понижаться, скоростная характеристика ГРФДЧ оказывается симметричной вокруг частоты F_п/2 и высококачественной, т. е. имеет малую неравномерность в полосе пропускания даже при умеренной крутизне ската характеристики фильтра ФНЧ после частоты F_п/2 /фиг. 8,в/.

В ОБП ФСДЦ, когда стробоскопический эффект происходит вокруг частоты повторения F_п, скоростная характеристика ГРФДЧ полностью воспроизводит характеристику ФДЧ /фиг. 8, д/, при этом при той же крутизне ската неравномерность получается существенно ниже. Для обеспечения той же неравномерности /прямоугольности/ потребуется ФНЧ более высокого порядка, что является вполне допустимым для отдельного канала /режим сопровождения/, но вносит определенные трудности для многоканальной системы, каковой часто является ФСДЦ. Необходимо также отметить единственную в своем роде асимметрию скоростной характеристики ОБП ФСДЦ, т.е. скоростная характеристика несимметрична по отношению к точкам F_п, 2F_п, 3F_п и т.д. (вправо и влево вокруг этих точек), фиг. 8,д.

Все другие ОБП СДЦ имеют обычные симметричные скоростные характеристики вокруг точек F_п, 2F_п, 3F_п и т.д. /показаны на фиг. 8,е/. Это объясняется тем, что вычитание производится под знаком тригонометрической функции, например sin sinα, в которой величина sinα = sin(π - α), где α соответствует соответственно f_д и F_п-f_д.

Предлагаемая ОБП ФСДЦ рассматривается нами как вариант основной ОБП ФСДЦ, где длительность импульсов растянута до T_п, что приводит к вырождению широкополосного видеофазовращателя (ШПВФ) в ШПФ, позволяет исключить фазовый выравниватель и легко обеспечить разрешающую способность по дальности.

Сравнение предложенной ОБП ФСДЦ с известным импульсно-доплеровским устройством с одной боковой полосой, позволяющим определить знак и частоту Доплера цели, а также аналогичным устройством ФСДЦ показывает, что оно отличается от них полосой работы ШПФ и полосой ФДЧ, равных F_п, а не F_п/2, т.е. применение предлагаемого формирователя однополосного сигнала в ФСДЦ, преобразовывающее ее в ОБП ФСДЦ, обеспечивает расширение зоны однозначного определения частоты Доплера до F_п.

Можно сказать, что в предлагаемом основном устройстве ОБП СДЦ обрабатываются однополосным методом все спектральные линии (тысячи линий), в предложенном ОБП ФСДЦ обрабатываются две спектральные линии, а в известном импульсно-доплеровском устройстве и других однополосных устройствах СДЦ одна спектральная линия f_д≅F_п/2.

Такое количественное изменение приводит к новому качеству обычных устройств СДЦ, а именно к расширению диапазона однозначного измерения частоты Доплера до F_п, а также к приданию ему тех свойств, которыми обладают известные однополосные импульсно-доплеровские устройства возможности определения знака частоты Доплера, эффекту квадратурной обработки без второго устройства СДЦ.

Работа устройства (фиг. 1) происходит следующим образом.

Входные квадратурные видеосигналы, модулированные частотой Доплера 5 и 6 (фиг. 5), являющиеся по своим спектральным характеристикам составными балансно-модулированными видеосигналами, поступают на 1-й и 2-й входы блока формирования однополосного видеосигнала, составленного из последовательно включенных широкополосного видеофазовращателя 1, двухвходового сумматора 2 и фазового выравнивателя 3.

Широкополосный видеофазовращатель 1 (ШПВФ) осуществляет сдвиг на 90^o всех спектральных линий входных сигналов в диапазоне видеочастот, т.е. от низких частот до видеочастот, определяющих длительность и форму входных видеосигналов (фиг. 4,в, к).

Выходные сигналы видеофазовращателя подаются на двухвходовый сумматор 2, где происходит их алгебраическое суммирование. В результате суммирования всех повернутых по фазе на 90^o спектральных линий с неповернутыми линиями подавляется одна из боковых последовательностей спектральных линий в спектре входного двухполосного сигнала, в то время как вторая боковая последовательность спектральных линий увеличивается по величине вдвое (фиг.3,в, г, фиг.4).

Таким образом, на выходе сумматора 2 формируется однополосный видеосигнал, в котором в каждом частотном интервале спектра 0 F_п, F_п 2F_п, 2F_п 3F_п и т. д. присутствует только одна последовательность спектральных линий, а не две, как в обычном (двухполосном) сигнале, перемещающаяся при изменении частоты Доплера в пределах от 0 до F_п, или от F_п до 2F_п, или от 2F_п до 3F_п и т. д. (фиг.3в, г). При этом направление движения спектральных линий зависит от направления движения цели.

Полученный однополосный видеосигнал 7 имеет линейную зависимость частоты огибающей от частоты Доплера от 0 до F_п(фиг.2б, в), а не до F_п / 2, т.е. диапазон однозначного определения частоты Доплера удваивается по сравнению с обычными сигналами. Если сумматор 2 работает в режиме суммирования, то при приближении цели выделяется частота огибающей f₀₂, пропорциональная и равная f_д до частоты повторения F_п, и стробоскопическая пилообразная ломаная характеристика имеет положительный наклон от 0 до f_п (фиг.2,б). Если же сумматор 2 работает в режиме вычитания, то выделяется частота огибающей, равная F_п f_д, т.е. наклон стробоскопической пилообразной ломаной характеристики имеет обратный характер (фиг. 2,б). Полученный однополосный видеосигнал 7 позволяет производить однозначное измерение частоты Доплера (скорости цели) до частоты F_п, однако огибающая этого сигнала имеет увеличенную длительность и искаженную форму, что нарушает разрешающую способность по дальности (Фиг. 5б). Искажение формы однополосного видеосигнала на выходе сумматора происходит из-за нелинейности суммарной фазовой характеристики широкополосного видеофазовращателя 1 (Фиг. 6, III). Для восстановления формы однополосного видеосигнала сигнал с выхода сумматора подается на фазовый выравниватель 3, имеющий нелинейную фазовую характеристику, обратную усредненной (после сумматора) (Фиг. 6,VI) фазовой характеристике широкополосного видеофазовращателя I. После фазового выравнивателя 3 форма и длительность однополосного видеосигнала 8 восстанавливаются, так как суммарная фазовая характеристика канала оказывается линейной (фиг.6, V). Таким образом обеспечивается восстановление разрешающей способности по дальности.

Далее сигнал с выхода сумматора подается на гребенчатый режекторный фильтр доплеровских частот 5 (ГРФДЧ), в котором происходит подавление сигнала пассивных помех, при этом скоростная характеристика ГРФДЧ, выполненного по любым схемам череспериодного вычитания, остается такой же, как и для обычного двухполосного видеосигнала.

С выхода ГРФДЧ 4 сигнал 9 подается, как и в любом другом устройстве селекции движущихся целей (СДЦ), на схему взятия модуля и устранения доплеровской модуляции и далее на индикатор. Сигнал 9 с выхода устройства подается также на измеритель частоты Доплера, где после выделения первой частотной составляющей (от 0 до F_п) производится однозначное измерение частотной составляющей от 0 до F_п (т.е. скорости цели), а также, при необходимости, определяется фаза, т.е. знак частоты Доплера (направление движения цели). На выходе сумматора (или на обоих выходах, если используется и разностный выход) имеет место эффект квадратурной обработки, т.е. улучшение соотношения сигнал/шум примерно на 3 дБ, отсутствуют "слепые" фазы, при этом второе устройство СДЦ может отсутствовать.

Таким образом, предлагаемое устройство СДЦ позволяет однозначно непосредственно измерять частоту Доплера цели /скорость цели/ до частоты повторения F_п в отличие от всех других устройств СДЦ с обработкой по видеочастоте, обеспечивающих однозначное измерение частоты Доплера только до половины частоты повторения F_п/2.

Это устройство СДЦ обеспечивает квадратурную обработку сигналов без второго квадратурного устройства СДЦ, а также дает возможность определить знак частоты Доплера, т.е. направление движения цели.

Предлагаемое устройство и его элементы были подвергнуты экспериментальной проверке. Проверка была произведена как применительно к обычному устройству СДЦ (со схемой череспериодной компенсации (ЧПК) с синусквадратной характеристикой), так и применительно к ФСДЦ. Для устройства СДЦ с вычитанием на видеочастоте (ЧПК) был спроектирован ШПВФ с полосой пропускания до 3 МГц. в этой полосе обеспечивалась точность сдвига 90±10^o, неравномерность частотной характеристики приблизительно 2дБ. Для первоначальной проверки в составе ОБП ФСДЦ использовался ШПФ с полосой до 10кГц, в котором обеспечивалась точность 90±1^o, неравномерность частотной характеристики приблизительно 0,5 дБ. Фазовый выравниватель был построен на мостовых фазовых звеньях.

Квадратурные видеосигналы имитировались с помощью 4-фазного звукового генератора и импульсных ключей. Изменение знака частоты Доплера имитировалось переключением фазы входных сигналов 0-90^o на 0-270^o. Эффект расширения зоны однозначного определения частоты Доплера до F_п), т.е. эффект получения новой стробоскопической пилообразной ломаной /фиг.2,б, в/ определялся прямым замером частоты огибающей на выходе сумматоров, на выходе ФДЧ в ФСДЦ и на выходе ГРЖДЧ двукратной ЧПК, т.е. на входе схемы взятия модуля. Для фильтрации компонент выше F_п в двукратном устройстве СДЦ использовался ФНЧ фильтрового устройства СДЦ.

Проверки производились в режиме непрерывной последовательности входных сигналов, что позволило для измерения частоты Доплера (частоты огибающей) использовать обычный цифровой частотомер.

Измерения показали, что частота огибающей проходит точку F_п)/2, т.е. обычный стробоскопический эффект преодолен. Однозначный замер частоты огибающей достигал примерно 90% F_п. Дальнейшие показания становились неопределенными, что объяснялось конечной крутизной ската ФНЧ. Попытка еще более приблизиться к F_п путем повышения порядка ФНЧ не производились, так как новая стробоскопическая пилообразная ломаная (фиг.2,б, в) была полностью подтверждена. Эффективность квадратурной обработки проверялась как по выходу формирователя однополосных сигналов в обоих устройствах СДЦ по анализатору спектра, где наблюдалось одновременно с подавлением одной боковой удвоение величины другой, так и непосредственно по выходным видеосигналам устройств СДЦ, т.е. по остаткам низкочастотной модуляции в точках "слепых" фаз ("полуслепых" скоростей) (фиг. 5,в, г).

В обоих случаях остаток не превышал 20 25 дБ, т.е. была получена эффективность квадратурной обработки не хуже, чем в обычных двухполосных устройствах СДЦ.

Изменение знака частоты Доплера и перехода с f_д на F_п - f_д проверялось по анализатору спектра.

Скоростные характеристики обоих устройств СДЦ проверялись обычным образом и соответствовали описанным выше.

Была также проведена проверка устройства СДЦ в режиме вобуляции частоты повторения. Проверка производилась по анализатору спектра и по выходам устройств и подтвердила их работоспособность и новые свойства и в этом режиме.

Предлагаемое устройство СДЦ (ОБП СДЦ, ОБП ФСДЦ) может найти применение в РЛС с постоянной частотой повторения или в РЛС, имеющих такой режим наряду с режимом вобуляции частоты повторения. В этих РЛС (режимах), несмотря на высокую частоту повторения, диапазон однозначного измерения частоты Доплера (скорости цели) может оказаться недостаточным и приходится применять вобуляцию частоты повторения, что ухудшает параметры устройства СДЦ и РЛС в целом.

Применение устройства ОБП СДЦ (ОБП ФСДЦ), удваивающего диапазон однозначного измерения частоты Доплера, позволяет в этих случаях не использовать вобуляцию частоты повторения, улучшая параметры устройства СДЦ. Одновременно увеличивается точность измерения частоты Доплера, так как в режиме вобуляции величина спектральных линий падает, а их ширина увеличивается.

Устройство ОБП СДЦ (ОБП ФСДЦ), обеспечивая квадратурную обработку, дает ощутимую (примерно в 1,5-2 раза) аппаратурную выгоду. Устройство ОБП СДЦ (ОБП ФСДЦ) при необходимости может обеспечивать определение знака частоты Доплера цели, т.е. определить направление движения цели. Однополосное устройство СДЦ может быть использовано в устройстве распознавания целей.

Устройства ОБП СДЦ (ОБП ФСДЦ) сопрягаются с режимом вобуляции частоты повторения, обеспечивающим более широкий диапазон однозначного измерения частоты Доплера. При работе в режиме вобуляции частоты повторения эффект однополосной обработки и соответственно эффект квадратурной обработки без второго устройства СДЦ и способность определять знак частоты Доплера также сохраняются. Этот факт существенно расширяет диапазон возможного применения предлагаемого устройства.

Предлагается устройство селекции движущихся целей с квадратурными входными видеосигналами, отличающееся тем, что в него введен входной блок формирования однополосного видеосигнала. Устройство СДЦ с таким блоком образует устройство СДЦ с одной боковой полосой - ОБП СДЦ. В результате введения блока формирования однополосного видеосигнала устройство СДЦ приобретает следующие свойства: диапазон однозначного измерения частоты Доплера на постоянной частоте повторения удваивается и достигает частоты повторения, в то время как все существующие СДЦ с обработкой на видеочастоте позволяют определить частоту Доплера только до половины частоты повторения. Устройство обеспечивает квадратурную обработку /устранение "слепых" фаз/ без второго блока СДЦ. Устройство может обеспечить измерение знака частоты Допплера цели /направление движения цели/. Последние два свойства обеспечиваются и в режиме вобуляции частоты повторения. Блок формирования однополосного видеосигнала может быть использован во всех устройствах селекции движущихся целей и импульсно-доплеровских устройствах. 1 з.п. ф-лы, 8 ил.

1. Устройство селекции движущихся целей с квадратурными видеосигналами, модулированными частотой Доплера, содержащее гребенчатый режекторный фильтр доплеровских частот, отличающееся тем, что в него введен блок формирования импульсных однополосных видеосигналов, причем входные квадратурные видеосигналы подключены к входам блока формирования импульсных однополосных видеосигналов, выход блока формирования импульсных однополосных видеосигналов подключен к входу гребенчатого режекторного фильтра доплеровских частот, выход которого является выходом устройства. 2. Устройство по п.1, отличающееся тем, что блок формирования импульсных однополосных видеосигналов содержит последовательно включенные широкополосный видеофазовращатель на 90^o, двухвходовый сумматор и фазовый выравниватель, причем первый вход блока формирования импульсных однополосных видеосигналов является входом первого квадратурного видеосигнала и первым входом широкополосного видеофазовращателя, второй вход блока формирования импульсных однополосных видеосигналов является входом второго квадратурного видеосигнала и вторым входом широкополосного видеофазовращателя, первый выход широкополосного видеофазовращателя подключен к первому входу сумматора, второй выход широкополосного видеофазовращателя подключен к второму входу сумматора, выход сумматора подключен к входу фазового выравнивателя, выход которого является выходом блока формирования импульсных однополосных видеосигналов.