СПОСОБ И УСТРОЙСТВО ДЛЯ ПЕРЕДАЧИ ОПОРНОГО СИГНАЛА НИСХОДЯЩЕЙ ЛИНИИ СВЯЗИ В СИСТЕМЕ БЕСПРОВОДНОЙ СВЯЗИ, ПОДДЕРЖИВАЮЩЕЙ МНОЖЕСТВО АНТЕНН Российский патент 2014 года по МПК H04B7/04 

Область техники, к которой относится изобретение

Настоящее изобретение относится к системе беспроводной связи, в частности к способу и аппаратуре для передачи опорного сигнала нисходящей линии связи в системе беспроводной связи, поддерживающей множество антенн.

Уровень техники

Система с Множеством Входов/Множеством Выходов (MIMO) относится к системе для повышения эффективности передачи/приема данных, используя множество передающих антенн и множество принимающих антенн. Технология MIMO включает в себя схему пространственного разнесения и схему пространственного мультиплексирования. Схема пространственного разнесения приемлема для передачи данных оборудования пользователя (UE), которое перемещается с большой скоростью, поскольку посредством коэффициента усиления при разнесенном приеме повышается надежность приема или увеличивается радиус соты. Схема пространственного мультиплексирования может увеличить скорость переноса данных без увеличения ширины полосы системы посредством одновременной передачи разных данных.

В системе MIMO каждая передающая антенна обладает независимым каналом данных. Передающая антенна может быть виртуальной антенной или физической антенной. Приемник оценивает канал для каждой передающей антенны и принимает данные, переданные от каждой передающей антенны. Оценка канала относится к процессу компенсации искажения сигнала из-за затухания, чтобы восстановить принятый сигнал. Затухание относится к явлению, при котором интенсивность сигнала быстро меняется из-за задержки при многолучевом распространении и временной задержки в среде системы беспроводной связи. Для оценки канала необходим опорный сигнал, известный как передатчику, так и приемнику. Опорный сигнал (RS) может упоминаться как пилот-сигнал в соответствии со стандартом.

Опорным сигналом нисходящей линии связи является пилот-сигнал для когерентной демодуляции, как, например, Физический Совместно Используемый Канал Нисходящей Линии Связи (PDSCH), Физический Канал Индикатора Формата Управления (PCFICH), Физический Канал Гибридного Индикатора (PHICH) и Физический Канал Управления Нисходящей Линии Связи (PDCCH). Опорный сигнал нисходящей линии связи включает в себя Общий Опорный Сигнал (CRS), совместно используемый всеми UE в соте, и Выделенный Опорный Сигнал (DRS) для конкретного UE. CRS может именоваться задаваемым для соты опорным сигналом. DRS может именоваться задаваемым для UE опорным сигналом или Опорным Сигналом Демодуляции (DMRS).

В системе с конфигурацией антенн (например, в системе в соответствии со стандартом LTE-A, поддерживающим восемь передающих антенн), разработанной в качестве расширения существующей системы связи (например, системы, основанной на стандартах LTE Версии 8 или 9), поддерживающей четыре передающие антенны, для совершенствования схемы передачи и обеспечения эффективного управления опорным сигналом была рассмотрена основанная на DMRS демодуляция данных. То есть, для того чтобы обеспечить передачу данных посредством дополнительных антенн, могут определяться DMRS для двух или более уровней. Поскольку DMRS предварительно кодируются с использованием того же кодера предварительного кодирования, что и для данных, то существует возможность простой оценки информации о канале для демодуляции данных на принимающей стороне без выделения информации предварительного кодирования.

Принимающая сторона нисходящей линии связи может получить предварительно кодированную информацию о канале применительно к расширенной конфигурации антенн посредством DMRS. Однако для получения предварительно не кодированной информации о канале в дополнение к DMRS требуются отдельные опорные сигналы. В системе, основанной на стандарте LTE-A, могут определяться опорные сигналы для получения Информации о Состоянии Канала (CSI) на принимающей стороне, т.е. CSI-RS.

Раскрытие изобретения

Техническая задача

Цель настоящего изобретения, направленного на решение задачи, заключается в способе и устройстве для передачи Опорных Сигналов Информации о Состоянии Канала (CSI-RS) по Ресурсным Элементам (RE) нисходящей линии связи, чтобы эффективно выполнять оценку канала на принимающей стороне нисходящей линии связи при передаче по схеме с Множеством Входов/Множеством Выходов (MIMO).

Техническое решение

Цель настоящего изобретения может быть достигнута предоставлением способа для передачи Опорных Сигналов Информации о Состоянии Канала (CSI-RS) для восьми или менее антенных портов, при этом способ включает в себя этапы, на которых выбирают одну из множества групп Ресурсных Элементов (RE) CSI-RS, определенных в области данных субкадра нисходящей линии связи, и отображают CSI-RS для восьми или менее антенных портов в выбранную группу RE CSI-RS; и передают субкадр нисходящей линии связи, в который отображены CSI-RS для восьми или менее антенных портов, при этом множество групп RE CSI-RS определено таким образом, что пара RE разнесения передачи для данных, передаваемых в субкадре нисходящей линии связи, не нарушается.

Субкадр нисходящей линии связи может иметь конфигурацию с нормальным Циклическим Префиксом (CP), при этом количество групп RE CSI-RS, в которых отображается CSI-RS для восьми антенных портов, может быть равным пяти в рамках одного Ресурсного Блока (RB), и одна группа RE CSI-RS может быть определена на двух смежных позициях поднесущих двух смежных символов Мультиплексирования с Ортогональным Частотным Разделением (OFDM) и других двух отличающихся смежных поднесущих, отделенных от упомянутых двух смежных позиций поднесущих четырьмя поднесущими, на ресурсных элементах, в которых не размещены Общие Опорные Сигналы (CRS) и Опорные Сигналы Демодуляции (DMRS).

Множество групп RE CSI-RS, в которые отображаются CSI-RS для двух антенных портов, или множество групп RE CSI-RS, в которые отображаются CSI-RS для четырех антенных портов, могут определяться как подмножество множества групп RE CSI-RS, в которые отображаются CSI-RS для восьми антенн.

Пять групп RE CSI-RS, в которые отображаются CSI-RS для восьми антенных портов внутри одного RB, могут включать в себя первую группу RE CSI-RS из третьей, четвертой, девятой и десятой поднесущих в шестом и седьмом символах OFDM; вторую группу RE CSI-RS из первой, второй, седьмой и восьмой поднесущих в десятом и одиннадцатом символах OFDM; третью группу RE CSI-RS из третьей, четвертой, девятой и десятой поднесущих в десятом и одиннадцатом символах OFDM; четвертую группу RE CSI-RS из пятой, шестой, одиннадцатой и двенадцатой поднесущих в десятом и одиннадцатом символах OFDM; и пятую группу RE CSI-RS из третьей, четвертой, девятой и десятой поднесущих в тринадцатом и четырнадцатом символах OFDM.

Множество групп RE CSI-RS определяются как позиции RE одной группы RE CSI-RS, сдвинутые во временной и частотной областях по отношению к другой группе RE CSI-RS.

CSI-RS для двух антенных портов из CSI-RS для восьми или менее антенных портов могут мультиплексироваться при помощи схемы Мультиплексирования с Кодовым Разделением (CDM), используя ортогональные коды длиной 2 по двум смежным символам OFDM на одной и той же поднесущей.

В другом субкадре нисходящей линии связи, отличающемся от упомянутого субкадра нисходящей линии связи, CSI-RS для восьми или менее антенных портов отображаются в другую группу RE CSI-RS, исключая одну группу RE CSI-RS, выбранную из множества групп RE CSI-RS для упомянутого субкадра нисходящей линии связи.

В другом аспекте настоящего изобретения предоставляется способ для измерения информации о канале по Опорным Сигналам Информации о Состоянии Канала (CSI-RS) для восьми или менее антенных портов, при этом способ включает в себя этапы, на которых принимают субкадр нисходящей линии связи, в котором CSI-RS для восьми или менее антенных портов отображены в одну группу RE CSI-RS, выбранную из множества групп RE CSI-RS, определенных в области данных субкадра нисходящей линии связи; и измеряют информацию о канале для каждого антенного порта, используя CSI-RS для восьми или менее антенных портов, при этом множество групп RE CSI-RS определено таким образом, что не разрушается пара RE разнесения передачи для данных, передаваемых в субкадре нисходящей линии связи.

Субкадр нисходящей линии связи может иметь конфигурацию с нормальным Циклическим Префиксом (CP), при этом количество групп RE CSI-RS, в которые отображается CSI-RS для восьми антенных портов, может быть равным пяти в рамках одного Ресурсного Блока (RB), и одна группа RE CSI-RS может быть определена на двух смежных позициях поднесущих двух смежных символов Мультиплексирования с Ортогональным Частотным Разделением (OFDM) и других двух отличающихся смежных поднесущих, отделенных от упомянутых двух смежных позиций поднесущих четырьмя поднесущими, на ресурсных элементах, в которых не размещены Общие Опорные Сигналы (CRS) и Опорные Сигналы Демодуляции (DMRS).

Множество групп RE CSI-RS, в которые отображаются CSI-RS для двух антенных портов, или множество групп RE CSI-RS, в которые отображаются CSI-RS для четырех антенных портов, могут определяться как подмножество множества групп RE CSI-RS, в которые отображаются CSI-RS для восьми антенн.

Пять групп RE CSI-RS, в которые отображаются CSI-RS для восьми антенных портов внутри одного RB, могут включать в себя первую группу RE CSI-RS из третьей, четвертой, девятой и десятой поднесущих в шестом и седьмом символах OFDM; вторую группу RE CSI-RS из первой, второй, седьмой и восьмой поднесущих в десятом и одиннадцатом символах OFDM; третью группу RE CSI-RS из третьей, четвертой, девятой и десятой поднесущих в десятом и одиннадцатом символах OFDM; четвертую группу RE CSI-RS из пятой, шестой, одиннадцатой и двенадцатой поднесущих в десятом и одиннадцатом символах OFDM; и пятую группу RE CSI-RS из третьей, четвертой, девятой и десятой поднесущих в тринадцатом и четырнадцатом символах OFDM.

Множество групп RE CSI-RS определяются как позиции RE одной группы RE CSI-RS, сдвинутые во временной и частотной областях по отношению к другой группе RE CSI-RS.

CSI-RS для двух антенных портов из CSI-RS для восьми или менее антенных портов могут мультиплексироваться при помощи схемы Мультиплексирования с Кодовым Разделением (CDM), используя ортогональные коды длиной, равной двум, по двум смежным символам OFDM в одной и той же поднесущей.

В другом субкадре нисходящей линии связи, отличающемся от упомянутого субкадра нисходящей линии связи, CSI-RS для восьми или менее антенных портов отображаются в другую группу RE CSI-RS, исключая одну группу RE CSI-RS, выбранную из множества групп RE CSI-RS для субкадра нисходящей линии связи.

В другом аспекте настоящего изобретения предоставляется базовая станция для передачи Опорных Сигналов Информации о Состоянии Канала (CSI-RS) для восьми или менее антенных портов, при этом базовая станция включает в себя модуль приема, выполненный с возможностью приема сигнала восходящей линии связи от оборудования пользователя; модуль передачи, выполненный с возможностью передачи сигнала нисходящей линии связи оборудованию пользователя; и процессор, выполненный с возможностью управления базовой станцией, включающей в себя модуль передачи и модуль приема, при этом процессор дополнительно выполнен с возможностью выбора одной из множества групп RE CSI-RS, определенных в области данных субкадра нисходящей линии связи, и отображения CSI-RS для восьми или менее антенных портов в выбранную группу RE CSI-RS, и передачи субкадра нисходящей линии связи, в который отображены CSI-RS для восьми или менее антенных портов, посредством модуля передачи, и при этом множество групп RE CSI-RS определено таким образом, что не разрушается пара RE разнесения передачи для данных, передаваемых в субкадре нисходящей линии связи.

В другом аспекте настоящего изобретения предоставляется оборудование пользователя для измерения информации о канале по Опорным Сигналам Информации о Состоянии Канала (CSI-RS) для восьми или менее антенных портов, при этом оборудование пользователя включает в себя модуль приема, выполненный с возможностью приема сигнала нисходящей линии связи от базовой станции; модуль передачи, выполненный с возможностью передачи сигнала восходящей линии связи к базовой станции; и процессор, выполненный с возможностью управления оборудованием пользователя, включающим в себя модуль приема и модуль передачи, при этом процессор дополнительно выполнен с возможностью приема субкадра нисходящей линии связи, в котором CSI-RS для восьми или менее антенных портов отображены в одну группу RE CSI-RS, выбранную из множества групп RE CSI-RS, определенных в области данных субкадра нисходящей линии связи, посредством модуля приема, и измерения информации о канале каждого из антенных портов, используя CSI-RS для восьми или менее антенных портов, и при этом множество групп RE CSI-RS определено таким образом, что не разрушается пара RE разнесения передачи для данных, передаваемых в субкадре нисходящей линии связи.

Вышеупомянутое общее описание настоящего изобретения и нижеследующее подробное описание настоящего изобретения являются лишь примерными и обеспечивают дополнительное описание прилагаемой формулы настоящего изобретения.

Преимущественные результаты

В соответствии с вариантами осуществления настоящего изобретения предоставляется возможность обеспечения способа и устройства для мультиплексирования CSI-RS в физических ресурсах нисходящей линии связи и передачи мультиплексированных CSI-RS таким образом, что принимающая сторона нисходящей линии связи может эффективно выполнить оценку канала. В дополнение, предоставляется возможность обеспечения способа и устройства для сокращения помех между сотами, вызываемых передачей CSI-RS, сохраняя при этом эффективность передачи данных, посредством обеспечения такого количества шаблонов групп RE CSI-RS, какое только возможно, не разрушая пары RE разнесения передачи.

Дополнительные преимущества настоящего изобретения будут частично рассмотрены в нижеследующем описании, а частично станут очевидны специалисту в соответствующей области при изучении нижеследующего описания или могут быть получены при реализации настоящей заявки на практике.

Краткое описание чертежей

Сопроводительные чертежи, которые включены для обеспечения более полного понимания изобретения, иллюстрируют варианты осуществления изобретения и совместно с описанием служат для объяснения принципов изобретения. На чертежах представлено следующее:

Фиг. 1 - схема, показывающая структуру радиокадра нисходящей линии связи.

Фиг. 2 - пример ресурсной сетки в одном слоте нисходящей линии связи.

Фиг. 3 - схема, показывающая структуру субкадра нисходящей линии связи.

Фиг. 4 - схема, иллюстрирующая структуру кадра восходящей линии связи.

Фиг. 5 - схема, показывающая конфигурацию системы беспроводной связи с несколькими антеннами.

Фиг. 6 - схема общей структуры системы SC-FDMA и OFDMA.

Фиг. 7 - схема, показывающая структуру системы SC-FDMA восходящей линии связи системы LTE Версии-8.

Фиг. 8 - схема, показывающая структуру кадра передачи системы SC-FDMA восходящей линии связи системы LTE Версии-8.

Фиг. 9 - схема, показывающая зависимость отображения сигнала данных в системе MIMO, основанной на передаче SC-FDMA.

Фиг. 10 - шаблоны CRS и DRS, отображенных в Ресурсный Блок (RB) нисходящей линии связи, определенный в существующей системе 3GPP LTE (например, Версии-8).

Фиг. 11 - пример шаблона DRMS, поддерживающего максимум передачу Ранга-8.

Фиг. 12-16 - схемы, иллюстрирующие различные примеры группы RE CSI-RE.

Фиг. 17-19 - схемы, иллюстрирующие размещение группы RE CSI-RS с учетом пары RE разнесения передачи.

Фиг. 20 - схема, иллюстрирующая скачкообразное изменение группы RE CSI-RS.

Фиг. 21 - схема, иллюстрирующая функцию для отображения виртуальных индексов групп CSI-RS в физические индексы групп CSI-RS.

Фиг. 22 и 23 - примеры группы RE CSI-RS в случае восьми передающих антенн.

Фиг. 24 - схема, иллюстрирующая способ отображения CSI-RS в случае восьми передающих антенн.

Фиг. 25 и 26 - примеры группы RE CSI-RS в случае четырех передающих антенн.

Фиг. 27 - схема, иллюстрирующая способ отображения CSI-RS в случае четырех передающих антенн.

Фиг. 28 и 29 - другие примеры группы RE CSI-RS в случае четырех передающих антенн.

Фиг. 30 - схема, иллюстрирующая способ отображения CSI-RS в случае четырех передающих антенн.

Фиг. 31 - другой пример группы RE CSI-RS в случае четырех передающих антенн.

Фиг. 32 и 33 - примеры группы RE CSI-RS в случае двух передающих антенн.

Фиг. 34 - другой пример группы RE CSI-RS в случае двух передающих антенн.

Фиг. 35 - блок-схема, иллюстрирующая способ передачи CSI-RS и способ получения информации о канале.

Фиг. 36 - конфигурация беспроводной системы связи, включающей в себя базовую станцию и оборудование пользователя, в соответствии с примерным вариантом осуществления настоящего изобретения.

Осуществление изобретения

Предлагаются нижеследующие варианты осуществления посредством комбинирования составляющих компонентов и характеристик настоящего изобретения в соответствии с заранее определенным форматом. Отдельные составляющие компоненты или характеристики должны рассматриваться как необязательные факторы, при условии что отсутствуют дополнительные замечания. При необходимости, отдельные составляющие компоненты или характеристики могут не комбинироваться с другими компонентами или характеристиками. Некоторые составляющие компоненты и/или характеристики могут быть объединены для реализации вариантов осуществления настоящего изобретения. Очередность операций, раскрываемых в вариантах осуществления настоящего изобретения, может быть изменена на другую. При необходимости, некоторые компоненты или характеристики любого варианта осуществления также могут быть включены в другие варианты осуществления или могут быть заменены теми, что присутствуют в других вариантах осуществления.

Варианты осуществления настоящего изобретения раскрываются на основе взаимодействия по передаче данных, осуществляемого между базовой станцией и терминалом. В данном случае базовая станция используется в качестве концевого узла сети, по которой базовая станция может непосредственно осуществлять связь с терминалом. Конкретные операции, выполняемые базовой станцией в настоящем изобретении, также могут при необходимости выполняться узлом более высокого уровня по отношению к базовой станции.

Другими словами, специалисту в соответствующей области будет очевидно, что различные операции, позволяющие базовой станции осуществлять связь с терминалом в сети, состоящей из нескольких сетевых узлов, включая базовую станцию, будут выполняться базовой станцией или другим сетевым узлом, отличающимся от базовой станции. Термин «Базовая Станция (BS)» может быть заменен на фиксированную станцию, Узел-B, eNode-B (eNB) или точку доступа, при необходимости. Термин «ретранслятор» может быть заменен на Ретранслирующий Узел (RN) или Ретранслирующую Станцию (RS). Термин «терминал» также может быть заменен на Оборудование Пользователя (UE), Мобильную Станцию (MS), Мобильную Абонентскую Станцию (MSS) или Абонентскую Станцию (SS), при необходимости.

Должно быть отмечено, что конкретные термины, раскрываемые в настоящем изобретении, предлагаются для удобства описания и лучшего понимания настоящего изобретения, и использование этих конкретных терминов может быть заменено на другой формат в рамках технического объема или сущности настоящего изобретения.

В некоторых случаях хорошо известные структуры и устройства опущены, чтобы не затруднять понимание концепции настоящего изобретения, а важные функции структур и устройств показаны в виде структурной схемы. Одинаковые условные обозначения будут использоваться во всех чертежах для обозначения одинаковых или подобных частей.

Примерные варианты осуществления настоящего изобретения подкрепляются документами стандартов, раскрытыми применительно к по меньшей мере одной из систем беспроводного доступа, включающих систему Института Инженеров по Электротехнике и Радиоэлектронике (IEEE) 802, систему Проекта Партнерства 3^его Поколения, систему проекта Долгосрочного Развития (LTE) 3GPP и систему 3GPP2. В частности, этапы или части, которые не описаны здесь, чтобы более наглядно показать техническую идею настоящего изобретения, в вариантах осуществления настоящего изобретения могут быть подкреплены приведенными выше документами. Вся используемая здесь терминология может быть подкреплена, по меньшей мере, одним из упомянутых выше документов.

Нижеследующие варианты осуществления настоящего изобретения могут быть применены к разнообразным технологиям беспроводного доступа, например CDMA (Множественному Доступу с Кодовым Разделением), FDMA (Множественному Доступу с Частотным Разделением), TDMA (Множественному Доступу с Временным Разделением), OFDMA (Множественному доступу с Ортогональным Частотным Разделением), SC-FDMA (Множественному Доступу с Частотным Разделением и Одной Несущей) и подобным. CDMA может быть воплощен при помощи беспроводной (или радио) технологии, такой как UTRA (Универсальный Наземный Радиодоступ) или CDMA2000. TDMA может быть воплощен при помощи беспроводной (или радио) технологии, такой как GSM (Глобальная Система Связи с Подвижными Объектами)/GPRS (Общий Сервис Пакетной Радиопередачи)/EDGE (Увеличенные Скорости Передачи Данных для Развития GSM). OFDMA может быть воплощен при помощи беспроводной (или радио) технологии, такой как IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20 и E-UTRA (Развитый UTRA). UTRA является частью UMTS (Универсальная Система Мобильной Связи). Стандарт 3GPP (Проект Партнерства 3^его Поколения), именуемый LTE (Долгосрочное Развитие), является частью E-UMTS (Развитая UMTS), которая использует E-UTRA. 3GPP LTE использует OFDMA в нисходящей линии связи и использует SC-FDMA в восходящей линии связи. Стандарт Усовершенствованного LTE (LTE-A) является развитой версией 3GPP LTE. WiMAX может быть объяснен стандартом IEEE 802.16e (Опорная система WirelessMAN-OFDMA) и усовершенствованным стандартом IEEE 802.16m (Усовершенствованная система WirelessMAN-OFDMA). Для ясности, нижеследующее описание акцентировано на 3GPP LTE и LTE-A. Тем не менее, технические признаки настоящего изобретения этим не ограничиваются.

Структура радиокадра нисходящей линии связи будет описана со ссылкой на Фиг. 1.

В сотовой системе пакетной радиосвязи с Мультиплексированием с Ортогональным Частотным Разделением (OFDMA) передача пакетов данных восходящей/нисходящей линии связи выполняется в единицах субкадров. Один субкадр определен как заранее определенный временной интервал, включающий в себя множество символов OFDM. Стандарт 3GPP LTE поддерживает структуру радиокадра типа 1, применяемую к Дуплексной Связи с Частотным Разделением (FDD), и структуру радиокадра типа 2, применяемую к Дуплексной Связи с Временным Разделением (TDD).

Фиг. 1 является схемой, показывающей структуру радиокадра типа 1. Радиокадр нисходящей линии связи включает в себя 10 субкадров, а один субкадр включает в себя два слота во временной области. Время, требуемое для передачи одного субкадра, определено в Интервале Времени Передачи (TTI). Например, один субкадр может иметь длину в 1 мс, а один слот может иметь длину в 0,5 мс. Один слот может включать в себя множество символов OFDM во временной области и включать в себя множество Ресурсных Блоков (RB) в частотной области. Поскольку система 3GPP LTE использует в нисходящей линии связи OFDMA, то символ OFDM указывает одну продолжительность символа. Символ OFDM может именоваться символом SC-FDMA или продолжительностью символа. RB является единицей выделения ресурса и включает в себя множество смежных поднесущих в одном слоте.

Количество символов OFDM, включенных в один слот, может меняться в соответствии с конфигурацией Циклического Префикса (CP). CP включает в себя расширенный CP и нормальный CP. Например, если символы OFDM сконфигурированы посредством нормального CP, то количество символов OFDM, включенных в один слот, может быть равным семи. Если символы OFDM сконфигурированы посредством расширенного CP, то длина одного символа OFDM увеличена, и количество символов OFDM, включенных в один слот, меньше того, что умещается в случае нормального CP. Например, в случае расширенного CP количество символов OFDM, включенных в один слот, может быть равным шести. Если состояние канала нестабильно, например если Оборудование Пользователя (UE) перемещается с высокой скоростью, то, чтобы дополнительно сократить помехи между символами, может использоваться расширенный CP.

В случае использования нормального CP, поскольку один слот включает в себя семь символов OFDM, то один субкадр включает в себя 14 символов OFDM. В этом случае два первых из трех символов OFDM каждого субкадра могут выделяться Физическому Каналу Управления Нисходящей Линии Связи (PDCCH), а оставшиеся символы OFDM могут выделяться Физическому Совместно Используемому Каналу Нисходящей Линии Связи (PDSCH).

Структура радиокадра является лишь примерной. Соответственно, количество субкадров, включенных в радиокадр, количество слотов, включенных в субкадр, или количество символов, включенных в слот, может меняться различными способами.

Фиг. 2 является схемой, показывающей пример ресурсной сетки в одном слоте нисходящей линии связи. Символы OFDM сконфигурированы посредством нормального CP. Согласно Фиг. 2 слот нисходящей линии связи включает в себя множество символов OFDM во временной области и включает в себя множество RB в частотной области. Хотя в качестве примера Фиг. 2 изображает, что один слот нисходящей линии связи включает в себя семь символов OFDM, а один RB включает в себя 12 поднесущих, настоящее изобретение этим не ограничивается. Каждый элемент ресурсной сетки именуется Ресурсным Элементом (RE). Например, RE a(k,l) размещается на k-й поднесущей и в l-м символе OFDM. В случае нормального CP один RB включает в себя 12×7 RE (в случае расширенного CP один RB включает в себя 12×6 RE). Поскольку расстояние между поднесущими составляет 15 кГц, то один RB включает в себя около 180 кГц в частотной области. N^DL обозначает количество RB, включенных в слот нисходящей линии связи. N^DL определяется на основе ширины полосы передачи нисходящей линии связи, установленной посредством планирования со стороны базовой станции.

Фиг. 3 является схемой, показывающей структуру субкадра нисходящей линии связи. Максимум три символа OFDM передней части первого слота внутри одного субкадра соответствуют области управления, для которой выделен канал управления. Оставшиеся символы OFDM соответствуют области данных, для которой выделен Физический Совместно Используемый Канал Нисходящей Линии Связи (PDSCH). Основной единицей передачи является один субкадр. Т.е. PDCCH и PDSCH выделяются в течение двух слотов. Примеры каналов управления нисходящей линии связи, используемых в системе 3GPP LTE, включают в себя, например, Физический Канал Индикатора Формата Управления (PCFICH), Физический Канал Управления Нисходящей Линии Связи (PDCCH), Физический Канал Индикатора Гибридного автоматического запроса повтора передачи (PHICH) и т.д. PCFICH передается в первом символе OFDM субкадра и включает в себя информацию о количестве символов OFDM, используемых для передачи канала управления в субкадре. PHICH включает в себя сигнал HARQ ACK/NACK в качестве ответа на передачу восходящей линии связи. Информация управления, передаваемая посредством PDCCH, относится к Информации Управления Нисходящей Линии Связи (DCI). DCI включает в себя информацию планирования восходящей или нисходящей линии связи или команду управления по мощности передачи восходящей линии связи для конкретной группы UE. PDCCH может включать в себя выделение ресурсов и формат передачи Совместно Используемого Канала Нисходящей Линии Связи (DL-SCH), информацию о выделении ресурсов Совместно Используемого Канала Восходящей Линии Связи (UL-SCH), информацию поискового вызова Канала Поискового Вызова (PCH), системную информацию в DL-SCH, выделение ресурсов для сообщения управления более высокого уровня, такого как Ответ Произвольного Доступа (RAR), передаваемого по PDSCH, набор команд управления мощностью передачи для отдельных UE в определенной группе UE, информацию управления мощностью передачи, активацию Передачи Голоса через IP (VoIP), и т.д. Внутри области управления может передаваться множество PDCCH. UE может отслеживать множество PDCCH. PDCCH передаются по агрегации из одного или нескольких смежных (непрерывных) элементов канала управления (CCE). CCE является логической единицей выделения, используемой для обеспечения PDCCH со скоростью кодирования, основанной на состоянии радиоканала. CCE соответствует множеству групп ресурсных элементов. Формат PDCCH и количество доступных бит определяются на основе зависимости между количеством CCE и скоростью кодирования, обеспечиваемой CCE. Базовая станция определяет формат PDCCH в соответствии с DCI, которая должна быть передана UE, и прикрепляет Контроль Циклическим Избыточным Кодом (CRC) к информации управления. CRC маскируется при помощи Временного Идентификатора Сети Радиодоступа (RNTI) в соответствии с владельцем или использованием PDCCH. Если PDCCH предназначен конкретному UE, то в CRC может маскироваться RNTI соты (С-RNTI) UE. В качестве альтернативы, если PDCCH предназначен для сообщения поискового вызова, то в CRC может маскироваться идентификатор индикатора поискового вызова (P-RNTI). Если PDCCH предназначен для системной информации (в частности, блока системной информации (SIB)), то в CRC может маскироваться идентификатор системной информации и RNTI системной информации (SI-RNTI). Для того чтобы указывать ответ произвольного доступа, который является ответом на передачу преамбулы произвольного доступа со стороны UE, в CRC может маскироваться RNTI произвольного доступа (RA-RNTI).

Фиг. 4 является схемой, показывающей структуру кадра восходящей линии связи. Субкадр восходящей линии связи может быть разделен на область управления и область данных в частотной области. В области управления выделяется Физический Канал Управления Восходящей Линии Связи (PUCCH), включающий в себя информацию управления восходящей линии связи. В области данных выделяется Физический Совместно Используемый Канал Восходящей Линии Связи (PUSC), включающий в себя данные пользователя. Для того чтобы обеспечивать свойство одной несущей, UE одновременно не передает PUCCH и PUSCH. PUCCH для одного UE выделяется в паре RB в субкадре. RB, принадлежащие к паре RB, занимают разные поднесущие по отношению к двум слотам. Таким образом, выделенная PUCCH пара RB определяется как «со скачкообразным изменением частоты» на границе слота.

Моделирование Системы с Множеством Входов/Множеством Выходов (MIMO)

Система MIMO повышает эффективность передачи/приема данных, используя несколько передающих антенн и несколько принимающих антенн. В технологии MIMO тракт одной антенны не используется для приема всего сообщения, т.е. данные целиком могут быть приняты посредством объединения множества частей данных, принятых посредством множества антенн.

Фиг. 5 является схемой, показывающей конфигурацию системы беспроводной связи с несколькими антеннами. Как показано на Фиг. 5(a), если количество передающих антенн увеличено до N_T, а количество принимающих антенн увеличено до N_R, то теоретическая пропускная способность передачи канала связи увеличивается пропорционально количеству антенн в противоположность случаю, где множество антенн используется только в передатчике или приемнике. Соответственно, существует возможность увеличения скорости переноса и значительного повышения эффективности использования частот. По мере увеличения пропускной способности передачи канала связи скорость переноса теоретически может быть увеличена посредством умножения максимальной скорости R₀ переноса при использовании одной антенны на коэффициент R_i увеличения скорости.

Уравнение 1

$$R_i=\min (N_T,N_R)$$

Например, в системе MIMO, использующей четыре передающие антенны и четыре принимающие антенны, теоретически возможно получить скорость переноса, которая в четыре раза выше, чем у системы с одной антенной. После того как в середине 1990-х было доказано увеличение в теоретической пропускной способности системы MIMO, до настоящего времени активно развиваются различные технологии существенного увеличения скорости переноса данных. В дополнение, несколько технологий уже применяются в различных стандартах радиосвязи, таких как в мобильной связи третьего поколения и беспроводной локальной сети (LAN) следующего поколения.

В соответствии с проводимыми до сих пор исследованиями в области MIMO антенн активно проводятся такие различные исследования, как исследования в области информационной теории, относящейся к вычислению пропускной способности связи MIMO антенны в разных средах канала и средах множественного доступа; исследования в отношении модели и измерения радиоканалов системы MIMO; и исследования в отношении технологий пространственно-временной обработки сигнала для повышения надежности передачи и скорости передачи.

Способ связи системы MIMO будет описан более подробно, используя математическое моделирование. В вышеприведенной системе предполагается, что присутствует N_T передающих антенн и N_R принимающих антенн.

В передаваемых сигналах, если присутствует N_T передающих антенн, то количество частей максимально возможной к передаче информации составляет N_T. Передаваемая информация может быть выражена следующим образом.

Уравнение 2

$$S={\lfloor S_1,S_2,\dots ,S_{N_T}\rfloor }^T$$

Передаваемая информация $$S_1,S_2,\dots ,S_{N_T}$$ может иметь разные мощности передачи. Если соответствующими мощностями передачи являются $$P_1,P_2,\dots ,P_{N_T}$$ , то передаваемая информация с настроенными мощностями может быть выражена следующим образом:

Уравнение 3

$$\stackrel{\wedge }{S}={\left[{\stackrel{\wedge }{S}}_1,{\stackrel{\wedge }{S}}_2,\dots ,{\stackrel{\wedge }{S}}_{N_T}\right]}^T={\left[P_1{S}_1,P_2{S}_2,\dots ,P_{N_T}{S}_{N_T}\right]}^T$$

В дополнение, $$\stackrel{\wedge }{S}$$ может быть выражена с использованием диагональной матрицы P мощностей передачи следующим образом.

Уравнение 4

$$\stackrel{\wedge }{S}=\left[\begin{array}{cccc}{P}_1& & & 0\\ & P_2& & \\ & & \ddots & \\ 0& & & P_{N_T}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{S}_1\\ S_2\\ ⋮\\ S_{N_T}\end{array}\right]=Ps$$

Предположим, что N_T фактически передаваемых сигнала $$x_1,x_2,\dots ,x_{N_T}$$ сконфигурированы посредством применения весовой матрицы W к информационному вектору $$\stackrel{\wedge }{S}$$ с настроенными мощностями передачи. Весовая матрица W служит для соответствующего распределения передаваемой информации между каждой антенной в соответствии с состоянием канала транспортировки и т.д. Тогда $$x_1,x_2,\dots ,x_{N_T}$$ могут быть выражены с использованием вектора X следующим образом.

Уравнение 5

$$X=\left[\begin{array}{c}\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\\ ⋮\end{array}\\ \begin{array}{c}{x}_i\\ ⋮\\ x_{N_T}\end{array}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\begin{array}{ccc}{w}_{11}& w_{12}& \cdots \\ w_{21}& w_{22}& \cdots \\ ⋮& & \ddots \end{array}\\ \begin{array}{ccc}{w}_{i1}& w_{i2}& \cdots \\ ⋮& & \ddots \\ w_{N_{T}1}& w_{N_{T}2}& \cdots \end{array}\end{array}\begin{array}{c}\begin{array}{c}{w}_{1N_T}\\ w_{1N_T}\\ \end{array}\\ \begin{array}{c}{w}_{i{N}_T}\\ \\ w_{N_T{N}_T}\end{array}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\begin{array}{c}\stackrel{\wedge }{S_1}\\ \stackrel{\wedge }{S_1}\\ \end{array}\\ \begin{array}{c}\stackrel{\wedge }{S_j}\\ \\ \stackrel{\wedge }{S_{N_T}}\end{array}\end{array}\right]=W\stackrel{\wedge }{S}=WPs$$

где W_ij обозначает весовой коэффициент для i-й передающей антенны и j-й информации. W также именуется матрицей предварительного кодирования.

Передаваемый сигнал x может по-разному обрабатываться, используя две схемы (например, схему пространственного разнесения и схему пространственного мультиплексирования). В случае схемы пространственного мультиплексирования мультиплексируются различные сигналы, и мультиплексированный сигнал передается приемнику таким образом, что элементы информационного(ых) вектора(ов) имеют разные значения. В случае схемы пространственного разнесения одинаковый сигнал неоднократно передается посредством множества маршрутов канала, так что элементы информационного(ых) вектора(ов) имеют одинаковое значение. Может быть рассмотрено сочетание схемы пространственного мультиплексирования и схемы пространственного разнесения. Т.е. один и тот же сигнал может, например, передаваться посредством трех передающих антенн в соответствии со схемой пространственного разнесения, а оставшиеся сигналы могут передаваться приемнику, используя схему пространственного мультиплексирования.

Если имеется N_R принимающих антенн, то соответствующие принимаемые сигналы $$y_1,y_2,\dots ,y_{N_R}$$ антенн выражаются следующим образом:

Уравнение 6

$$y={\left[y_1,y_2,\dots ,y_{N_R}\right]}^T$$

Если каналы моделируются в системе радиосвязи MIMO, то каналы могут различаться по индексам передающих/принимающих антенн. Канал от передающей антенны j к принимающей антенне i обозначается как h_ij. В h_ij индексы принимающих антенн предшествуют индексам передающих антенн, принимая во внимание очередность индексов.

Фиг. 5(b) является схемой, показывающей каналы от N_T передающих антенн к принимающей антенне i. Каналы могут объединяться и выражаться в виде вектора и матрицы. На Фиг. 5(b) каналы от N_T передающих антенн к принимающей антенне i могут быть выражены следующим образом:

Уравнение 7

$$h_i^T=\left[h_{i1},h_{i2},\dots ,h_{i{N}_T}\right]$$

Соответственно, все каналы от N_T передающих антенн к N_R принимающим антеннам могут быть выражены следующим образом:

Уравнение 8

$$H=\left[\begin{array}{c}\begin{array}{c}{h}_1^T\\ h_2^T\\ \end{array}\\ \begin{array}{c}{h}_i^T\\ \\ h_{N_R}^T\end{array}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\begin{array}{ccc}{h}_{11}& h_{12}& \cdots \\ h_{21}& h_{22}& \cdots \\ ⋮& & \ddots \end{array}\\ \begin{array}{ccc}{h}_{i1}& h_{i2}& \cdots \\ ⋮& & \ddots \\ h_{N_{R}1}& h_{N_{R}2}& \cdots \end{array}\end{array}\begin{array}{c}\begin{array}{c}{h}_{1N_T}\\ h_{2N_T}\\ \end{array}\\ \begin{array}{c}{h}_{i{N}_T}\\ \\ h_{N_R{N}_T}\end{array}\end{array}\right]$$

К фактическим каналам после канальной матрицы H добавляется Аддитивный Белый Гауссов Шум (AWGN). AWGN $$n_1,n_2,\dots ,n_{N_R}$$ , добавляемый к N_T передающим антеннам, может быть выражен следующим образом:

Уравнение 9

$$n={\left[n_1,n_2,\dots ,n_{N_R}\right]}^T$$

Посредством описанного выше математического моделирования принимаемые сигналы могут быть выражены следующим образом:

Уравнение 10

$$y=\left[\begin{array}{c}\begin{array}{c}{y}_1\\ y_{21}\\ ⋮\end{array}\\ \begin{array}{c}{y}_i\\ ⋮\\ y_{N_R}\end{array}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\begin{array}{ccc}{h}_{11}& h_{12}& \cdots \\ h_{21}& h_{22}& \cdots \\ ⋮& & \ddots \end{array}\\ \begin{array}{ccc}{h}_{i1}& h_{i2}& \cdots \\ ⋮& & \ddots \\ h_{N_{R}1}& h_{N_{R}2}& \cdots \end{array}\end{array}\begin{array}{c}\begin{array}{c}{h}_{1N_T}\\ h_{2N_T}\\ \end{array}\\ \begin{array}{c}{h}_{i{N}_T}\\ \\ h_{N_R{N}_T}\end{array}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\\ ⋮\end{array}\\ \begin{array}{c}{x}_i\\ ⋮\\ x_{N_T}\end{array}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\\ ⋮\end{array}\\ \begin{array}{c}{n}_i\\ ⋮\\ n_{N_R}\end{array}\end{array}\right]=Hx+n$$

Приведенное выше описание акцентировано на случае, где единственный пользователь использует систему MIMO. Тем не менее, возможно применять систему MIMO к множеству пользователей, чтобы получить многопользовательское разнесение. Теперь кратко будет описан данный вариант.

Канал с затуханиями снижает эффективность системы беспроводной связи. Коэффициент усиления канала меняется в соответствии со временем, частотой и пространством. По мере уменьшения коэффициента усиления канала растет ухудшение эффективности. Схема разнесения для решения проблемы затухания использует тот факт, что вероятность того, что все из нескольких независимых каналов имеют низкий коэффициент усиления, мала. Возможны различные схемы разнесения, включая схему многопользовательского разнесения.

Когда внутри соты присутствует несколько пользователей, то поскольку коэффициенты усиления каналов пользователей стохастически независимы, то вероятность того, что у всех пользователей низкие коэффициенты усиления, очень мала. В соответствии с информационной теорией, если мощность передачи базовой станции достаточна, то все каналы выделяются пользователю с наивысшим коэффициентом усиления канала из числа нескольких пользователей, присутствующих в соте, чтобы максимизировать суммарную пропускную способность каналов связи. Схема многопользовательского разнесения может быть разделена на три схемы.

Временная схема многопользовательского разнесения состоит в выделении канала пользователю с наивысшим коэффициентом усиления независимо от того, что канал меняется со временем. Частотная схема многопользовательского разнесения состоит в выделении поднесущих пользователю с максимальным коэффициентом усиления в каждой полосе частот в частотной системе с несколькими несущими, такой как OFDM.

Если канал медленно меняется в системе, которая не использует несколько несущих, то пользователь с наивысшим коэффициентом усиления канала занимает канал длительное время. Соответственно, другие пользователи не могут осуществлять связь. В данном случае требуется вызвать изменение канала, чтобы использовать схему многопользовательского разнесения.

Далее, пространственная схема многопользовательского разнесения использует тот факт, что коэффициенты усиления каналов пользователей отличаются в зависимости от пространства. Представленный здесь пример реализации включает в себя Произвольное Формирование Диаграммы Направленности (RBF) и т.п. RBF также именуется как «незапланированное формирование диаграммы направленности» и вызывает изменение канала, разрешая передатчику выполнить формирование диаграммы направленности с определенным весовым коэффициентом, используя множество антенн.

Будет описана схема многопользовательского MIMO (MU-MIMO), которая использует описанную выше схему многопользовательского разнесения в схеме MIMO.

В схеме MU-MIMO количество пользователей и количество антенн каждого пользователя в передатчике/приемнике может объединяться по-разному. Схема MU-MIMO может быть описана для нисходящей линии связи (прямой линии связи) и восходящей линии связи (обратной линии связи). Нисходящая линия связи относится к случаю, где базовая станция передает сигналы нескольким UE. Восходящая линия связи относится к случаю, где несколько UE передают сигналы базовой станции.

В нисходящей линии связи, в предельном случае, например, один пользователь может принять сигнал посредством суммарно N_R антенн и суммарно N_R пользователей могут принять сигнал, используя одну антенну. В дополнение, возможно сочетание описанных выше предельных случаев. Т.е. определенный пользователь может использовать одну принимающую антенну, и определенный пользователь может использовать три принимающие антенны. В любом случае отмечено, что суммарное количество принимающих антенн определяется как N_R. Данный случай, главным образом, относится к MIMO Широковещательному Каналу (BC) или Множественному Доступу с Пространственным Разделением (SDMA).

В восходящей линии связи, в предельном случае, один пользователь может передавать сигнал посредством суммарно N_T антенн, и суммарно N_T пользователей могут передавать сигнал, используя одну антенну. В дополнение, возможно сочетание описанных выше предельных случаев. Т.е. определенный пользователь может использовать одну передающую антенну, и определенный пользователь может использовать три передающие антенны. В любом случае отмечено, что суммарное количество передающих антенн определяется как N_T. Данный случай, как правило, именуется как MIMO Канал Множественного Доступа (MAC). Поскольку восходящая линия связи и нисходящая линия связи взаимно симметричны, то схема, используемая в любой одной из восходящей или нисходящей линиях связи, может использоваться и в другой.

Количество строк и столбцов канальной матрицы H, указывающей состояние канала, определяется количеством передающих и принимающих антенн. Количество строк канальной матрицы H равно количеству N_R принимающих антенн, а количество ее столбцов равно количеству N_T передающих антенн. Т.е. канальная матрица H является матрицей N_R $$\times$$ N_T.

Ранг матрицы определяется наименьшим из количества строк или столбцов, которые независимы друг от друга. Соответственно, ранг матрицы не больше количества строк или столбцов. Ранг ранг(H) канальной матрицы H ограничивается следующим образом:

Уравнение 11

$$\text{rank(H)}\le {\text{min(N}}_{\text{T}},N_R)$$

Когда матрица подвергается разложению по собственным значениям, то ранг может быть определен количеством собственных значений, исключая 0. Аналогично, когда матрица подвергается разложению по сингулярным числам матрицы, то ранг может быть определен количеством сингулярных чисел, исключая 0. Соответственно, физическим значением ранга в канальной матрице может быть максимальное количество разной передаваемой информации в заданном канале.

В передаче MIMO понятие «ранг» обозначает количество маршрутов для независимо передаваемых сигналов, а понятие «количество уровней» обозначает количество потоков сигнала, передаваемых по каждому маршруту. В целом, поскольку передатчик передает уровни, количественно соответствующие количеству рангов, используемых для передачи сигнала, то ранг имеет тот же смысл, что и количество уровней, если не оговорено обратное.

Далее описываются характеристики матрицы предварительного кодирования. Например, канальная матрица H, без учета матрицы предварительного кодирования, может быть выражена следующим образом:

Уравнение 12

$$H=\left[\begin{array}{c}\begin{array}{ccc}{h}_{11}& h_{12}& \cdots \\ h_{21}& h_{22}& \cdots \\ ⋮& & \ddots \end{array}\\ \begin{array}{ccc}{h}_{i1}& h_{i2}& \cdots \\ ⋮& & \ddots \\ h_{N_{R}1}& h_{N_{R}2}& \cdots \end{array}\end{array}\begin{array}{c}\begin{array}{c}{h}_{1N_T}\\ h_{2N_T}\\ \end{array}\\ \begin{array}{c}{h}_{i{N}_T}\\ \\ h_{N_R{N}_T}\end{array}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\begin{array}{ccc}{h}_1& h_2& \cdots \end{array}& h_{N_T}\end{array}\right]$$

В целом, если дано, что приемник с Минимальной Среднеквадратической Ошибкой (MMSE), то ρ_k (Отношение k-го принятого Сигнала к Помехам и Шуму (SINR)) определяется следующим образом:

Уравнение 13

$${\rho }_k=SIN{R}_k=h_k^H{\left(N_0{I}_{N_R}+{\displaystyle \sum _{\begin{array}{l}i=1\\ i\ne k\end{array}}^{N_R}{h}_i{h}_i^H}\right)}^{-1}{h}_k$$

Эффективный канал $$\tilde{H}$$ в приложении к матрице предварительного кодирования может быть выражен, используя матрицу W предварительного кодирования, следующим образом:

Уравнение 14

$$\tilde{H}=HW=\left[\begin{array}{c}{\overrightarrow{h}}_1^T\\ {\overrightarrow{h}}_2^T\\ ⋮\\ {\overrightarrow{h}}_{N_R}^T\end{array}\right]\left[\begin{array}{cccc}{w}_1& w_2& \cdots & w_{N_R}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\begin{array}{ccc}{\overrightarrow{h}}_1^T{w}_1& {\overrightarrow{h}}_1^T{w}_2& \cdots \\ {\overrightarrow{h}}_2^T{w}_1& {\overrightarrow{h}}_2^T{w}_2& \cdots \\ ⋮& ⋮& ⋮\end{array}\\ \begin{array}{ccc}{\overrightarrow{h}}_{N_R}^T{w}_1& {\overrightarrow{h}}_{N_R}^T{w}_2& \cdots \end{array}\end{array}\begin{array}{c}\begin{array}{c}{\overrightarrow{h}}_1^T{w}_{N_R}\\ {\overrightarrow{h}}_2^T{w}_{N_R}\\ ⋮\end{array}\\ {\overrightarrow{h}}_{N_R}^T{w}_{N_R}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{\tilde{h}}_1& {\tilde{h}}_2& \cdots & {\tilde{h}}_{N_T}\end{array}\right]$$

Соответственно, если предполагается, что используется приемник с MMSE, то ρ_k определяется следующим образом:

Уравнение 15

$${\tilde{\rho }}_k=SIN{R}_k={\tilde{h}}_k^H{\left(N_0{I}_{N_R}+{\displaystyle \sum _{\begin{array}{l}i=1\\ i\ne k\end{array}}^{N_R}{\tilde{h}}_i{\tilde{h}}_i^H}\right)}^{-1}{\tilde{h}}_k=\left[\begin{array}{cccc}{w}_k^H{\overrightarrow{h}}_1^{*}& w_k^H{\overrightarrow{h}}_2^{*}& \cdots & w_k^H{\overrightarrow{h}}_{N_R}^{*}\end{array}\right]{\left(N_0{I}_{N_R}+{\displaystyle \sum _{\begin{array}{l}i=1\\ i\ne k\end{array}}^{N_R}{\tilde{h}}_i{\tilde{h}}_i^H}\right)}^{-1}\left[\begin{array}{c}{\overrightarrow{h}}_1^T{w}_k\\ {\overrightarrow{h}}_2^T{w}_k\\ ⋮\\ {\overrightarrow{h}}_{N_R}^T{w}_k\end{array}\right]$$

Влияние на SINR, оказываемое исходя из изменений матрицы предварительного кодирования, может быть подтверждено теоретически. Сначала может быть подтверждена эффективность перестановки столбцов в одной матрице предварительного кодирования. Т.е. в случае перестановки между вектором W_i i-го столбца и вектором W_j j-го столбца матрица $$\stackrel{\wedge }{W}$$ предварительного кодирования после перестановки может быть выражена следующим образом:

Уравнение 16

$$\begin{array}{l}W=\left[\begin{array}{cc}\begin{array}{cccc}{W}_1& \cdots & W_i& \cdots \end{array}& \begin{array}{ccc}{W}_j& \cdots & W_{N_R}\end{array}\end{array}\right]\\ \stackrel{\wedge }{W}=\left[\begin{array}{cc}\begin{array}{cccc}{W}_1& \cdots & W_j& \cdots \end{array}& \begin{array}{ccc}{W}_i& \cdots & W_{N_R}\end{array}\end{array}\right]\end{array}$$

Соответственно, эффективный канал $$\tilde{H}$$ в соответствии с матрицей W предварительного кодирования и эффективный канал $$\stackrel{\wedge }{H}$$ в соответствии с матрицей $$\stackrel{\wedge }{W}$$ предварительного кодирования могут быть выражены следующим образом:

Уравнение 17

$$\begin{array}{l}\tilde{H}=HW=\left[\begin{array}{c}{\overrightarrow{h}}_1^T\\ {\overrightarrow{h}}_2^T\\ ⋮\\ {\overrightarrow{h}}_{N_R}^T\end{array}\right]\left[\begin{array}{cccc}{w}_1& \cdots & w_i& \cdots \begin{array}{cc}{w}_j& \begin{array}{cc}\cdots & w_{N_R}\end{array}\end{array}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\begin{array}{ccc}{\overrightarrow{h}}_1^T{w}_1& \cdots & {\overrightarrow{h}}_1^T{w}_i\\ {\overrightarrow{h}}_2^T{w}_1& \cdots & {\overrightarrow{h}}_2^T{w}_i\\ ⋮& ⋮& ⋮\end{array}\\ \begin{array}{ccc}{\overrightarrow{h}}_{N_R}^T{w}_1& \cdots & {\overrightarrow{h}}_{N_R}^T{w}_i\end{array}\end{array}\begin{array}{c}\begin{array}{c}\cdots \\ \cdots \\ ⋮\end{array}\\ \cdots \end{array}\begin{array}{c}\begin{array}{ccc}{\overrightarrow{h}}_1^T{w}_j& \cdots & {\overrightarrow{h}}_1^T{w}_{N_T}\\ {\overrightarrow{h}}_2^T{w}_j& \cdots & {\overrightarrow{h}}_2^T{w}_{N_T}\\ ⋮& ⋮& ⋮\end{array}\\ \begin{array}{ccc}{\overrightarrow{h}}_{N_R}^T{w}_j& \cdots & {\overrightarrow{h}}_{N_R}^T{w}_{N_T}\end{array}\end{array}\right]\\ =\left[\begin{array}{cccc}{\tilde{h}}_1& \cdots & {\tilde{h}}_i& \cdots \begin{array}{ccc}{\tilde{h}}_j& \cdots & {\tilde{h}}_{N_T}\end{array}\end{array}\right]\end{array}$$

Уравнение 18

$$\begin{array}{l}\stackrel{\wedge }{H}=H\stackrel{\wedge }{W}=\left[\begin{array}{c}{\overrightarrow{h}}_1^T\\ {\overrightarrow{h}}_2^T\\ ⋮\\ {\overrightarrow{h}}_{N_R}^T\end{array}\right]\left[\begin{array}{cccc}{w}_1& \cdots & w_j& \cdots \begin{array}{cc}{w}_i& \begin{array}{cc}\cdots & w_{N_R}\end{array}\end{array}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\begin{array}{ccc}{\overrightarrow{h}}_1^T{w}_1& \cdots & {\overrightarrow{h}}_1^T{w}_j\\ {\overrightarrow{h}}_2^T{w}_1& \cdots & {\overrightarrow{h}}_2^T{w}_j\\ ⋮& ⋮& ⋮\end{array}\\ \begin{array}{ccc}{\overrightarrow{h}}_{N_R}^T{w}_1& \cdots & {\overrightarrow{h}}_{N_R}^T{w}_j\end{array}\end{array}\begin{array}{c}\begin{array}{c}\cdots \\ \cdots \\ ⋮\end{array}\\ \cdots \end{array}\begin{array}{c}\begin{array}{ccc}{\overrightarrow{h}}_1^T{w}_i& \cdots & {\overrightarrow{h}}_1^T{w}_{N_T}\\ {\overrightarrow{h}}_2^T{w}_i& \cdots & {\overrightarrow{h}}_2^T{w}_{N_T}\\ ⋮& ⋮& ⋮\end{array}\\ \begin{array}{ccc}{\overrightarrow{h}}_{N_R}^T{w}_i& \cdots & {\overrightarrow{h}}_{N_R}^T{w}_{N_T}\end{array}\end{array}\right]\\ =\left[\begin{array}{cccc}{\tilde{h}}_1& \cdots & {\tilde{h}}_j& \cdots \begin{array}{ccc}{\tilde{h}}_i& \cdots & {\tilde{h}}_{N_T}\end{array}\end{array}\right]\end{array}$$

В уравнениях 17 и 18, даже когда переставляются два вектора столбцов, принимаемое SINR не изменяется, исключая его очередности, и суммой может быть зафиксирован показатель пропускной способности канала связи. Даже в Уравнениях 14 и 15 эффективный канал после перестановки и ρ_k могут быть получены следующим образом:

Уравнение 19

$$\stackrel{\wedge }{H}=H\stackrel{\wedge }{W}=\left[\begin{array}{c}{\overrightarrow{h}}_1^T\\ {\overrightarrow{h}}_2^T\\ ⋮\\ {\overrightarrow{h}}_{N_R}^T\end{array}\right]\left[\begin{array}{cccc}{\stackrel{\wedge }{w}}_1& {\stackrel{\wedge }{w}}_2& \cdots & {\stackrel{\wedge }{w}}_{N_R}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\begin{array}{ccc}{\overrightarrow{h}}_1^T{\stackrel{\wedge }{w}}_1& {\overrightarrow{h}}_1^T{\stackrel{\wedge }{w}}_2& \cdots \\ {\overrightarrow{h}}_2^T{\stackrel{\wedge }{w}}_1& {\overrightarrow{h}}_2^T{\stackrel{\wedge }{w}}_2& \cdots \\ ⋮& ⋮& ⋮\end{array}\\ \begin{array}{ccc}{\overrightarrow{h}}_{N_R}^T{\stackrel{\wedge }{w}}_1& {\overrightarrow{h}}_{N_R}^T{\stackrel{\wedge }{w}}_2& \cdots \end{array}\end{array}\begin{array}{c}\begin{array}{c}{\overrightarrow{h}}_1^T{\stackrel{\wedge }{w}}_{N_R}\\ {\overrightarrow{h}}_2^T{\stackrel{\wedge }{w}}_{N_R}\\ ⋮\end{array}\\ {\overrightarrow{h}}_{N_R}^T{\stackrel{\wedge }{w}}_{N_R}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{\stackrel{\wedge }{h}}_1& {\stackrel{\wedge }{h}}_2& \cdots & {\stackrel{\wedge }{h}}_{N_T}\end{array}\right]$$

Уравнение 20

$${\stackrel{\wedge }{\rho }}_k=SIN{R}_k={\stackrel{\wedge }{h}}_k^H{\left(N_0{I}_{N_R}+{\displaystyle \sum _{\begin{array}{l}i=1\\ i\ne k\end{array}}^{N_R}{\stackrel{\wedge }{h}}_i{\stackrel{\wedge }{h}}_i^H}\right)}^{-1}{\stackrel{\wedge }{h}}_k$$

В Уравнении 20 часть, относящаяся к помехам и шуму, может быть выражена следующим образом:

Уравнение 21

$${\left(N_0{I}_{N_R}+{\displaystyle \sum _{\begin{array}{l}i=1\\ i\ne k\end{array}}^{N_R}{\stackrel{\wedge }{h}}_i{\stackrel{\wedge }{h}}_i^H}\right)}^{-1}=\left[\begin{array}{c}\begin{array}{ccc}{a}_{11}^k& a_{12}^k& \cdots \\ a_{21}^k& a_{22}^k& \cdots \\ ⋮& ⋮& ⋮\end{array}\\ \begin{array}{ccc}{a}_{N_{R}1}^k& a_{N_{R}2}^k& \cdots \end{array}\end{array}\begin{array}{c}\begin{array}{c}{a}_{1N_R}^k\\ a_{2N_R}^k\\ ⋮\end{array}\\ a_{N_R{N}_R}^k\end{array}\right]$$

Вновь принятое SINR $${\stackrel{\wedge }{\rho }}_k$$ может быть выражено следующим образом:

Уравнение 22

$$\begin{array}{l}{\stackrel{\wedge }{\rho }}_k=SIN{R}_k={\stackrel{\wedge }{h}}_k^H{\left(N_0{I}_{N_R}+{\displaystyle \sum _{\begin{array}{l}i=1\\ i\ne k\end{array}}^{N_R}{\stackrel{\wedge }{h}}_i{\stackrel{\wedge }{h}}_i^H}\right)}^{-1}{\stackrel{\wedge }{h}}_k={\stackrel{\wedge }{h}}_k^H\left[\begin{array}{c}\begin{array}{ccc}{a}_{11}^k& a_{12}^k& \cdots \\ a_{21}^k& a_{22}^k& \cdots \\ ⋮& ⋮& ⋮\end{array}\\ \begin{array}{ccc}{a}_{N_{R}1}^k& a_{N_{R}2}^k& \cdots \end{array}\end{array}\begin{array}{c}\begin{array}{c}{a}_{1N_R}^k\\ a_{2N_R}^k\\ ⋮\end{array}\\ a_{N_R{N}_R}^k\end{array}\right]{\stackrel{\wedge }{h}}_k\\ ={\displaystyle \sum _{i=1}^{N_R}{\displaystyle \sum _{j=1}^{N_R}\stackrel{\wedge }{w}}}{}_k\overrightarrow{h}{}_i^{*}\times a_{ij}\times {\overrightarrow{h}}_j^T{\stackrel{\wedge }{w}}_k\end{array}$$

Далее, в одной матрице предварительного кодирования может быть определена эффективность для умножения конкретного вектора столбца на $$e^{-j\theta }(0\le \theta \le \pi )$$ . Например, $$e^{-j\theta }$$ может быть ±1 или ±j. $${\tilde{W}}_k$$ , полученная посредством умножения k-го столбца на $$e^{-j\theta }$$ , может быть выражена следующим образом:

Уравнение 23

$${\tilde{W}}_k=e^{-j\theta }{\stackrel{\wedge }{W}}_k$$

Принятое SINR $${\tilde{\rho }}_k$$ может быть выражено следующим образом:

Уравнение 24

$$\begin{array}{l}{\tilde{\rho }}_k={\displaystyle \sum _{i=1}^{N_R}{\displaystyle \sum _{j=1}^{N_R}\tilde{w}}}{}_k\overrightarrow{h}{}_i^{*}\times a_{ij}\times {\overrightarrow{h}}_j^T{\tilde{w}}_k={\displaystyle \sum _{i=1}^{N_R}{\displaystyle \sum _{j=1}^{N_R}{e}^{+j\theta }\stackrel{\wedge }{w}}}{}_k\overrightarrow{h}{}_i^{*}\times a_{ij}\times {\overrightarrow{h}}_j^T{e}^{-j\theta }{\stackrel{\wedge }{w}}_k\\ ={\displaystyle \sum _{i=1}^{N_R}{\displaystyle \sum _{j=1}^{N_R}\stackrel{\wedge }{w}}}{}_k\overrightarrow{h}{}_i^{*}\times a_{ij}\times {\overrightarrow{h}}_j^T{\stackrel{\wedge }{w}}_k={\stackrel{\wedge }{\rho }}_k\end{array}$$

Из результата Уравнения 24 можно видеть, что умножение конкретного вектора столбца матрицы предварительного кодирования на $$e^{-j\theta }$$ не оказывает влияния на принимаемое SINR и отношение пропускной способности канала связи к сумме.

В системе MIMO могут использоваться различные схемы передачи MIMO (режимы передачи). Используемая для функционирования системы MIMO схема передачи/приема MIMO может включать в себя схему Разнесения Передачи с Переключением по Частоте (FSTD), схему Пространственно-Частотного Блочного Кодирования (SFBC), схему Пространственно-Временного Блочного Кодирования (STBC), схему Разнесения с Циклической Задержкой (CDD), схему Разнесения Передачи с Переключением по Времени (TSTD) и т.д. При ранге 2 или выше могут использоваться схема Пространственного Мультиплексирования (SM), схема Разнесения с Обобщенной Циклической Задержкой (GCDD), Избирательная Перестановка Виртуальной Антенны (S-VAP) и т.д.

Схема FSTD состоит в выделении поднесущих с разными частотами сигналам, передаваемым посредством нескольких антенн, чтобы получить коэффициент усиления при разнесенном приеме. Схема SFBC состоит в эффективном применении избирательности пространственной области и частотной области с тем, чтобы получить коэффициент усиления при разнесенном приеме и коэффициент усиления при многопользовательском планировании. Схема STBC состоит в применении избирательности пространственной области и временной области. Схема CDD состоит в получении коэффициента усиления при разнесенном приеме, используя задержку распространения между передающими антеннами. Схема TSTD состоит во временном разделении сигналов, передаваемых посредством нескольких антенн. Схема пространственного мультиплексирования состоит в передаче разных данных через антенны, чтобы увеличить скорость переноса данных. Схема GCDD состоит в применении избирательности временной области и частотной области. Схема S-VAP использует одну матрицу предварительного кодирования и включает в себя S-VAP с Несколькими Кодовыми Словами (MCW) для смешивания нескольких кодовых слов между антеннами при пространственном разнесении или пространственном мультиплексировании и S-VAP с Одним Кодовым Словом (SCW), использующую одно кодовое слово.

В соответствии с описанными выше различными схемами передачи MIMO (режимами передачи MIMO) могут использоваться различные форматы сигнализации планирования (форматы DCI PDCCH). Т.е. форматы сигнализации планирования могут меняться в соответствии с различными режимами передачи MIMO, и оборудование пользователя может определять режим передачи MIMO в соответствии с форматом сигнализации планирования.

В системе MIMO могут использоваться разомкнутая система (или схема, не зависящая от состояния канала) без использования информации обратной связи от приемника, и замкнутая схема (или схема, зависящая от состояния канала), использующая информацию обратной связи от приемника. При замкнутой схеме приемник передает передатчику информацию обратной связи в отношении состояния канала, и передатчик проверяет состояние канала, тем самым повышая эффективность системы беспроводной связи. Замкнутая система MIMO использует схему предварительного кодирования с тем, чтобы минимизировать влияние канала, позволяя передатчику выполнить заранее определенный процесс в отношении передаваемых данных, используя информацию обратной связи в отношении условий канала, переданных от приемника. Схема предварительного кодирования включает в себя схему предварительного кодирования, основанную на кодовом словаре, и схему предварительного кодирования для квантования информации о канале и возврат квантованной информации о канале.

Система MIMO в соответствии со Схемой OFDM и SC-FDMA

В целом, в системе MIMO в соответствии со схемой OFDM и схемой SC-FDMA сигнал данных подвергается сложному отображению внутри передаваемых символов. Сначала данные разделяются на кодовые слова. Обычно кодовые слова соответствуют блокам переноса, заданным уровнем MAC. Кодовые слова кодируются по отдельности, используя канальный кодер, например, с турбокодом или сверточным кодом с образованием концевой комбинации бит. Закодированные кодовые слова согласуются по скорости до соответствующих размеров и отображаются в уровни. В передаче SC-FDMA по отношению к уровням выполняется предварительное кодирование с помощью Дискретного Преобразования Фурье (DFT), и DFT не применяется к передаче OFDM. На каждом уровне сигналы DFT умножаются на вектор/матрицу предварительного кодирования и отображаются в порт передающей антенны. Порты передающей антенны могут отображаться на физические антенны, используя способ виртуализации антенны.

Фиг. 6 является схемой, показывающей общую структуру системы SC-FDMA и OFDMA. На Фиг. 6 N меньше M. S-к-P означает, что последовательный сигнал преобразуется в параллельный сигнал, а P-к-S означает, что параллельный сигнал преобразуется в последовательный сигнал. Как показано на Фиг. 6, в передатчике системы SC-FDMA входные информационные символы проходят через модуль 611 последовательно-параллельного преобразования, модуль 612 N-точечного DFT, модуль 613 отображения поднесущих и модуль 614 M-точечного Обратного DFT (IDFT), модуль 615 параллельно-последовательного преобразования, модуль 616 добавления CP и модуль 617 цифроаналогового преобразования, чтобы сигнал передавался через канал. В приемнике системы SC-FDMA принимаемый посредством канала сигнал проходит через модуль 621 аналого-цифрового преобразования, модуль 622 удаления CP, модуль 623 последовательно-параллельного преобразования, модуль 624 M-точечного DFT, модуль 625 компенсации/обратного отображения поднесущих, модуль 626 N-точечного IDFT, модуль 627 параллельно-последовательного преобразования и модуль 628 обнаружения, чтобы восстановить информационные символы. В системе OFDMA модуль 612 N-точечного DFT и модуль 615 параллельно-последовательного преобразования передатчика системы SC-FDMA могут быть опущены, а параллельно-последовательное преобразование может выполняться модулем 616 добавления CP. В дополнение, могут быть опущены модуль 623 последовательно-параллельного преобразования и модуль 626 N-точечного IDFT приемника системы SC-FDMA.

В целом, значение Метрики Третьей Степени (CM) или Отношение Пиковой Мощности к Средней Мощности (PAPR) сигнала с одной несущей, такого как сигнал передачи SC-FDMA, значительно ниже, чем у сигнала с несколькими несущими. Значение CM и PAPR связаны с динамическим диапазоном, обеспечиваемым Усилителем Мощности (PA) передатчика. В случае использования одинакового PA передаваемый сигнал с меньшим значением CM или PAPR, чем у другого сигнала, может передаваться с большей мощностью передачи. Другими словами, если максимальная мощность PA фиксирована, то мощность передачи устанавливается меньшей, чем та, что у сигнала с низким значением CM или PAPR, для того, чтобы позволить передатчику передать сигнал с высоким значением CM или PAPR. Причиной того что сигнал с одной несущей имеет меньшее значение CM или PAPR, чем у сигнала с несколькими несущими, является то, что в случае сигнала с несколькими несущими множество сигналов накладываются друг на друга, чтобы применить синфазность к сигналу. В таком случае амплитуда сигнала может быть увеличена, и система OFDM может иметь высокое PAPR или значение CM.

Если передаваемый сигнал y включает в себя только один информационный символ x₁, то данный сигнал может быть сигналом с одной несущей в виде y=x₁. А если передаваемый сигнал y включает в себя множество информационных символов x₁, x₂, x₃,..., x_N, то данный сигнал может быть сигналом с несколькими несущими в виде y=x₁+x₂+x₃+…+x_N. PAPR или значение CM пропорциональны количеству информационных символов, которые логически последовательно суммируются в форму сигнала передачи, но переполняются, когда количество информационных символов достигает заранее определенного значения. Соответственно, если форма сигнала формируется посредством суммирования небольшого количества сигналов с одной несущей, то значение CM или PAPR имеют значение значительно ниже, чем у сигнала с несколькими несущими, но имеют значение чуть больше, чем у сигнала с одной несущей.

Фиг. 7 является схемой, показывающей структуру системы SC-FDMA восходящей линии связи системы LTE Версии-8. Структура системы SC-FDMA восходящей линии связи системы LTE Версии-8 включает в себя модуль 710 скремблирования, модуль 720 отображения модуляции, кодировщик 730 предварительного кодирования с преобразованием, модуль 740 отображения ресурсного элемента и модуль 750 формирования сигнала SC-FDMA, как показано на Фиг. 7. Как показано на Фиг. 7, кодер 730 предварительного кодирования с преобразованием соответствует модулю 612 N-точечного DFT на Фиг. 6, модуль 740 отображения ресурсного элемента соответствует модулю 613 отображения поднесущей на Фиг. 6, а модуль 750 формирования сигнала SC-FDMA соответствует модулю 614 M-точечного IDFT, модулю 615 параллельно-последовательного преобразования и модулю 616 добавления CP на Фиг. 6.

Фиг. 8 является схемой, показывающей структуру кадра переноса системы SC-FDMA восходящей линии связи системы LTE Версии-8. Основной единицей передачи является один субкадр. Один субкадр включает в себя два слота, а количество символов SC-FDMA, включенных в один слот, составляет 7 или 6 в соответствии с конфигурацией CP (например, нормальный CP или расширенный CP). На Фиг. 8 показан нормальный CP, при котором один слот включает в себя семь символов SC-FDMA. В каждый слот включен, по меньшей мере, один символ SC-FDMA Опорного Сигнала (RS), и он не используется для передачи данных. В один символ SC-FDMA включено множество поднесущих. Ресурсный Элемент (RE) является комплексным информационным символом, отображенным в одну поднесущую. Если выполняется предварительное кодирование DFT, то поскольку размер DFT и количество поднесущих, используемых для передачи, идентичны в SC-FDMA, то RE соответствует одному информационному символу, отображенному в один индекс DFT.

В системе LTE-A для передачи по восходящей линии связи предусмотрено пространственное мультиплексирование максимум из четырех уровней. В случае однопользовательского пространственного мультиплексирования восходящей линии связи максимум два блока переноса могут передаваться от планируемого UE в одном субкадре для каждой составляющей несущей. Составляющая несущая относится к несущей из единицы агрегации в технологии агрегации несущих для физической агрегации множества составляющих несущих, чтобы получить тот же эффект, что и при логическом использовании большой полосы. Символы модуляции, связанные с каждым блоком переноса, могут отображаться в один или два уровня исходя из количества уровней переноса. В зависимости отображения между блоками и уровнями переноса может использоваться тот же принцип, что и принцип отображения между блоками и уровнями переноса в пространственном мультиплексировании нисходящей линии связи LTE Версии-8. В обоих случаях, когда используется и не используется пространственное мультиплексирование, схема OFDM с предварительным кодированием DFT может использоваться в качестве схемы передачи данных восходящей линии связи с множественным доступом. В случае нескольких составляющих несущих одно DFT может применяться из расчета на составляющую несущую. В частности, в системе LTE-A в отношении каждой составляющей несущей может поддерживаться непрерывное (смежное) по частоте и прерывистое (несмежное) по частоте выделение ресурсов.

Фиг. 9 является схемой, показывающей зависимости отображения сигнала данных в системе MIMO на основе передачи SC-FDMA. Система SC-FDMA может включать в себя модули отображения уровней для отображения сигналов, которые должны быть переданы, в уровни, соответствующие по количеству конкретному рангу, заранее определенное количество модулей DFT для выполнения расширения DFT по отношению к каждому из заранее определенного количества сигналов уровня и кодер предварительного кодирования для выбора матрицы предварительного кодирования из кодового словаря, хранящегося в памяти, и выполнения предварительного кодирования по отношению к передаваемым сигналам. На Фиг. 9, если количество кодовых слов равно N_C, а количество уровней составляет N_L, то N_C информационных символов и информационные символы в количестве, равном целому числу, кратному N_C, могут отображаться в N_L уровней или в уровни в количестве, равном целому числу, кратному N_L. Предварительное кодирование DFT применительно к SC-FDMA не меняет размер уровня. Если предварительное кодирование выполняется по отношению к уровню, то количество информационных символов меняется с N_L на N_T посредством перемножения матрицы N_T $$\times$$ N_L. В целом, ранг передачи пространственно мультиплексированных данных равен количеству (например, N_L) уровней для переноса данных в заданный момент передачи. Как показано на Фиг. 9, модули DFT для передачи сигналов восходящей линии связи, используя схему SC-FDMA, размещены перед кодером предварительного кодирования и после модулей отображения уровней. Таким образом, расширенные DFT сигналы, предварительно закодированные из расчета на уровень, подвергаются сужению IFFT и передаются, тем самым сохраняя характеристики PAPR или CM из-за того, что расширение DFT и сужение IFFT являются смещением по отношению к предварительному кодированию.

Опорный Сигнал (RS)

В системе радиосвязи, поскольку пакеты передаются через радиоканалы, то сигнал может быть искажен во время передачи. С тем чтобы позволить принимающей стороне корректно принять искаженный сигнал, искажение принимаемого сигнала должно корректироваться, используя информацию о канале. Для того чтобы обнаружить информацию о канале, главным образом используется способ передачи сигнала, о котором знает как передающая сторона, так и принимающая сторона, и способ обнаружения информации о канале, используя степень искажения, когда сигнал принимается через канал. Упомянутый выше сигнал именуется как пилот-сигнал или опорный сигнал (RS).

При передаче и приеме данных, используя множество антенн, для корректного приема сигнала должно выявляться состояние канала между передающими антеннами и принимающими антеннами. Соответственно, каждая передающая антенна имеет отдельный RS.

RS нисходящей линии связи включает в себя Общий RS (CRS), совместно используемый всеми UE в соте, и Выделенный RS (DRS) только для конкретного UE. Используя такие RS, можно предоставить информацию для оценки и демодуляции канала.

Принимающая сторона (UE) оценивает состояние канала по CRS и возвращает индикатор, связанный с качеством канала, такой как Индикатор Качества Канала (CQI), Индекс Матрицы Предварительного Кодирования (PMI) и/или Индикатор Ранга (RI), передающей стороне (eNodeB). CRS также может именоваться как RS для конкретной соты.

DRS может передаваться посредством RE, если требуется демодуляция данных по PDSCH. UE может принять наличие/отсутствие DRS от более высокого уровня и принять информацию, указывающую на то, что DRS действует, только когда отображен PDSCH. DRS также может называться заданным для UE RS или RS Демодуляции (DMRS).

Фиг. 10 является схемой, показывающей шаблон CRS и DRS, отображенных в RB нисходящей линии связи, определенный в существующей системе 3GPP LTE (например, Версии-8). RB нисходящей линии связи как единица отображения RS может быть выражен в единицах 12 поднесущих в одном субкадре $$\times$$ частоту по оси времени. Т.е. по оси времени один RB имеет длину в 14 символов OFDM в случае нормального CP.

Фиг. 10 показывает позиции RS в RB в системе, в которой eNodeB поддерживает четыре передающие антенны. На Фиг. 10 Ресурсные Элементы (RE), обозначенные как «0», «1», «2» и «3», указывают позиции CRS индексов 0, 1, 2 и 3 антенных портов. На Фиг. 10 RE, обозначенный как «D», указывает позицию DRS, определенного в LTE Версии-8 (или Версии-9). Далее подробно описывается CRS.

CRS используется для оценки канала физического антенного порта и распространяется по всей полосе в качестве RS, который, как правило, могут принимать все находящиеся в соте UE. CRS может использоваться для получения CSI и демодуляции данных.

CRS определен в различных форматах в соответствии с конфигурацией антенны передающей стороны (eNodeB). Система 3GPP LTE (например, Версии-8) поддерживает различные конфигурации антенны, и сторона (eNodeB), передающая сигнал нисходящей линии связи, имеет три конфигурации антенны: одна антенна, две передающие антенны и четыре передающие антенны. Если eNodeB выполняет передачу с одной антенной, то организуются RS для одного антенного порта. Если eNodeB выполняет передачу с двумя антеннами, то организуются RS для двух антенных портов, используя схему Мультиплексирование с Временным Разделением (TDM) и/или Мультиплексирование с Частотным Разделением (FDM). Т.е. RS для двух антенных портов организуются в разных временных ресурсах и/или разных частотных ресурсах, чтобы их можно было отличать друг от друга. В дополнение, если eNodeB выполняет передачу с четырьмя антеннами, то RS для четырех антенных портов организуются, используя схему TDM/FDM. Информация о канале, оцененная посредством CRS стороной (UE), принимающей сигнал нисходящей линии связи, может использоваться для демодуляции данных, переданных при помощи такой схемы передачи, как передача с одной антенной, разнесение передачи, замкнутое пространственное мультиплексирование, разомкнутое пространственное мультиплексирование или Многопользовательская MIMO (MU-MIMO).

Если поддерживается множество антенн, то когда RS передаются от конкретного антенного порта, RS передаются в позициях RE, указанных в соответствии с шаблоном RS, и ни один сигнал не передается в позициях RE, указанных для другого антенного порта.

Правило отображения CRS в RB определяется Уравнением 25.

Уравнение 25

$$\begin{array}{l}k=6m+(v+v_{shift})\mathrm{mod}6\\ l=\{\begin{array}{c}\begin{array}{ccc}\mathrm{0,}{N}_{symb}^{DL}-3& если& p\in \left\{\mathrm{0,1}\right\}\end{array}\\ \begin{array}{ccc}1& если& p\in \left\{\mathrm{2,3}\right\}\end{array}\end{array}\\ m=\mathrm{0,1,...,2}\cdot N_{RB}^{DL}-1\\ m^{\prime }=m+N_{RB}^{\max ,DL}-N_{RB}^{DL}\\ v=\{\begin{array}{c}\begin{array}{ccc}0& если& \begin{array}{ccc}p=0& и& l=0\end{array}\\ 3& если& \begin{array}{ccc}p=0& и& l\ne 0\end{array}\\ 3& если& \begin{array}{ccc}p=1& и& l=0\end{array}\end{array}\\ \begin{array}{ccc}0& если& \begin{array}{ccc}p=1& и& l\ne 0\end{array}\\ 3(n_s\mathrm{mod}2)& если& p=2\\ 3+3(n_s\mathrm{mod}2)& если& p=3\end{array}\end{array}\\ v_{shift}=N_{ID}^{cell}\mathrm{mod}6\end{array}$$

В Уравнении 25 k обозначает индекс поднесущей, l обозначает индекс символа, а p обозначает индекс антенного порта. $$N_{symb}^{DL}$$ обозначает количество символов OFDM одного слота нисходящей линии связи, $$N_{RB}^{DL}$$ обозначает количество RB, выделенных нисходящей линии связи, n_S обозначает индекс слота, а $$N_{ID}^{cell}$$ обозначает ID соты. mod обозначает операцию по модулю. Позиция RS в частотной области зависит от значения V_shift. Поскольку значение V_shift зависит от ID соты, то позиция RS имеет значение частотного сдвига, который меняется в соответствии с сотой.

Чтобы увеличить эффективность оценки канала посредством CRS, позиции CRS в частотной области могут сдвигаться, чтобы изменяться в соответствии с сотами. Например, если RS размещаются в интервале трех поднесущих, то RS будут размещены в 3k-х поднесущих в одной соте и размещены в (3k+1)-х поднесущих в другой соте. Принимая во внимание один антенный порт, RS организуются в интервале из 6 RE (т.е. интервале из 6 поднесущих) в частотной области и отделены от RE, в которых размещены RS, выделенные для другого антенного порта, посредством 3 RE в частотной области.

В дополнение, к CRS применяется повышение мощности. Повышение мощности указывает на то, что RS передаются, используя более высокую мощность путем привлечения мощностей RE, исключая RE, выделенные для RS, среди RE одного символа OFDM.

Во временной области RS размещаются с индекса (l=0) символа каждого слота, в качестве начальной точки, через постоянный интервал. Временной интервал по-разному определяется в соответствии с длиной CP. RS размещаются в индексах 0 и 4 символов слота в случае нормального CP и размещаются в индексах 0 и 3 символов слота в случае расширенного CP. В одном символе OFDM определены RS только максимум двух антенных портов. Соответственно, применительно к передаче с четырьмя передающими антеннами, RS для антенных портов 0 и 1 размещаются в индексах 0 и 4 символов (индексах 0 и 3 символов в случае расширенного CP) слота, а RS для антенных портов 2 и 3 размещаются в индексе 1 символа слота. Частотные позиции RS для антенных портов 2 и 3 в частотной области меняются по отношению друг к другу во втором слоте.

Для того чтобы обеспечивать эффективность спектра на более высоком уровне, чем у существующей системы 3GPP LTE (например, Версии-8), может быть создана система (например, система LTE-A) с расширенной конфигурацией антенны. Расширенная конфигурация антенны может обладать, например, восемью передающими антеннами. В системе с расширенной конфигурацией антенны требуется поддержка UE, которые функционируют в существующей конфигурации антенны, то есть требуется обеспечение обратной совместимости. Соответственно, необходимо поддерживать шаблон RS в соответствии с существующей конфигурацией антенны и создать новый шаблон RS для дополнительной конфигурации антенны. Если CRS для новых антенных портов добавляются в систему с существующей конфигурацией антенны, то быстро увеличиваются потери от RS и таким образом падает скорость переноса данных. Принимая во внимание данные проблемы, требуется создание новых RS (CSI-RS) для измерения CSI для новых антенных портов. Подробности касательно них будут описаны после описания DRS. Далее подробно описывается DRS.

DRS (или RS для конкретного UE) используется для демодуляции данных. Весовой коэффициент предварительного кодирования, использованный для конкретного UE при передаче с несколькими антеннами, без изменений используется и в RS, чтобы оценить эквивалентный канал, в котором объединены канал пересылки и весовой коэффициент предварительного кодирования, передаваемые от каждой передающей антенны, когда UE принимает RS.

Существующая система 3GPP LTE (например, Версии-8) поддерживает передачу максимум с четырьмя передающими антеннами и определен DRS для формирования диаграммы направленности Ранга 1. DRS для формирования диаграммы направленности Ранга 1 также обозначается посредством RS для индекса 5 антенного порта. Правило DRS, отображаемого в RB, определяется Уравнениями 26 и 27. Уравнение 26 служит для нормального CP, а Уравнение 27 служит для расширенного CP.

Уравнение 26

$$\begin{array}{l}k=(k^{\prime })\mathrm{mod}{N}_{sc}^{RB}+N_{sc}^{RB}\cdot n_{PRB}\\ k^{\prime }=\{\begin{array}{c}\begin{array}{ccc}4m^{\prime }+v_{shift}& если& l\in \left\{\mathrm{2,3}\right\}\end{array}\\ \begin{array}{ccc}4m^{\prime }+(2+v_{shift})\mathrm{mod}4& если& l\in \left\{\mathrm{5,6}\right\}\end{array}\end{array}\\ l=\{\begin{array}{c}\begin{array}{cc}3& l^{\prime }=0\\ 6& l^{\prime }=1\end{array}\\ \begin{array}{cc}2& l^{\prime }=2\\ 5& l^{\prime }=3\end{array}\end{array}\\ l^{\prime }=\{\begin{array}{c}\begin{array}{ccc}\mathrm{0,1}& если& n_s\mathrm{mod}2=0\end{array}\\ \begin{array}{ccc}\mathrm{2,3}& если& n_s\mathrm{mod}2=1\end{array}\end{array}\\ m^{\prime }=\mathrm{0,1,...,3}{N}_{RB}^{PDSCH}-1\end{array}$$

Уравнение 27

$$\begin{array}{l}k=(k^{\prime })\mathrm{mod}{N}_{sc}^{RB}+N_{sc}^{RB}\cdot n_{PRB}\\ k^{\prime }=\{\begin{array}{c}\begin{array}{ccc}3m^{\prime }+v_{shift}& если& l=4\end{array}\\ \begin{array}{ccc}3m^{\prime }+(2+v_{shift})\mathrm{mod}3& если& l=1\end{array}\end{array}\\ l=\{\begin{array}{cc}4& l^{\prime }\in \left\{\mathrm{0,2}\right\}\\ 1& l^{\prime }=1\end{array}\\ l^{\prime }=\{\begin{array}{c}\begin{array}{ccc}0& если& n_s\mathrm{mod}2=0\end{array}\\ \begin{array}{ccc}\mathrm{1,2}& если& n_s\mathrm{mod}2=1\end{array}\end{array}\\ m^{\prime }=\mathrm{0,1,...,4}{N}_{RB}^{PDSCH}-1\\ v_{shift}=N_{ID}^{cell}\mathrm{mod}3\end{array}$$

В Уравнениях 26 и 27 k обозначает индекс поднесущей, l обозначает индекс символа, а p обозначает индекс антенного порта. $$N_{SC}^{RB}$$ обозначает размер ресурсного блока в частотной области и выражается количеством поднесущих. $$n_{PRB}$$ обозначает номер физического ресурсного блока. $$N_{RB}^{PDSCH}$$ обозначает ширину полосы RB передачи PDSCH. n_s обозначает индекс слота, а $$N_{ID}^{cell}$$ обозначает ID соты. mod обозначает операцию по модулю. Позиция RS в частотной области зависит от значения V_shift. Поскольку значение V_shift зависит от ID соты, то позиция RS имеет значение частотного сдвига, которое меняется в соответствии с сотой.

В системе LTE-A, которая является развитой версией системы 3GPP LTE, рассматриваются MIMO старшего порядка, передача с несколькими сотами, развитая схема MU-MIMO или подобное. С тем чтобы обеспечивать эффективное управление RS и разработанные схемы передачи, рассматривается демодуляция данных, основанная на DMRS. Т.е. чтобы поддерживать передачу данных через добавленные антенны отдельно от DMRS (индекса 5 антенных портов) для формирования диаграммы направленности Ранга 1, определенного в существующей системе 3GPP LTE (например, Версии-8), могут определяться DMRS для двух или более уровней. Поскольку DMRS предварительно кодируется тем же кодером предварительного кодирования, что и данные, то принимающая сторона может легко оценить информацию о канале для демодуляции данных, не отделяя информацию о предварительном кодировании.

Посредством организации DMRS, поддерживающих передачу по радиоресурсам с максимальным Рангом-8, могут мультиплексироваться и организовываться DMRS для уровней. Мультиплексирование с Временным Разделением (TDM) указывает на то, что DMRS для двух или более уровней размещены на разных временных ресурсах (например, символах OFDM). Мультиплексирование с Частотным Разделением (FDM) указывает на то, что DMRS для двух или более уровней размещены на разных частотных ресурсах (например, поднесущих). Мультиплексирование с Кодовым Разделением (CDM) указывает на то, что DMRS для двух или более уровней, размещенных на одних и тех же радиоресурсах, мультиплексируются, используя ортогональную последовательность (или ортогональное перекрытие).

Фиг. 11 является схемой, показывающей пример шаблона DMRS, поддерживающего передачу с максимальным Рангом-8. На Фиг. 11 область управления (с первого по третий символы одного субкадра) указывает RE, по которым может передаваться PDCCH. CRS для 4 передающих антенн указывают RE, в которых размещены CRS для описанных со ссылкой на Фиг. 10 портов «0», «1», «2» и «3» антенны. В данном случае значение V_shift равно 0.

В целом, в случае передачи SU-MIMO количество антенных портов DMPS (или виртуальных антенных портов), используемых для передачи данных, равно рангу передачи для передачи данных. В данном случае DMRS антенные порты (или виртуальные антенные порты) могут быть пронумерованы с 1 по 8, и наименьший «N» DMRS антенный порт может использоваться для передачи SU-MIMO ранга «N».

Если DMRS антенные порты пронумерованы так, как показано на Фиг. 11, то суммарное количество RE, по которым данные не передаются из-за организации DMRS внутри одного уровня передачи, определяется в соответствии с рангом передачи. При низком ранге (например, Ранге 1 или 2) количество RE, используемых для передачи DMRS, может быть равно 12 в одном RB. При высоком ранге (например, Ранге от 3 до 8) количество RE, используемых для передачи DMRS, может быть равно 24 в одном RB. Т.е., как показано на Фиг. 11, в случае Ранга 2 DMRS для уровней 1 и 2 могут передаваться по 12 RE (RE, показанным посредством позиций DMRS для уровней 1, 2, 5 и 7 на Фиг. 11), а в случае Ранга 3 DMRS для уровней 1 и 2 передаются по 12 RE, а DMRS для уровня 3 могут передаваться по 12 дополнительным RE (RE, показанным позициями DMRS для уровней 3, 4, 6 и 8 на Фиг. 11). Позиции RE, в которых размещены DMRS для каждого уровня, являются примерными, и настоящее изобретения этим не ограничивается.

Шаблон CSI-RS

В настоящем изобретении предлагается новый способ организации (мультиплексирования) CSI-RS по радиоресурсам с учетом вышеописанных позиций CRS и DMRS. CSI-RS могут передаваться базовой станцией и могут использоваться в UE для оценки CSI. CSI, измеряемая посредством CSI-RS, может включать в себя информацию о предварительном кодировании (например, Индекс Матрицы Предварительного Кодирования (PMI)); количество предпочтительных уровней передачи (например, Индикатор Ранга (RI)); и предпочтительную Схему Модуляции и Кодирования (MCS) (например, Индикатор Качества Канала (CQI)).

CRS необходимы для правильного функционирования UE (существующего UE), которое функционирует в соответствии с существующей системой LTE, а DMRS необходимы для простого выполнения демодуляции данных при расширенной конфигурации антенны. Соответственно, для того чтобы обеспечивать эффективное получение информации о канале принимающей стороной нисходящей линии связи посредством CSI-RS, необходимо определить шаблон CSI-RS (позиции в ресурсных блоках) таким образом, чтобы передавалось максимальное количество CSI-RS с учетом организации CRS и DMRS по радиоресурсам. Это делается для того, чтобы UE могло правильно оценить канал между обслуживающей сотой и UE, при решении конфликта между CSI-RS от соседней соты и CSI-RS от обслуживающей соты. Соответственно, с ростом количества различаемых шаблонов CSI-RS, которые могут использоваться обслуживающей сотой, можно гарантировать повышение эффективности оценки канала посредством CSI-RS.

В настоящем изобретении группируются RE, используемые группой CSI-RS антенных портов, и группа RE CSI-RS включает в себя смежные RE, которые доступны в частотной области. Конфигурация группы CSI-RS, используя смежные RE в частотной области, служит для предотвращения разрушения базового блока передачи для схемы разнесения передачи, такой как Пространственно-Частотного Блочного Кодирования (SFBC) и SFBC-Разнесения Передачи с Переключением по Частоте (SFBC-FSTD), которое может произойти из-за организации CSI-RS. Подробнее, поскольку в RE, в которых передаются CSI-RS, данные передаваться не могут, то, если данные передаются в базовом блоке передачи для разнесения передачи, а CSI-RS размещены только в части базового блока передачи, пары RE разнесения передачи для передачи данных могут быть разрушены.

Доступные RE относятся к RE, которые не включают в себя CRS и DMRS в области данных, исключая области управления (с первого по третий символы OFDM субкадра нисходящей линии связи) в RB нисходящей линии связи (одном субкадре (12 или 14 символах OFDM) во временной области $$\times$$ один RB (12 поднесущих) в частотной области). Т.е. доступные RE, в которых могут быть размещены CSI-RS, соответствуют невыделенным RE на Фиг. 11.

Примеры группы RE CSI-RS показаны на Фиг. 12-16.

На Фиг. 12 показан пример размещения групп RE CSI-RS по двум смежным поднесущим. На Фиг. 12 можно видеть, что группы RE CSI-RS определены в RE, исключая RE, в которых размещены CRS и DMRS.

На Фиг. 13 показан пример размещения групп RE CSI-RS по четырем смежным поднесущим. На Фиг. 13 может показаться, что конкретная группа RE CSI-RS размещается по пяти поднесущим. Однако поскольку CSI-RS не передаются в RE, в которых размещены CRS, из числа групп RE CSI-RS, то можно видеть, что группы RE CSI-RS размещаются по четырем RE.

На Фиг. 14 показан пример размещения групп RE CSI-RS по двум смежным поднесущим. На Фиг. 14 можно видеть, что группы RE CSI-RS не определены в символах OFDM, в которых размещены CRS.

На Фиг. 15 показан пример размещения групп RE CSI-RS по четырем смежным поднесущим. На Фиг. 15 можно видеть, что группы RE CSI-RS не определены в символах OFDM, в которых размещены CRS и DMRS.

На Фиг. 16 показан пример размещения групп RE CSI-RS по четырем смежным поднесущим. На Фиг. 16 отмечено, что CSI-RS не передаются в позициях RE CRS. На Фиг. 16 можно видеть, что группы RE CSI-RS не определены в символах OFDM, в которых размещены DMRS.

Показанные на Фиг. 12-16 группы RE CSI-RS используются для передачи набора CSI-RS портами антенны одной соты. Например, если одна сота выполняет передачу, используя два антенных порта CSI-RS, и размер группы RE CSI-RS равен 2, то RE CSI-RS для двух CSI-RS антенных портов могут отображаться в одну группу RE CSI-RS. Если одна сота выполняет передачу, используя четыре антенных порта CSI-RS и размер группы RE CSI-RS равен 4 RE, то RE CSI-RS для четырех CSI-RS антенных портов могут отображаться в одну группу RE CSI-RS. Если одна сота выполняет передачу, используя восемь CSI-RS антенных портов и размер группы RE CSI-RS равен 4 RE, то RE CSI-RS для восьми CSI-RS антенных портов могут отображаться в две группы RE CSI-RS. Не требуется, чтобы две группы RE CSI-RS были размещены непрерывно (т.е. были смежными), и они могут быть размещены в конкретных группах RE CSI-RS в RB.

В простом варианте реализации оценки канала шаблон RE CSI-RS может быть одинаково сконфигурирован по всей ширине полосы (в субкадре, который не включает в себя, по меньшей мере, первичный широковещательный канал, первичный канал синхронизации и вторичный канал синхронизации). Отображение CSI-RS антенных портов в меньшее количество групп CSI-RS важно в случае, где сота поддерживает схему разнесения передачи для конкретной базовой станции. Если RE CSI-RS распределяются среди множества групп CSI-RS, то может быть разрушено множество пар RE, закодированных по схеме пространственно-временного кодирования SFBC, применительно к схеме разнесения передачи. Это происходит потому, что схемы разнесения передачи SFBC и SFBC-FSTD используют базовый блок RE, к которому применяется пространственно-частотное кодирование и/или антенно-избирательное/частотно-избирательное разнесение. Передача CSI-RS в определенных RE может разрушить базовые блоки разнесения и понизить эффективность схемы разнесения передачи.

Среди предлагаемых настоящим изобретением вариантов осуществления группы RE CSI-RS варианты осуществления групп RE CSI-RS, показанные на Фиг. 12, 14 и 16, являются более предпочтительными по отношению к другим вариантам осуществления, т.к. ни один из RE CSI-RS, отображенный в одну группу RE CSI-RS, не разрушает ни одной или более пар RE SFBC. Тем не менее, в настоящем изобретении не исключаются группы RE CSI-RS, определенные на Фиг. 13 и 15.

Согласно Фиг. 17 в символах OFDM, которые не включают в себя CRS или DMRS, одна группа RE CSI-RS (каждая включает в себя четыре RE) в одном RB может быть определена четырьмя смежными RE. Группы RE CSI-RS не пересекаются друг с другом. Группы RE CSI-RS равны базовой(ым) группе(ам) RE, к которой применяется разнесение передачи. Если каждая группа RE CSI-RS имеет только два RE, то группа RE CSI-RS может быть определена двумя смежными RE.

Как показано на Фиг. 18, если группа RE CSI-RS включает в себя четыре RE, то группа RE CSI-RS, размещенная в тех же символах OFDM, что и RE DMRS, может не включать в себя четыре смежных доступных RE, принадлежащих одной базовой группе RE разнесения передачи. В данном случае группа RE CSI-RS, размещенная в тех же символах OFDM, что и RE DMRS, может быть определена как два набора, каждый из которых включает в себя два RE, и каждый набор может включать в себя два смежных RE, принадлежащих разным группам RE разнесения передачи. На Фиг. 18 один прямоугольник, обведенный сплошной полужирной линией, обозначает набор, включающий в себя две RE, а группа из двух прямоугольников, обведенных сплошной полужирной линией, конфигурирует одну группу RE CSI-RS. При таком определении группы RE CSI-RS группа RE CSI-RS, включающая в себя четыре RE, определяет два набора RE, и кодирование Аламоути (SFBC) и антенно/частотно-избирательное разнесение может использоваться по двум наборам RE. Это потому, что из четырех смежных RE (четырех смежных RE, включающих в себя один прямоугольник, обведенный полужирной штриховой линией, и один прямоугольник, обведенный полужирной сплошной линией, и соответственно двух базовых блоков разнесения передачи, каждый из которых включает в себя четыре смежных RE, показанных на Фиг. 18) первые два RE (например, прямоугольник, обведенный полужирной штриховой линией) отображены в общие антенные порты 0 и 2, закодированные с использованием SFBC, а следующие два RE (например, прямоугольник, обведенный полужирной сплошной линией) отображены в общие антенные порты 1 и 3, закодированные с использованием SFBC. Т.е. в базовом блоке разнесения передачи, включающем в себя четыре смежных RE, если RE CSI-RS отображаются в первые два RE, то первые два RE не могут использоваться для общих антенных портов 0 и 2. Аналогичным образом, в базовом блоке разнесения передачи, включающем в себя четыре смежных RE, если RE CSI-RS отображаются в последние два RE, то последние два RE не могут использоваться для общих антенных портов 1 и 3. Соответственно, если берутся два последних RE одного базового блока разнесения передачи (первых четырех смежных RE) и первые два RE другого базового блока разнесения передачи (следующих четырех смежных RE), то возможно сконфигурировать виртуальный базовый блок разнесения передачи, используя четыре RE. Определение группы RE CSI-RS из символов OFDM, включающих DRMS, важно в том плане, что существует возможность эффективного сохранения баланса прокола всех общих антенных портов 0, 1, 2 и 3, когда RE CSI-RS отображаются в определенные типы групп RE CSI-RS. Прокол указывает, что если CSI-RS передаются по определенным RE, то RE не могут быть использованы для общих антенных портов.

Как показано на Фиг. 19, если группа RE CSI-RS включает в себя четыре RE, то группа RE CSI-RS, размещенная в тех же символах OFDM, что и RE CRS, может не включать в себя четыре смежные доступные RE, принадлежащие одной базовой группе RE разнесения передачи. Концептуально группы RE CSI-RS могут быть сконфигурированы в символах OFDM, включающих в себя CRS, как показано на Фиг. 19. Посредством такой конфигурации группы RE CSI-RS можно эффективно сохранять баланс прокола общих антенных портов.

Как показано на Фиг. 20, RE CSI-RS антенного порта, отображенные в группы RE CSI-RS, могут скачкообразно изменяться (сменяться или перемешиваться) внутри каждого субкадра передачи CSI-RS. На Фиг. 20 «1», «2», «3» и «4» обозначают RE, используемые для антенных портов 0, 1, 2 и 3 CSI-RS.

Скачкообразное изменение может выполняться разными способами.

Например, в каждом субкадре передачи определен временной и частотный сдвиг группы RE CSI-RS. Шаблон скачкообразного изменения группы RE CSI-RS может повторяться единожды в одном радиокадре (10 субкадрах) или N радиокадрах (10 $$\times$$ N субкадрах, N≥2). N может быть, например, 4, а четыре радиокадра соответствуют периоду, в котором передается первичный широковещательный канал.

В качестве другого примера определен виртуальный индекс группы CSI-RS, и определена функция отображения скачкообразного изменения (перемешивания или перестановки) для отображения виртуального индекса группы CSI-RS в физический индекс группы CSI-RS (см. Фиг. 21). В такой функции отображения может использоваться способ циклического сдвига виртуального индекса, перемежитель субблока или перемежитель с Квадратичным Полиномом Перестановки (QPP).

В способе циклического сдвига виртуального индекса группа CSI-RS отображается в виртуальный индекс. В связи с циклическим сдвигом виртуального индекса может быть рассмотрен случай, где UE функционирует в соответствии с Кооперативной Многоточечной (CoMP) схемой передачи. Схема передачи CoMP является усовершенствованной схемой передачи MIMO, применяемой к среде с несколькими сотами, которая может повысить пропускную способность UE, размещающегося на границе соты, и повысить эффективность системы. Может применяться схема совместной обработки по кооперативному формированию диаграммы направленности. В схеме передачи CoMP UE, которое принимает данные посредством кооперации нескольких сот, может передавать информацию по каналам от нескольких сот к UE к каждой соте, принадлежащей к нескольким сотам (кластер передачи CoMP). Виртуальные индексы могут быть заданы таким образом, чтобы не пересекаться друг с другом между сотами, принадлежащими одному кластеру передачи CoMP. Соты, принадлежащие к разным кластерам CoMP, могут использовать одинаковые виртуальные индексы, но каждый кластер CoMP может циклически сдвигать индексы, когда виртуальные индексы отображаются в физические индексы. Вследствие этого возможно ортогональное отображение группы RE CSI-RS внутри одного кластера CoMP. Возможно неортогональное отображение группы RE CSI-RS между разными кластерами CoMP и возможно разное отображение группы RE CSI-RS между разными кластерами CoMP посредством циклического сдвига виртуальных индексов.

Далее, для перемешивания отображения группы RE CSI-RS между сотами может использоваться блочный перемежитель. Индексы групп RE CSI-RS могут определяться как v_k (k=1, 2,…, L), а L может обозначать входной размер перемежителя. Блочный перемежитель конфигурируется матрицей, и входная информация может записываться в перемежитель по строкам, а выходная информация может считываться из перемежителя по столбцам. Т.е. когда информация записывается в перемежитель, то информация записывается в одну строку, увеличивая при этом номер столбца, и информация записывается в следующую строку, если одна строка заполнена. Когда информация считывается из перемежителя, то информация считывается из одного столбца, увеличивая при этом номер строки, и информация считывается из следующего столбца, когда вся информация считана из первого столбца. Столбцы матрицы, конфигурирующей блочный перемежитель, могут переставляться. В качестве альтернативы блочный перемежитель может быть выполнен таким образом, что информация записывается по столбцам, а считывание информации производится по строкам.

Если используется описанный выше блочный перемежитель, то индексы группы CSI-RS могут эффективно перемешиваться. Нижеследующее уравнение показывает пример матрицы блочного перемежителя, в который индексы CSI-RS вводятся по строкам.

Уравнение 28

$$D=\left[\begin{array}{cccc}{v}_1& v_2& \cdots & v_N\\ v_{N+1}& v_{N+2}& \cdots & v_{2N}\\ ⋮& ⋮& \ddots & ⋮\\ v_{(M-1)N+1}& v_{(M-1)N+2}& \cdots & v_{MN}\end{array}\right]$$

В Уравнении 28 M является наибольшим целым, удовлетворяющим L≤MN. В случае MN>L может быть определено N_D=MN-L и v_L+j=[Пустой] (j=1, 2, …, N_D). Т.е. если количество L индексов групп CSI-RS не соответствует точно размеру матрицы блочного перемежителя, то в элементы в количестве N_D, полученном посредством вычитания количества L индексов групп CSI-RS из размера MN перемежителя, может быть вставлено пустое значение. Пустое значение отбрасывается при выводе из блочного перемежителя. Т.е. индексы групп CSI-RS считываются из перемежителя, исключая пустые значения. Перестановка столбцов блочного перемежителя может быть определена следующим образом:

Уравнение 29

$$\pi =\left\{\pi (i)=j\right\}i,j,=\mathrm{1,2,...,}N$$

Матрица, подвергнутая операции по перестановке столбцов в соответствии с Уравнением 29, может быть выражена следующим образом:

Уравнение 30

$$F=\left[\begin{array}{cccc}{v}_{\pi (1)}& v_{\pi (2)}& \cdots & v_{\pi (N)}\\ v_{\pi (1)+N}& v_{\pi (2)+N}& \cdots & v_{\pi (N)+N}\\ ⋮& ⋮& \ddots & ⋮\\ v_{\pi (1)+(M-1)N}& v_{\pi (2)+(M-1)N}& \cdots & v_{\pi (N)+MN}\end{array}\right]$$

Выходные данные блочного перемежителя могут считываться по столбцам. В Уравнении 30 вывод данных начинается с v_Π(1) первого столбца и последовательностью вывода индексов может быть {v_Π(1)+N, …, v_Π(1)+(M-1)N, v_Π(2), …, v_Π(N)+MN}. Если присутствует пустое значение, то пустое значение, как описано выше, может при считывании игнорироваться.

Разные кластеры CoMP могут использовать разные перестановки столбцов или разные значения циклического сдвига могут применяться до отображения индексов групп CSI-RS в матрице перемежителя. Таким образом, в разных кластерах CoMP может применяться разное перемешивание индексов групп CSI-RS.

Фиг. 22 показывает пример группы RE CSI-RS в случае восьми передающих антенн. В случае восьми передающих антенн требуется передать UE восемь CSI-RS. В настоящем варианте осуществления, когда в соте сконфигурирован субкадр нормального CP, то предлагается группа RE CSI-RS с четырьмя закодированными с помощью SFBC парами RE. Одна группа RE CSI-RS включает в себя два набора RE, а один набор RE включает в себя две пары RE (т.е. четыре RE). Т.е. внутри одного набора RE четыре RE являются смежными во временной и частотных областях (квадрат, обведенный полужирной сплошной линией, на Фиг. 22 соответствует одному набору RE), и два набора RE могут быть разделены интервалом в четыре поднесущие в частотной области. Таким образом, с точки зрения передатчика один и тот же шаблон группы RE CSI-RS может использоваться в символах OFDM с DMRS и символах OFDM без CRS или DMRS. Позиции RE, обведенные на Фиг. 22 полужирной пунктирной линией, служат для эффективного сохранения баланса прокола общих антенных портов в базовом блоке разнесения передачи аналогично описанию на Фиг. 18.

В настоящем варианте осуществления группы RE CSI-RS сдвигаются во временной и/или частотной области в каждой соте. Т.е. шаблон группы RE CSI-RS может использоваться в одной соте, а в другой соте может использоваться сдвинутый во временной и/или частотной области шаблон этого шаблона группы RE CSI-RS.

Каждая сота может перескакивать между возможными вариантами позиции группы RE CSI-RS в каждый момент передачи применительно к передаче CSI-RS. Примеры возможных вариантов позиции группы RE CSI-RS показаны на Фиг. 23. Т.е. два квадрата, обведенные полужирной сплошной линией, обозначенные 1 на Фиг. 23, представляют собой один возможный вариант позиции группы RE CSI-RS и, аналогично, два квадрата, обведенных полужирной сплошной линией, обозначенные 2, 3, 4 или 5, представляют собой возможные варианты позиции группы RE CSI-RS. Например, в одном RB (14 символах OFDM во временной области $$\times$$ 12 поднесущих в частотной области), позиция группы RE CSI-RS, обозначенная как 1, соответствует третьей, четвертой, девятой и десятой позициям поднесущей в шестом и седьмом символах OFDM, позиция группы RE CSI-RS, обозначенная как 2, соответствует первой, второй, седьмой и восьмой позициям поднесущей в десятом и одиннадцатом символах OFDM, позиция группы RE CSI-RS, обозначенная как 3, соответствует третьей, четвертой, девятой и десятой позициям поднесущей в десятом и одиннадцатом символах OFDM, позиция группы RE CSI-RS, обозначенная как 4, соответствует пятой, шестой, одиннадцатой и двенадцатой позициям поднесущей в десятом и одиннадцатом символах OFDM, и позиция группы RE CSI-RS, обозначенная как 5, соответствует третьей, четвертой, девятой и десятой позициям поднесущей в тринадцатом и четырнадцатом символах OFDM. Соответственно, разные шаблоны групп RE CSI-RS могут одновременно использовать пять сот.

С точки зрения передающей антенны мощность передачи может быть перераспределена в частотной области, но не может быть перераспределена во временной области. Другими словами, если суммарная мощность передачи ограничена, то определенные RE одного символа OFDM могут заимствовать мощность у других RE в рамках символа OFDM, с тем чтобы реализовать повышение мощности. Если CSI-RS для разных антенных портов мультиплексируются и ортогонализируются, то ортогональности не могут быть сохранены, когда разное повышение мощности применяется к каждому CSI-RS. Для того чтобы сохранить ортогональность, требуется передавать все CSI-RS в одном и том же символе OFDM, так чтобы CSI-RS заимствовали одну и ту же мощность из других RE, с тем чтобы реализовать повышение мощности. Если группа RE CSI-RS определена так, как показано на Фиг. 23, то могут рассматриваться два способа для отображения CSI-RS антенных портов. Примеры двух способов показаны на Фиг. 24(a) и 24(b).

На Фиг. 24(a) два квадрата, обведенные полужирной сплошной линией, внутри одного RB показывают одну группу RE CSI-RS. Для ясности, прочие RE не показаны. В соответствии с первым способом отображения, показанным на Фиг. 24(a), отображение CSI-RS может переключаться между RB и все антенные порты CSI-RS могут быть эффективно отображены в один и том же символ OFDM. Подробнее, внутри группы RE CSI-RS c нечетными индексом RB CSI-RS для четырех антенных портов отображаются в первый символ OFDM (например, 1,2/3,4), а CSI-RS для оставшихся четырех антенных портов отображаются во второй символ OFDM (например, 5,6/7,8). Отображение CSI-RS с четным индексом RB выполняется обратно тому, которое выполняется с нечетным индексом RB во временной области, и шаблоны вставки CSI-RS меняются между символами OFDM. Т.е. внутри группы RE CSI-RS с четным индексом RB CSI-RS для четырех антенных портов отображаются в первый символ OFDM (например, 5,6/7,8), а CSI-RS для оставшихся антенных портов отображаются во второй символ OFDM (например, 1,2/3,4). Таким образом, CSI-RS для всех восьми передающих антенных портов могут отображаться в один символ OFDM (по двум RB).

На Фиг. 24(b) горизонтальная ось обозначает частотную область, а вертикальная ось обозначает область кодового ресурса. Хотя на Фиг. 24(b), чтобы описать случай, при котором группы RE CSI-RS используют разные кодовые ресурсы, показаны две группы RE CSI-RS (одна группа RE CSI-RS включает в себя два квадрата, обведенных полужирной сплошной линией), отмечено, что группы RE CSI-RS представлены на одной и той же временной/частотной позиции. В соответствии со вторым способом отображения, показанным на Фиг. 24(b), четыре CSI-RS (1,2/3,4) могут быть умножены на первый ортогональный код {+1, +1} и размещены в одном символе OFDM, используя схему FDM, а оставшиеся четыре CSI-RS (5,6/7,8), могут быть умножены на второй ортогональный код {+1, -1} и размещены в том же символе OFDM и поднесущей. Таким образом, все CSI-RS для восьми антенных портов могут передаваться в одном и том же символе OFDM внутри одного RB. Поскольку количество RE, доступных при передаче CSI-RS в одном символе OFDM, равно 4, то два набора CSI-RS могут подвергаться CDM, используя ортогональные коды временного расширения. Мультиплексирование ортогональных кодов по временной области может именоваться CDM-T мультиплексированием. В качестве ортогональных кодов могут использоваться, например, коды Уолша-Адамара. Могут быть сформированы четыре группы RE, мультиплексированные при помощи схемы CDM, и в каждой из четырех групп RE CSI-RS для антенных портов могут быть мультиплексированы при помощи схемы FDM.

Фиг. 25-27 показывают примеры мультиплексирования CSI-RS, когда одной сотой передаются четыре CSI-RS. Мультиплексирование четырех CSI-RS может быть сокращенным вариантом мультиплексирования восьми CSI-RS. Т.е. для мультиплексирования восьми CSI-RS, как описано на Фиг. 23, могут использоваться восемь RE (два квадрата, обведенные полужирной сплошной линией), а для мультиплексирования четырех CSI-RS может использоваться подмножество (четыре RE). Например, четыре CSI-RS могут отображаться в четыре единицы RE (одном квадрате, обведенном полужирной сплошной линией на Фиг. 25-27), смежные во временной и частотной области. Группа CSI-RS, в которой мультиплексируются четыре CSI-RS, может быть определена таким образом, что две пары RE SFBC (где одна пара RE SFBC является двумя RE, смежными в частотной области) являются смежными во временной области. Т.е. четыре группы RE (один квадрат, обведенный полужирной сплошной линией), смежные во временной/частотной области, могут определяться в качестве одной группы RE CSI-RS. Как показано на Фиг. 26, могут определяться 10 шаблонов групп RE CSI-RS и один из 10 шаблонов групп RE CSI-RS может использоваться для передачи четырех CSI-RS. Как показано на Фиг. 27(a), отображение CSI-RS может выполняться таким образом, что CSI-RS сменяются между нечетными RB и четными RB во временной области. Таким образом, все CSI-RS для четырех антенных портов могут передаваться в одних и тех же символах OFDM по двум RB, и перераспределение мощности может использоваться в полном объеме. Как показано на Фиг. 27(b), при отображении CSI-RS два CSI-RS могут мультиплексироваться в одной группе RE CSI-RS (квадрате, обведенном полужирной сплошной линией), используя схему FDM, и могут умножаться на ортогональные кодовые ресурсы {+1, +1} и {+1, -1} длиной, равной 2, во временной области так, что два CSI-RS мультиплексируются при помощи схемы CDM-T, тем самым мультиплексируя 4 CSI-RS в одной группе RE CSI-RS. Подробности в отношении размещения группы RE CSI-RS и мультиплексирования множества CSI-RS в группе RE CSI-RS могут быть описаны теми же принципами, что используются в описанных выше вариантах осуществления, и повторное описание будет опущено для ясности.

В настоящем варианте осуществления группа RE CSI-RS сдвигается во временной и/или частотной области в каждой соте. Т.е. шаблон группы RE CSI-RS может использоваться в одной соте, а в другой соте может использоваться сдвинутый по времени и/или частоте шаблон этого шаблона группы RE CSI-RS. Каждая сота может перескакивать между возможными вариантами позиции группы RE CSI-RS в каждый момент передачи применительно к передаче CSI-RS. Примеры возможных вариантов позиции группы RE CSI-RS показаны на Фиг. 26, и может быть представлено 10 возможных вариантов позиции группы RE CSI-RS. Соответственно, разные шаблоны групп RE CSI-RS могут одновременно использовать 10 сот.

Фиг. 28-30 показывают другие примеры мультиплексирования CSI-RS, когда одной сотой передаются четыре CSI-RS. Мультиплексирование четырех CSI-RS может быть сокращенным вариантом мультиплексирования восьми CSI-RS. Т.е. для мультиплексирования восьми CSI-RS, как описано на Фиг. 23, могут использоваться восемь RE (два квадрата, обведенные полужирной сплошной линией), а для мультиплексирования четырех CSI-RS может использоваться подмножество (четыре RE). Например, как показано на Фиг. 28, четыре CSI-RS могут отображаться в четыре RE CSI-RS, представленные в одном и том же символе OFDM. Четыре RE CSI-RS могут определяться таким образом, чтобы два RE (пара RE SFBC), смежные в частотной области, которые используются как пара SFBC, были разделены четырьмя поднесущими в одном и том же символе OFDM. Четыре RE CSI-RS могут конфигурировать одну группу RE CSI-RS. Таким образом, как показано на Фиг. 29, может быть определено 13 шаблонов групп RE CSI-RS, а для передачи 4 CSI-RS может использоваться одна группа RE CSI-RS из 13 шаблонов групп RE CSI-RS. Как показано на Фиг. 30, для передачи CSI-RS для четырех антенных портов внутри одной группы RE CSI-RS могут мультиплексироваться при помощи схемы FDM. Подробности в отношении размещения группы RE CSI-RS и мультиплексирования множества CSI-RS в группе RE CSI-RS могут быть описаны теми же принципами, что и в описанных выше вариантах осуществления, и повторное описание будет опущено для ясности.

В настоящем варианте осуществления группа RE CSI-RS сдвигается во временной и/или частотной области в каждой соте. Т.е. шаблон группы RE CSI-RS может использоваться в одной соте, а в другой соте может использоваться сдвинутый по времени и/или частоте шаблон этого шаблона группы RE CSI-RS. Каждая сота может перескакивать между возможными вариантами позиции группы RE CSI-RS в каждый момент передачи применительно к передаче CSI-RS. Примеры возможных вариантов позиции группы RE CSI-RS показаны на Фиг. 29, и может быть представлено 13 возможных вариантов позиции группы RE CSI-RS. Соответственно, разные шаблоны групп RE CSI-RS могут одновременно использовать 13 сот.

Как описано выше, группа RE CSI-RS для четырех CSI-RS антенных портов может быть задана как заранее определенный сокращенный вариант шаблона группы RE CSI-RS (например, шаблона RE CSI-RS на Фиг. 23) для восьми антенных портов передачи CSI-RS и сокращенный вариант может быть задан в качестве набора различных позиций RE. Например, как показано на Фиг. 31, группа RE CSI-RS для четырех CSI-RS антенных портов может быть определена как два RE на двух смежных символах OFDM в заранее определенной позиции поднесущей шаблона группы RE CSI-RS (например, шаблона RE CSI-RS на Фиг. 23) для восьми CSI-RS антенных портов и два RE на двух смежных символах OFDM в другой позиции поднесущей (например, позиции поднесущей, отделенной от заранее определенной позиции поднесущей пятью поднесущими). Одна группа RE CSI-RS включает в себя четыре RE и CSI-RS для четырех CSI-RS антенных портов могут передаваться один за другим в каждом RE. В данном случае четыре CSI-RS могут мультиплексироваться при помощи схемы TDM/FDM. В качестве альтернативы в одной группе RE CSI-RS CSI-RS для двух CSI-RS антенных портов могут мультиплексироваться при помощи схемы CDM-T, используя ортогональные коды длиной, равной 2, по двум RE, представленным в одной и той же поднесущей, а CSI-RS для оставшихся двух CSI-RS антенных портов могут мультиплексироваться при помощи схемы CDM-T, используя ортогональные коды длиной, равной 2, по двум RE, представленным в другой поднесущей. В группе RE CSI-RS для четырех CSI-RS антенных портов, показанной на Фиг. 31, внутри одного RB может быть представлено 10 возможных вариантов группы RE CSI-RS. Одна сота может выбрать один из 10 возможных вариантов позиции группы RE CSI-RS, а другая сота может выбрать другой возможный вариант, так что каждая сота осуществляет передачу CSI-RS для четырех CSI-RS антенных портов без пересечения.

Фиг. 32 и 33 показывают примеры мультиплексирования CSI-RS, когда два CSI-RS передаются от одной соты. Мультиплексирование двух CSI-RS может быть сокращенным вариантом мультиплексирования восьми CSI-RS. Т.е. для мультиплексирования восьми CSI-RS, как описано на Фиг. 23, может использоваться восемь RE (два квадрата, обведенные полужирной сплошной линией), а для мультиплексирования двух CSI-RS может использоваться подмножество (два RE). Например, как показано на Фиг. 32, два CSI-RS могут определяться как два RE (пара RE SFBC), смежные в частотной области, которые используются как пара SFBC. Два RE CSI-RS могут конфигурировать одну группу RE CSI-RS. Таким образом, как показано на Фиг. 32, может быть определено 26 шаблонов группы RE CSI-RS, а для передачи 2 CSI-RS может использоваться одна группа RE CSI-RS из 26 групп RE CSI-RS. Для передачи CSI-RS для двух антенных портов внутри одной группы RE CSI-RS могут мультиплексироваться при помощи схемы FDM. Подробности в отношении размещения группы RE CSI-RS и мультиплексирования множества CSI-RS в группе RE CSI-RS могут быть описаны теми же принципами, что и в описанных выше вариантах осуществления, и повторное описание будет опущено для ясности.

В настоящем варианте осуществления группа RE CSI-RS сдвигается во временной и/или частотной области в каждой соте. Т.е. шаблон группы RE CSI-RS может использоваться в одной соте, а в другой соте может использоваться сдвинутый по времени и/или частоте шаблон этого шаблона группы RE CSI-RS. Каждая сота может перескакивать между возможными вариантами позиции группы RE CSI-RS в каждый момент передачи применительно к передаче CSI-RS. Примеры возможных вариантов позиции группы RE CSI-RS показаны на Фиг. 33, и может быть представлено 26 возможных вариантов позиции группы RE CSI-RS. Соответственно, разные шаблоны групп RE CSI-RS могут одновременно использовать 26 сот.

Как описано выше, группа RE CSI-RS для двух CSI-RS антенных портов может быть задана как заранее определенный сокращенный вариант шаблона группы RE CSI-RS (например, шаблона RE CSI-RS на Фиг. 23) для восьми антенных портов передачи CSI-RS и сокращенный вариант может быть задан в качестве набора различных позиций RE. Например, как показано на Фиг. 34, группа RE CSI-RS для двух CSI-RS антенных портов может быть определена как два RE на двух смежных символах OFDM в заранее определенной позиции поднесущей шаблона группы RE CSI-RS (например, шаблона RE CSI-RS на Фиг. 23) для восьми CSI-RS антенных портов. Одна группа RE CSI-RS включает в себя два RE и CSI-RS для двух CSI-RS антенных портов могут передаваться один за другим в каждом RE. В данном случае два CSI-RS могут мультиплексироваться при помощи схемы TDM/FDM. В качестве альтернативы в одной группе RE CSI-RS CSI-RS для двух CSI-RS антенных портов могут мультиплексироваться при помощи схемы CDM-T, используя ортогональные коды длиной, равной 2, по двум RE, представленным в одной и той же поднесущей. В группе RE CSI-RS для двух CSI-RS антенных портов, показанной на Фиг. 34, внутри одного RB может быть представлено 20 возможных вариантов группы RE CSI-RS. Одна сота может выбрать один из 20 возможных вариантов позиции группы RE CSI-RS, а другая сота может выбрать другой возможный вариант, так что каждая сота осуществляет передачу CSI-RS для двух CSI-RS антенных портов без пересечения.

Фиг. 35 является схемой, иллюстрирующей способ передачи CSI-RS и способ получения информации о канале.

На этапе S3510 базовая станция может выбрать одну из множества групп RE CSI-RS, определенных в области данных субкадра нисходящей линии связи, для передачи CSI-RS для 8 или менее антенных портов.

Множество групп RE CSI-RS может быть определено таким образом, что не разрушается пара RE разнесения передачи (например, пара SFBC) для данных, передаваемых в субкадре нисходящей линии связи. Например, если субкадр нисходящей линии связи имеет конфигурацию нормального CP, то применительно к восьми передающим антеннам внутри одного RB количество групп RE CSI-RS может быть равным пяти, как показано на Фиг. 23. Т.е. каждая из множества групп RE CSI-RS может быть определена в двух смежных позициях несущих двух смежных символов OFDM и двух других смежных позициях несущих, отделенных от вышеприведенных двух смежных позиций несущих, четырьмя поднесущими в RE, в которых не размещены CRS и DMRS. Множество групп RE CSI-RS может быть определено как позиции RE, где одна группа RE CSI-RS сдвинута во временной и частотной области по отношению к другой группе RE CSI-RS.

Множество групп RE CSI-RS, в которые отображаются CSI-RS для четырех антенных портов, могут определяться как подмножество множества групп RE CSI-RS, в которые отображаются CSI-RS для восьми антенных портов. Например, в случае четырех передающих антенн множество групп RE CSI-RS может быть 10 группами RE CSI-RS на Фиг. 26 или 10 группами RE CSI-RS на Фиг. 31. В качестве альтернативы для четырех передающих антенн могут использоваться 13 групп RE CSI-RS на Фиг. 29.

Множество групп RE CSI-RS, в которые отображаются CSI-RS для двух антенных портов, могут определяться как подмножество множества групп RE CSI-RS, в которые отображаются CSI-RS для восьми антенных портов. Например, в случае двух передающих антенн множеством групп RE CSI-RS могут быть 20 групп RE CSI-RS на Фиг. 34. В качестве альтернативы для двух передающих антенн могут использоваться 26 групп RE CSI-RS на Фиг. 33.

На этапе S3520 базовая станция может отобразить CSI-RS для восьми или менее антенных портов в одну группу RE CSI-RS, выбранную из множества групп RE CSI-RS. На данном этапе CSI-RS для двух антенных портов из числа CSI-RS для восьми или менее антенных портов могут мультиплексироваться при помощи схемы CDM-T, используя ортогональные коды длиной, равной 2, по двум смежным символам OFDM в одной и той же поднесущей.

На этапе S3530 базовая станция может передавать субкадр нисходящей линии связи, в который отображены CSI-RS для восьми или менее антенных портов.

Если в одном субкадре CSI-RS для восьми или менее антенных портов передаются в состоянии, когда они отображены в одну выбранную группу RE CSI-RS, то в другом субкадре CSI-RS для восьми или менее антенных портов могут отображаться в группу RE CSI-RS, отличающуюся от выбранной группы CSI-RS RE.

На этапе S3540 UE может принять от базовой станции субкадр нисходящей линии связи, в котором CSI-RS для восьми или менее антенных портов отображены в одну группу RE CSI-RS, выбранную из множества групп RE CSI-RS, определенных в области данных субкадра нисходящей линии связи.

На этапе S3550 UE может измерить информацию о канале для каждого антенного порта, используя CSI-RS для восьми или менее антенных портов. В дополнение, UE может вернуть базовой станции измеренную информацию о канале (CSI).

Хотя для ясности описан способ в соответствии с одним вариантом осуществления настоящего изобретения, выполняемый базовой станцией и UE, могут применяться описанные выше различные варианты осуществления настоящего изобретения.

Фиг. 36 является схемой, показывающей конфигурацию системы беспроводной связи, включающей в себя базовую станцию и UE в соответствии с примерным вариантом осуществления настоящего изобретения.

Базовая станция 3610 (eNB) может включать в себя модуль 3611 приема, модуль 3612 передачи, процессор 3613, память 3614 и антенну 3615. Модуль 3611 приема может принимать разнообразные сигналы, данные и информацию от UE. Модуль 3612 передачи может передавать разнообразные сигналы, данные и информацию UE. Процессор 3613 может быть выполнен с возможностью управления общим функционированием базовой станции 3610, включая модулем приема 3611, модулем 3612 передачи, памятью 3614 и антенной 3615. Антенна 3615 может включать в себя множество антенн.

Базовая станция 3610 в соответствии с одним вариантом осуществления настоящего изобретения может передавать CSI-RS для восьми или менее антенных портов. Процессор 3613 базовой станции может выбрать одну из множества групп RE CSI-RS, определенных в области данных субкадра нисходящей линии связи, и отобразить CSI-RS для восьми или менее антенных портов. Процессор 3613 может передать субкадр нисходящей линии связи, в который отображены CSI-RS для восьми или менее антенных портов, посредством модуля 3612 передачи. Множество групп RE CSI-RS может быть определено таким образом, что не разрушается пара RE разнесения передачи для данных, передаваемых в субкадре нисходящей линии связи.

Процессор 3613 выполняет функцию для обработки информации, принимаемой от UE, и информации, которая будет передана, а память 3614 может хранить обработанную информацию в течение заранее определенного времени и может быть заменена другим компонентом, таким как буфер (не показан).

UE 3620 может включать в себя модуль 3621 приема, модуль 3622 передачи, процессор 3623, память 3624 и антенну 3625. Модуль 3621 приема может принимать разнообразные сигналы, данные и информацию от базовой станции. Модуль 3622 передачи может передавать разнообразные сигналы, данные и информацию базовой станции. Процессор 3623 может быть выполнен с возможностью управления общим функционированием UE 3620, включая модулем 3621 приема, модулем 3622 передачи, памятью 3624 и антенной 3625. Антенна 3625 может включать в себя множество антенн.

UE 3620 в соответствии с одним вариантом осуществления настоящего изобретения может измерять информацию о канале по CSI-RS для восьми или менее антенных портов. Процессор 3623 UE может быть выполнен с возможностью приема субкадра нисходящей линии связи, в котором CSI-RS для восьми или менее антенных портов отображены в одну группу RE CSI-RS, выбранную из множества групп RE CSI-RS, определенных в области данных субкадра нисходящей линии связи, посредством модуля 3621 приема. Процессор 3623 может быть выполнен с возможностью измерения информации о канале для антенных портов, используя CSI-RS для восьми или менее антенных портов. Множество групп RE CSI-RS может быть определено таким образом, что не разрушается пара RE разнесения передачи для данных, передаваемых в субкадре нисходящей линии связи.

Процессор 3623 выполняет функцию по обработке информации, принятой UE, и информации, которая должна быть передана, а память 3624 может хранить обработанную информацию в течение заранее определенного времени и может быть заменена другим компонентом, таким как буфер (не показан).

Варианты осуществления в соответствии с настоящим изобретением могут быть реализованы различными средствами, например, аппаратного обеспечения, встроенного программного обеспечения, программного обеспечения или их сочетанием.

Если вариант осуществления в соответствии с настоящим изобретением реализуется посредством аппаратного обеспечения, то вариант осуществления настоящего изобретения может быть реализован посредством одного или более из специализированных интегральных микросхем (ASIC), цифровых сигнальных процессоров (DSP), устройств обработки цифровых сигналов (DSPD), программируемых логических устройств (PLD), программируемых вентильных матриц (FPGA), процессоров, контроллеров, микроконтроллеров, микропроцессоров и т.д.

Если вариант осуществления в соответствии с настоящим изобретением реализуется посредством встроенного программного обеспечения или программного обеспечения, то вариант осуществления настоящего изобретения может быть реализован посредством типа модуля, процедуры или функции, которые выполняют описанные выше функции или операции. Код программного обеспечения может храниться в модуле памяти, а затем может быть приведен в действие процессором. Модуль памяти может размещаться внутри или вне процессора с тем, чтобы передавать и принимать данные к/от процессора через различные средства, которые хорошо известны.

Различные варианты осуществления были описаны в предпочтительном варианте осуществления изобретения.

Подробное описание примерных вариантов осуществления настоящего изобретения было дано с тем, чтобы позволить специалисту в соответствующей области реализовать и воплотить на практике изобретение. Хотя изобретение было описано со ссылкой на примерные варианты осуществления, специалисту в соответствующей области должно быть понятно, что в отношении настоящего изобретения могут быть выполнены различные модификации и вариации, не отступая от сущности и объема изобретения, описанного в прилагаемой формуле изобретения. Например, специалист в соответствующей области может использовать каждую конструкцию, описанную в приведенных выше вариантах осуществления, в сочетании друг с другом. Соответственно, изобретение не должно ограничиваться конкретными описанными здесь вариантами осуществления, а должно соответствовать самому широкому объему, не противоречащему раскрытым здесь принципам и новым признакам.

Специалисту в соответствующей области будет очевидно, что различные модификации и вариации могут быть выполнены в отношении настоящего изобретения, не отступая от сущности и объема изобретения. Таким образом, подразумевается, что настоящее изобретение охватывает модификации и вариации данного изобретения, при условии что они подпадают под объем прилагаемой формулы изобретения и ее эквивалентов.

Промышленная Применимость

Хотя описание приведенных выше вариантов осуществления настоящего изобретения сфокусировано в основном на системе группы 3GPP LTE, настоящее изобретение не должно ограничиваться лишь примерными допущениями, принятыми в описании настоящего изобретения. При этом варианты осуществления настоящего изобретения могут использоваться в системах мобильной связи различных типов, в которых применяемся метод MIMO, путем использования такого же способа.

Изобретение относится к технике связи и может использоваться в системах беспроводной связи. Технический результат состоит в повышении пропускной способности канала передачи. Для этого раскрываются способ и устройство для передачи опорного сигнала нисходящей линии связи в системе беспроводной связи, поддерживающей множество антенн. Способ для передачи Опорных Сигналов - Информации о Состоянии Канала (CSI-RS) для восьми или менее антенных портов включает в себя этапы, на которых выбирают одну из множества групп Ресурсных Элементов (RE) CSI-RS, определенных в области данных субкадра нисходящей линии связи, и отображают CSI-RS для восьми или менее антенных портов в выбранную группу RE CSI-RS; и передают субкадр нисходящей линии связи, в который отображены CSI-RS для восьми или менее антенных портов. Множество групп RE CSI-RS определено таким образом, что не разрушается пара RE разнесения передачи для данных, передаваемых в субкадре нисходящей линии связи. 4 н. и 8 з.п. ф-лы, 36 ил.

1. Способ для передачи Опорных Сигналов - Информации о Состоянии Канала (CSI-RS) для восьми или менее антенных портов, при этом способ содержит этапы, на которых:
передают CSI-RS в субкадре нисходящей линии связи,
при этом CSI-RS отображены в один набор Ресурсных Элементов (RE) из множества вариантов набора RE, причем набор RE включает в себя множество RE,
при этом количество вариантов набора RE в множестве для восьми антенных портов равно пяти,
при этом пять вариантов набора RE для восьми антенных портов внутри ресурсной области, определенной четырнадцатью символами Мультиплексирования с Ортогональным Частотным Разделением (OFDM) и двенадцатью поднесущими в субкадре нисходящей линии связи, включают в себя:
первый вариант набора RE, определенный в третьей, четвертой, девятой и десятой поднесущих в шестом и седьмом символах OFDM;
второй вариант набора RE, определенный в первой, второй, седьмой и восьмой поднесущих в десятом и одиннадцатом символах OFDM;
третий вариант набора RE, определенный в третьей, четвертой, девятой и десятой поднесущих в десятом и одиннадцатом символах OFDM;
четвертый вариант набора RE, определенный в пятой, шестой, одиннадцатой и двенадцатой позициях поднесущих в десятом и одиннадцатом символах OFDM; и
пятый вариант набора RE, определенный в третьей, четвертой, девятой и десятой поднесущих в тринадцатом и четырнадцатом символах OFDM.

2. Способ по п.1, в котором:
субкадр нисходящей линии связи сконфигурирован при помощи нормального Циклического Префикса (CP),
каждый из множества вариантов набора RE определен в двух смежных символах OFDM, двух смежных позициях поднесущих и двух других смежных поднесущих, отделенных от упомянутых двух смежных позиций поднесущих четырьмя поднесущими, на ресурсных элементах, не используемых для Общих Опорных Сигналов (CRS) и Опорных Сигналов Демодуляции (DMRS).

3. Способ по п.2, в котором множество вариантов набора RE для двух антенных портов и множество вариантов набора RE для четырех антенных портов определяются как подмножество множества вариантов набора RE для восьми антенн.

4. Способ по п.1, в котором один вариант набора RE сдвинут по отношению к другому варианту набора RE, по меньшей мере, в одном из временной области или частотной области.

5. Способ по п.1, в котором CSI-RS для двух антенных портов из CSI-RS для восьми или менее антенных портов мультиплексируются при помощи схемы Мультиплексирования с Кодовым Разделением (CDM), используя ортогональные коды длиной, равной 2, по двум символам OFDM в одной и той же поднесущей.

6. Способ для измерения информации о канале по Опорным Сигналам - Информации о Состоянии Канала (CSI-RS) для восьми или менее антенных портов, при этом способ содержит этапы, на которых:
принимают CSI-RS в субкадре нисходящей линии связи; и
измеряют информацию о канале на основе CSI-RS для восьми или менее антенных портов,
при этом CSI-RS отображены в один набор Ресурсных Элементов (RE) из множества вариантов набора RE, причем набор RE включает в себя множество RE,
при этом количество вариантов набора RE в множестве для восьми антенных портов равно пяти,
при этом пять вариантов набора RE для восьми антенных портов внутри ресурсной области, определенной четырнадцатью символами Мультиплексирования с Ортогональным Частотным Разделением (OFDM) и двенадцатью поднесущими в субкадре нисходящей линии связи, включают в себя:
первый вариант набора RE, определенный в третьей, четвертой, девятой и десятой поднесущих в шестом и седьмом символах OFDM;
второй вариант набора RE, определенный в первой, второй, седьмой и восьмой поднесущих в десятом и одиннадцатом символах OFDM;
третий вариант набора RE, определенный в третьей, четвертой, девятой и десятой поднесущих в десятом и одиннадцатом символах OFDM;
четвертый вариант набора RE, определенный в пятой, шестой, одиннадцатой и двенадцатой позициях поднесущих в десятом и одиннадцатом символах OFDM; и
пятый вариант набора RE, определенный в третьей, четвертой, девятой и десятой поднесущих в тринадцатом и четырнадцатом символах OFDM.

7. Способ по п.6, в котором:
субкадр нисходящей линии связи сконфигурирован при помощи нормального Циклического Префикса (CP),
каждый из множества вариантов набора RE определен в двух смежных символах OFDM, двух смежных позициях поднесущих и двух других смежных поднесущих, отделенных от упомянутых двух смежных позиций поднесущих четырьмя поднесущими, на ресурсных элементах, не используемых для Общих Опорных Сигналов (CRS) и Опорных Сигналов Демодуляции (DMRS).

8. Способ по п.7, в котором множество вариантов набора RE для двух антенных портов и множество вариантов набора RE для четырех антенных портов определяются как подмножество множества вариантов набора RE для восьми антенн.

9. Способ по п.6, в котором один вариант набора RE сдвинут по отношению к другому варианту набора RE, по меньшей мере, в одном из временной области или частотной области.

10. Способ по п.6, в котором CSI-RS для двух антенных портов из CSI-RS для восьми или менее антенных портов мультиплексируются при помощи схемы Мультиплексирования с Кодовым Разделением (CDM), используя ортогональные коды длиной, равной 2, по двум символам OFDM в одной и той же поднесущей.

11. Базовая станция для передачи Опорных Сигналов - Информации о Состоянии Канала (CSI-RS) для восьми или менее антенных портов, при этом базовая станция содержит:
модуль приема, выполненный с возможностью приема сигнала восходящей линии связи от оборудования пользователя;
модуль передачи, выполненный с возможностью передачи сигнала нисходящей линии связи оборудованию пользователя; и
процессор, выполненный с возможностью управления базовой станцией, включающей в себя модуль приема и модуль передачи,
при этом процессор выполнен с возможностью передачи CSI-RS в субкадре нисходящей линии связи, используя модуль передачи, и
при этом CSI-RS отображены в один набор Ресурсных Элементов (RE) из множества вариантов набора RE, причем набор RE включает в себя множество RE,
при этом количество вариантов набора RE в множестве для восьми антенных портов равно пяти,
при этом пять вариантов набора RE для восьми антенных портов внутри ресурсной области, определенной четырнадцатью символами Мультиплексирования с Ортогональным Частотным Разделением (OFDM) и двенадцатью поднесущими в субкадре нисходящей линии связи, включают в себя:
первый вариант набора RE, определенный в третьей, четвертой, девятой и десятой поднесущих в шестом и седьмом символах OFDM;
второй вариант набора RE, определенный в первой, второй, седьмой и восьмой поднесущих в десятом и одиннадцатом символах OFDM;
третий вариант набора RE, определенный в третьей, четвертой, девятой и десятой поднесущих в десятом и одиннадцатом символах OFDM;
четвертый вариант набора RE, определенный в пятой, шестой, одиннадцатой и двенадцатой позициях поднесущих в десятом и одиннадцатом символах OFDM; и
пятый вариант набора RE, определенный в третьей, четвертой, девятой и десятой поднесущих в тринадцатом и четырнадцатом символах OFDM.

12. Оборудование пользователя для измерения информации о канале по Опорным Сигналам - Информации о Состоянии Канала (CSI-RS) для восьми или менее антенных портов, при этом оборудование пользователя содержит:
модуль приема, выполненный с возможностью приема сигнала нисходящей линии связи от базовой станции;
модуль передачи, выполненный с возможностью передачи сигнала восходящей линии связи базовой станции; и
процессор, выполненный с возможностью управления оборудованием пользователя, включающим в себя модуль приема и модуль передачи,
при этом процессор выполнен с возможностью приема CSI-RS в субкадре нисходящей линии связи посредством модуля приема и измерения информации о канале на основе CSI-RS для восьми или менее антенных портов, и
при этом CSI-RS отображены в один набор Ресурсных Элементов (RE) из множества вариантов набора RE, причем набор RE включает в себя множество RE,
при этом количество вариантов набора RE в множестве для восьми антенных портов равно пяти,
при этом пять вариантов набора RE для восьми антенных портов внутри ресурсной области, определенной четырнадцатью символами Мультиплексирования с Ортогональным Частотным Разделением (OFDM) и двенадцатью поднесущими в субкадре нисходящей линии связи, включают в себя:
первый вариант набора RE, определенный в третьей, четвертой, девятой и десятой поднесущих в шестом и седьмом символах OFDM;
второй вариант набора RE, определенный в первой, второй, седьмой и восьмой поднесущих в десятом и одиннадцатом символах OFDM;
третий вариант набора RE, определенный в третьей, четвертой, девятой и десятой поднесущих в десятом и одиннадцатом символах OFDM;
четвертый вариант набора RE, определенный в пятой, шестой, одиннадцатой и двенадцатой позициях поднесущих в десятом и одиннадцатом символах OFDM; и
пятый вариант набора RE, определенный в третьей, четвертой, девятой и десятой поднесущих в тринадцатом и четырнадцатом символах OFDM.