ВОЛНОВАЯ АНТЕННАЯ РЕШЕТКА Российский патент 2014 года по МПК H01Q9/04 H01Q21/08 H01P3/16 

Изобретение относится к антенной технике и может быть использовано в качестве антенны радиолокационной или связной системы.

Фазированные антенные решетки (ФАР) широко используются в различных радиотехнических системах. К числу их достоинств относятся широкие функциональные возможности, которые обеспечиваются за счет использования электрически управляемых элементов - фазовращателей. С их помощью можно решать широкий круг задач, к которым относятся: обзор пространства узким лучом (сканирование), формирование диаграмм направленности (ДМ) сложной формы, например косекансной, ДН с заданным расположением нулей и т.д.

Важной составной частью ФАР является ее излучающая часть - антенная решетка (АР), которая обеспечивает преобразование направляемых волн в каналах ФАР в волны излучения свободного пространства и, наоборот, преобразование волн излучения в направляемые волны. AP во многом определяет такие важные показатели качества ФАР, как ее коэффициент усиления (КУ), сектор сканирования, диапазон рабочих частот и ряд других.

Известны разные виды AP. Их принято классифицировать по типу излучателей, которые формируют решетку: волноводные, полосковые, вибраторные излучатели. Им соответствуют волноводные, полосковые и вибраторные АР.

Излучатели AP располагаются периодически в плоскости, которую принято называть плоскостью решетки. При этом они формируют двумерно-периодическую структуру, которая может иметь прямоугольную или гексагональную сетки. Они являются частными случаями сетки наиболее общего вида - косоугольной.

Данное изобретение относится к волноводным AP. Известны волноводные решетки, в которых излучатели выполнены в виде многосекционных сочленений отрезков волноводов, которые заполнены диэлектриками, отрезки волноводов имеют оси, параллельные друг другу, а оси отрезков волноводов расположены перпендикулярно плоскости решетки (Патент США №3938158, 1976, Antenna element for circular or linear polarization, J.D.Birch, M.C.Mohr, S.R.Monaghan). Выполнение излучателя AP в виде многосекционного волноводного сочленения, волноводы которого заполнены диэлектриками, позволяет решать две задачи. Первая задача состоит в устранении побочных максимумов излучения в секторе сканирования. Из теории ФАР известно, что при отклонении главного луча (ГЛ) ДН от нормали к плоскости решетки при периоде решетки P большем половины длины волны в свободном пространстве λ₀ в ДН ФАР возникают побочные максимумы с интенсивностью, сравнимой с основным максимумом ДН. Угол отклонения ГЛ θ_C от нормали к плоскости решетки, при котором возникает побочный максимум, определяется следующим известным соотношением:

$$\sin {\theta }_C=\frac{{\lambda }_0}{P}-1.\left(1\right)$$

С другой стороны, также известно, что основная волна, например, прямоугольного волновода может распространяться только, когда размер его широкой стенки а больше половины длины волны в среде, заполняющей волновод:

где ε - относительная диэлектрическая проницаемость среды. Таким образом, одновременно иметь ненулевой сектор сканирования без побочных максимумов (θ_C>0) в волноводной AP из волноводов, находящихся в рабочем режиме (неравенство (2) выполняется) можно только при заполнении волноводов средами с ε>1.

Использование излучателей в виде многосекционных волноводных сочленений позволяет улучшить согласование AP в заданном секторе сканирования и заданном диапазоне рабочих частот. При этом следует отметить, что возможности согласования AP в широком секторе сканирования за счет выбора параметров многосекционных волноводных сочленений ограничены. Как правило, с их помощью удается добиться согласования для сравнительно небольших углов отклонения ГЛ θ<30°.

Увеличение сектора сканирования до 45°-60° требует использования дополнительных элементов. Известны волноводные AP, в которых для расширения сектора сканирования используют дополнительные диэлектрические слои, расположенные параллельно плоскости решетки (McGill, Е.G., and Н.A.Wheeler, "Wide Angle Impedance Matching of a Planar Array Antenna by a Dielectric Sheet," IEEE Trans, on Antennas and Propagation, Vol.AP-14, No.1, January 1966, pp.49-53). Как правило, из конструктивных соображений их размещают непосредственно в плоскости обрыва волноводов AP. Недостатком AP с диэлектрическими слоями является появление эффекта ослепления решетки. Этот эффект состоит в том, что в некоторых направлениях, которые получили название слепых углов, решетка становится неработоспособной из-за резкого роста коэффициента отражения. В этих углах AP не может передавать сигналы в свободное пространство и принимать их оттуда. Появление слепых углов обусловлено возбуждением поверхностных волн в диэлектрическом слое. Эти волны уносят энергию в направлении, параллельном плоскости решетки, и препятствуют обмену энергией между каналами AP и свободным пространством.

Известны вибраторные AP, в которых для улучшения согласования в широком секторе углов используется дополнительная решетка, элементами которой являются электрические диполи, оси которых перпендикулярны плоскости решетки (Сурков В.И. Влияние согласующих штырей на параметры вибраторных ФАР // Труды МЭИ, 1981, вып.553, с.40-44). Дополнительная решетка выполнена с прямоугольной сеткой, а ее плоскость параллельна плоскости вибраторной AP. Применение дополнительной решетки позволяет улучшить согласование AP при больших углах отклонения ГЛ ДН в плоскости вектора электрического поля E. При этом согласование AP при малых углах отклонения не ухудшается за счет введения вертикальных электрических диполей. В результате удается расширить сектор сканирования AP в плоскости вектора E. Недостатком данного технического решения является то, что расширение сектора сканирования достигается только в одной плоскости и для волн одной линейной поляризации.

Наиболее близким техническим решением к заявляемой волноводной AP является решетка (Eom AS.-Y., Park Н.-К., Jeon S.-J„ et al. Shaping of flat-topped element patterns in a planar array of circular waveguides using a multilayered disk structure - Part II: Experimental study and comparison. IEEE Transactions on Antennas and Propagation, May 2003. Vol.51, N5, P.1048-1053), содержащая решетку излучателей и дополнительную решетку, излучатели расположены в узлах основной плоской двумерной сетки и выполнены в виде многосекционных сочленений отрезков волноводов, которые заполнены диэлектриками, отрезки волноводов имеют оси, параллельные друг другу и перпендикулярные плоскости решетки, дополнительная решетка выполнена из пассивных рассеивателей, которые расположены вне излучателей в узлах дополнительной плоской двумерной сетки, которая параллельна основной плоской двумерной сетке.

К числу недостатков такой AP можно отнести узкий сектор сканирования, который обусловлен тем, что дополнительная решетка в известном техническом решении эффективно согласует решетку излучателей при малых углах отклонения ГЛ, то есть там, где ее можно эффективно согласовать, выбирая параметры волноводных сочленений, а при больших углах отклонения дополнительная решетка слабо взаимодействует с волнами и не может использоваться для согласования решетки излучателей. Кроме того, параметры многосекционных сочленений отрезков волноводов в известном техническом решении выбраны неоптимальным образом, что дополнительно приводит к сужению сектора сканирования волноводной AP.

Предлагаемое техническое решение нацелено на получение технического результата, выражающегося в расширении сектора сканирования волноводной AP. Получаемый технический результат выражается в повышении быстродействия и снижения стоимости обзорной ФАР, в состав которой входит волноводная АР. Снижение стоимости достигается за счет уменьшения числа волноводных AP в составе обзорной ФАР, необходимых для обзора заданного сектора углов. Повышение быстродействия достигается путем исключения механического сканирования и перехода к электронному сканированию.

Предлагаемая волноводная AP, содержащая решетку излучателей и дополнительную решетку, излучатели расположены в узлах основной плоской двумерной сетки и выполнены в виде многосекционных сочленений отрезков волноводов, которые заполнены диэлектриками, отрезки волноводов имеют оси, параллельные друг другу и перпендикулярные плоскости решетки, дополнительная решетка выполнена из пассивных рассеивателей, которые расположены вне излучателей в узлах дополнительной плоской двумерной сетки, которая параллельна основной плоской двумерной сетке, решает задачу расширения сектора сканирования.

Эти задачи решаются за счет того, что пассивные рассеиватели выполнены в виде электрических и магнитных диполей, оси которых перпендикулярны плоскости решетки.

Возможны дополнительные варианты выполнения волноводной AP. В дополнительном варианте, обеспечивающем улучшение согласования преимущественно в плоскости вектора электрического поля, электрические диполи выполнены в виде металлических проводников, оси которых перпендикулярны плоскости решетки, а магнитные диполи выполнены в виде металлических колец, плоскости которых параллельны плоскости решетки.

В дополнительном варианте, обеспечивающем улучшенное согласование при сканировании в плоскостях векторов электрического и магнитного полей, электрические диполи выполнены в виде металлических проводников, оси которых перпендикулярны плоскости решетки, а магнитные диполи выполнены в виде резонаторов с расщепленными кольцами, плоскость которых параллельна плоскости решетки.

В дополнительном варианте, обеспечивающем простоту конструкции волноводной AP, электрические и магнитные диполи выполнены в виде металлических спиралей, оси которых перпендикулярны плоскости решетки.

В дополнительном варианте, обеспечивающем улучшенное согласование волноводной AP при малых углах отклонения ГЛ, основная плоская двумерная сетка выполнена квадратной с периодом P, а многосекционное сочленение отрезков волноводов выполнено двухсекционным с излучающим отрезком волновода и с входным отрезком волновода, излучающий отрезок волновода выполнен с квадратным поперечным сечением, а входной отрезок волновода выполнен с прямоугольным сечением, излучающий и входной отрезки волноводов заполнены диэлектриками с одинаковой относительной диэлектрической проницаемостью ε, причем излучающий отрезок волновода длиной L и шириной a ₁ выполнен в соответствии с условием:

$$\frac{0.3{\lambda }_0}{\sqrt{\epsilon -{\left(\frac{{\lambda }_0}{2a_1}\right)}^2}}\le L\le \frac{0.37{\lambda }_0}{\sqrt{\epsilon -{\left(\frac{{\lambda }_0}{2a_1}\right)}^2}},\left(3\right)$$

где λ₀ - длина волны в свободном пространстве на центральной частоте рабочего диапазона волноводной AP, внутренние размеры поперечного сечения входного отрезка волновода a ₂ и b₂ выбраны в соответствии с условиями:

$$a_2=a_1\mathrm{,0.48}\le \frac{b_2}{a_1}\le \mathrm{0.58.}\left(4\right)$$

На фиг.1 представлен один из возможных вариантов выполнения волноводной AP в виде трех проекций ее периода. Период волноводной AP содержит излучатель (1), несколько периодов дополнительной решетки (2). Излучатель (Г) выполнен в виде многосекционного сочленения отрезков волноводов. На фиг.1 изображен излучатель (1), выполненный в виде трехсекционного сочленения отрезков волноводов. Отрезок волновода (3), расположенный напротив дополнительной решетки (2), излучает энергию в свободное пространство и поэтому является излучающим отрезком волновода, а отрезок волновода (4), расположенный на противоположном конце излучателя (1), является входным отрезком волновода. Дополнительная решетка (2) состоит из электрических диполей (5) и магнитных диполей (6). Многосекционное сочленение отрезков волноводов имеет входную плоскость (7) и излучающую плоскость (8), к которым примыкают соответственно входной отрезок волновода (4) и излучающий отрезок волновода (3).

На фиг.2 показана решетка излучателей (1), которые расположены в узлах основной плоской двумерной сетки (9), которая на фиг.2 является прямоугольной сеткой. Она в общем случае может иметь разные периоды вдоль осей 0x и 0y: P_1x и P_1y (см. фиг.1). Если периоды равны друг другу, то такая прямоугольная сетка вырождается в квадратную. Оси всех отрезков волноводов в одном излучателе (1) параллельны друг другу. Также оси указанных отрезков волноводов в излучателях, расположенных в разных периодах, параллельны друг другу и перпендикулярны плоскости решетки излучателей, которая на фиг.2 параллельна плоскости XOY, а также входной плоскости (7) и излучающей плоскости (8).

На фиг.3 показана дополнительная решетка, которая состоит из электрических диполей (5) и магнитных диполей (6), которые расположены в узлах дополнительной плоской сетки (10). Дополнительная плоская сетка (10), параллельная основной плоской сетке, на фиг.3 дополнительная плоская сетка является прямоугольной сеткой с периодами P_2x и P_2y (см. фиг.1). Электрические диполи (5) и магнитные диполи (6) могут находиться на разных расстояниях h_e,m от излучающей плоскости (8).

Рассмотрим функционирование волноводной AP. В силу того, что волноводная AP является взаимным устройством, ее можно рассматривать как в передающем, так и в приемном режимах. Рассмотрим работу волноводной AP на передачу (см. фиг.4). Пусть со стороны входной плоскости (7) по волноводным каналам излучателей (1) набегают возбуждающие излучатели (1) волны. Они могут быть сформированы специальными элементами ФАР, в состав которой входит волноводная AP. Например, это могут быть многоканальный делитель мощности и система фазовращателей, которые позволяют произвольным образом устанавливать распределение фаз волн в выходных каналах делителя мощности.

Наиболее распространенным режимом работы ФАР является режим квазипериодического возбуждения, когда волны в соседних каналах имеют одинаковые амплитуды, а фазы волн зависят линейно от номеров каналов. Пусть номер n описывает положение канала вдоль оси 0x, а номер m - вдоль оси 0у. Тогда комплексная амплитуда волны U_n,m в канале с номерами n и m записывается следующим образом:

$$U_{n,m}=V{e}^{-in\Delta {\varphi }_x-im\Delta {\varphi }_y},\left(5\right)$$

где V - амплитуда волны в канале с нулевыми номерами, Δφ_х - сдвиг фазы по оси 0х, Δφ_y - сдвиг фазы по оси 0у. Пусть канал с нулевыми номерами расположен в начале координат.

Будем рассматривать наиболее интересную с практической точки зрения волноводную AP с большим коэффициентом направленного действия (КНД). Такие решетки имеют большие электрические размеры как по оси 0x, так и по оси 0y. Большие электрические размеры AP позволяют пренебречь краевыми эффектами, возникающими на ее границах, и анализировать как бесконечную AP (см. Амитей И., Галиндо В., By Ч. Теория и анализ фазированных антенных решеток. М.: Мир, 1974). В этом случае волноводная AP излучает в свободное пространство поле в виде плоских волн. Число таких волн зависит от периодов решетки излучателей (1): P1_x,y и длины волны в свободном пространстве λ на рабочей частоте f. Обычно периоды выбираются таким образом, чтобы в рабочем диапазоне частот и в секторе сканирования существовала одна излучаемая волна. В этом случае волноводная AP имеет один главный максимум ДН. Плоская волна может быть описана углами излучения θ, φ, которые зависят от фазовых сдвигов

$$\theta =\arcsin \frac{\sqrt{{\left(\frac{\Delta {\varphi }_x}{P_{1x}}\right)}^2+{\left(\frac{\Delta {\varphi }_y}{P_{1y}}\right)}^2}}{k},\left(6\right)$$

$$\varphi =arctg\frac{\Delta {\varphi }_y}{\Delta {\varphi }_x}$$ ,

$$k=\frac{2\pi }{\lambda }$$ .

Углы θ, φ вводятся в сферической системе координат стандартным образом: угол места θ отсчитывается от оси 0z, а азимутальный угол φ - от оси 0х (см. фиг.4). Отметим, что углы θ, φ определяют положение ГЛ ДН. Под сектором сканирования обычно понимается максимальное значение угла места θ_m:

$$\theta <{\theta }_m.\left(7\right)$$

Условие отсутствия побочных максимумов ДН при сканировании, например в плоскости XOZ, выражается известным неравенством:

$$P_{1x}\le \frac{\lambda }{1+\sin \theta }.\left(8\right)$$

Аналогичное соотношение может быть записано для сканирования в плоскости YOZ.

Модель бесконечной волноводной AP позволяет анализировать процесс излучения в свободное пространство с помощью эквивалентной схемы, показанной на фиг.5. Такая возможность следует из теории бесконечных AP (Амитей Н., Галиндо В., By Ч. Теория и анализ фазированных антенных решеток. М.: Мир, 1974).

Источник волноводных волн, возбуждающих излучатель (1) на фиг.5, моделируется источником напряжения E_g с внутренним сопротивлением Z_w1, где Z_w1 - характеристическое сопротивление входного отрезка волновода (4), один конец которого располагается на входной плоскости (7) (см. фиг.1). В общем случае многосекционное сочленение отрезков волноводов содержит N секций, которые описываются характеристическими сопротивлениями Z_wq, постоянными распространения γ_wq и длинами L_wq, q=1…N.

Каждое сочленение отрезков волноводов на эквивалентной схеме на фиг.5 представляется в виде четырехполюсника с матрицей рассеяния S_wq, q=1…N-1. Четырехполюсник с матрицей рассеяния S_ws описывает сочленение волноводной секции, соприкасающейся с плоскостью (8) излучения со свободным пространством. Все вместе указанные многополюсники и отрезки волноводов представляют собой модель решетки излучателей (1).

Отрезки волноводов длиной h_m и h_e-h_m с характеристическим сопротивлением Z_S и постоянной распространения γ_S моделируют участки пространства между плоскостью (8) излучения и магнитными диполями (6), а также между магнитными диполями (6) и электрическими диполями (5). Четырехполюсники с матрицами рассеяния S_e и S_m описывают прохождение волн через электрические диполи (5) и магнитные диполи (6) соответственно. Вместе указанные четырехполюсники и отрезок волновода длиной h_e-h_m представляют собой модель дополнительной решетки (2).

Важным для понимания функционирования волноводной AP фактом является то, что параметры сочленений отрезков волноводов Z_wq, γ_wq и S_wq не зависят от угла θ, тогда как параметры сочленения со свободным пространством S_ws зависят от угла θ. По этой причине в отсутствие дополнительной решетки (2) согласовать генератор E_g с нагрузкой выбором параметров отрезков волноводов можно только для одного выделенного значения угла θ, поскольку для другого угла матрица рассеяния S_ws будет другой и нагрузка будет рассогласована с генератором. Как правило, параметры отрезков волноводов выбираются исходя из условия согласования при нулевом или достаточно малом угле θ.

Согласование при больших углах отклонения ГЛ ДН представляет собой сложную задачу, так как коэффициент отражения от сочленения отрезка волновода со свободным пространством резко растет с ростом угла θ. Особенно это относится к углам, близким к критическому углу, при котором появляется побочный максимум ДН (см. неравенство (8)). В этом диапазоне углов модуль коэффициента отражения может приближаться к единице и согласовать генератор с нагрузкой в этом случае практически невозможно.

Функцию согласования при больших углах отклонения ГЛ ДН выполняет дополнительная решетка (2). Рассмотрим ее функционирование отдельно. Электрические диполи (5) и магнитные диполи (6) вне зависимости от их конструкции с электродинамической точки зрения могут быть описаны с помощью эквивалентных электрических магнитных токов j^e,m:

$$\begin{array}{l}{j}^e=p_{e}E,\left(9\right)\\ j^m=p_{m}H,\end{array}$$

где токи j^e,m направлены вдоль осей диполей, p_e,m - дипольные моменты,

E, H - компоненты электрического и магнитного полей, направленные вдоль осей диполей.

Из соотношения (9) следует, что токи в диполях и, следовательно, рассеянное ими поле появляются только в том случае, если падающее на диполи поле имеет продольные компоненты, направленные вдоль их осей. Рассмотрим структуру поля, излучаемого решеткой излучателей (1) в частном случае двухсекционного сочленения излучающего отрезка волновода (3) и входного отрезка волновода (4) (см. фиг.1). Пусть в излучающем отрезке волновода (3) распространяется волна, поляризованная в плоскости XOZ. У нее есть единственная компонента электрического поля E_x. Пусть также сканирование происходит в плоскости XOZ, то есть в плоскости вектора электрического поля E. В свободном пространстве поле имеет характер плоской волны, которая распространяется в плоскости XOZ под углом θ к оси 0z. У такой волны имеются три компоненты поля: E_x, H_y, E_z. Появление продольной компоненты электрического поля E_z поясняется на фиг.6.

Таким образом, мы можем сделать вывод, что при сканировании в плоскости вектора E поле в свободном пространстве не имеет продольной компоненты магнитного поля, а имеет только продольную компоненту электрического поля, пропорциональную sinθ. Отсюда следует, что такое поле в силу соотношений (9) не возбуждает магнитные диполи (6), а взаимодействует только с электрическими диполями (5). Поэтому на фиг.6 показаны только электрические диполи (5).

Электрические диполи (5) расположены в узлах дополнительной плоской сетки (10), имеющей периоды P_2x,у. Эти периоды целесообразно выбрать из неравенства:

$$P_{2x,y}\le P_{1x,y}.\left(10\right)$$

Неравенство (10) обеспечивает отсутствие у дополнительной решетки (2) своих собственных дифракционных максимумов в секторе сканирования волноводной AP. При выполнении соотношения (10) падение на дополнительную плоскую сетку (10) плоской волны приводит к появлению отраженной волны с коэффициентом отражения R и прошедшей волны, которая описывается коэффициентом прохождения T.

На фиг.7 показана расчетная зависимость модуля коэффициента отражения от дополнительной решетки (2), состоящей из электрических диполей (5). Кривые 11-14 соответствуют следующим значениям параметра α=0.1, 0.5, 1, 1.5. Безразмерный параметр α равен произведению дипольного момента р_е на волновое сопротивление свободного пространства W₀. Из фиг.7 хорошо видно, что при малых углах θ коэффициент отражения мал, а при θ=θ вообще равен нулю. С ростом угла θ он также растет. Поэтому присутствие дополнительной решетки (2) вблизи решетки излучателей (1) не нарушает ее согласования при относительно малых углах θ, то есть там, где она и так согласована путем выбора параметров многосекционных сочленений отрезков волноводов. При больших углах θ появляются большие по амплитуде отраженные от дополнительной решетки (2) волны, которые возвращаются к решетке излучателей (1) и могут быть использованы для ее согласования. Для этого необходимо выбрать расстояние от плоскости излучения (8) до электрических диполей (5) h_e таким образом, чтобы отраженная от дополнительной решетки (2) волна приходила к плоскости (8) излучения в противофазе с волной, отраженной от плоскости (8) излучения внутрь излучателя (1). В этом случае эти волны будут компенсировать друг друга и, таким образом, улучшать согласование излучателя (1).

Аналогичный анализ можно провести при сканировании волны той же поляризации, но уже в плоскости YOZ, то есть в плоскости вектора магнитного поля H. В этом случае волна в свободном пространстве имеет следующие компоненты: E_x, H_y, H_z. Таким образом, при сканировании в данной плоскости не возбуждаются уже электрические диполи (5), а для согласования используются магнитные диполи (6). При этом для коэффициента отражения получаются кривые, аналогичные показанным на фиг.7. Фаза коэффициента отражения от дополнительной решетки (2) в плоскости вектора магнитного поля H может отличаться от фазы коэффициента отражения в плоскости вектора электрического поля E. Поэтому для компенсации волны, отраженной от плоскости (8) излучения внутрь излучателя (1), расстояние от плоскости излучения (8) до магнитных диполей (6) h_m может отличаться от расстояния h_e.

При сканировании в промежуточной плоскости возбуждаются одновременно электрические диполи (5) и магнитные диполи (6). В этом случае отраженная от дополнительной решетки (2) волна является суммой волн, отраженных от электрических диполей (5) и магнитных диполей (6).

Таким образом, мы показали, что с помощью дополнительной решетки (2) достигается улучшение согласования волноводной AP при больших углах отклонения ГЛ ДН и, следовательно, достигается расширение сектора сканирования волноводной АР.

В первом дополнительном варианте волноводной AP электрические диполи выполнены в виде металлических проводников, оси которых перпендикулярны плоскости решетки, а магнитные диполи выполнены в виде металлических колец, плоскости которых параллельны плоскости решетки. По электрическому диполю (5), выполненному в виде металлического проводника, текут реальные электрические токи, направленные вдоль его оси. В магнитном диполе (6), выполненном в виде металлического кольца, реальный магнитный ток не течет. Однако, поле, которое создает металлическое кольцо, может быть описано виртуальным магнитным током (см. Марков Г.Т., Чаплин А.Ф. Возбуждение электромагнитных волн. М.: Энергия, 1967). Этот магнитный ток направлен перпендикулярно плоскости металлического кольца. Поэтому магнитный диполь (6), эквивалентный металлическому кольцу, ориентирован также перпендикулярно плоскости кольца. Поэтому, располагая металлические проводники перпендикулярно плоскости решетки, а металлические кольца параллельно ей, мы создаем электрические диполи (5) и магнитные диполи (6) с осями, направленными перпендикулярно плоскости решетки в соответствии с основным вариантом выполнения изобретения.

Дипольные моменты p_e,m зависят от конструкции диполя и от частоты. Отметим, что многие конструкции диполей проявляют резонансные свойства. В окрестности частоты резонанса величина дипольного момента резко растет. Это явление может быть эффективно использовано для повышения интенсивности взаимодействия поля с дополнительной решеткой (2). В волноводной решетке по первому дополнительному варианту резонансными свойствами обладают электрические диполи (5). Резонанс в них наступает, когда длина электрического диполя l_e приближается к половине длины волны в свободном пространстве. Магнитные диполи (6) резонансными свойствами не обладают. Поэтому волноводная AP, выполненная в соответствии с первым дополнительным вариантом, имеет ограниченные возможности. Дипольный момент металлического кольца может иметь достаточную для эффективного согласования решетки излучателей (1) величину, когда его диаметр сравним с длиной волны в свободном пространстве. Выполнение таких колец может вступить в противоречие с ограничениями на периоды дополнительной решетки (2), которые были сформулированы выше.

Указанные ограничения на возможности волноводной AP преодолеваются во втором дополнительном варианте ее исполнения, в котором электрические диполи выполнены в виде металлических проводников, оси которых перпендикулярны плоскости решетки, а магнитные диполи выполнены в виде резонаторов с расщепленными кольцами, плоскость которых параллельна плоскости решетки. Фрагмент волноводной AP, выполненной по второму дополнительному варианту, показан на фиг.8.

В этом дополнительном варианте магнитные диполи (6) выполнены в виде резонаторов (15) с расщепленными кольцами (см. Gay-Balmaz P., Martin О. "Electromagnetic resonances in individual and coupled split-ring resonators", Journal of Applied Physics. 2002. 92 (5): 2929). Использование двух близко расположенных незамкнутых металлических колец позволяет создать структуру, аналогичную параллельному резонансному контуру. Его индуктивность определяется длиной колец, а емкость расстоянием между ними. Меняя эти параметры, можно настраивать резонатор (15) на рабочую частоту волноводной AP. Важно при этом, что диаметр резонатора (15) с расщепленными кольцами на частоте резонанса значительно меньше диаметра металлического кольца с тем же дипольным моментом. Благодаря этому выполнение магнитного диполя (6) с размерами, меньшими периода дополнительной плоской сетки (10), не вызывает трудностей.

Фрагмент волноводной AP (дополнительная решетка (2)), выполненный в соответствии с четвертым дополнительным вариантом, показан на фиг.9. В нем электрические и магнитные диполи выполнены в виде металлических спиралей (16), оси которых перпендикулярны плоскости решетки. Данный вариант выполнения волноводной AP имеет более простую конструкцию, так как в нем функцию электрического диполя (5) и магнитного диполя (6) выполняет один элемент - металлическая спираль (16).

Такое совмещение функций возможно благодаря тому, что в спирали одновременно текут и кольцевые, и продольные (направленные вдоль ее оси) электрические токи. Появление продольных токов эквивалентно появлению у металлической спирали (16) электрического дипольного момента, появление кольцевых токов - появлению магнитного дипольного момента. К достоинствам данного варианта выполнения волноводной AP можно также отнести то, что спираль является весьма компактным рассеивателем, который демонстрирует резонансные свойства, когда его габаритные размеры существенно меньше длины волны в свободном пространстве. Это связано с тем, что несмотря на относительно малую длину спирали (16) h длина проводника l, который ее образует, оказывается существенно большей:

$$l=\frac{\pi d}{p}h,\left(10\right)$$

где p - шаг спирали (16), а d - ее диаметр. Поскольку параметр πd/p можно сделать весьма большим, то из соотношения (10) видно, что длина проводника l много больше габаритного размера h спирали (16).

Дипольные моменты спирали (16) пропорциональны длине проводника l. Также важно отметить, что спираль (16) является резонансным элементом. Резонанс наблюдается, когда длина проводника l близка к половине длине волны в свободном пространстве. Таким образом, видно, что в силу отмеченных выше свойств спирали (16), на частоте резонанса ее размеры будут много меньшими длины волны. Поэтому спирали (16) легко размещаются в узлах дополнительной плоской сетки (10) и имеют при этом дипольные моменты достаточной величины.

Четвертый дополнительный вариант выполнения волноводной AP обеспечивает также простоту настройки устройства. Спираль (16) автоматически обеспечивает равенство резонансных частот электрического и магнитного дипольных моментов, поскольку в ней одновременно наступает резонанс кольцевых и продольных токов. Таким образом, раздельная настройка электрических диполей (5) и магнитных диполей (6) в данном варианте исключается и заменяется настройкой одного элемента - спирали (16).

Волноводная АР, выполненная в соответствии с пятым дополнительным вариантом, показана на фиг.10. В ней основная плоская двумерная сетка выполнена квадратной с периодом P, а многосекционное сочленение отрезков волноводов выполнено двухсекционным с излучающим отрезком волновода и с входным отрезком волновода, излучающий отрезок волновода выполнен с квадратным поперечным сечением, а входной отрезок волновода выполнен с прямоугольным сечением, излучающий и входной отрезки волноводов заполнены диэлектриками с одинаковой относительной диэлектрической проницаемостью ε, причем излучающий отрезок волновода длиной L и шириной a ₁ выполнен в соответствии с условиями:

где λ₀ - длина волны в свободном пространстве на центральной частоте рабочего диапазона волноводной AP, внутренние размеры поперечного сечения входного отрезка волновода a2 и b2 выбраны в соответствии с условиями:

Данный вариант выполнения волноводной AP обеспечивает улучшенное согласование решетки при относительно малых углах отклонения ГЛ ДН. Улучшение согласования достигается за счет выбора параметров излучателя (1). При малых углах отклонения ГЛ ДН влияние дополнительной решетки (2) на функционирование волноводной AP незначительно и поэтому эквивалентная схема на фиг.5 преобразуется к более простому виду с учетом наличия в излучателе (1) двух отрезков волноводов. Упрощенная эквивалентная схема показана на фиг.11.

Отрезок линии передачи длиной L соответствует излучающему отрезку волновода (3), который характеризуется сопротивлением Z_w2 и постоянной распространения γ_w2. Входной отрезок волновода (4) имеет сопротивление Z_w1 и постоянную распространения γ_w1.

Из фиг.11 видно, что эквивалентная схема описывает линию передачи с характеристическим сопротивлением Z_w1, в которую включены две неоднородности. Одна из них соответствует сочленению входного отрезка волновода (4) и излучающего отрезка волновода (3). Она описывается четырехполюсником с матрицей рассеяния S_w1. Другая неоднородность - это оконечная нагрузка в виде сочленения излучающего отрезка волновода (3) со свободным пространством. Она представляется четырехполюсником с матрицей рассеяния S_w2, у которого один вход нагружен на сопротивление Z_S, зависящее от угла θ. Нас интересует область малых углов, в которой можно положить θ=0.

Представленная на фиг.11 схема будет согласована со стороны генератора E_g, если коэффициенты отражения от неоднородностей близки по модулю, а их фазы в точке подключения генератора сдвинуты на π. Указанные коэффициенты отражения достоверно могут быть рассчитаны с помощью современных программ электродинамического моделирования АР. Соотношения (11)-(13), обеспечивающие выполнение приведенных выше условий согласования волноводной AP, найдены в результате ее оптимизации. Неравенство (11) обеспечивает выполнение фазовых соотношений, необходимых для согласования, а соотношения (12) и (13) обеспечивают близость модулей коэффициентов отражения двух неоднородностей. Неравенство (12) определяет оптимальное соотношение параметров сочленения излучающего отрезка волновода (3) со свободным пространством, а соотношения (13) задают диапазон оптимальных значений сочленения входного отрезка волновода (4) с излучающим отрезком волновода (3).

Выполнение основной плоской двумерной сетки (9) квадратной необходимо для достижения максимального сектора сканирования во всем полупространстве при z>0 (см. фиг.4) без уменьшения размеров излучателя (1) в плоскости XOY. Из неравенства (8) следует, что сектор сканирования может быть увеличен за счет уменьшения периода AP. Однако уменьшение периода крайне нежелательно из конструктивных соображений, так как оно затрудняет размещение других элементов ФАР в пределах ее периода: фазовращателей, усилителей и т.д. Поэтому увеличивать период в одной плоскости по сравнению с периодом в другой плоскости нежелательно, так как это приведет к уменьшению результирующего сектора сканирования, а уменьшать его также не имеет смысла, поскольку результирующий сектор сканирования не увеличится, так как он определяется наименьшим из секторов сканирования в плоскостях XOZ и YOZ.

На фиг.12 представлена зависимость модуля коэффициента отражения R(θ) волноводной АР, выполненной в соответствии с пятым дополнительным вариантом, при сканировании в плоскости вектора электрического поля, а на фиг.13 - зависимость модуля коэффициента отражения при сканировании в плоскости вектора магнитного поля. Кривые получены для следующих параметров AP:

- период основной плоской сетки (9) P=15.5;

- ширина излучающего отрезка волновода (3) a ₁=13.5;

- длина излучающего отрезка волновода (3) L=9.8;

- ширина входного отрезка волновода (4) a ₂=a1;

- высота входного отрезка волновода (4) b₂=7.2;

- диэлектрическая проницаемость заполнения излучателя (1) ε=2.08 (фторопласт);

- расстояние от плоскости (8) излучения до электрических диполей (5) h_e=12;

- расстояние от плоскости (8) излучения до магнитных диполей (6) h_m=10.1;

- период дополнительной плоской сетки (10), выполненной квадратной P_d=12;

- магнитные диполи (6) выполнены в виде металлических колец с внешним диаметром D=10.

Все размеры приведены в миллиметрах.

Из графиков, представленных на фиг.12 и фиг.13, видно, что волноводная AP хорошо согласована вплоть до углов отклонения ГЛ ДН в диапазоне 50°-60°.

Таким образом, вышеизложенные сведения свидетельствуют о выполнении при использовании заявленного изобретения следующей совокупности условий:

- антенное устройство, воплощающее заявленное изобретение, предназначено для использовании в промышленности, а именно в технике антенн, например, в качестве элемента приемной или передающей ФАР радиолокатора;

- для заявленного устройства в том виде, как оно охарактеризовано в независимом пункте изложенной формулы изобретения, подтверждена возможность его осуществления с помощью описанных в заявке средств;

- антенное устройство, воплощающее заявленное изобретение, позволяет реализовать следующий технический результат: расширить сектор сканирования ФАР с электронным управлением.

Изобретение относится к антенной технике. Технический результат - повышение быстродействия фазированной антенной решетки. Волноводная антенная решетка, содержащая решетку излучателей и дополнительную решетку, излучатели расположены в узлах основной плоской двумерной сетки и выполнены в виде многосекционных сочленений отрезков волноводов, которые заполнены диэлектриками, отрезки волноводов имеют оси, параллельные друг другу и перпендикулярные плоскости решетки, дополнительная решетка выполнена из пассивных рассеивателей, которые расположены вне излучателей в узлах дополнительной плоской двумерной сетки, которая параллельна основной плоской двумерной сетке, при этом пассивные рассеиватели выполнены в виде электрических и магнитных диполей, оси которых перпендикулярны плоскости решетки. 4 з.п. ф-лы, 13 ил.

1. Волноводная антенная решетка, содержащая решетку излучателей и дополнительную решетку, излучатели расположены в узлах основной плоской двумерной сетки и выполнены в виде многосекционных сочленений отрезков волноводов, которые заполнены диэлектриками, отрезки волноводов имеют оси, параллельные друг другу и перпендикулярные плоскости решетки, дополнительная решетка выполнена из пассивных рассеивателей, которые расположены вне излучателей в узлах дополнительной плоской двумерной сетки, которая параллельна основной плоской двумерной сетке, отличающаяся тем, что пассивные рассеиватели выполнены в виде электрических и магнитных диполей, оси которых перпендикулярны плоскости решетки.

2. Волноводная антенная решетка по п.1, отличающаяся тем, что электрические диполи выполнены в виде металлических проводников, оси которых перпендикулярны плоскости решетки, а магнитные диполи выполнены в виде металлических колец, плоскости которых параллельны плоскости решетки.

3. Волноводная антенная решетка по п.1, отличающаяся тем, что электрические диполи выполнены в виде металлических проводников, оси которых перпендикулярны плоскости решетки, а магнитные диполи выполнены в виде резонаторов с расщепленными кольцами, плоскость которых параллельна плоскости решетки.

4. Волноводная антенная решетка по п.1, отличающаяся тем, что электрические и магнитные диполи выполнены в виде металлических спиралей, оси которых перпендикулярны плоскости решетки.

5. Волноводная антенная решетка по п.1, отличающаяся тем, что основная плоская двумерная сетка выполнена квадратной с периодом P, а многосекционное сочленение отрезков волноводов выполнено двухсекционным с излучающим отрезком волновода и с входным отрезком волновода, излучающий отрезок волновода выполнен с квадратным поперечным сечением, а входной отрезок волновода выполнен с прямоугольным сечением, излучающий и входной отрезки волноводов заполнены диэлектриками с одинаковой относительной диэлектрической проницаемостью ε, причем излучающий отрезок волновода длиной L и шириной a ₁ выполнен в соответствии с условием:
,
,
где λ₀ - длина волны в свободном пространстве на центральной частоте рабочего диапазона волноводной AP, внутренние размеры поперечного сечения входного отрезка волновода a ₂ и b₂ выбраны в соответствии с условиями:
a ₂=a ₁, .