СВЧ АТТЕНЮАТОР Российский патент 2015 года по МПК H01P1/22 

Изобретение относится к радиоэлектронике и измерительной технике и может быть использовано для заданного ослабления СВЧ сигнала большой мощности в широкой полосе рабочих частот.

Известен СВЧ аттенюатор, содержащий три сосредоточенных резистора, включенных по симметричной Т- или П-схеме (см. книгу под ред. В.И.Вольмана, Справочник по расчету и конструированию СВЧ полосковых устройств - М.: Радио и связь, 1982, 328 с., рис.4.42, стр.193). При этом для симметричной П-схемы включения сосредоточенных резисторов их величины определяются соотношениями:

$$\frac{R1}{\rho }=\frac{R3}{\rho }=\frac{K_u+1}{1-K_u},\left(1\right)$$

$$\frac{R2}{\rho }=\frac{1-K_u^2}{2K_u},\left(2\right)$$

где R1, R3 - значение сопротивления сосредоточенных крайних резисторов симметричной П-схемы, подключенных соответственно ко входу и выходу аттенюатора;

R2 - значение сопротивления среднего сосредоточенного резистора симметричной П-схемы аттенюатора;

ρ - характеристическое сопротивление аттенюатора, равное сопротивлению согласованной нагрузки для аттенюатора;

K_u - значение коэффициента передачи аттенюатора по напряжению.

Для симметричной Т-схемы включения сосредоточенных резисторов их значения определяются соотношениями:

$$\frac{R1}{\rho }=\frac{R3}{\rho }=\frac{1-K_u}{K_u+1},\left(3\right)$$

$$\frac{R2}{\rho }=\frac{2K_u}{1-K_u^2}.\left(4\right)$$

где: R1, R3 - значение сопротивления сосредоточенных крайних резисторов симметричной Т-схемы, подключенных соответственно ко входу и выходу аттенюатора;

R2 - значение сопротивления среднего сосредоточенного резистора симметричной Т-схемы аттенюатора.

Рассматриваемый СВЧ аттенюатор обеспечивает заданные вносимые ослабления в диапазоне частот до 500 МГц. Устройство обладает простой конструктивной реализацией и достаточно высоким качеством согласования в указанной выше полосе рабочих частот.

Основным недостатком данного СВЧ аттенюатора является ухудшение согласования в области частот выше 500 МГц за счет влияния паразитных реактивных параметров сосредоточенных резисторов - собственной индуктивности резистора, индуктивности выводов резисторов и конструктивной емкости. Ухудшение согласования проявляется тем сильнее, чем больше допустимая мощность входного СВЧ сигнала и больше вносимое ослабление. Это обусловлено применением мощных сосредоточенных резисторов, у которых паразитные реактивные параметры имеют значительную величину.

Более широкой полосой рабочих частот обладает СВЧ аттенюатор (см. патент РФ №2048694, H01P 1/22, опубл. 20.11.1995), содержащий диэлектрическую подложку, на одной стороне которой нанесен проводящий экран, а на другой расположен токонесущий проводник, размещенный на поглощающем слое и выполненный в форме меандра. При этом изменения ширины токонесущего проводника и шага меандра осуществлены через четверть длины волны в токонесущем проводнике. Данная конструкция обеспечивает увеличение допустимой мощности входного СВЧ сигнала, так как рассеивание СВЧ мощности осуществляется не в малогабаритных сосредоточенных резисторах, а в поглощающем слое, который вместе с металлизированным основанием образует распределенную линию передачи с потерями. В этом аттенюаторе обеспечено хорошее качество согласования по входу, так как проводник в форме меандра выполнен с увеличивающимися по направлению от середины к концам устройства шириной и шагом меандра, а изменения шага и ширины меандра осуществлены через четверть длины волны в проводнике. Данное конструктивное решение обеспечивает высокое качество согласования в широком диапазоне частот, до нескольких ГГц.

Существенным недостатком этого СВЧ аттенюатора является малый уровень допустимой мощности входного СВЧ сигнала, поскольку для обеспечения согласования по входу и по выходу ширина поглощающего слоя должна соответствовать характеристическому сопротивлению аттенюатора, которое обычно составляет 50 или 75 Ом. Для такого значения характеристического сопротивления ширина микрополосковой линии передачи не превышает 1-3 мм, что ограничивает допустимую мощность входного СВЧ сигнала на уровне 1-2 Вт.

Известен также СВЧ аттенюатор повышенной мощности (см. патент на полезную модель РФ №65693, H01P 1/22, опубл. 10.08.2007), являющийся прототипом изобретения и содержащий три резистора в виде цилиндра, размещенные в полости металлического корпуса и соединенные между собой с образованием симметричной Т-образной конструкции, при этом резисторы выполнены из кремния, а полость корпуса заполнена профилированной вставкой из теплопроводной керамики с высоким коэффициентом диэлектрической проницаемости, которая имеет округления в зонах излома профиля. За счет того, что профилированная вставка выполнена из керамики с высокой теплопроводностью, обеспечивается возможность дополнительного рассеивания СВЧ мощности, выделяющейся на резисторах и отводимой на металлический корпус.

Однако выполнение резисторов в виде цилиндра не позволяет им всей поверхностью соприкасаться с профилированной вставкой, что ограничивает среднюю величину допустимой мощности входного СВЧ сигнала, как следует из описания прототипа, на уровне 50 Вт в широкой полосе рабочих частот.

Задачей предлагаемого изобретения является повышение допустимой мощности входного СВЧ сигнала в широкой полосе рабочих частот.

Поставленная задача достигается тем, что в известном аттенюаторе все резисторы выполнены в виде резистивной пленки, нанесенной на одну сторону диэлектрической подложки, на другой стороне которой расположено металлизированное основание, при этом все пленочные резисторы представляют собой отрезки микрополосковых линий передачи одинаковой длины с продольными диссипативными потерями, а крайние резисторы симметричной Т-образной структуры соединены между собой отрезком микрополосковой линии передачи без диссипативных потерь, длина которого равна длине крайних резисторов симметричной Т-образной структуры и к середине которого подключен один конец среднего резистора симметричной Т-образной структуры, другой конец которого соединен с металлизированным основанием, при этом волновые сопротивления отрезков микрополосковых линий передачи с продольными диссипативными потерями связаны между собой соотношением

$${\rho }_1\cdot {\rho }_2=\frac{{\alpha }_2}{{\alpha }_1}\cdot \frac{{\rho }^2}{k}$$ ,

где ρ₁<ρ - характеристическое сопротивление крайних резисторов симметричной Т-образной структуры, выполненных в виде отрезка микрополосковой линии передачи с продольными диссипативными потерями;

ρ₂>ρ - характеристическое сопротивление микрополоскового отрезка линии передачи без диссипативных потерь, соединяющего крайние резисторы симметричной Т-образной структуры, и характеристическое сопротивление среднего резистора симметричной Т-образной структуры, выполненного в виде отрезка микрополосковой линии передачи с продольными диссипативными потерями;

α₁ - значение первого элемента нормированного низкочастотного П-образного фильтра третьего порядка;

α₂ - значение второго элемента нормированного низкочастотного П-образного фильтра третьего порядка; ρ - характеристическое сопротивление аттенюатора, равное сопротивлению согласованной нагрузки для аттенюатора;

k - значение корректирующего коэффициента, равного 1,39 и учитывающего влияние скачков характеристического сопротивления микрополосковых отрезков линий передачи от ρ₁ до ρ₂.

На фиг.1 приведена схема электрическая принципиальная предлагаемого СВЧ аттенюатора. На фиг.2 приведены частотные зависимости ренальной и мнимой части входного импеданса пленочного резистора 4. На фиг.3 представлена эквивалентная схема СВЧ аттенюатора на сосредоточенных элементах. На фиг.4 изображены амплитудно-частотные характеристики (АЧХ) СВЧ аттенюатора и его эквивалентной схемы на сосредоточенных элементах. На фиг.5 приведены АЧХ СВЧ аттенюатора для двух значений длины отрезков микрополосковых линий передачи. На фиг.6 приведены АЧХ СВЧ аттенюатора для двух значений коэффициента передачи. На фиг.7 приведены частотные зависимости коэффициента стоячей волны (КСВ) СВЧ аттенюатора для двух значений коэффициента передачи.

Предлагаемый СВЧ аттенюатор (фиг.1) содержит диэлектрическую подложку 1 с металлизированным основанием, отрезок микрополосковой линии передачи 2 с продольными диссипативными потерями и характеристическим сопротивлением ρ₁, начало которого является входом предлагаемого аттенюатора, а конец соединен с началом отрезка микрополосковой линии передачи 3 без диссипативных потерь и характеристическим сопротивлением ρ₂, конец которого соединен с началом отрезка микрополосковой линии передачи 5 с продольными диссипативными потерями и волновым сопротивлением ρ₁, конец которого является выходом предлагаемого аттенюатора, отрезок микрополосковой линии передачи 4 с продольными диссипативными потерями и характеристическим сопротивлением ρ₂, один конец которого соединен с металлизированным основанием, а другой его конец соединен с серединой отрезка микрополосковой линии передачи 3.

СВЧ аттенюатор работает следующим образом. Заданное значение вносимого ослабления СВЧ аттенюатора определяется соответствующими значениями резисторов 2, 4 и 5 симметричной Т-образной структуры, которые рассчитываются по формулам (3)-(4). С учетом того, что пленочные резисторы 2, 4 и 5 выполнены в виде отрезков микрополосковых линий передачи с продольными диссипативными потерями, определим их погонные сопротивления:

$$r_1=r_3=\raisebox{1ex}{$R1$}\!\left/ \!\raisebox{-1ex}{$\ell $}\right.=\raisebox{1ex}{$R3$}\!\left/ \!\raisebox{-1ex}{$\ell $}\right.$$ , $$r_2=\raisebox{1ex}{$R_2$}\!\left/ \!\raisebox{-1ex}{$\ell $}\right.,\left(5\right)$$

где ℓ длина отрезков микрополосковых линий передачи с продольными диссипативными потерями 2, 4 и 5.

Следует отметить, что продольные диссипативные потери в отрезках микрополосковых линий передачи обусловлены диссипативными потерями в пленочных резисторах.

Для описания частотных свойств среднего резистора 4 Т-образной структуры представим его в виде отрезка микрополосковой линии передачи с продольными диссипативными потерями в проводнике, закороченной на конце и соединенной с металлизированным основанием, которое имеет нулевой потенциал общего корпуса устройства. В этом случае входной комплексный импеданс среднего резистора 4 будет определяться известным соотношением для короткозамкнутой линии передачи с продольными диссипативными потерями в микрополосковом проводнике (см. книгу см. книгу Мейнке X., Гундлах Ф. Радиотехнический справочник. Том 1. Госэнергоиздат, 1960, стр.128, 130, 131, 159, 161):

$$Z2(f)={\rho }_2\cdot \sqrt{1-j\cdot \frac{r_2^{\text{'}}}{2\pi f{L}_2^{\text{'}}}}\cdot th\left(j\cdot 2\pi f\sqrt{L_2^{\text{'}}{C}_2^{\text{'}}}\cdot \sqrt{1-j\cdot \frac{r_2^{\text{'}}}{2\pi f{L}_2^{\text{'}}}}\cdot \ell \right),\left(6\right)$$

где f - частота входного СВЧ сигнала;

$$L_2^{\text{'}}$$ - погонная индуктивность отрезка микрополосковой линии передачи 4 с продольными диссипативными потерями;

$$C_2^{\text{'}}$$ - погонная емкость отрезка микрополосковой линии передачи 4 с продольными диссипативными потерями;

$$r_2^{\text{'}}$$ - погонное сопротивление отрезка микрополосковой линии передачи 4 продольными диссипативными потерями;

$$j=\sqrt{-1}$$ - мнимая единица.

График частотной зависимости реальной и мнимой составляющей импеданса Z2(f) среднего резистора 4 симметричной Т-образной структуры, построенный по соотношению (6) для значения ρ₂=62 Ом и ℓ=5 мм, приведен на фиг.6. Как будет показано ниже, указанное значение ρ₂ выбрано в соответствии с соотношением, приведенным в формуле изобретения. Из рассмотрения графиков фиг.6 видно, что в области частот до 2-3 ГГц реальная составляющая Z2(f) слабо зависит от частоты, а мнимой составляющей можно пренебречь. Поэтому в первом приближении средний резистор 4 симметричной Т-образной структуры можно считать частотно независимым в указанном диапазоне частот.

Поскольку для пленочных микрополосковых резисторов обычно выполняется условие $$\ell \le \raisebox{1ex}{$\lambda $}\!\left/ \!\raisebox{-1ex}{$8$}\right.$$ (здесь λ - длина волны входного СВЧ сигнала) для предлагаемого СВЧ аттенюатора в соответствии с конструкцией, показанной на фиг.1, составим эквивалентную схему на сосредоточенных элементах, приведенную на фиг.3.

Структура эквивалентной схемы фиг.3 учитывает свойства микрополосковых отрезков линии передачи с низким волновым сопротивлением (ρ₁<ρ) 2, 5 и с высоким волновым сопротивлением 3 и 4 (ρ₂>ρ). Поскольку резисторы 2 и 5 представляют собой короткие ( $$\ell \le \raisebox{1ex}{$\lambda $}\!\left/ \!\raisebox{-1ex}{$8$}\right.$$ ) отрезки микрополосковых линий передачи с продольными диссипативными потерями и волновым сопротивлением ρ₁, то их можно приближенно представить резисторами R1, R3 и емкостями С (см. книгу Ханзел Г.Е. Справочник по расчету фильтров. США, 1969. Пер. с англ., под ред. А.Е. Знаменского. М., Сов. Радио, 1974, стр.262):

$$С\approx \frac{\ell }{{\rho }_1}\cdot V,\left(7\right)$$

где $$V=\frac{c}{\sqrt{{\epsilon }_r}}$$ - фазовая скорость волны; с=3·10⁸ м/с - скорость света.

Короткий ( $$\ell \le \raisebox{1ex}{$\lambda $}\!\left/ \!\raisebox{-1ex}{$8$}\right.$$ ) отрезок микрополосковой линии передачи 3 без продольных диссипативных потерь с волновым сопротивлением ρ₂ можно приближенно заменить индуктивностью, значение которой равно

$$L\approx \frac{{\rho }_{2\cdot \ell }}{V}\cdot k,\left(8\right)$$

где k - корректирующий коэффициент, учитывающий увеличение индуктивности за счет скачка ширины проводника микрополосковой линии передачи.

Отметим, что в соотношении (8) учтено, что скачкообразное изменение ширины микрополоскового проводника описывается последовательной индуктивностью (см. книгу - Фильтры СВЧ, согласующие цепи и цепи связи. Том 1. Маттей Д.Л., Янг Л., Джонс Е.М.Т. Перевод с английского под общей редакцией Л.В. Алексеева и Ф.В. Кушнира. 1971 г., стр.176, рис.5.07.2). Поэтому во втором соотношении (8) введен корректирующий коэффициент k, учитывающий увеличении индуктивности L, соответствующей отрезку высокоомной (ρ₂>ρ) микрополосковой линии передачи 3 за счет двух скачков волнового сопротивления ρ₁→ρ₂→ρ₁.

Из анализа эквивалентной схемы на сосредоточенных элементах фиг.3 следует, что в предложенном СВЧ аттенюаторе симметричная Т-образная структура из пленочных резисторов встроена в П-образный фильтр нижних частот третьего порядка, который выполнен на отрезках микрополосковых линий передачи с продольными диссипативными потерями. Это позволило компенсировать в широкой полосе рабочих частот паразитные реактивные параметры пленочных резисторов 2 и 5. При этом граничная частота полосы пропускания П-образного фильтра нижних частот определяет полосу рабочих частот предлагаемого СВЧ аттенюатора. Следует отметить, что емкость C, показанная на фиг.3, описывает паразитный реактивный параметр пленочных резисторов 2 и 5.

В общем случае, исходя из теории фильтров для значений емкостей и индуктивности П-образного фильтра нижних частот на сосредоточенных элементах, запишем следующие известные соотношения:

$${С}_f=\frac{{\alpha }_1}{2\pi f_c\rho }$$ , $$L_f=\frac{{\alpha }_2\rho }{2\pi f_c},\left(9\right)$$

где α₁ - значение первого элемента нормированного фильтра третьего порядка;

α₂ - значение второго элемента нормированного фильтра третьего порядка;

f_c - граничная частота П-образного фильтра нижних частот.

Совместный анализ соотношений (7)-(9) показывает, что обеспечение соответствия П-образного фильтра нижних частот на сосредоточенных элементах C_f, L_f - и фильтра нижних частот на отрезках микрополосковых линий передачи одинаковой длины ℓ, как с продольными диссипативными потерями, так и без них, который в первом приближении описывается эквивалентной схемой на сосредоточенных элементах фиг.3, достигается при выполнении соотношения для волновых сопротивлений, указанного в формуле изобретения $${\rho }_1\cdot {\rho }_2=\frac{{\alpha }_2}{{\alpha }_1}\cdot \frac{{\rho }^2}{k}$$ . Поскольку данное соотношение связывает два параметра ρ₁ и ρ₂, то одним из них нужно задаться, например ρ₁. С учетом сказанного зададимся значением ρ₁=40 Ом (ρ₁<ρ), сопротивление нагрузки для аттенюатора возьмем равным ρ=50 Ом, длину всех отрезков линий передачи зададим одинаковой и равной 5 мм, относительную диэлектрическую проницаемость подложки положим равной ε_r=6,6. Значения элементов α₁ и α₂ нормированного низкочастотного П-образного фильтра возьмем из таблицы (см. книгу Ханзел Г.Е. Справочник по расчету фильтров. США, 1969. Пер. с англ., под ред. А.Е. Знаменского. М., Сов. Радио, 1974, таблица П.1.5, стр.36): α₁=0,7750; α₂=1,0684. Данные значения α₁ и α₂ соответствуют пульсациям АЧХ 0,028 дБ.

В соответствии с формулой изобретения для выбранных в рассматриваемом примере исходных данных получим ρ₂=62 Ом. Затем с помощью совместного решения уравнений (7)-(9) обеспечим соответствие как емкостей C_f и С, индуктивностей L_f и L, так и граничной частоты эквивалентной схемы на сосредоточенных элементах фиг.3 и граничной частоты f_c П-образного фильтра нижних частот. Кроме соотношений (7)-(9) на данном этапе расчета необходимо использовать выбранное значение ρ₁ и указанное значение корректирующего коэффициента k, описанного в формуле изобретения.

Численный расчет параметров для эквивалентной схемы на сосредоточенных элементах фиг.3 по формулам (7) и (8) дает следующий результат: С=1,07 пФ; L=3,687 нГн.

Далее проведем расчет параметров П-образного фильтра нижних частот на сосредоточенных элементах по формулам (9). Для этого из совместного решения уравнений (7)-(9) определим значение граничной частоты фильтра

$$f_c=\frac{{\alpha }_1\cdot {\rho }_1\cdot V}{2\pi \rho \ell }.\left(10\right)$$

Расчет f_c для исходных данных рассматриваемого примера дает следующий результат f_c=2,305 ГГц. Тогда значения C_f и L_f будут соответственно равны: C_f=1,07 пФ; L_f=3,689 нГн.

Отметим, что строго говоря, соответствие П-образного фильтра нижних частот, описываемого соотношениями (9), и эквивалентной схемы на сосредоточенных элементах фиг.3 является приближенным. Это связано с тем, что соотношения (7) и (8) также являются приближенными, поэтому в расчетных значениях индуктивностей L и L_f могут быть небольшие отличия.

Компьютерное моделирование предлагаемого СВЧ аттенюатора (фиг.1) и его эквивалентной схемы замещения на сосредоточенных элементах (фиг.3) с помощью стандартных САПР показало, что частотные зависимости модуля коэффициента передачи, представляющие собой АЧХ, достаточно точно совпадают при значении корректирующего коэффициента k, указанного в формуле изобретения k=1,39, если задаваться значением ρ₁ в пределах 35÷45 Ом.

На фиг.4 приведены графики АЧХ для предлагаемого СВЧ аттенюатора (сплошная линия) и его эквивалентной схемы на сосредоточенных элементах (пунктирная линия) для следующих исходных данных: ρ=50 Ом; ρ₁=40 Ом; ρ₂=62 Ом; ℓ=5 мм; K_u=1. Для моделирования использовались S-параметры, которые называют параметрами рассеивания. В частности, параметр S₂₁ соответствует коэффициенту передачи и в данном случае описывает АЧХ аттенюатора. Следует отметить, что выбранные в соответствии с формулой изобретения значения ρ₁ и ρ₂ с конструктивной точки зрения однозначно задают ширину микрополосковых проводников отрезков линий передачи. При компьютерном моделировании относительная проницаемость диэлектрической подложки была принята равной ε_r=6,6.

На фиг.5 представлены АЧХ предлагаемого СВЧ аттенюатора для указанных выше параметров и двух значений длины отрезков линий передачи ℓ=5 мм и ℓ=10 мм. Из рассмотрения данных графиков следует, что одновременное увеличение длины отрезков микрополосковых линий передачи ℓ приводит к соответствующему уменьшению полосы рабочих частот при неизменной неравномерности АЧХ. Поскольку более длинные пленочные резисторы могут рассеивать большую мощность СВЧ сигнала, то в данном случае уменьшение полосы рабочих частот приводит к увеличению допустимой мощности входного СВЧ сигнала.

На фиг.6 показаны графики АЧХ для значений K_u=1 и K_u=0,707. Как видно из рассмотрения данных графиков, поддерживается высокая равномерность АЧХ для заданных значений коэффициента передачи аттенюатора K_u.

Из результатов компьютерного моделирования частотных свойств следует, что предлагаемый СВЧ аттенюатор с учетом соотношения для выбора ρ₁, ρ₂, указанного в формуле изобретения и базирующегося на использовании параметров нормированных фильтров α₁, α₂ и корректирующего коэффициента k, обеспечивает для мощных пленочных резисторов равномерные АЧХ и высокое качество согласования в широкой полосе рабочих частот.

Поскольку в широкополосных цепях с диссипативными потерями нет однозначной связи между качеством согласования и формой АЧХ, было проведено компьютерное моделирование частотной зависимости входного коэффициента стоячей волны (КСВ) с помощью использования формулы для входного сопротивления нагруженной линии передачи с продольными диссипативными потерями (см. книгу Мейнке X., Гундлах Ф. Радиотехнический справочник. Том 1. Госэнергоиздат, 1960, стр.130, 131, 159):

$$ZX(f)=\frac{Z(f)+{\rho }_{1(2)}\cdot \sqrt{1-j\cdot \frac{r_{1(2)}^{\text{'}}}{2\pi f{L}_{1(2)}^{\text{'}}}}\cdot th\left(j\cdot 2\pi f\sqrt{L_{1(2)}^{\text{'}}{C}_{1(2)}^{\text{'}}}\cdot \sqrt{1-j\cdot \frac{r_{1(2)}^{\text{'}}}{2\pi f{L}_{1(2)}^{\text{'}}}}\cdot \ell \right)}{1+\frac{Z(f)}{{\rho }_{1(2)}\cdot \sqrt{1-j\cdot \frac{r_{1(2)}^{\text{'}}}{2\pi f{L}_{1(2)}^{\text{'}}}}}\cdot \sqrt{1-j\cdot \frac{r_{1(2)}^{\text{'}}}{2\pi f{L}_{1(2)}^{\text{'}}}}\cdot th\left(j\cdot 2\pi f\sqrt{L_{1(2)}^{\text{'}}{C}_{1(2)}^{\text{'}}}\cdot \sqrt{1-j\cdot \frac{r_{1(2)}^{\text{'}}}{2\pi f{L}_{1(2)}^{\text{'}}}}\cdot \ell \right)}$$ .

Соотношение (11) применялось последовательно к соответствующим отрезкам микрополосковых линий передачи 5, 3 и 2, входящим в состав СВЧ аттенюатора. В соотношении (11) у погонных параметров индекс 1 соответствует отрезку микрополосковой линии передачи с волновым сопротивлением ρ₁, а индекс 2 соответствует отрезку микрополосковой линии передачи с волновым сопротивлением ρ₂.

Далее по известным соотношениям для коэффициента отражения $$G(f)=\frac{ZX(f)-\rho }{ZX(f)+\rho }$$ и коэффициента стоячей волны $$KCB(f)=\frac{1+\left|G(f)\right|}{1-\left|G(f)\right|}$$ были рассчитаны частотные зависимости КСВ для значений K_u=1 (сплошная линия) и K_u=0,707 (пунктирная линия), приведенные на фиг.7. Из графиков фиг.7 видно, что предлагаемый СВЧ аттенюатор обладает высоким качеством согласования. Компьютерный анализ также показал, что достаточно высокое качество согласования в широкой полосе рабочих частот обеспечивается для значений вносимого ослабления 0-6 дБ (K_u=1÷0,5). Для получения больших значений вносимого ослабления следует применять каскадное включение аттенюаторов. При этом очевидно, что в последующих каскадно включенных аттенюаторах будет рассеиваться меньшая мощность СВЧ сигнала. Поэтому они могут быть выполнены на пленочных резисторах меньшего размера с меньшими паразитными реактивными параметрами, что обеспечит широкую полосу рабочих частот для значений вносимого ослабления 0-10 дБ.

Увеличение допустимой мощности входного СВЧ сигнала в предлагаемом устройстве достигнуто за счет отвода тепла через тонкую диэлектрическую подложку с высокой теплопроводностью на металлизированное основание, которое прикрепляется к металлическому корпусу. В прототипе отвод тепла на корпус осуществляется через диэлектрическую пластину на значительно большее расстояние в продольном направлении. Это существенно ограничивает величину допустимой мощности входного СВЧ сигнала. Кроме того, в прототипе все резисторы Т-образной структуры имеют в два раза меньшую площадь контакта с диэлектрической подложкой, поскольку они выполнены в виде цилиндра. В предлагаемом устройстве за счет использования отрезков микрополосковых линий передачи с продольными диссипативными потерями обеспечивается максимально достижимая площадь контакта с диэлектрической подложкой. При использовании в качестве диэлектрической подложки высокотеплопроводной бериллиевой керамики (ε_r=6,6) и воздушного обдува металлизированного основания диэлектрической подложки предлагаемый СВЧ аттенюатор обеспечивает в непрерывном режиме рассеивание мощности входного СВЧ сигнала 250-500 Вт, что на порядок больше, чем в прототипе.

В заключение отметим, что для построения аттенюаторов высокого уровня мощности потребуется увеличивать длину микрополосковых отрезков линий передачи ℓ и уменьшать величину волнового сопротивления ρ₁, при этом полоса рабочих частот соответственно уменьшится. При уменьшении допустимой мощности входного СВЧ сигнала следует действовать наоборот, что приведет к расширению полосы рабочих частот.

Изобретение относится к радиоэлектронике и измерительной технике и может быть использовано для заданного ослабления СВЧ сигнала большой мощности в широкой полосе рабочих частот. Технический результат - повышение допустимой мощности входного СВЧ сигнала в полосе рабочих частот. Для этого СВЧ аттенюатор содержит диэлектрическую подложку 1, три пленочных резистора 2, 4 и 5, соединенные между собой в виде симметричной Т-образной структуры, в которой значения крайних резисторов 2 и 5 равны друг другу, а значение среднего резистора 4 выбрано из условия обеспечения режима согласования. При этом пленочные резисторы 2, 4 и 5 выполнены в виде резистивной пленки, нанесенной на одну сторону диэлектрической подложки, на другой стороне которой расположено металлизированное основание. В области высоких частот пленочные резисторы 2, 4 и 5 представляют собой отрезки микрополосковых линий передачи одинаковой длины с продольными диссипативными потерями, причем крайние пленочные резисторы 2 и 5 симметричной Т-образной структуры соединены между собой отрезком микрополосковой линии передачи без диссипативных потерь 3, длина которого равна длине крайних пленочных резисторов 2 и 5 и к середине которого подключен один конец среднего пленочного резистора 4, другой конец которого соединен с металлизированным основанием. 7 ил.

СВЧ аттенюатор, содержащий диэлектрическую подложку, три резистора, соединенные между собой в виде симметричной Т-образной структуры, в которой значения крайних резисторов равны друг другу, а значение среднего резистора выбрано из условия обеспечения режима согласования, отличающийся тем, что все резисторы выполнены в виде резистивной пленки, нанесенной на одну сторону диэлектрической подложки, на другой стороне которой расположено металлизированное основание, при этом все пленочные резисторы представляют собой отрезки микрополосковых линий передачи одинаковой длины с продольными диссипативными потерями, а крайние резисторы симметричной Т-образной структуры соединены между собой отрезком микрополосковой линии передачи без диссипативных потерь, длина которого равна длине крайних резисторов симметричной Т-образной структуры и к середине которого подключен один конец среднего резистора симметричной Т-образной структуры, другой конец которого соединен с металлизированным основанием, при этом волновые сопротивления отрезков линий передачи с продольными диссипативными потерями связаны между собой соотношением
,
где ρ₁<ρ - характеристическое сопротивление крайних резисторов симметричной Т-образной структуры, выполненных в виде отрезка микрополосковой линии передачи с продольными диссипативными потерями;
ρ₂>ρ - характеристическое сопротивление микрополоскового отрезка линии передачи без диссипативных потерь, соединяющего крайние резисторы симметричной Т-образной структуры, и характеристическое сопротивление среднего резистора симметричной Т-образной структуры, выполненного в виде отрезка микрополосковой линии передачи с продольными диссипативными потерями;
α₁ - значение первого элемента нормированного низкочастотного П-образного фильтра третьего порядка;
α₂ - значение второго элемента нормированного низкочастотного П-образного фильтра третьего порядка;
ρ - характеристическое сопротивление аттенюатора, равное сопротивлению согласованной нагрузки для аттенюатора;
k - значение корректирующего коэффициента, равного 1,39 и учитывающего влияние скачков характеристического сопротивления микрополосковых отрезков линий передачи от ρ₁ до ρ₂.