СПОСОБ ПЕРЕДАЧИ ИНФОРМАЦИИ В СИСТЕМЕ СВЯЗИ С ШУМОПОДОБНЫМИ СИГНАЛАМИ Российский патент 2015 года по МПК H04L27/32 

Изобретение относится к области передачи цифровой информации и предназначено для применения в приемопередающих устройствах систем связи.

Далее считаем, что в свете решаемой заявляемым способом задачи словосочетания «цифровая информация», «данные» и «дискретная информация» являются синонимами»; считаем также синонимами термины «сообщение» и «поток».

На сегодня наиболее предпочтительно кодирование цифровой информации с использованием шумоподобных сигналов (ШПС) (см. [1], с. 3), причем, как правило, в качестве таких сигналов используются сигналы, фазовая манипуляция которых осуществляется m-последовательностями (см. [1], раздел 3.3. с. 49). Как отмечено в [1], системы связи с ШПС обладают преимуществами перед прочими системами связи как в части помехоустойчивости, так и скрытности.

Алфавит передаваемых сообщений, как правило, содержит N_c>>1 символов. При кодировании каждого передаваемого символа соответствующей ему m-последовательностью приемник системы связи содержит N_c корреляторов в каждом пространственном и доплеровском каналах приема. При этом реализация декодера требует значительных вычислительных ресурсов, т.е. она сравнительно сложна. В связи с этим в [2] предложен вариант способа кодирования, предусматривающего операции формирования единственной m-последовательности, преобразования передаваемого символа (например, С_υ) в циклический временной сдвиг (ЦВС) на υ отсчетов и введение в эту m-последовательность указанного ЦВС. Устройство декодирования при таком способе кодирования, кроме [2], описано, например, в [3]. Достоинством такого способа кодирования является наличие всего одной m-последовательности, потенциально обеспечивающей возможность передачи каждого из всех N_c символов алфавита; при этом декодер в каждом пространственном и доплеровском каналах приема содержит всего один коррелятор; реализация такого декодера сравнительно проста.

Недостаток указанного аналога состоит в следующем. Для того чтобы одна m-последовательность обеспечивала возможность передачи каждого из всех N_c символов алфавита, необходимо, чтобы ее период N_m был равен (или превышал) N_c. Период всякой m-последовательности прямо пропорционален ее длительности, т.е. произведению Т_с=N_m·τ количества импульсов N_m (терминология по [1], раздел 3.3) на длительность каждого и них τ≥ΔF^-1, где ΔF - ширина рабочей полосы частот системы связи. Однако скорость передачи данных обратно пропорциональна указанному произведению. Количество бит, приходящееся на один передаваемый символ, равно log₂N_c, а время передачи одного символа обратно пропорционально величине N_c. В итоге с ростом параметра N_m=N_c обеспечиваемая аналогом скорость передачи убывает как (log₂N_с)/N_c. Так, например, при переходе в указанном аналоге от N_c=8 к N_c=32 имеем снижение скорости передачи в 2.4 раза (т.е. (3:8)/(5:32)=2.4).

Наиболее близким по технической сущности к заявляемому объекту является способ передачи информации в системах связи с ШПС по патенту РФ №2277760 [4] (прототип). Прототип включает следующие операции: при передаче - разделения потока передаваемых символов информационного сигнала (далее для краткости именуем его блоком данных), преобразования k бит (далее называем их дополнительными битами) каждого из передаваемых блоков данных в одну из заранее заданных псевдослучайных последовательностей (ПСП), формирования каждой из указанных ПСП с ЦВС, определяемым комбинацией из оставшихся n-k бит соответствующего передаваемого блока и в соответствии с выбранным методом кодирования, а также фазовой модуляции по закону каждой из сформированных ПСП с указанным ЦВС, в результате чего формируется поток передаваемых ШПС, а также передачи полученной при таком преобразовании последовательности ШПС; при приеме - осуществления оптимального приема по максимуму корреляции принимаемого сигнала с каждым опорным ШПС, сформированным путем фазовой модуляции по закону соответствующей этому ШПС одной из заранее заданных ПСП, определения k дополнительных бит каждого переданного символа по номеру того ШПС, с которым указанная корреляция максимальна, определения величины ЦВС по каждому принимаемому символу на основе указанной корреляции и определение по величине указанного ЦВС (в соответствии с методом, обратным выбранному методу кодирования) комбинации из n-k бит передаваемого блока. Операция фазовой модуляции в формуле прототипа не упомянута, но она показана на фиг. 5 его описания как совокупность блока генерации несущей частоты 10 и перемножителя 13.

Принцип действия прототипа состоит в следующем. Каждый блок передаваемого сообщения, содержащий n бит, разделяется на подблоки из n-k бит и k бит (эти k бит далее именуются дополнительными битами). Подблок из k дополнительных бит кодируется путем формирования соответствующей ему ПСП (в частности, m-последовательности), а подблок из (n-k) бит - введением ЦВС в эту ПСП. Последнее (т.е. введение ЦВС) полностью аналогично тому, как это реализуется в [2]. (Здесь и далее под операцией формирования ПСП подразумевается совокупность операций выбора этой ПСП из Q=2^k возможных и собственно ее формирование, причем последнее может осуществляться путем чтения выбранной ПСП из памяти, хранящей массивы временных отсчетов всех Q возможных ПСП). Процесс формирования передаваемого сигнала в прототипе завершается путем фазовой манипуляции сигнала несущей частоты, причем закон этой манипуляции соответствует сформированной ПСП с введенным в нее ЦВС. В итоге этот сигнал содержит n бит информации, k бит из которых закодированы выбранной ПСП и (n-k) бит - ЦВС, введенным в эту ПСП. При равной длине ПСП в прототипе и аналоге [2] количество передаваемых бит на интервале длительности этой ПСП (т.е. в равных условиях) в прототипе составляет n, а в указанном в аналоге - только (n-k). Следует заметить, что аналогичный прототипу результат достигается и в принципиально эквивалентном ему объекте, описанном в [5].

Недостаток прототипа состоит в следующем. Для передачи к дополнительных бит информации путем кодирования этой информации выбором используемой для передачи ПСП необходимо иметь совокупность из 2^k квазиортогональных ПСП (т.е. ПСП с низким уровнем взаимной функции неопределенности). Для получения максимального количества квазиортогональных ПСП необходимо использование в качестве ПСП m-последовательностей. Однако и в этом случае количество ПСП существенно ограничено. Так, при базе ПСП (количестве возможных переключений фазы), например, В_ПСП=64, 256 и 1024 соответствующее этим значениям базы количество ПСП при бинарном кодировании фазы составляет всего Q=6, 16 и 60 штук (см. [1], таблица 3.10). В связи с этим существенно ограничена величина k, и тогда обеспечиваемый прототипом выигрыш в скорости передачи информации весьма мал. Таким образом, недостатком прототипа является сравнительно низкая скорость передачи информации.

Далее внесем следующие уточнения в использованные в описании прототипа обозначения: число бит, кодируемых введением ЦВС, - l (в прототипе оно обозначено как n-k), а общее число бит в блоке - k+l (в прототипе оно обозначено как n), что не приводит к изменению ни обеспечиваемой прототипом скорости передачи данных, ни его принципа действия. Как отмечено выше, k бит называем дополнительными.

Целью заявляемого способа является повышение скорости передачи информации.

Цель достигается тем, что в способе передачи информации в системе связи с ШПС, предусматривающем следующие операции:

при передаче:

- разделяют поток передаваемых данных на блоки, содержащие по l бит и по k дополнительных бит;

- формируют заранее заданную ПСП с ЦВС, определяемым комбинацией из l бит соответствующего передаваемого блока в соответствии с выбранным методом кодирования;

- реализуют фазовую модуляцию по закону сформированной ПСП с ЦВС;

- передают сформированный ШПС,

причем входными данными операции разделения потока подлежащих передаче данных являются входные последовательности этих данных, а операция формирования ПСП с ЦВС осуществляется над результатами выполнения операции разделения потока передаваемых данных,

при приеме:

- преобразуют принимаемые сигналы в электрические;

- по каждому принимаемому блоку определяют максимум корреляции принятого сигнала с ШПС, сформированный путем фазовой модуляции по закону заранее заданной ПСП с нулевым ЦВС;

- на основе результата определения максимума указанной корреляции определяют величину ЦВС в каждом принимаемом блоке;

- по величине указанного ЦВС в соответствии с методом, обратным выбранному методу кодирования, определяют комбинацию из l бит каждого принятого блока;

- совокупность бит каждого принятого блока формируют с учетом указанных l бит, а также k дополнительных бит,

дополнительно вводят следующие операции

при передаче:

- реализуют кодовую модуляцию (КМ) сформированного фазомодулированного сигнала, определяемую комбинацией из k дополнительных бит соответствующего передаваемого блока данных в соответствии с выбранным методом кодирования, в результате чего формируется каждый подлежащий передаче ШПС,

при приеме:

- максимум корреляции принятого сигнала с ШПС, сформированный путем фазовой модуляции по закону заранее заданной ПСП с нулевым ЦВС, определяют по совокупности из 2^k возможных альтернатив КМ;

- по номеру той альтернативы КМ, при которой имеет место максимум корреляции, в соответствии с методом, обратным выбранному методу кодирования, определяют комбинацию из k дополнительных бит принятого данного блока данных,

причем операция определения величины ЦВС в каждом принятом блоке выполняется применительно к той альтернативе КМ, по которой определена комбинация из k дополнительных бит данного блока.

Блок-схема, иллюстрирующая совокупность операций заявляемого способа кодирования, представлена на фиг. 1, где обозначены:

- 1 - операция разделения потока подлежащих передаче данных;

- 2 - операция формирования ПСП с ЦВС;

- 3 - операция фазовой манипуляции;

- 4 - операция кодовой модуляции;

- 5 - операция передачи ШПС;

- 6 - операция преобразования принимаемых сигналов в электрические;

- 7.1…7.Q - операции определения максимума корреляции принятого сигнала с ШПС с нулевым ЦВС при q-й (q=1…Q) альтернативе KM;

- 8 - операция определения комбинации k дополнительных бит принятого блока данных;

- 9 - операция определения величины ЦВС;

- 10 - операция определения комбинации l бит принятого блока данных;

- 11 - операция формирования совокупности k+l бит принятого блока данных.

Все операции заявляемого способа, фигурирующие также и прототипе (т.е. операции 1…3, 5, 6, 9…11), могут быть реализованы полностью аналогично соответствующим операциям прототипа.

Операция разделения потока подлежащих передаче данных 1 реализуется, например, следующим образом. Осуществляется запоминание фрагмента потока (блока данных или символа), содержащего k+1 бит подлежащей передаче информации. При указанном запоминании этот блок записывается в оперативную память емкостью k+l бит (здесь и далее упоминаются компоненты цифровых аппаратно-программных средств, реализующих заявляемый способ). Из указанных k+l бит l бит передаются для выполнения операции формирования ПСП с ЦВС (т.е. операции 2), а остальные k бит - для выполнения операции кодовой модуляции 4. (Управление чтением передаваемой информации осуществляется программными средствами). Далее запоминается следующий блок из k+l бит подлежащей передаче информации и указанные функции повторяются. Период однократной реализации совокупности указанных функций при выполнении операции 1, т.е. период их повторения равен длительности интервала времени Т_с, в течение которого передается один (k+l)-битовый блок данных (символ). Последнее относится и ко всем прочим операциям заявляемого способа, которые реализуются последовательно во времени с пренебрежимо малыми задержками, обусловленными конечным быстродействием выполняющих их цифровых аппаратных средств.

Операция формирования ПСП с ЦВС 2 реализуется путем, например, чтения из памяти заранее записанной в нее ПСП (далее для конкретности в качестве ПСП рассматриваем m-последовательность) и введения в нее ЦВС, величина которого соответствует комбинации из l бит передаваемого блока (символа). Соответствие между вводимым ЦВС и указанной комбинацией из l бит может быть, например, следующим: выраженный в единицах, равных ΔF^-1 (где ΔF - ширина полосы частот канала связи), ЦВС есть двоичный код, представленный комбинацией из l дополнительных бит; так, при комбинации, например, l=6 бит вида 001010 (или в десятичной системе - 10) вводится ЦВС величиной 10ΔF^-1. Этот ЦВС может вводиться в m-последовательность непосредственно в момент ее чтения, при этом чтение начинается с ячейки памяти, номер которой равен указанному двоичному коду.

Операция фазовой манипуляции 3 по закону ПСП с введенным в нее ЦВС предусматривает умножение временной реализации этой ПСП на тональный сигнал несущей частоты. Эта операция в прототипе реализуется совокупностью блоков 10, 13 и 14 на фиг. 3 его описания.

Содержание операции кодовой модуляции 4 в варианте ее выполнения путем введения в спектр передаваемого сигнала циклического сдвига иллюстрируется блок-схемой реализующего ее устройства, приведенной на фиг. 2, где обозначены:

- 4.1 - полосовой фильтр;

- 4.2 и 4.4 - процессоры дискретного преобразования Фурье (ДПФ) и обратного ДПФ;

- 4.3 - блок циклического сдвига спектра.

Полосовой фильтр 4.1. выполняет функцию формирования (выделения) сигнала в рабочей полосе частот с понижением частоты дискретизации (т.е. с децимацией). Он реализуется, например, в соответствии с алгоритмом быстрой свертки, т.е. посредством вычисления ДПФ от входного сигнала, умножения полученного спектра на результат ДПФ от импульсной реакции фильтра и вычисления обратного ДПФ от результата указанного перемножения. В связи с реализуемой децимацией формируемый на выходе фильтра 4.1. сигнал является низкочастотным и расположен в диапазоне частот, например, 0…ΔF. Процессоры 4.2 и 4.3. выполняют функции, соответствующие их названиям. Следует заметить, что последовательная реализация формально взаимно компенсирующих функций обратного ДПФ в составе фильтра 4.1. и (прямого) ДПФ в блоке 4.2 оправдана тем, что эти две функции разделяются не показанными на фиг. 2. операциями децимации и удаления из результатов имеющегося в составе фильтра 4.1. обратного ДПФ отсчетов, соответствующих циклической свертке (см. [6], разделы 2.24 и 2.25). Блок 4.3. осуществляет ЦСС, величина которого соответствует комбинации из k дополнительных бит передаваемого блока (символа). Соответствие между вводимым ЦСС и указанной комбинацией из k дополнительных бит может быть, например, следующим: выраженный в единицах, равных $$T_c^{-1}$$ (где Т_с - длительность символа), ЦСС совпадает с двоичным кодом, представленным комбинацией из k дополнительных бит; так, при комбинации, например, k=4 бит вида 0110 (или в десятичной системе - 6) вводится ЦСС на $$6T_c^{-1}$$ . Этот ЦСС может вводиться в формируемый блоком 4.2 спектр непосредственно в момент чтения для последующей его передачи в блок 4.4. При нумерации спектральных отсчетов на выходе блока 4.2 от 0-го до N - 1-го процедура ЦСС на q отсчетов спектра предусматривает коррекцию нумерации указанных отсчетов следующим образом: отсчетам с номерами в диапазоне 0…N - 1-q присваиваются номера соответственно q…N-1, а отсчетам с номерами в диапазоне N-q…Ν-1 - соответственно 0…q-1.

Операция передачи ШПС 5 реализуется путем преобразования сформированных в результате выполнения операции 4 цифровых сигналов в аналоговые с помощью цифроаналогового преобразователя и преобразования аналоговых электрических сигналов, например (в случае системы звукоподводной или гидроакустической связи) в акустические колебания водной среды. В этом случае для последнего преобразования используется гидроакустический излучатель.

Операция преобразования принимаемых сигналов в электрические 6 в рассматриваемом примере системы звукоподводной связи предусматривает преобразование акустических колебаний водной среды в электрические сигналы. В этом случае она реализуется гидрофоном или в более сложном случае антенной решеткой, содержащей совокупность гидрофонов, совокупность линий задержки и сумматор (см. [7], рис. 1.5б, 1.6 и 1.7). При этом между выходом каждого из гидрофонов и входом соответствующей ему цифровой линии задержки включен аналого-цифровой преобразователь.

Содержание каждой q-й операции (из совокупности операций 7.1…7.Q) определения максимума корреляции принятого сигнала с ШПС с нулевым ЦВС при q-й альтернативе КМ иллюстрируется блок-схемой реализующего ее устройства, приведенной на фиг. 3, где обозначены:

- 7.q.1 и 7.q.4 - процессоры ДПФ и обратного ДПФ;

- 7.q.2 - блок обратного циклического сдвига спектра;

- 7.q.3 - блок умножения спектра сигнала на спектр опорной функции;

- 7.q.5 - блок определения максимума корреляционной функции.

Каждая q-я из операций 7.1…7.Q в случае нулевого ЦСС реализуется посредством вычисления циклической корреляционной функции (ЦКФ) между входным сигналом и опорной функцией, совпадающей по форме с ПШС с нулевом ЦВС или, что то же самое, циклической свертки между входным сигналом и указанной опорной функцией, прочитанной в обратном времени (т.е., если эта функция имеет вид S(t) при значениях аргумента времени t в диапазоне 0…N_m·τ, то эта же функция, прочитанная в обратном времени, имеет вид S(N_m·τ-t)). Опорная функция, используемая при вычислении свертки в каждом q-м блоке, от индекса q не зависит. Указанная операция вычисления ЦКФ выполняется классически как операция быстрой свертки [6] совокупностью блоков 7.q.1, 7.q.3 и 7.q.4. Результат вычисления ДПФ от упомянутой опорной функции хранится в памяти блока 7.q.3 (эта память может быть для всех блоков 7.q.3 при q=1…Q общей).

Рассчитанная на общий случай ненулевого ЦСС каждая q-я из операций 7.1…7.Q включает в дополнение к описанным выше функцию обратного ЦСС, выполняемую блоком 7.q.2. При выполнении каждой q-й из операций 7.1…7.Q на нижний на фиг. 3. вход блока 7.q.2 подается величина ЦСС, равного (в единицах, равных $$T_c^{-1}$$ ) q. Тем самым в том канале обработки, который настроен на прием ШПС при альтернативе ЦСС q₀, совпадающей с альтернативой ЦСС, введенного в данный ШПС при передаче, кодовая модуляция компенсируется. Тогда принимаемый ШПС при одном из значений ЦВС (определяемом l битами передаваемого символа) становится коррелированным с упомянутой выше опорной функцией. При этом во всех прочих q-x при q≠q₀ каналах обработки КМ не компенсируется, поэтому принимаемый ШПС в них не коррелирован с упомянутой выше опорной функцией ни при одном из значений ЦВС.

Возможен и эквивалентный вариант реализации каждой q-й из операций 7.1…7.Q, отличающийся от описанного выше тем, что в нем отсутствует блок обратного циклического сдвига спектра 7.q.2, а вместо него соответствующий ЦСС вводится в спектр опорной функции, используемой в блоке 7.q.3.

Далее в блоке 7.q.5 находится максимум вычисленной ЦКФ. Указанный максимум A_q и сама ЦКФ_q (т.е. ЦКФ, вычисленная при выполнении операции 7.q) формируются соответственно на нижнем и верхнем выходах блока 7.q.5 на фиг. 3, являющихся и соответствующими выходами каждой операции 7.q на фиг. 1 (т.е. сформированный каждым блоком 7.q.4 массив временных отсчетов ЦКФ_q передается через блок 7.q.5 для его дальнейшей обработки в блоке, реализующем операцию 8).

Операция определения комбинации k дополнительных бит принятого блока данных 8 предусматривает нахождение того значения q=q₀, при котором величина А_q максимальна. Для этого на входы блока, выполняющего операцию 8, поступает массив значений A_q, формируемый в итоге выполнения совокупности операций 7.1…7.Q; указанные значения формируются на верхних выходах блоков, выполняющих операции 7.1…7.Q. При этом совокупность k дополнительных бит принятого символа, определяется, например, как бинарный код числа q₀. Эта совокупность k дополнительных бит формируется на нижнем выходе блока, реализующего операцию 8; на верхнем выходе указанного блока формируется та из поступивших на его вход ЦКФ_q, которая соответствует индексу q=q₀.

Операция определения величины ЦВС 9 реализуется путем чтения на вход реализующего ее блока массива временных отсчетов ЦКФ_q=q0, сформированного при выполнении операции 8 при том индексе q=q₀, который соответствует индексу при максимальной из величин A_q, и определения того аргумента времени ЦКФ n_q0, при котором ЦКФ_q=q0 максимальна.

Операция определения комбинации l бит принятого блока данных 10 предусматривает, например, преобразование поступающей на вход реализующего ее блока величины n_q0 в модифицированную величину ЦВС l_q0 по формуле l_q0=[n_q0·(t_д·ΔF)^-1], где t_д - период частоты дискретизации ЦКФ, а квадратные скобки означают округление стоящего в них результата до целого. Далее в качестве совокупности l бит принятого блока данных фиксируется бинарный код величины l_q0.

Операция формирования совокупности k+l бит принятого блока данных 11 предусматривает формирование слова, первые l бит которого совпадают с l битами, сформированными в результате выполнения операции 10, а последующие k (дополнительных) бит - с k битами, сформированными в результате выполнения операции 8.

Возможен и эквивалентный вариант реализации заявляемого способа, при котором в блоке 7.q.5 находится как максимум вычисленной q-й ЦКФ, так и тот аргумент времени ЦКФ, при котором этот максимум имеет место. Указанный максимум A_q и соответствующий ему аргумент ЦКФ n_q (последний - в единицах, равных ΔF^-1) формируются соответственно на нижнем и верхнем выходах блока 7.q.5 на фиг. 3, являющихся и соответствующими выходами каждой операции 7.q на фиг. 1. При этом функция операции 8 уточняется как нахождение не только индекса q=q₀, но и индекса n_q0. Все эти варианты реализации заявляемого способа эквивалентны между собой и, предусматривая выполнение одних и тех же операций, отличаются лишь их компоновкой в блок-схеме.

Заявляемый объект рассчитан на использование в синхронной системе связи. В такой системе на приемном конце известны моменты начала прихода каждого информационного блока (сигнала или символа). Принципиально возможен, например, вариант работы передатчика и приемника в системе единого времени. При этом синхронизация работы устройств, реализующих операции обработки сигналов на приемном конце, осуществляется за счет того, что время распространения сигнала от передатчика до приемника известно, а в состав аппаратуры, реализующей операции приема, входит таймер, выдающий сигнал синхронизации, управляющий выполнением всех реализуемых при приеме операций (кроме операции 6 преобразования принимаемых сигналов в электрические) в момент начал прихода очередного фрагмента передаваемого потока. Операции синхронизации в состав заявляемого объекта не включены, поскольку подавляющее большинство систем цифровой (дискретной) связи являются синхронными, а особенности заявляемого объекта с какой-либо спецификой совокупности указанных операций не связаны.

Все операции заявляемого объекта, кроме операций 5 и частично (а именно за исключением гидрофонов) 6, реализуются программируемыми средствами цифровой обработки сигналов.

Принцип действия заявляемого объекта состоит в следующем. Каждый передаваемый символ, как и в прототипе, содержит l+k бит. При этом (тоже так же, как и в прототипе) l бит кодируются введением в используемую для передачи ПСП ЦВС, а k (называемых нами дополнительными) бит - искажением формы передаваемого ШПС посредством использования КМ, параметр которой определяется совокупностью этих k бит. Применение такого приема в принципе известно для обеспечения многоканальной связи в системах с CDMA (англ. Code Division Multiple Access - множественный доступ с кодовым разделением), в которых реализуется технология связи, при которой каналы передачи имеют общую полосу частот, а многоканальная связь (т.е. совокупность контактов между несколькими парами абонентов) обеспечивается за счет введения при передаче-приеме для разных пар абонентов разной и для каждой пары фиксированной функции кодовой модуляции. В заявляемом объекте использование КМ позволило существенно повысить скорость передачи данных; такого эффекта в системах с CDMA нет.

Введение при передаче в передаваемый символ КМ, параметры которой однозначно связаны с информацией о k битах, и реализация при приеме многоканальной обработки, предусматривающей, в частности, потенциально компенсацию в каждом канале одного из возможных сочетаний параметров указанной КМ, обеспечивает такую компенсацию фактически только в том канале, в котором эта компенсация рассчитана именно на те параметры КМ, которые совпадают с k битами фактически переданного символа. Выявление факта такой компенсации осуществляется за счет обеспечиваемой ею коррелированности сигнала с опорной функцией коррелятора (этот коррелятор - совокупность блоков 7.q.1, 7.q.1 и 7.q.4), имеющей место только в q₀-м канале обработки.

Существо изобретательского замысла, направленного на повышение скорости передачи данных, состоит в следующем. Как отмечено выше, если в прототипе информация о k дополнительных битах каждого передаваемого блока данных (символа) кодировалась выбором ПСП, то в заявляемом объекте она кодируется выбором КМ, искажающей форму фазомодулированного сигнала. Если при фиксированной базе ПСП В_псп=N_m предельно допустимое количество передаваемых дополнительными битами альтернатив Q в прототипе было много меньше величины этой базы, т.е. Q<<В_псп (см. приведенное выше обоснование недостатка прототипа), то в заявляемом объекте имеем Q≥В_псп. Так, например, в варианте КМ в виде циклического сдвига спектра (ЦСС) фазомодулированного сигнала (пояснение смысла этой операции приведено ниже) имеем Q≈В_псп. Таким образом, в заявляемом объекте обеспечен существенный рост величины Q. С ростом Q растет и число передаваемых дополнительных бит k=log₂Q. В связи с тем, что при этом длительность блока (символа) или период времени его передачи не меняется, рост величины k приводит к пропорциональному росту скорости передачи данных.

Литература.

1. Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами. М.: Радио и связь. 1985. 384 с., ил.

2. Николаев Р.П., Попов А.Р. Способ передачи информации в системе связи с шумоподобными сигналами. Патент РФ №2286017.

3. Кранц В.З., Сечин В.В. Использование информационных символов для синхронизации системы связи со сложными сигналами // Гидроакустика. Вып. №15, 2012. С.36-41.

4. Озеров И.Α., Озеров С.И. Способ передачи информации в системах связи с шумоподобными сигналами и программный продукт. Патент РФ №2277760.

5. Kwon H.M., Birdsal T.G. Digital Waveform Codings For Ocean Acoustic Telemetry. IEEE Journal of Oceanic Engineering, vol. 16, №1, January 1991. P. 56-65.

6. Рабинер Л., Гоулд Б. Теория и применение цифровой обработки сигналов. М.: Мир. 1978. 848 с., ил.

7. Смарышев М.Д., Добровольский Ю.Ю. Гидроакустические антенны. Справочник. Л.: Судостроение. 1984.

8. CDMA - Википедия.

Изобретение относится к области передачи цифровой информации и предназначено для применения в системах цифровой связи с шумоподобными сигналами (ШПС). Технический результат заключается в повышении скорости передачи цифровой информации. Способ передачи информации в системе связи с ШПС заключается в том, что при передаче разделяют поток передаваемых данных на блоки, содержащие по l бит и по k дополнительных бит; формируют псевдослучайную последовательность (ПСП) с циклическим временным сдвигом (ЦВС), определяемым в соответствии с выбранным методом кодирования; реализуют фазовую манипуляцию по закону сформированной ПСП с ЦВС; реализуют кодовую модуляцию (КМ) сформированного фазомодулированного сигнала, в результате чего формируется каждый подлежащий передаче ШПС; передают сформированный ШПС. При приеме на основе результата определения максимума указанной корреляции определяют величину ЦВС в принимаемом блоке применительно к той альтернативе КМ, по которой определена комбинация из k дополнительных бит данного блока; по величине указанного ЦВС в соответствии с методом, обратным выбранному методу кодирования, определяют комбинацию из l бит каждого принятого блока; совокупность бит каждого принятого блока формируют с учетом указанных l бит, а также k дополнительных бит. 1 з.п. ф-лы, 3 ил.

1. Способ передачи информации в системе связи с шумоподобными сигналами (ШПС), заключающийся в том, что
при передаче:
- разделяют поток передаваемых данных на блоки, содержащие по l бит и по k дополнительных бит;
- формируют заранее заданную псевдослучайную последовательность (ПСП) с циклическим временным сдвигом (ЦВС), определяемым комбинацией из l бит соответствующего передаваемого блока в соответствии с выбранным методом кодирования;
- реализуют фазовую манипуляцию по закону сформированной ПСП с ЦВС;
- передают сформированный ШПС,
причем входными данными операции разделения потока подлежащих передаче данных являются входные последовательности этих данных, а операция формирования ПСП с ЦВС осуществляется над результатами выполнения операции разделения потока передаваемых данных,
при приеме:
- преобразуют принимаемые сигналы в электрические;
- по каждому принимаемому блоку определяют максимум корреляции принятого сигнала с ШПС, сформированного путем фазовой манипуляции по закону заранее заданной ПСП с нулевым ЦВС;
- на основе результата определения максимума указанной корреляции определяют величину ЦВС в каждом принимаемом блоке;
- по величине указанного ЦВС в соответствии с методом, обратным выбранному методу кодирования, определяют комбинацию из l бит каждого принятого блока;
- совокупность бит каждого принятого блока формируют с учетом указанных l бит, а также k дополнительных бит,
отличающийся тем, что
при передаче
- реализуют кодовую модуляцию (КМ) сформированного фазомодулированного сигнала, определяемую комбинацией из k дополнительных бит передаваемого блока данных в соответствии с выбранным методом кодирования, в результате чего формируется каждый подлежащий передаче ШПС,
при приеме
- максимум корреляции принятого сигнала с ШПС, сформированного путем фазовой модуляции по закону заранее заданной ПСП с нулевым ЦВС, определяют по совокупности из 2^k возможных альтернатив КМ;
- по номеру той альтернативы КМ, при которой имеет место максимум корреляции, в соответствии с методом, обратным выбранному методу кодирования, определяют комбинацию из k дополнительных бит принятого данного блока данных,
причем операция определения величины ЦВС в каждом принятом блоке выполняется применительно к той альтернативе КМ, по которой определена комбинация из k дополнительных бит данного блока.

2. Способ передачи информации в системах связи с ШПС по п.1, отличающийся тем, что
при передаче
- КМ реализуют путем введения циклического сдвига в спектр (ЦСС) фазомодулированного сигнала, причем величина этого ЦСС определяется k дополнительными битами передаваемого символа,
при приеме
- операцию определения номера той альтернативы КМ, при которой имеет место максимум корреляции, выполняют 2^k -канальной, причем в каждом канале она осуществляется путем введения ЦСС, обратного одной из возможных альтернатив ЦСС, вводимого в передаваемый блок, после чего операция определения локального максимума корреляции принятого сигнала с ШПС, сформированного путем фазовой модуляции по закону заранее заданной ПСП с нулевым ЦВС, реализуется в каждом из 2^k каналов,
- дополнительные k бит переданного символа определяются по номеру того из 2^k каналов, в котором локальный максимум является наибольшим из 2^k локальных максимумов,
- операцию введения ЦСС фазомодулированного сигнала выполняют путем вычисления дискретного преобразования Фурье (ДПФ) от этого сигнала, собственно циклического сдвига массива полученного спектра и операции обратного ДПФ.