СПОСОБ ДИСТАНЦИОННОГО ОБНАРУЖЕНИЯ РАДИОАКТИВНЫХ ВЫБРОСОВ В АТМОСФЕРУ Российский патент 2009 года по МПК G01S13/95 

Предлагаемые способ и устройство относятся к области радиолокации, в частности к радиотехническим измерениям параметров ионосферы методом некогерентного рассеяния с использованием эффекта Фарадея, и могут быть использованы для определения концентрации электронов в заданном слое ионосферной плазмы, которая зависит от наличия и концентрации радиоактивных примесей в наблюдаемой зоне атмосферы, например, над атомной электростанцией.

Проблема дистанционного контроля радиоактивных выбросов в атмосферу является одной из главных проблем радиоэкологического мониторинга радиоактивного загрязнения окружающей среды.

Известны способы и устройства дистанционного определения состояния наблюдаемой зоны атмосферы (авт. свид. СССР №№809020, 836611, 1.027.661, 1.107.079, 1.111.582, 1.128.211, 1.146.616, 1.608.597, 1.611.701, 1.679.426; патенты РФ №№2.018.872, 2.020.512, 2.020.513, 2.161.808, 2.251.713, 2.254.262; патенты США №№4.333.223, 5.621.410, 6.061.013, 6.473.025; патент Германии №1.548.490; патент WO 94/01.790; Григоренко Е.И. «Исследования ионосферы по наблюдениям эффекта Фарадея при некогерентном рассеянии радиоволн». Сб. «Ионосферные исследования», №27, М.: Сов. радио, 1979, с.6-73; Ткачева Г.Н., Карлова В.Д. «Измерение разности фаз между обыкновенными и необыкновенными компонентами сигнала, рассеянного на типовых флюктуациях электронной концентрации ионосферы». Сб. «Вестник» ХПИ, №183, г.Харьков, 1981 и другие).

Из известных способов и устройств наиболее близкими к предлагаемым являются «Способ определения электронной концентрации в заданной области ионосферы и устройство для его осуществления» (патент РФ №2.208.814, G01S 13/95, 2001), которые и выбраны в качестве прототипов.

Электронную концентрацию в заданной области ионосферы по известному способу определяют путем формирования направленного импульсного излучения плоскополяризованной электромагнитной волны с несущей частотой f_c. Когда плоскополяризованная электромагнитная волна отражается от ионизированной зоны, на которую воздействует внешнее магнитное поле Земли, то она разделяется на две независимые составляющие, которые в общем случае имеют эллиптическую поляризацию с противоположными направлениями вращения. На частотах дециметрового диапазона обе составляющие, которые носят названия обыкновенной и необыкновенной волны, имеют круговую поляризацию. Обе волны распространяются в ионизированной среде с различными скоростями, вследствие чего фазовые соотношения между этими волнами непрерывно изменяются. Это явление обычно называется эффектом Фарадея, из-за которого отраженный сигнал испытывает вращение плоскости поляризации. Угол поворота плоскости поляризации, который определяется разной скоростью распространения обыкновенной и необыкновенной волн, находится из соотношения

,

где φ₁, φ₂ - фазовые запаздывания обыкновенной (вращение плоскости поляризации по часовой стрелке) и необыкновенной (вращение плоскости поляризации против часовой стрелки) волн соответственно.

В процессе некогерентного рассеяния ионизированной зоны атмосферы на результат измерения разности фаз оказывает влияние нестабильность амплитуды и несущей частоты отраженного сигнала.

Известные способ и устройство обеспечивают подавление ложных сигналов (помех), принимаемых по зеркальному и комбинационным каналам.

Однако кроме указанных каналов существуют и интермодуляционные каналы и канал прямого прохождения.

Если частота f_п помехи близка или равна промежуточной частоте , то образуется канал прямого прохождения. Для данной помехи элементы приемника являются простыми передаточными звеньями.

Если два мощных сигнала (помехи) на частотах f₁ и f₂ или несколько мощных сигналов (помех) одновременно появляются в полосе частот Δf_п1 «слева» от полосы пропускания Δf_п приемника, то они способны образовать интермодуляционные помехи, которые попадают в полосу пропускания Δf_п приемника.

Если два мощных сигнала (помехи) на частотах f₃ и f₄ или несколько мощных сигналов (помех) одновременно появляются в полосе частот Δf_п2 «справа» от полосы пропускания Δf_п приемника, то они способны образовать интермодуляционные помехи, которые попадают в полосу пропускания Δf_п приемника.

Наличие ложных сигналов (помех), принимаемых по интермодуляционным каналам и каналу прямого прохождения, приводит к снижению помехоустойчивости и точности измерения фазового сдвига Δφ между обыкновенной и необыкновенной компонентами отраженного сигнала.

Технической задачей изобретения является повышение помехоустойчивости и точности измерения фазового сдвига между обыкновенной и необыкновенной компонентами отраженного сигнала путем подавления ложных сигналов (помех), принимаемых по интермодуляционным каналам и каналу прямого прохождения.

Поставленная задача решается тем, что способ дистанционного обнаружения радиоактивных выбросов в атмосферу, включающий, в соответствии с ближайшим аналогом, направленное импульсное излучение плоскополяризованной электромагнитной волны с несущей частотой f_c, прием обыкновенной и необыкновенной компонент сигнала некогерентного рассеяния ионосферы, преобразование компонентов отраженного сигнала с левой круговой поляризацией по частоте, выделение первого напряжения промежуточной частоты, сдвиг по фазе на 90° напряжения гетеродина, использование его для преобразования по частоте компонентов отраженного сигнала с левой круговой поляризацией, выделение второго напряжения промежуточной частоты, сдвиг его по фазе на 90°, суммирование с первым напряжением промежуточной частоты, перемножение суммарного напряжения промежуточной частоты с компонентой отраженного сигнала с левой круговой поляризацией, выделение гармонического напряжения на частоте f_г гетеродина, детектирование его, использование продетектированного напряжения для разрешения перемножения суммарного напряжения промежуточной частоты с компонентой отраженного сигнала с правой круговой поляризацией, выделение гармонического напряжения на стабильной частоте f_г гетеродина, ограничение его амплитуды, измерение разности фаз на стабильной частоте f_г гетеродина, вычисление электронной концентрации по формуле

,

где M(r) - известная продольная составляющая геомагнитного поля Земли;

r - дальность до ионизированной зоны ионосферы;

С - скорость света;

t₁, t₂ - моменты времени, соответствующие задержкам сигнала, отраженного от передней и дальней границ ионизированной зоны,

сравнение вычисленного значения электронной концентрации N_c(r) с эталонным значением электронной концентрации N_э(r) и по результатам сравнения принятие решения о наличии и концентрации радиоактивных примесей в заданной области пространства, отличается от ближайшего аналога тем, что перед преобразованием компоненты отраженного сигнала с левой круговой поляризацией на частоте выделяют ложный сигнал, частота которого близка или равна промежуточной частоте, инвертируют его по фазе, суммируют с исходным ложным сигналом и компенсируют его, выделяют два или более ложных сигналов в полосе частот Δf_п1 «слева» от полосы пропускания Δf_п приемника, которые способны образовать интермодуляционные помехи, попадающие в полосу пропускания Δf_п приемника, инвертируют их по фазе, суммируют с исходными ложными сигналами и компенсируют их, выделяют два или более ложных сигналов в полосе частот Δf_п2 «справа» от полосы пропускания Δf_п приемника, которые способны образовать интермодуляционные помехи, попадающие в полосу пропускания Δf_п приемника, инвертируют их по фазе, суммируют с исходными ложными сигналами и компенсируют их.

Поставленная задача решается тем, что устройство для дистанционного обнаружения радиоактивных выбросов в атмосферу, содержащее, в соответствии с ближайшим аналогом, последовательно включенные синхронизатор, передатчик и передающую антенну плоскополяризованной волны, последовательно включенные первую приемную антенну, приемник сигналов с правой круговой поляризацией, первый ключ, второй вход которого через блок временной задержки соединен с вторым выходом синхронизатора, первый перемножитель, первый узкополосный фильтр, амплитудный ограничитель, фазометр, второй вход которого соединен с вторым выходом гетеродина, вычислительный блок, блок сравнения, второй ключ, второй вход которого соединен с выходом вычислительного блока, и индикатор, последовательно включенные вторую приемную антенну и приемник сигналов с левой круговой поляризацией, последовательно включенные гетеродин, первый смеситель, первый усилитель промежуточной частоты, первый сумматор, второй перемножитель, второй узкополосный фильтр, амплитудный детектор и третий ключ, второй вход которого соединен с выходом первого сумматора, а выход подключен к второму входу первого перемножителя, последовательно подключенные к второму выходу гетеродина первый фазовращатель на 90°, второй смеситель, второй усилитель промежуточной частоты и второй фазовращатель на 90°, выход которого соединен с вторым входом первого сумматора, отличается от ближайшего аналога тем, что оно снабжено тремя полосовыми фильтрами, тремя фазоинверторами, вторым, третьим и четвертым сумматорами, причем к выходу приемника сигналов с левой круговой поляризацией последовательно подключены первый полосовой фильтр, первый фазоинвертор, второй сумматор, второй вход которого соединен с выходом приемника сигналов с левой круговой поляризацией, второй полосовой фильтр, второй фазоинвертор, третий сумматор, второй вход которого соединен с выходом второго сумматора, третий полосовой фильтр, третий фазоинвертор и четвертый сумматор, второй вход которого соединен с выходом третьего сумматора, а выход подключен к вторым входам второго перемножителя, первого и второго смесителей.

Сущность предлагаемого способа основана на подавлении ложных сигналов (помех), принимаемых по зеркальному, комбинационным, интермодуляционным каналам и каналу прямого прохождения. При этом для подавления ложных сигналов (помех), принимаемых по зеркальному, первому комбинационному и интермодуляционным каналам, а также по каналу прямого прохождения, используется фазокомпенсационный метод, а для подавления ложных сигналов (помех), принимаемых по второму комбинационному каналу, используется метод узкополосной фильтрации.

Предлагаемый способ реализуется устройством, структурная схема которого представлена на фиг.1. Частотные диаграммы, поясняющие принцип образования дополнительных каналов приема, изображены на фиг.2, 3 и 4.

Устройство содержит последовательно включенные синхронизатор 1, передатчик 2 и передающую антенну 3 плоскополяризованной волны, последовательно включенные первую приемную антенну 5, приемник 7 сигналов с правой круговой поляризацией, первый ключ 9, второй вход которого через блок 4 временной задержки соединен с вторым выходом синхронизатора 1, первый перемножитель 13, первый узкополосный фильтр 14, амплитудный ограничитель 15, фазометр 16, второй вход которого соединен с вторым выходом гетеродина 10, вычислительный блок 17, блок 18 сравнения, второй ключ 19, второй вход которого соединен с выходом вычислительного блока 17, и индикатор 20, последовательно включенные вторую приемную антенну 6, приемник 8 сигналов с левой круговой поляризацией, первый полосовой фильтр 30, первый фазоинвертор 31, второй сумматор 32, второй вход которого соединен с выходом приемника 8 сигналов с левой круговой поляризацией, второй полосовой фильтр 33, второй фазоинвертор 34, третий сумматор 35, второй вход которого соединен с выходом второго сумматора 32, третий полосовой фильтр 36, третий фазоинвертор 37, четвертый сумматор 38, второй вход которого соединен с выходом третьего сумматора 35, первый смеситель 11, второй вход которого соединен с первым выходом гетеродина 10, первый усилитель 12 промежуточной частоты, первый сумматор 25, второй перемножитель 26, второй вход которого соединен с выходом четвертого сумматора 38, второй узкополосный фильтр 27, амплитудный детектор 28 и третий ключ 29, второй вход которого соединен с выходом первого сумматора 25, а выход подключен к второму входу первого перемножителя 13, последовательно подключенные к второму выходу гетеродина 10 первый фазовращатель 21 на 90°, второй смеситель 22, второй вход которого соединен с выходом четвертого сумматора 38, второй усилитель 23 промежуточной частоты и второй фазовращатель 24 на 90°, выход которого соединен с вторым входом первого сумматора 25.

Предлагаемый способ реализуется следующим образом.

Блок синхронизации 1 формирует стабильные прямоугольные видеоимпульсы с известным периодом следования T_сл и длительностью T_и, которые периодически запускают передатчик 2. Последний формирует высокочастотный зондирующий сигнал с плоской поляризацией:

U_c(t)=V_c·cos(2π·f_c·t+φ_c), 0<t<T_и,

где V_c, f_c, φ_c, T_и - амплитуда, несущая частота, начальная фаза и длительность зондирующего сигнала,

который через передающую антенну 3 излучается в направлении заданной зоны атмосферы. Отраженный сигнал принимается приемными антеннами 5 и 6. При этом приемная антенна 5 восприимчива только к сигналу с правой круговой поляризацией (обыкновенная компонента), а антенна 6 - только к сигналу с левой круговой поляризацией (необыкновенная компонента). На выходе приемников 7 и 8 образуются сигналы

U_o(t)=V_o(t)·cos[2π·(f_c±Δf)·t+φ₁],

U_н(t)=V_н(t)·cos[2π·(f_c±Δf)·t+φ₂], 0<t<T_и

где индексы "О" и "Н" относятся соответственно к обыкновенной и необыкновенной волнам;

V_o(t), V_н(t) - огибающие обыкновенной и необыкновенной волн;

±Δf - нестабильность несущей частоты, обусловленной некогерентным рассеянием ионизированной среды.

Сигнал U_o(t) с выхода приемника 7 и через ключ 9 поступает на первый вход перемножителя 13. Чтобы измеряемая разность фаз соответствовала заранее выбранной дальности, перемножитель 13 стробируется по времени с помощью ключа 9, на управляющий вход которого поступают короткие прямоугольные импульсы от блока 4 временной задержки.

Сигнал U_н(t) с выхода приемника 8 поступает на первые входы смесителей 11 и 22, на вторые входы которых подаются напряжения гетеродина 10 со стабильной частотой f_г:

U_г1(t)=V_г·cos(2π·f_г·t+φ_г),

U_г2(t)=V_г·cos(2π·f_г·t+φ_г+90°),

где V_г, f_г, φ_г - амплитуда, частота и начальная фаза напряжения гетеродина.

На выходе смесителей 11 и 22 образуются напряжения комбинационных частот. Усилителями 12, 23 выделяются напряжения промежуточной (разностной) частоты:

U_пр1(t)=V_пр(t)·cos[2π·(f_пр±Δf)·t+φ_пр],

U_пр2(t)=V_пр(t)·cos[2π·(f_пр±Δf)·t+φ_пр-90°], 0<t<T_и

где ;

K₁ - коэффициент передачи перемножителя;

f_пр=f_c-f_г - промежуточная частота;

φ_пр=φ₂-φ_г

Напряжение U_пр{t) с выхода усилителя 23 промежуточной частоты поступает на вход фазовращателя 24 на 90°, на выходе которого образуется напряжение U_пр3(t)=V_пр(t)·cos[2π·(f_пр±Δf)·t+φ_пр-90°+90°]=V_пр(t)·cos[2π·(f_пр±Δf)·t+φ_пр], 0<t<T_и.

Напряжения U_пр1(f) и U_пр3(t) поступают на два входа сумматора 25, на выходе которого образуется суммарное напряжение

U_Σ(t)=V_Σ(t)·cos[2π·(f_пр±Δf)·t+φ_пр], 0<t<T_и,

где V_Σ(t)=2V_пр(t).

Напряжение U_Σ(t)c выхода сумматора 25 поступает на второй вход перемножителя 26, на второй вход которого поступает принимаемый сигнал U_н(t). На выходе последнего образуется гармоническое напряжение

U₁(t)=V₁·cos(2π·f_г·t+φ_г], 0<t<T_и,

где

К₂ - коэффициент передачи перемножителя.

Так как частота настройки f_н2 узкополосного фильтра 27 выбрана равной частоте f_г гетеродина 10, то гармоническое напряжение выделяется узкополосным фильтром 27, детектируется амплитудным детектором 28 и поступает на управляющий вход ключа 29, открывая его. В исходном состоянии ключи 19 и 29 всегда закрыты. Напряжение U_Σ(t) с выхода сумматора 25 через открытый ключ 29 поступает на второй вход перемножителя 13. На выходе последнего образуется гармоническое напряжение

U₂(t)=V₂·cos(2π·f_г·t+φ_г+Δφ], 0<t<T_и

где ;

Δφ=φ₂-φ₁,

которое выделяется узкополосным фильтром 14, частота настройки f_н которого выбирается равной частоте f_г гетеродина 10, и поступает на вход амплитудного ограничителя 15. На выходе последнего образуется напряжение

U₃(t)=V_огр·cos(2π·f_г·t+φ_г+Δφ), 0<t<T_и

где V_огр - порог ограничения, которое поступает на первый вход фазометра 16, на второй вход которого подается напряжение U_г(t} гетеродина 10. Измеренное значение разности фаз между необыкновенной и обыкновенной компонентами отраженного сигнала

Δφ=φ₂-φ₁

с выхода фазометра 16 поступает на вход вычислительного блока 17, где определяется электронная концентрация заданной зоны атмосферы по формуле

где M(r) - известная продольная составляющая геомагнитного поля Земли;

r - дальность до ионизированной зоны ионосферы;

С - скорость света;

t₁, t₂ - моменты времени, соответствующие задержкам сигнала, отраженного от передней и дальней границ ионизированной зоны.

В блоке 18 сравнения осуществляется сравнение вычисленной электронной концентрации N_c(r) с эталонной электронной концентрацией N_э(r). Если N_c(r)>N_э(r), то это обстоятельство является признаком присутствия в заданной зоне атмосферы радиоактивных примесей. При выполнении неравенства N_c(r)>N_э(r) в блоке 18 сравнения формируется постоянное напряжение, которое поступает на управляющий вход ключа 19, открывая его. При этом вычисленная электронная концентрация N_c(r) фиксируется в индикаторе 20.

Описанная выше работа устройства соответствует приему полезного сигнала, U_н(t) по основному каналу на частоте f_с.

Если ложный сигнал (помеха) принимается по зеркальному каналу на частоте f₃

U₃(t)=V₃·cos(2π·f₃·t+φ₃), 0≤t≤T₃,

то усилителями 12 и 23 промежуточной частоты выделяются следующие напряжения:

U_пр4(t)=V_пр4·cos[2π·f_пр·t+φ_пр4],

U_пр5(t)=V_пр4·cos[2π·f_пр·t+φ_пр4+90°], 0≤t≤T₃,

где ;

f_пр=f_г-f₃ - промежуточная частота;

φ_пр4=φ_г-φ₃.

Напряжение U_пр5(t) с выхода усилителя 23 промежуточной частоты поступает на вход фазовращателя 24 на 90°, на выходе которого образуется напряжение

U_пр6(t)=V_пр4·cos[2π·f_пр·t+φ_пр4+90°+90°]=-V_пр4·cos[2π·f_пр·t+φ_пр], 0≤t≤T₃.

Напряжения U_пр4(t) и U_пр6(t), поступающие на два входа сумматора 25, на его выходе компенсируются. Следовательно, ложный сигнал (помеха), принимаемый по зеркальному каналу на частоте f₃, подавляется.

По аналогичной причине подавляется фазокомпенсационным методом и ложный сигнал (помеха), принимаемый по первому комбинационному каналу на частоте f_к1. Если ложный сигнал (помеха) принимается по второму комбинационному каналу на частоте f_к2

U_к2(t)=V_к2·cos(2π·f_к2·t+φ_к2), 0≤t≤T_к2,

то усилителями 12 и 23 промежуточной частоты выделяются следующие напряжения:

U_пр7(t)=V_пр7·cos[2π·f_пр·t+φ_пр7],

U_пр8(t)=V_пр7·cos[2π·f_пр·t+φ_пр7-90°], 0≤t≤T_к2

где ;

f_пр=f_к2-2f_г - промежуточная частота;

φ_пр7=φ_к2-φ_г.

Напряжение U_пр8(t) с выхода усилителя 23 промежуточной частоты поступает на вход фазовращателя 24 на 90°, на выходе которого образуется напряжение

U_пр9(t)=V_пр7·cos[2π·f_пр·t+φ_пр7-90°+90°]=V_пр7·cos[2π·f_пр·t+φ_пр7], 0≤t≤T_к2.

Напряжения U_пр7(t) и U_пр8(t) поступают на два входа сумматора 25, на выходе которого образуется суммарное напряжение

U_Σ1(t)=V_Σ1·cos[2π·f·t+φ_пр7], 0≤t≤T_к2,

где V_Σ1(t)=2V_пр7.

Напряжение U_Σ1(t) с выхода сумматора 25 поступает на первый вход перемножителя 26, на второй вход которого поступает принимаемый сигнал U_к2(t) с выхода приемника 8. На выходе последнего образуется гармоническое напряжение

U₄(t)=V₄·cos(4π·f_г·t+φ_г), 0≤t≤T_к2,

где ,

которое не попадает в полосу пропускания узкополосного фильтра 27.

Ключ 29 не открывается, и ложный сигнал (помеха), принимаемый по второму комбинационному каналу на частоте f_к2, подавляется.

Если ложный сигнал (помеха) принимается по каналу прямого прохождения на промежуточной частоте

U_п(t)=V_п·cos(2π·f_пр·t+φ_п), 0≤t≤T_п,

то с выхода приемника 8 он поступает на первый вход сумматора 32, выделяется полосовым фильтром 30, настроенным на промежуточную частоту f_пр, и инвертируется по фазе на 180° в фазоинверторе 31

U_п′(t)=-V_п·cos(2π·f_пр·t+φ_п), 0≤t≤T_п.

Напряжения U_п(t) и U_п′(t), поступающие на два входа сумматора 32, на его выходе компенсируются.

Следовательно, ложный сигнал (помеха), принимаемый по каналу прямого прохождения на промежуточной частоте f_пр, подавляется фильтром-пробкой, состоящим из полосового фильтра 30, фазоинвертора 31 и сумматора 32 и реализующим фазокомпенсационный метод.

Если два мощных сигнала (помехи) на частотах f₁ и f₂ или несколько мощных сигналов (помех) появляются одновременно в полосе частот Δf_п1 «слева» от полосы пропускания Δf_п приемника 8, способные образовать интермодуляционные помехи (фиг.3), то они поступают на первый вход сумматора 35, выделяются полосовым фильтром 33, инвертируются по фазе на 180° фазоинвертором 34 и компенсируются в сумматоре 35. При этом частота настройки f_н1 и полоса пропускания Δf_п1 полосового фильтра 33 выбираются следующим образом:

Следовательно, ложные сигналы (помехи), принимаемые в полосе частот Δf_п1 и образующие интермодуляционные помехи, подавляются фильтром-пробкой, состоящим из полосового фильтра 33, фазоинвертора 34 и сумматора 35 и реализующим фазокомпенсационный метод.

Если два мощных ложных сигнала (помехи) на частотах f₃ и f₄ или несколько мощных сигналов (помех) одновременно появляются в полосе частот Δf_п2 «справа» от полосы пропускания Δf_п приемника 8, способные образовать интермодуляционные помехи, попадающие в полосу пропускания Δf приемника 8, то они поступают на первый вход сумматора 38, выделяются полосовым фильтром 36, инвертируются по фазе на 180° фазоинвертором 37 и компенсируются в сумматоре 38 (фиг.4). При этом частота настройки f_н2 и полоса пропускания Δf_п2 полосового фильтра 36 выбираются следующим образом:

Следовательно, ложные сигналы (помехи), принимаемые в полосе частот Δf_п2 и образующие интермодуляционные помехи, попадающие в полосу пропускания Δf_п приемника 8, подавляются фильтром-пробкой, состоящим из полосового фильтра 36, фазоинвертора 37 и сумматора 38 и реализующим фазокомпенсационный метод.

Таким образом, предлагаемые способ и устройство по сравнению с прототипами и другими техническими решениями аналогичного назначения обеспечивают повышение помехоустойчивости и точности измерения фазового сдвига между обыкновенной и необыкновенной компонентами отраженного сигнала. Это достигается подавлением ложных сигналов (помех), принимаемых не только по зеркальному и комбинационным каналам, но и по интермодуляционным каналам и каналу прямого прохождения. Причем для подавления ложных сигналов (помех), принимаемых по зеркальному, первому комбинационному каналу, каналу прямого прохождения и интермодуляционным каналам, используется фазокомпенсационный метод. А для подавления ложных сигналов (помех), принимаемых по второму комбинационному каналу, используется метод узкополосной фильтрации.

Наличие радиоактивных примесей и их концентрация в заданной зоне атмосферы оценивается по разности фаз Δφ между обыкновенной и необыкновенной составляющими отраженного сигнала, которая измеряется с высокой точностью. Это обеспечивается тем, что указанная разность фаз измеряется на стабильной частоте f_г гетеродина 10 и подавляются дополнительные каналы приема ложных сигналов (помех).

Поэтому процесс измерения инвариантен к нестабильности амплитуды и несущей частоты отраженного сигнала, возникающих при некогерентном расстоянии зондирующего сигнала линейной поляризации ионизированной областью атмосферы, и к воздействию помех.

Предлагаемый способ относится к области радиолокации, в частности к радиотехническим измерениям параметров ионосферы методом некогерентного рассеяния с использованием эффекта Фарадея, и может быть использован для определения концентрации электронов в заданном слое ионосферной плазмы, которая зависит от наличия и концентрации радиоактивных примесей в наблюдаемой зоне атмосферы, например над атомной электростанцией. Достигаемым техническим результатом изобретения является повышение помехоустойчивости и точности измерения фазового сдвига между обыкновенной и необыкновенной компонентами отраженного сигнала. Указанный результат достигается путем подавления ложных сигналов (помех), принимаемых по интермодуляционным каналам и каналу прямого прохождения. 4 ил.

Способ дистанционного обнаружения радиоактивных выбросов в атмосферу, включающий направленное импульсное излучение плоскополяризованной электромагнитной волны с несущей частотой f_c, прием компонент отраженного сигнала с правой и левой круговой поляризацией некогерентного рассеяния ионосферы, преобразование компоненты отраженного сигнала с левой круговой поляризацией по частоте, выделение первого напряжения промежуточной частоты, сдвиг по фазе на 90° напряжения гетеродина, использование его для преобразования по частоте компоненты отраженного сигнала с левой круговой поляризацией, выделение второго напряжения промежуточной частоты, сдвиг его по фазе на 90°, суммирование с первым напряжением промежуточной частоты, перемножение суммарного напряжения промежуточной частоты с компонентой отраженного сигнала с левой круговой поляризацией, выделение гармонического напряжения на частоте f_г гетеродина, детектирование его, использование продетектированного напряжения для разрешения перемножения суммарного напряжения промежуточной частоты с компонентой отраженного сигнала с правой круговой поляризацией, выделение гармонического напряжения на частоте f_г гетеродина, ограничение его по амплитуде, измерение разности фаз Δφ=φ₂-φ₁ соответственно между компонентами отраженного сигнала с правой и левой круговой поляризацией на стабильной частоте f_г гетеродина, вычисление электронной концентрации по формуле

где М(r) - известная продольная составляющая геомагнитного поля Земли;
r - дальность до ионизированной зоны ионосферы;
С - скорость света;
t₁, t₂ - моменты времени, соответствующие задержкам сигнала, отраженного от передней и дальней границ ионизированной зоны,
сравнение вычисленного значения электронной концентрации N_c(r) с эталонным значением электронной концентрации N_э(r) и по результатам сравнения принятие решения о наличии и концентрации радиоактивных примесей в заданной области пространства, отличающийся тем, что перед преобразованием компоненты отраженного сигнала с левой круговой поляризацией по частоте выделяют ложный сигнал, частота которого близка или равна промежуточной частоте, инвертируют его по фазе, суммируют с исходным ложным сигналом и компенсируют его, выделяют два или более ложных сигналов в полосе частот Δf_п1 «слева» от полосы пропускания Δf_п приемника, которые способны образовать интермодуляционные помехи, попадающие в полосу пропускания Δf_п приемника, инвертируют их по фазе, суммируют с исходными ложными сигналами и компенсируют их, выделяют два или более ложных сигналов в полосе частот Δf_п2 «справа» от полосы пропускания Δf_п приемника, которые способны образовать интермодуляционные помехи, попадающие в полосу пропускания Δf_п приемника, инвертируют их по фазе, суммируют с исходными ложными сигналами и компенсируют их.