СПОСОБ ДЕКАМЕТРОВОЙ РАДИОСВЯЗИ С ВЫСОКОСКОРОСТНОЙ ПЕРЕДАЧЕЙ ДАННЫХ Российский патент 2017 года по МПК H04B7/00 

Изобретение относится к радиосвязи и может быть использовано в радиосетях декаметрового диапазона широкого применения, предназначенных для передачи высокоскоростных данных (дискретных сообщений) с использованием сигналов с угловой манипуляцией.

Известен способ декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных, использующий одноканальный (последовательной) метод передачи дискретных сообщений [1], с. 107.

Способ заключается в том, что на передающей стороне передаваемый поток данных от источника кодируют и со скоростью V_u=1/T_u (бит/с), определяемой длительностью двоичного элемента сигнала T_u, подают на модулятор, который модулирует (манипулирует) одну несущую частоту.

Скорость передачи данных определяется также и кратностью уплотнения k передаваемого сигнала [2], с. 573. Например, при k=1 с помощью модулятора могут формировать сигналы однократной относительной фазовой телеграфии (ОФТ) или сигналы частотной телеграфии (ЧТ) со скоростью манипуляции V_м (бит/с), равной скорости передачи двоичной информации, т.е. V_м=V_u=1/Т_э (Т_э - длительность элемента (посылки) формируемого модулятором сигнала, в данном случае Т_э=Т_u). При k=2 - сигналы двукратной ОФТ (ДОФТ) или двойной частотной телеграфии (ДЧТ) со скоростью манипуляции в 2 раза меньшей скорости передачи информации, т.е. V_м=1/Т_э=1/2Т_u и т.д.

С помощью радиопередающего устройства и передающей антенны одноканальный сигнал с последовательной передачей посылок излучают в эфир.

На приемной стороне демодуляцию таких сигналов осуществляют традиционными методами, приведенными в [2] и определяющими структуру построения демодулятора, реализующего операцию восстановления переданной двоичной последовательности, обратную операции модуляции.

Однако такой одноканальный (последовательный) способ передачи данных с традиционными методами обработки принимаемых сигналов [2] имеет следующие недостатки:

1. Последовательная передача данных по декаметровому радиоканалу с высокой скоростью, определяемой соответствующей скоростью манипуляции V_м=V_u одноканального сигнала, связана с серьезными трудностями вследствие возникновения на приемной стороне межсимвольной интерференции из-за наличия запаздывающих лучей. При этом длительность Т_э элемента передаваемого сигнала (посылки) не может быть выбрана меньше 2-3 мс, что ограничивает максимальную скорость манипуляции передаваемого сигнала V_м величиной порядка 300-500 бит/с [3].

2. Повышение скорости передачи данных путем увеличения кратности k уплотнения сигнала при сохранении необходимой длительности Т_э элемента передаваемого сигнала приводит к существенному снижению помехоустойчивости приема дискретной информации [2], с. 615.

Известен способ декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных, использующий одноканальный (последовательной) метод передачи дискретных сообщений с испытательным импульсом и предсказанием (СИИП) [3].

Способ заключается в том, что на передающей стороне поток передаваемых информационных символов разбивают на пакеты равной длительности, межу которыми регулярно передают специальные испытательные импульсы. Каждый испытательный импульс отделен с обеих сторон пассивными защитными интервалами, которые необходимы для временного разделения реакции канала на испытательный импульс и рабочего пакета.

На приемной стороне это дает возможность на протяжении испытательного импульса и следующего за ним защитного интервала изучить все параметры принимаемого сигнала и на этой основе осуществить как оптимальный когерентный прием пораженных многолучевостью посылок рабочего пакета, так и синхронизацию [3].

Соответственно при данном способе декаметровой радиосвязи применяют и более сложный алгоритм обработки принимаемого сигнала по отношению к способу декаметровой радиосвязи, описанному выше.

Недостатком данного способа является то, что повышение скорости передачи данных путем уменьшения длительности Т_э элемента передаваемого сигнала при реализации более сложного алгоритма обработки принимаемого сигнала, позволяющего преодолевать последствия межсимвольной интерференции, приводит к снижению помехоустойчивости приема из-за уменьшения энергии передаваемого элемента сигнала [2] и ухудшению характеристик электромагнитной совместимости при одновременной работе с другими системами радиосвязи из-за расширения спектра передаваемого сигнала.

Кроме того, расширение спектра передаваемого сигнала требует соответствующего увеличения ширины полосы пропускания при приеме этого сигнала, что дополнительно снижает помехоустойчивость приема из-за возрастания вероятности попадания в более широкую полосу приема спектральных составляющих станционных или сосредоточенных по спектру радиопомех.

Известен способ декаметровой радиосвязи с многоканальной (параллельной) передачей дискретных сообщений, в соответствии с которым на передающей стороне передаваемый информационный поток данных от источника сообщений кодируют, после чего двоичную последовательность со скоростью V_u=1/Т_u, определяемую длительностью двоичного символа Т_u, подают на вход последовательно-параллельного преобразователя, с помощью которого входную последовательность распределяют на kN его выходов таким образом, что формируемые на каждом его выходе двоичные элементы соответствующих канальных последовательностей следуют параллельно и синхронно с канальной скоростью V_кан=1/T_кан, причем длительность Т_кан=kNT_u элемента канального сигнала выбирают много большей величины среднего времени запаздывания лучей на радиотрассе путем выбора необходимого количества N ортогональных канальных сигналов на различных канальных частотах в составе передаваемого группового сигнала и кратности уплотнения k каждого канального сигнала, в блоке N канальных манипуляторов, состоящем из N однотипных канальных манипуляторов с порядковыми номерами от 1 до N, на каждый манипулятор с порядковым номером i, в начальный момент времени каждого тактового интервала длительностью Т_кан подают параллельно и синхронно k символов соответствующих к канальных последовательностей для формирования соответствующего элемента передаваемого канального сигнала на канальной частоте f_i таким же порядковым номером i, после чего сформированные канальными манипуляторами канальные сигналы суммируют на выходе блока N канальных манипуляторов и N-канальный групповой сигнал с частотным интервалом между соседними канальными частотами Δf=1/Т_кан излучают в эфир с помощью радиопередающего устройства и передающей антенны.

На приемной стороне принимаемый приемной антенной групповой сигнал с выхода линейного тракта радиоприемного устройства подают в блок N канальных демодуляторов, состоящем из N однотипных канальных демодуляторов с порядковыми номерами от 1 до N, при этом демодуляцию каждого из N канальных сигналов, переданного на канальной частоте f_i с порядковым номером i в составе группового сигнала осуществляют с помощью соответствующего канального демодулятора с таким же порядковым номером i блока N канальных демодуляторов, результаты демодуляции N канальных сигналов в виде kN канальных двоичных последовательностей, формируемых на соответствующих выходах блока N канальных демодуляторов, подают на соответствующие входы параллельно-последовательного преобразователя, выходной двоичный поток которого подвергают декодированию, после чего передают получателю сообщений.

При этом длительность Т_кан элемента передаваемого канального сигнала становится в kN раз больше исходной длительности Т_u двоичного элемента сигнала, что позволяет преодолевать негативные последствия приема многолучевого сигнала при сравнительно высокой групповой скорости передачи данных.

Однако помехоустойчивость этого способа декаметровой радиосвязи недостаточна для ведения радиосвязи с более высокой скоростью передачи информации:

1. Повышение скорости передачи данных за счет увеличения кратности уплотнения к в каждом канале при сохранении необходимой длительности Т_кан элемента передаваемого канального сигнала приводит к снижению помехоустойчивости приема дискретной информации в каждом канале [2].

2. Повышение скорости передачи данных путем уменьшения длительности Т_кан элемента передаваемого канального сигнала в каждом частотном канале или за счет увеличения количества N частотных каналов приводит к соответствующему расширению полосы частот, занимаемой спектром передаваемого группового сигнала и соответствующему расширению полосы пропускания при его приеме, что приводит, как отмечено выше, к снижению помехоустойчивости приема дискретной информации и ухудшению характеристик электромагнитной совместимости при совместной работе с другими системами связи.

Из известных способов декаметровой радиосвязи наиболее близким по сущности решаемых задач и большинству совпадающих существенных признаков является способ декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных, приведенный в работе [5].

Данный способ декаметровой радиосвязи с многоканальной (параллельной) передачей дискретных сообщений, в основном, соответствует вышеприведенному способу декаметровой радиосвязи [4] за исключением того, что на приемной стороне могут осуществлять не только одиночный прием сигналов на одну антенну, но и более помехоустойчивый сдвоенный прием на две разнесенные по пространству или по поляризации антенны.

Рассмотрим более подробно процесс приема и обработки сигналов в соответствии с этим способом.

Принимаемые на разнесенные по пространству или по поляризации антенны напряжения двух образцов группового сигнала с выходов линейных трактов соответствующих двух радиоприемных устройств одновременно подают на каждый из N=20 канальных блоков (КБ), в которых производят расфильтровку каждого из образцов группового сигнала на составляющие его канальные сигналы и вычисляют величины, пропорциональные косинусам и синусам разности фаз между принятым образцом канального сигнала и соответствующим опорным колебанием.

Каждый из двух активных фильтров в составе каждого канального блока состоит из двух идентичных корреляторов, на которые подают опорные колебания, сдвинутые по фазе на 90°. Коррелятор содержит перемножитель и интегратор, построенный на базе усилителя постоянного тока с большим коэффициентом усиления и RC-цепью обратной связи.

Выходные сигналы интеграторов каждого канального блока представляют собой результаты преобразования соответствующих двух образцов канального сигнала на нулевую частоту с разложением каждого канального сигнала на две квадратурные составляющие, значения напряжений которых записывают и хранят в соответствующих ячейках запоминающего устройства (ЗУ). Информация о квадратурных составляющих каждой посылки каждого канального сигнала в виде уровней аналоговых напряжений хранят в ячейках ЗУ (на конденсаторах) в течение времени следования двух смежных посылок. При этом по значениям уровней каждой пары квадратурных составляющих вычисляют амплитуду и фазу несущего колебания соответствующей посылки канального сигнала.

В последующем блоке вычисления разности фаз (БВРФ) производят линейное некогерентное сложение каждой из N пар образцов канальных сигналов, принятых на соответствующие две антенны, путем суммирования соответствующих аналоговых уровней квадратурных составляющих, записанных в ЗУ.

Поскольку в рассматриваемом способе декаметровой радиосвязи для передачи информации используются сигналы фазоразностной манипуляции (относительной фазовой телеграфии) с кратностью уплотнения k=1, либо k=2, либо k=3, то для определения истинных значений двоичных символов при демодуляции каждого из N результирующих канальных сигналов (после линейного сложения), требуется определять разность фаз между каждыми двумя смежными во времени посылками результирующего канального сигнала. В БВРФ эту операцию производят путем вычисления значений тригонометрических функций по данным, записанных в ЗУ.

Выходную двоичную информацию в зависимости от кратности уплотнения к выдают с выхода (выходов) каждого канального демодулирующего устройства на вход (входы) последующего выходного устройства (ВУ) по одной, либо двум, либо трем шинам (выходам), т.е. по числу двоичных подканалов (соответствующих кратности уплотнения к) в одном канале системы.

В ВУ производят свертывание поступающей к нему по kN выходам соответствующих канальных последовательностей в одну двоичную последовательность, аналогичную последовательности на передающей стороне.

Таким образом, в БВРФ производят линейное некогерентное сложение каждой из N пар идентичных образцов канальных сигналов и вычисление разности фаз посылок сигнала по всем каналам при всех кратностях манипуляции, т.е. фактически в БВРФ выполняют функцию блока N канальных демодуляторов, в котором в отличии от блока канальных демодуляторов вышеприведенной системы [4], осуществляют демодуляцию каждого результата линейного сложения двух образцов канального сигнала.

Посредством ВУ здесь фактически выполняют функцию параллельно-последовательного преобразователя, как и в вышеприведенном способе декаметровой радиосвязи [4].

Сдвоенный разнесенный прием является эффективным средством повышения помехоустойчивости в радиоканалах с замираниями сигналов [2] и в данном случае в определенной мере компенсирует снижение помехоустойчивости приема из-за повышении скорости передачи данных.

Однако скорость передачи данных при данном способе декаметровой радиосвязи недостаточна.

Кроме того, при данном способе радиосвязи производят линейное некогерентное сложение двух образцов каждого канального сигнала перед его демодуляцией, что не обеспечивает требуемый уровень соотношения сигнал/помеха, характеризующий помехоустойчивость, при демодуляции канального сигнала.

Из [6], с. 183 известно, что при разнесенном приеме линейное сложение сигналов обеспечивает меньший выигрыш по помехоустойчивости (по соотношению сигнал/шум по мощности) по отношению к оптимальному когерентному сложению этих же сигналов, поскольку при синфазном сложении колебаний сигналы складываются алгебраически, в то время как шумы складываются геометрически.

Недостатком линейного сложения является и то, что его реализация выдвигает жесткие требования к обеспечению равенства коэффициентов усиления в ветвях разнесения. Значительное отличие коэффициентов усиления в ветвях в пределе превращает сдвоенный прием в одинарный. Допустимым разбросом коэффициентов усиления следует предусматривать разброс не более 1-2 дБ во всем динамическом диапазоне линейного приемного тракта с учетом влияния на характеристики устройств дестабилизирующих факторов [6], с. 180.

Более того, существенным недостатком линейного сложения в данном случае является незащищенность каждого результата сложения двух образцов любого канального сигнала от воздействия на входе хотя бы одного из радиоприемных устройств аддитивной сосредоточенной по спектру (синусоидальной) помехи [6], с. 7, в пределах полосы частот, занимаемой спектром какого либо канального сигнала.

В этом случае напряжение помехи будет также линейно складываться (без уменьшения (подавления) ее уровня) с напряжениями образцов канального сигнала, искажая результат суммирования. При достижении уровня напряжения помехи, соизмеримого с результирующим уровнем напряжения суммируемых образцов канального сигнала, демодуляция результата суммирования соответствующим канальным демодулятором может блокироваться, т.е. когда в регенерированной двоичной последовательности на выходе канального демодулятора (при k=1) или в каждой из k регенерированных двоичных подпоследовательностей на соответствующих k выходах канального демодулятора (при k>1) лавинообразно появляются ошибочно принятые символы с вероятностью P_ош≈0,5.

В результате, при поражении сосредоточенной по спектру помехой одного из N канальных сигналов, в выходной двоичной последовательности на выходе параллельно-последовательного преобразователя (до декодера) может быть искажен, например, при k=1 каждый N-й двоичный символ. При N=20 вероятность ошибки (до декодера) может составить величину Р_ош≤0,05, которая может оказаться критической для исправляющей способности выбранного корректирующего кода данной системы передачи данных и не приемлемой для получателя информации (после декодера).

При воздействии двух и более сосредоточенных по спектру помех определенного уровня радиосвязь заведомо становится не пригодной.

При воздействии сравнительно широкополосной по спектру аддитивной помехи, например, станционной помехи, занимаемая полоса частот которой перекрывает полосу частот, занимаемую более, чем одним канальным сигналом, то при достижении помехи определенного уровня, пораженными могут оказаться два и более параллельных каналов, что также заведомо не пригодно для связи.

Недостатком является и то, что при использовании известного способа декаметровой радиосвязи [5] возможна передача и прием только сигналов с фазоразностной модуляцией при k=1, 2, 3, что ограничивает его функциональные возможности.

Задачами, на решение которых направлено предлагаемое изобретение - способ декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных, является повышение скорости передачи данных в 2 раза и повышение помехоустойчивости приема двоичной информации при воздействии аддитивных сосредоточенных по спектру помех и флуктуационных помех.

Кроме того, дополнительной задачей изобретения является расширение функциональных возможностей предлагаемого способа декаметровой радиосвязи за счет обеспечения передачи и приема сигналов с любой угловой манипуляцией несущих канальных сигналов - как по фазе (ОФТ, ДОФТ и т.д.), так и по частоте (ЧТ, ДЧТ).

Решение поставленных задач достигается тем, что в известном способе декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных, при котором на передающей стороне передаваемый информационный поток данных от источника сообщений кодируют, после чего двоичную последовательность со скоростью V_u=1/Т_u, определяемую длительностью двоичного символа Т_u, подают на вход последовательно-параллельного преобразователя, с помощью которого входную последовательность распределяют на kN его выходов таким образом, что формируемые на этих выходах двоичные элементы соответствующих kN канальных последовательностей следуют параллельно и синхронно с канальной скоростью V_кан=1/T_кан, причем длительность Т_кан=kNT_u двоичного элемента каждой канальной последовательности выбирают много большей величины среднего времени запаздывания лучей на радиотрассе путем выбора необходимого количества N параллельных ортогональных канальных сигналов на различных канальных частотах в составе передаваемого группового сигнала и кратности уплотнения k каждого канального сигнала, в блоке N канальных манипуляторов, состоящем из N однотипных канальных манипуляторов с порядковыми номерами от 1 до N, на каждый манипулятор с порядковым номером i, в начальный момент времени каждого тактового интервала длительностью Т_кан подают параллельно и синхронно k символов соответствующих k канальных последовательностей для формирования соответствующего элемента передаваемого канального сигнала длительностью Т_кан на канальной частоте f_i с таким же порядковым номером i, после чего сформированные канальными манипуляторами канальные сигналы суммируют на выходе блока N канальных манипуляторов и N-канальный групповой сигнал с частотным интервалом между соседними канальными частотами Δf=1/Т_кан излучают в эфир с помощью радиопередающего устройства и передающей антенны, излучающей электромагнитное поле с горизонтальной поляризацией, а на приемной стороне осуществляют прием двух образцов отраженных от ионосферы радиосигналов с помощью двух антенн, принимающих электромагнитные волны, поляризованные во взаимно перпендикулярных направлениях, и двух радиоприемных устройств, при этом демодуляцию каждого из N канальных сигналов, переданного на канальной частоте f_i с порядковым номером i в составе группового сигнала осуществляют с помощью соответствующего канального демодулятора с таким же порядковым номером i блока N канальных демодуляторов, состоящем из N однотипных канальных демодуляторов с порядковыми номерами от 1 до N, результаты демодуляции N канальных сигналов в виде kN канальных двоичных последовательностей, формируемых на соответствующих выходах блока N канальных демодуляторов с канальной скоростью V_кан=1/Т_кан, подают на соответствующие входы параллельно-последовательного преобразователя, выходную двоичную последовательность которого со скоростью V_u=1/Т_u подвергают декодированию, после чего двоичный поток передают получателю сообщений, применяется более высокоскоростной и помехоустойчивый режим декаметрой радиосвязи, при котором на передающей стороне скорость информационного потока данных от источника сообщений увеличивают в два раза, а двоичную последовательность, поступающую после кодирования на вход последовательно-параллельного преобразователя с информационной скоростью V_u=2/Т_u, дополнительно распределяют на kN дополнительных его выходов таким образом, что формируемые на дополнительных выходах двоичные элементы соответствующих дополнительных kN канальных последовательностей следуют параллельно и синхронно с двоичными элементами канальных последовательностей, формируемых на kN его выходах с канальной скоростью V_кан=1/Т_кан, в дополнительном блоке N канальных манипуляторов, состоящем из N однотипных канальных манипуляторов с порядковыми номерами от 1 до N, на каждый манипулятор с порядковым номером i, в начальный момент времени каждого тактового интервала длительностью Т_кан подают параллельно и синхронно к символов соответствующих к дополнительных канальных последовательностей для формирования соответствующего элемента передаваемого канального сигнала на канальной частоте f_i=f_i+Δf/2 с таким же порядковым номером i, после чего сформированные канальными манипуляторами канальные сигналы суммируют на выходе дополнительного блока N канальных манипуляторов и дополнительный групповой N-канальный групповой сигнал излучают в эфир с помощью дополнительного радиопередающего устройства и дополнительной передающей антенны, излучающей электромагнитное поле с вертикальной поляризацией, а на приемной стороне выходные напряжения радиоприемных устройств подают на соответствующие входы каждого из 2N блоков когерентного сложения (БКС), причем каждый БКС с порядковым номером i из состава первой группы из N БКС с порядковыми номерами от 1 до N осуществляет оптимальное когерентное сложение напряжений двух образцов канального сигнала, переданного на канальной частоте f_i с порядковым номером i в составе группового сигнала, после чего выходное напряжение этого БКС, подают на вход соответствующего канального демодулятора с порядковым номером i блока N канальных демодуляторов, а каждый БКС с порядковым номером i из состава второй группы из N БКС с порядковыми номерами от 1 до N осуществляет оптимальное когерентное сложение напряжений двух образцов канального сигнала, переданного на канальной частоте с порядковым номером i в составе дополнительного группового сигнала, после чего выходное напряжение этого БКС подают на вход соответствующего канального демодулятора с порядковым номером i дополнительного блока N канальных демодуляторов, состоящем из N однотипных канальных демодуляторов с порядковыми номерами от 1 до N, каждый из которых с порядковым номером i осуществляет демодуляцию канального сигнала, переданного на канальной частоте с порядковым номером i в составе дополнительного группового сигнала, результаты демодуляции N канальных сигналов второго группового сигнала в виде kN канальных двоичных последовательностей, формируемых на соответствующих выходах дополнительного блока N канальных демодуляторов с канальной скоростью V_кан=1/T_кан подают на соответствующие дополнительные входы параллельно-последовательного преобразователя, в каждом БКС напряжение входного сигнала с выхода соответствующего радиоприемного устройства подают на вход соответствующего узла фазированияя, в каждом из которых напряжение входного сигнала фильтруют канальным фильтром, нормируют по уровню нормирующим усилителем и подают на первый вход второго перемножителя и первый вход первого перемножителя, выходное напряжение которого фильтруют измерительным фильтром и подают на второй вход второго перемножителя, выходное напряжение второго перемножителя каждого узла фазирования подают на соответствующий вход сумматора, выходное напряжение которого фильтруют фильтром результирующего колебания и подают на выход БКС и через нормирующий усилитель результирующего колебания подают на второй вход первого перемножителя каждого узла фазирования.

Сопоставительный анализ с прототипом показывает, что введение существенных отличительных признаков составляет новизну и позволяет, как будет показано ниже, решить поставленные задачи.

Рассмотрим эффективность предлагаемого изобретения на примере функционирования системы декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных, схема электрическая структурная которой приведена на фиг. 1; на фиг. 2 приведено схематическое изображение сигналов системы.

Система декаметровой радиосвязи содержит передающий комплекс 1, содержащий последовательно соединенные источник сообщений 2, кодер 3 и последовательно-параллельный преобразователь 4, выходы которого соединены с соответствующими входами первого блока N канальных манипуляторов 5₁, выход которого соединен с последовательно соединенными первым радиопередающим устройством 6₁ и первой передающей антенной 7₁ другие выходы последовательно-параллельного преобразователя 4 соединены с соответствующими входами второго блока N канальных манипуляторов 5₂, выход которого соединен с последовательно соединенными вторым радиопередающим устройством 6₂ и второй передающей антенной 7₂, а также приемный комплекс 8, содержащий две приемные антенны 9₁ и 9₂, выход каждой из которых подключен к входу соответствующего радиоприемного устройства 10₁ (10₂), и первый блок N канальных демодуляторов 11₁ выходы которого соединены с соответствующими входами параллельно-последовательного преобразователя 12, выход которого соединен с последовательно соединенными декодером 13 и получателем сообщений 14.

Один вход каждого блока когерентного сложения (БКС) из состава первой группы из NBKC 15_1-1, …, 15_1-N с порядковыми номерами от 1 до N и один вход каждого БКС из состава второй группы из NBKC 15_2-1, …, 15_2-N с аналогичными порядковыми номерами от 1 до N объединен с выходом одного радиоприемного устройства 10₁, а другой вход каждого БКС 15_1-1, …, 15_1-N и 15_2-1, …, 15_2-N объединен с выходом другого радиоприемного устройства 10₂, причем выход какого-либо i-го БКС 15_1-i и из состава первой группы из N БКС с порядковым номером i (i=1, 2, …, N) соединен с входом соответствующего демодулятора с таким же порядковым номером i первого блока N канальных демодуляторов 11₁, а выход i-го БКС 15_2-i из состава второй группы из N БКС с аналогичным порядковым номером i (i=1, 2, …, N) соединен с входом соответствующего демодулятора с таким же порядковым номером i второго блока N канальных демодуляторов 11₂, выходы которого соединены с соответствующими входами параллельно-последовательного преобразователя 12.

Каждый БКС 15_1-1, …, 15_1-N и 15_2-1, …, 15_2-N содержит два узла фазирования 16₁ и 16₂, каждый из которых содержит последовательно соединенные канальный фильтр 17, вход которого является соответствующим входом БКС, нормирующий усилитель 18, первый перемножитель 19, измерительный фильтр 20 и второй перемножитель 21, другой вход которого соединен с входом первого перемножителя 19.

Выход второго перемножителя 21 каждого узла фазирования 16₁ (16₂) соединен с соответствующим входом сумматора 22, выход которого соединен с входом фильтра результирующего колебания 23, выход которого, являющийся выходом БКС, соединен через нормирующий усилитель результирующего колебания 24 с другим входом первого перемножителя 19 каждого узла фазирования 16₁ (16₂).

Система декаметровой радиосвязи, реализующая предлагаемое изобретение функционирует следующим образом.

В передающем комплексе 1 передаваемый информационный поток данных от источника сообщений 2 поступает в кодер 3, задачей которого является повышение помехоустойчивости передачи данных. Кодирование, как правило, сопровождается двумя эффективными процедурами-скремблированием и перемежением. Скремблирование преобразует цифровой сигнал в квазислучайный с целью получения более равномерного энергетического спектра излучаемого радиосигнала. Простое перемежение (перестановка во времени) символов сообщения позволяет декоррелировать ошибки в канале, т.е. преобразовать пакеты ошибок большой длительности в ряд одиночных. Последняя операция существенно увеличивает эффективность кодирования [4].

С выхода кодера 3 двоичная последовательность со скоростью V_u=1/Т_u (бит/с), где Т_u - длительность двоичного элемента передаваемой последовательности, поступает на вход последовательно-параллельного преобразователя 4, который обеспечивает ее преобразование в 2kN параллельных канальных последовательностей с канальной скоростью следования двоичных символов в каждой, равной V_кан=1/2kNT_u (бит/с). Здесь N - количество параллельных ортогональных канальных сигналов в составе каждого из двух передаваемых групповых сигналов, k - кратность уплотнения каждого канального сигнала.

Первые kN параллельных канальных последовательностей с kN выходов последовательно-параллельного преобразователя 4 поступают на соответствующие входы первого блока N канальных манипуляторов 5₁ для формировыания канальных сигналов первого группового сигнала, вторые kN параллельных подпоследовательностей с других kN выходов последовательно-параллельного преобразователя 4 поступают на соответствующие входы второго блока N канальных манипуляторов 5₂ для формирования канальных сигналов второго группового сигнала.

В каждом блоке N канальных манипуляторов 5₁ (5₂), состоящем из N однотипных канальных манипуляторов, например, фазовых или частотных, на к входов каждого канального манипулятора в начальный момент времени каждого тактового интервала длительностью, равной длительности канального элемента сигнала Т_кан=2kNT_u, подаются параллельно и синхронно k символов соответствующих k канальных последовательностей. При этом в каждом тактовом интервале каждый i-ый (i=1, …, N) манипулятор первого блока N канальных манипуляторов 5₁, формирует элементарный сигнал (посылку) на соответствующей канальной частоте f_i, а каждый i-ый (i=1, …, N) манипулятор второго блока N канальных манипуляторов 5₂ формирует элементарный сигнал (посылку) на соответствующей частоте отличающейся от частоты f_i на величину Δf/2, где Δf=1/Т_кан - частотный интервал между соседними канальными частотами [5].

Выходные сигналы канальных манипуляторов в каждом блоке N канальных манипуляторов 5₁ (5₂) суммируются, формируя на выходе каждого блока групповой N - канальный (частотный) групповой сигнал. Первый групповой сигнал, сформированный первым блоком N канальных манипуляторов 5₁, излучается в эфир с помощью первого радиопередающего устройства 6₁ и первой передающей антенны 7₁. Второй групповой сигнал, сформированный вторым блоком N канальных манипуляторов 5₂, излучается в эфир с помощью второго радиопередающего устройства 6₂ и второй передающей антенны 7₂.

Первая антенна 7₁, излучающая первый групповой сигнал, представляет собой передающую антенну, излучающую электромагнитное поле горизонтальной поляризации, а вторая антенна 7₂, излучающая второй групповой сигнал, представляет собой передающую антенну, излучающую электромагнитное поле вертикальной поляризации [7].

Первый групповой сигнал, излучаемый в эфир в верхней боковой полосе (например, класс излучения J3E или R3E), представляет собой на интервале каждой посылки длительностью Т_кан=2kTN сумму N гармонических колебаний с расположением частот, схематически изображенным на фиг. 2, а. Эти частоты, называемые канальными, отмечены на оси частот точками f₁ …, f_N. Здесь же указаны частоты, отстоящие от несущего колебания f_н1 излучаемого однополосного группового сигнала (в верхней боковой полосе шириной F=3100 Гц) на 300 и 3400 Гц, ограничивающие полосу пропускания телефонного канала. Эти граничные частоты отстоят от крайних канальных частот на величину ΔF. Частотный интервал между соседними канальными частотами, как указывалось выше, равен Δf=1/Т_кан.

Кроме того, пунктирными линиями условно обозначены частотные спектры отдельных канальных сигналов, причем в пределах полосы частот, занимаемой спектром каждого канального сигнала, условно обозначены вертикальными линиями амплитуды основных частотных составляющих спектра сигнала, отстоящих от канальной частоты каждого канального сигнала на величину ±f_м, где f_м=Ω_м/2π - частота фазовой манипуляции при скачкообразном изменении фазы круговой частоты манипуляции Ω_м от 0 до π/2 [8], с. 129.

На фиг. 2, б схематически изображен второй однополосный групповой сигнал, излучаемый второй передающей антенной 7₂, по структуре аналогичный, излучаемому антенной 7₁, за исключением того, что несущая частота однополосного сигнала смещена по частоте относительно f_н1 на величину Δf/2. На эту же величину смещены и канальные частоты относительно канальных частот f₁, …, f_N.

Здесь предполагается, что мощность и направленность излучения антенн 7₁ и 7₂ одинаковы. Поскольку два групповых сигнала, излучаемые этими антеннами, фактически занимают полосу частот одного и того же телефонного канала шириной F=3100 Гц (ввиду сравнительно малой величина Δf/2, которая может составлять порядка нескольких десятков герц [5]), то электромагнитные волны передаваемых групповых сигналов отражаются от одних и тех же областей ионосферы и приходят к местам приема по одним и тем же траекториям [9].

Известно, что при разнесенном приеме на каждую ветвь разнесения поступает свой «образец» отраженного от ионосферы сигнала с определенной реализацией помехи [2], в нашем случае - на каждую ветвь разнесения, состоящую из последовательно соединенных приемной антенны 9₁ (9₂) и радиоприемного устройства (РПУ) 10₁ (10₂), поступает свой образец суммарного сигнала, состоящего из образцов первого и второго групповых сигналов, а также свой образец помехи (флуктуационной, сосредоточенной по спектру и др.).

В дальнейшем, для удобства изложения образец суммарного сигнала на выходе первого РПУ 10₁ (первой ветви разнесения) будем называть «первый образец суммарного сигнала», а составные части этого сигнала будем называть:

- первый образец первого группового сигнала;

- первый образец второго группового сигнала;

- первый образец i-го канального сигнала первого группового сигнала (на канальной частоте f_i с порядковым номером i);

- первый образец i-го канального сигнала второго группового сигнала (на канальной частоте с порядковым номером i);

Другой образец суммарного сигнала на выходе второго РПУ 102 (второй ветви разнесения) будем называть «второй образец суммарного сигнала», а составные части этого сигнала будем называть:

- второй образец первого группового сигнала;

- второй образец второго группового сигнала;

- второй образец i-го канального сигнала первого группового сигнала (на канальной частоте f_i с порядковым номером i);

- второй образец i-го канального сигнала второго группового сигнала (на канальной частоте с порядковым номером i).

В приемном комплексе 8 антенна 9₁, представляет собой приемную антенну, принимающую электромагнитное поле горизонтальной поляризации, а антенна 9₂ - приемную антенну, принимающую электромагнитное поле вертикальной поляризации [7].

Принимаемые антеннами 9₁ и 9₂ образцы суммарного сигнала и аддитивных помех с выходов линейных трактов приема соответствующих РПУ 10₁ и 10₂ одновременно поступают на соответствующие два входа каждого из 2N БКС 15_1-1, …, 15_1-N и 15_2-1, …, 15_2-N.

В каждом БКС 15_1-1, …, 15_1-N и 15_2-1, …, 15_2-N канальные фильтры 17 узлов фазирования 16₁ и 16₂ идентичны, причем в первой группе из N БКС 15_1-1, …, 15_1-N центральные частоты полос пропускания канальных фильтров 17 узлов фазирования 16₁ и 16₂ соответствуют канальным частотам f₁, …, f_N первого группового сигнала после его приема РПУ 10₁ и 10₂, а во второй группе из N других БКС 15_2-1, …, 15_2-N центральные частоты полос пропускания канальных фильтров 17 узлов фазирования 16₁ и 16₂ соответствуют канальным частотам второго группового сигнала после его приема РПУ 10₁ и 10₂.

Частотная характеристика каждого из идентичных канальных фильтров 17 узлов фазирования 16₁ и 16₂ каждого БКС 15_1-1, …, 15_1-N и 15_2-1, …, 15_2-N согласована с частотным спектром соответствующего канального сигнала первого или второго принимаемых групповых сигналов.

Схематически частотную характеристику каждого из идентичных канальных фильтров 17 узлов фазирования 16₁ и 16₂ каждого БКС из состава первой группы из N БКС 15_1-1, …, 15_1-N можно представить аналогично частотному спектру соответствующего канального сигнала первого группового сигнала, приведенного на фиг. 2, а, а частотную характеристику каждого из идентичных канальных фильтров 17 узлов фазирования 16₁ и 16₂ каждого БКС из состава второй группы из N БКС 15_2-1, …, 15_2-N - аналогично частотному спектру соответствующего канального сигнала второго группового сигнала, приведенного на фиг. 2, б.

Канальный фильтр 17 первого узла фазирования 16₁ любого i-го БКС 15_1-i с порядовым номером i (i=1, …, N) из состава первой группы из N БКС 15_1-1, …, 15_1-N отфильтровывает (пропускает на вход последующего нормирующего усилителя 18) напряжение первого образца i-го канального сигнала на канальной частоте f_i первого группового сигнала и напряжение первого образца i-ой аддитивной межканальной помехи, создаваемой колебаниями отдельных спектральных составляющих двух соседних канальных сигналов на канальных частотах и первого образца второго группового сигнала.

Канальный фильтр 17 второго узла фазирования 16₂ любого i-го БКС 15_1-i с порядовым номером i (i=1, …, N) из состава первой группы из N БКС 15_1-1, …, 15_1-N отфильтровывает напряжение второго образца i-го канального сигнала на канальной частоте f_i первого группового сигнала и напряжение второго образца i-ой аддитивной межканальной помехи, создаваемой колебаниями отдельных спектральных составляющих двух соседних канальных сигналов на канальных частотах и второго образца второго группового сигнала.

Канальный фильтр 17 первого узла фазирования 16₁ любого i-го БКС 15_2-i с порядовым номером i (i=1, …, N) из состава второй группы из N БКС 15_2-1, …, 15_2-N отфильтровывает напряжение первого образца i-го канального сигнала на канальной частоте с порядковым номером i второго группового сигнала и напряжение первого образца i-ой аддитивной межканальной помехи, создаваемой колебаниями отдельных спектральных составляющих двух соседних канальных сигналов на частотах f_i и f_i+1 первого образца первого группового сигнала.

Канальный фильтр 17 второго узла фазирования 16₂ любого i-го БКС 15_2-i с порядовым номером i (i=1, …, N) из состава второй группы из N БКС 15_2-1, …, 15_2-N отфильтровывает напряжение второго образца i-го канального сигнала на канальной частоте с порядковым номером i второго группового сигнала и напряжение второго образца i-ой аддитивной межканальной помехи, создаваемой колебаниями отдельных спектральных составляющих двух соседних канальных сигналов на канальных частотах f_i и f_i+1 второго образца первого группового сигнала.

Кроме того, в полосу пропускания канального фильтра 17 первого и второго узлов фазирования 16₁ и 16₂ любого БКС может попадать напряжение соответствующего образца сосредоточенной по спектру канальной помехи, а также напряжение флуктуационной помехи.

Для более детального анализа работы приемного комплекса 8 системы связи, реализующей предлагаемое изобретение, рассмотрим процесс изменения направления поляризации радиоволн, излучаемых антеннами 7₁ и 7₂ передающего комплекса 1, после отражения их от ионосферы.

Из [9], с. 276-279, известно, что попадающая в ионосферу плоско-поляризованная волна (в нашем случае электромагнитное поле (ЭМП) с горизонтальной поляризацией, излучаемое антенной 7₁ или ЭМП с вертикальной поляризацией, излучаемое антенной 7₂) под действием магнитного поля Земли расщепляется в общем случае на два эллиптически поляризованных луча, и результирующее поле в месте приема приобретает характер эллиптически - поляризованного поля с весьма вытянутым эллипсом поляризации, что наглядно иллюстрируется в [9], с. 277, (рис. 5.24).

Флуктуационные изменения электронной концентрации на пути распространения радиоволн проявляются в непрерывном изменении направления большой оси эллипса поляризации.

При этом экспериментально установлено [9], что если одновременно осуществлять прием такого поля на две антенны с различной поляризацией (в нашем случае - антенны 9₁ и 9₂), то колебания направления плоскости поляризации будут приводить к независимым замираниям сигнала на выходах соответствующих двух РПУ, подключенным к этим антеннам (в нашем случае - РПУ 10₁ и 10₂).

Отмечено, что увеличение уровня сигнала при приеме на вертикальную антенну сопровождается уменьшением уровня сигнала на горизонтальной антенне и наоборот, что ясно указывает на существование непрерывных колебаний ориентировки большой оси эллипса поляризации [9], с. 227. Такие замирания называют поляризационными. Образец записи уровней сигналов с выходов двух РПУ, осуществляющих прием на вертикальный и горизонтальный диполи, приведен в [9], с. 278 (рис. 5.25).

С учетом изложенного выше рассмотрим процессы изменений уровней напряжений образцов каждого из канальных сигналов в составе образцов суммарных сигналов на выходах РПУ 10₁ и 10₂.

Плоскости поляризации электромагнитных полей, излучаемых антеннами 7₁ и 7₂ передающего комплекса 1 взаимно перпендикулярны. В месте приема, как указывалось выше, каждое из двух электромагнитных полей становится эллиптически поляризованным, причем малая и большая оси двух эллипсов поляризации будут также взаимоортогональными, поскольку канальные частоты первого и второго излучаемых групповых сигналов отличаются, как указывалось выше, незначительно (на несколько десятков герц).

При приеме этих сигналов на антенну 9₁ (принимающую ЭМП горизонтальной поляризации), когда в процессе непрерывных изменений большая ось эллипса поляризации ([9], с. 227), например, поля i-го канального сигнала на частоте f_i первого группового сигнала, примет направление, близкое к горизонтали (при этом большая ось эллипса поляризации поля i-го канального сигнала на частоте второго группового сигнала, примет направление, близкое к вертикали), то электродвижущая сила (эдс), наводимая в этой антенне полем i-го канального сигнала на частоте f_i первого группового сигнала будет максимальной, а эдс, наводимое полем i-го канального сигнала на частоте второго группового сигнала, будет минимальной (около нуля). Соответственно на выходе РПУ 10₁ уровень напряжения первого образца i-го канального сигнала на частоте f_i первого группового сигнала будет максимальным, а уровень первого образца i-го канального сигнала на частоте второго группового сигнала будет минимальной (около нуля).

В этом случае в процессе приема сигналов на антенну 9₂ (принимающую электромагнитное поле вертикальной поляризации), на выходе РПУ 10₂ будет наблюдаться противоположная картина: уровень напряжения второго образца i-го канального сигнала на частоте f_i первого группового сигнала будет минимальным (около нуля), а уровень напряжения второго образца i-го канального сигнала на частоте второго группового сигнала будет максимальным.

Таким образом, вследствие имеющих место поляризационных замираний, в системе связи, реализующей предлагаемое изобретение, уровни принимаемых первых образцов канальных сигналов первого и второго групповых сигналов на выходе РПУ 10₁ и уровни принимаемых вторых образцов этих же канальных сигналов первого и второго групповых сигналов на выходе РПУ 10₂ непрерывно изменяются следующим образом:

- по мере возрастания уровня напряжения первого образца i-го канального сигнала на частоте f_i первого группового сигнала уменьшается уровень напряжения (до минимального значения - около нуля) первого образца i-го канального сигнала на частоте второго группового сигнала, одновременно уменьшается уровень напряжения (до минимального значения - около нуля) второго образца i-го канального сигнала на частоте f_i первого группового сигнала и возрастает уровень напряжения (до максимального значения) второго образца i-го канального сигнала на частоте второго группового сигнала.

Эти изменения уровней канальных сигналов можно представить и в другом виде:

- по мере возрастания уровня напряжения (до максимального значения) первого образца i-го канального сигнала на частоте второго группового сигнала уменьшается уровень напряжения (до минимального значения - около нуля) первого образца i-го канального сигнала на частоте f_i первого группового сигнала, одновременно уменьшается уровень напряжения (до минимального значения - около нуля) второго образца 16₁ и 16₂ канального сигнала на частоте второго группового сигнала и увеличивается уровень напряжения (до максимального значения) второго образца i-го канального сигнала на частоте f_i первого группового сигнала.

Для наглядности демонстрации характера поляризационных замираний напряжений образцов i-го канального сигнала (в составе образцов суммарного сигнала), принимаемых РПУ 10₁ и 10₂ и регистрируемых на выходах канальных фильтров 17 узлов фазирования 16₁ и 16₂ i-го БКС 15_1-i из состава первой группы из N БКС и по аналогии с экспериментальными данными, приведенными в [9], с. 278 (рис. 5.25), на фиг. 3, а представлена модель характера замираний амплитуд U_1Ci и U_2Ci (по упрощенным линейным законам) напряжений образцов i-го канального сигнала на частоте f_i первого группового сигнала, а на фиг. 3, б - модель характера замираний амплитуд и напряжений образцов i-го канального сигнала на частоте второго группового сигнала (также по упрощенным линейным законам).

Изменения амплитуд напряжений представлены в пределах определенного отрезка времени, который можно назвать «полупериодом» замираний Т_ПЗ (0≤t≤t_З) длительностью, равной 4-м условным градациям времени.

Значения амплитуд напряжений образцов канальных сигналов приведены в виде нормированных (относительных) величин - U(t)/U_1max. Здесь же показан характер замираний средних значений амплитуд напряжений образцов межканальной помехи в относительных единицах. Максимальное среднее значение амплитуды напряжения первого образца i-ой межканальной помехи U_1МПimax на выходе канального фильтра 17 первого узла фазирования 16₁ i-го БКС 15_1-i, создаваемого напряжениями двух соседних канальных сигналов на частотах , и первого образца второго группового сигнала при максимальном значении их амплитуд, здесь принято равным 10% от максимального значения амплитуды U_1Cimax (фиг. 3, а), что практически может несколько превышать истинное максимальное значение величины U_1МПimax,определяемое экспертным путем или экспериментально.

Максимальное среднее значение амплитуды напряжения второго образца i-ой межканальной помехи U_2МПimax на выходе канального фильтра 17 второго узла фазирования 16₂ i-го БКС 15_1-i, создаваемого напряжениями двух соседних канальных сигналов на частотах и второго образца второго группового сигнала при максимальном значении их амплитуд, принято также равным 10% от максимального значения амплитуды U_2Cimax (фиг. 3, а).

Аналогичным образом на фиг. 3, б представлен характер изменения средних значений амплитуд и напряжений первого и второго образцов i-ой межканальной помехи на выходах канальных фильтров 17 узлов фазирования 16₁ и 16₂ i-го БКС 15_2-i из состава второй группы из N БКС и создаваемых напряжениями образцов двух соседних канальных сигналов на частотах f_i и f_i+1 первого группового сигнала.

Рассмотрим процесс выделения напряжений канальных сигналов, например, первого группового сигнала из напряжений образцов суммарного сигнала на выходах РПУ 10₁ и 10₂ с помощью БКС из состава первой группы из N БКС 15_1-1, …, 15_1-N.

Поскольку канальные сигналы каждого группового сигнала ортогональны, т.е. независимы друг от друга, то достаточно рассмотреть процесс выделения одного из N канальных сигналов первого группового сигнала на примере выделения, например, i-го канального сигнала с канальной частотой f_i с помощью соответствующего i-го БКС 15_1-i из состава первой группы из N БКС 15_1-1, …, 15_1-N.

Проанализируем работу любого i-го БКС 15_1-i из состава первой группы из N БКС 15_1-1, …, 15_1-N, обеспечивающего селекцию и оптимальное когерентное сложение напряжений двух образцов i-го канального сигнала первого группового сигнала. Работу БКС будем рассматривать при приеме на любом интервале стационарности длительностью Δt, выбранном в соответствии с фиг.3, а, б в пределах длительности условного среднего «полупериода» замираний образцов канального сигнала Т_ПЗ (0≤t≤t_З).

Будем полагать, что амплитуды напряжений образцов канальных сигналов в пределах каждого интервала стационарности длительностью Δt не изменяются. При этом длительность каждого выбираемого интервала Δt должна быть больше постоянной времени измерительного фильтра 20 и больше постоянной времени цепи АРУ нормирующих усилителей 18 БКС 15_1-i, но много меньше величины Т_ПЗ.

При таких условиях естественно предположить, что по окончании любого произвольно выбранного интервала стационарности длительностью Δt все переходные процессы в каждом i-ом БКС 15_1-i завершены с соответствующими данному интервалу Δt уровнями напряжений образцов канального сигнала и аддитивных помех на выходах канальных фильтров 17.

Пусть с выходов линейных трактов РПУ 10₁ и 10₂ на первый и второй входы БКС 15_1-i поступают в пределах какого-либо интервала стационарности длительностью Δt, заканчивающегося, например, в условный момент времени t=1 (фиг.3, а, б), образцы первого группового сигнала в виде:

- на первый вход -

- на второй вход -

Здесь U_1Гр(t) и U_2Гр(t) - соответственно напряжения первого и второго образцов первого группового сигнала;

U_1Ci(t) - напряжение первого образца i-го канального сигнала;

U_2Ci(t) - напряжение второго образца i-го канальный сигнала;

U_1Ci и ϕ_1Ci - амплитуда и фаза напряжения первого образца i-го канального сигнала;

U_2Ci и ϕ_2Ci - амплитуда и фаза напряжения второго образца i-го канального сигнала;

ω_Ci - угловая канальная (несущая) частота напряжения i-го канального сигнала (ω_Ci=2πf_i);

θ_Ci(t) - функция, определяющая вид угловой манипуляции напряжения i-го канального сигнала;

N - количество канальных сигналов в принимаемом групповом сигнале. Одновременно с выходов линейных трактов приема РПУ 10₁ и 10₂ на первый и второй входы БКС 15_1-i поступают и напряжения образцов второго группового сигнала. По аналогии с выражениями (1) и (2) образцы второго группового сигнала можно представить в виде:

- на первом входе -

- на втором входе -

Здесь и - соответственно напряжения первого и второго образцов второго группового сигнала;

- напряжение первого образца i-го канального сигнала;

- напряжение второго образца i-го канальный сигнала;

и - амплитуда и фаза напряжения первого образца i-го канального сигнала;

и - амплитуда и фаза напряжения второго образца i-го канального сигнала;

- угловая канальная (несущая) частота напряжения i-го канального сигнала ;

- функция, определяющая вид угловой манипуляции i-го канального сигнала;

N - количество канальных сигналов во втором групповом сигнале. Для упрощения анализа работы БКС 15_1-i примем, что коэффициент передачи любого из фильтров (17, 20, 24), а также сумматора 22 в составе каждого БКС 15_1-1, …, 15_1-N и 15_2-1, …, 15_2-N равен единице. Кроме того, ввиду того, что структура каждого БКС представляет собой замкнутую систему саморегулирования с обратной связью, задержки сигналов или изменения их начальных фаз при прохождении их через указанные фильтры БКС учитывать не будем.

Примем также, что на выходе канального фильтра 17 каждого узла фазирования 16₁ (16₂) максимальное значение амплитуды напряжения образца i-го канального сигнала намного превышает максимальное среднее значение амплитуды напряжения соответствующего образца межканальной помехи, т.е. U_1Cimax >> U_1МПimax и U_2Cimax >> U_2МПimax. Такие соотношения амплитуд позволяют не учитывать негативное действие напряжений образцов межканальной помехи, создаваемой вторым групповым сигналом, что может иметь место в следующих случаях:

1. Например, при использовании для передачи данных сигналов ОФТ или ДОФТ, когда в каждом канальном сигнале среднее количество скачкообразных изменений фазы несущего колебания, происходящих в единицу времени много меньше максимально возможного количества скачкообразных изменений фазы, определяемого скоростью манипуляции канального сигнала. В этом случае, когда передаваемые каждым канальным сигналом кодовые комбинации, состоящие из различного числа однотипных символов (в виде длительных «нажатий» и длительных «отжатий»), чередуются с достаточно малой средней скоростью, то спектральные составляющие канального сигнала группируются вблизи несущего колебания канального сигнала.

Ширина полосы, занимаемая спектром такого канального сигнала, меньше максимально возможной величины ширины полосы, занимаемой канальным сигналом, равной Δf (фиг. 2, а, б), и негативное действие напряжений образцов межканальной помехи можно не учитывать (даже при отсутствии поляризационных замираний, обеспечивающих существенное уменьшение негативного действия напряжений образцов межканальной помехи за счет реализации весового когерентного сложения напряжений образцов канального сигнала, при котором происходит подавление напряжения одного из образцов этой помехи в том узле фазирования 16₁ (16₂), на выходе канального фильтра 17 которого напряжение образца межканальной помехи превышает уровень напряжения соответствующего образца канального сигнала).

2. При увеличения кратности k канального сигнала передаваемого группового сигнала, например, при использовании фазоразностной манипуляции, что позволяет уменьшить скорость манипуляции канального сигнала до определенной величины, при которой ширина полосы канального сигнала становится существенно меньше величины Δf.

С учетом вышеизложенного отфильтрованные канальными фильтрами 17 узлов фазирования 16₁ и 16₂ образцы i-го канального сигнала первого группового сигнала на входах нормирующих усилителей 18 i-го БКС 15н можно представить в следующем виде:

- для первого узла

- для второго узла

Необходимо отметить, что в предлагаемой системе связи РПУ 10₁ и 10₂ должны работать в режиме отключения собственной системы автоматической регулировки усиления (АРУ), поскольку АРУ РПУ может регулировать только уровень группового сигнала, принимаемого в соответствующей широкой полосе, а не каждого канального сигнала с полосой приема в N меньшей полосы приема группового сигнала.

Систему АРУ каждого нормирующего усилителя 18 и 24 любого БКС можно охарактеризовать коэффициентом регулирования системы АРУ. Коэффициент регулирования системы АРУ показывает, во сколько раз диапазон изменения сигнала на выходе нормирующего усилителя меньше, чем на его входе [6]:

где U_{ВХ MIN} и U_{ВЫХ MIN} - минимальное входное и минимальное выходное напряжения, которые ограничивают величиной реальной чувствительности нормирующего усилителя 18 узла фазирования 16₁ (16₂), a U_{ВХ MAX} и U_{ВЫХ MAX} - ограничивают максимальной величиной входных колебаний при которых уровень комбинационных составляющих на выходе нормирующего усилителя 18 не превышает допустимого.

Для каждого из идентичных нормирующих усилителей 18 и 24 любого БКС 15_1-1, …, 15_1-N и 15_2-1, …, 15_2-N будем считать приемлемым, например, изменение отфильтрованного соответствующим канальным фильтром 17 сигнала на входе нормирующего усилителя 18 на 100 дБ при изменении сигнала на его выходе не более, чем на 3 дБ. Системы АРУ с такими параметрами реализованы в современных РПУ [10].

На выходе нормирующих усилителей 18 каждого узла фазирования 16₁ и 16₂ отфильтрованные образцы i-го канального сигнала выравниваются по уровню и поступают на входы первых перемножителей 19, на другие входы которых поступает с нормирующего усилителя результирующего колебания 24 результирующий сигнал:

где U_Pi, ω_Pi, ϕ_Pi - соответственно амплитуда, угловая частота и фаза результирующего сигнала.

Выходной продукт первого перемножителя 19 первого узла фазирования 16ь на один вход которого поступает отфильтрованное и отнормированное напряжение первого образца i-го канального сигнала, а на другой его вход -результирующий сигнал, можно представить в виде:

где К₁ - значение коэффициента передачи нормирующего усилителя 18 первого узла фазирования 16₁ при котором обеспечивается нормирование первого образца входного канального сигнала с амплитудой U_1Ci.

Первый член в фигурных скобках легко отсеивается измерительным фильтром 20 первого узла фазирования 16₁, т.к. его спектр намного выше спектра второго члена.

Второй член в фигурных скобках выражения (7) представляет собой гармоническое колебание (без манипуляции) на разностной круговой частоте ω_Фi=ω_Ci-ω_Pi, совпадающей с центральной частотой измерительного фильтра 20 узлов фазирования 16₁ и 16₂. Поскольку это колебание прямо пропорционально амплитуде принимаемого сигнала U_1Ci, то при отсутствии помех на входах рассматриваемого i-го БКС 15_1-i, на выходе измерительного фильтра 20 амплитуда этого колебания будет максимальной и соответствовать максимальному «весу» напряжения принимаемого первого образца i-го канального сигнала в нормированном колебании на выходе нормирующего усилителя 18.

Выходное напряжение измерительного фильтра 20 первого узла фазирования 16₁ с учетом вышеизложенного можно представить в виде:

Для более точной оценки в узле фазирования 16₁ (16₂) уровня или «веса» образца канального сигнала в нормированной смеси сигнала и помехи на выходе нормирующего усилителя 18, полоса пропускания измерительного фильтра 20 каждого узла фазирования, с одной стороны, должна быть предельно малой, а с другой стороны, необходимо, чтобы эта полоса обеспечивала возможность «отслеживания» уровня сигнала при его замираниях и изменениях частоты канального сигнала в процессе его приема. При практической реализации системы связи эту полосу можно выбрать порядка (20-25) Гц.

Аналогично (8) можно представить выходное напряжение измерительного фильтра 20 второго узла фазирования 16₂ соответствующего в данном случае также максимальному «весу» напряжения принимаемого второго образца i-го канального сигнала:

где К₂ - значение коэффициента передачи нормирующего усилителя 18 второго узла фазирования 16₂, при котором обеспечивается нормирование второго образца входного канального сигнала.

Выходной продукт второго перемножителя 21 первого узла фазирования 16i будет иметь вид:

Аналогично запишется выходной продукт второго перемножителя 21 второго узла фазирования 16₂:

Первые слагаемые в фигурных скобках (10) и (11) отсеиваются при дальнейшей фильтрации выходного продукта сумматора 22 фильтром результирующего колебания 23 и их можно не учитывать. Поэтому напряжение первого образца канального сигнала на выходе фильтра результирующего колебания 23, которое необходимо учитывать при суммировании в сумматоре 22 (на его первом входе) можно представить в виде:

Аналогичным образом можно представить напряжение второго образца канального сигнала на выходе фильтра результирующего колебания 23, которое необходимо учитывать при суммировании в сумматоре 22 (на его втором входе):

При этом выходное напряжение фильтра результирующего колебания 23 запишется в виде:

Учитывая, что в узлах фазирования 16₁ и 16₂ амплитуды напряжений соответствующих образцов i-го канального сигнала выравниваются каждым из нормирующих усилителей 18 до определенной нормированной величины U_CH, максимальный диапазон изменения которой не превышает 3 дБ при изменении амплитуды напряжения на входе до 100 дБ, то величину амплитуды выходного нормированного колебания U_CH при ограниченном, например, до 40 дБ диапазоне изменений амплитуды входных колебаний, можно считать постоянной:

С учетом (15) выражение (14) можно представить в виде:

С помощью нормирующего усилителя 24 результирующее напряжение U_{Р CiФ} (t) нормируется по уровню, т.е. приводится к виду (6).

Аналогичным образом производится селекция и «весовое» сложение двух образцов каждого канального сигнала на частоте с порядковым номером i второго группового сигнала с помощью i-го БКС 15_2-i из состава второй группы N других БКС 15_2-1, …, 15_2-N.

В этом случае отфильтрованные канальными фильтрами 17 узлов фазирования 16₁ и 16₂ i-го БКС 15_2-i образцы i-го канального сигнала второго группового сигнала будут иметь вид:

- для первого узла

- для второго узла

Демодуляция каждого i-го результирующего канального сигнала первого группового сигнала с выхода i-го БКС 15_1-i (из состава первой группы из N БКС) производится соответствующим канальным демодулятором первого блока N канальных демодуляторов 11₁ одним из выбранный известных способов [2], а демодуляция каждого i-го результирующего канального сигнала второго группового сигнала с выхода i-го БКС 15_2-i из состава второй группы из N БКС производится соответствующим канальным демодулятором второго блока N канальных демодуляторов 11₂ аналогичным способом.

В результате на выходах первого блока N канальных демодуляторов 11₁ формируются первые kN двоичные канальные последовательности, а на выходах второго блока N канальных демодуляторов 11₂ формируются вторые kN двоичные канальные последовательности.

С помощью параллельно-последовательного преобразователя 12 все 2kN канальных последовательностей преобразуются в одну двоичную последовательность, аналогичную переданной с выхода кодера 3, которая далее после декодирования в декодере 13 поступает получателю информации 14.

Таким образом, в соответствии с предлагаемым способом декаметровой радиосвязи амплитуды принимаемых напряжений образцов любого i-го канального сигнала как первого, так и второго группового сигнала с помощью соответствующего i-го БКС 15_1-i (15_2-i возводят в квадрат и синфазно складывают на выходе этого БКС или на входе соответствующего i-го канального демодулятора блока N канальных демодуляторов 11₁ (11₂). При этом скорость передачи данных увеличивают в 2 раза.

На основе вышеприведенного метода анализа работы любого БКС не трудно показать, что амплитуды принимаемых РПУ 10₁ и 10₂ напряжений двух образцов аддитивной i-ой сосредоточенной по спектру помехи, представляющей собой (при передаче в эфир) гармоническое колебание на фиксированной частоте, попадающей в полосу частот, занимаемой i-ым канальным сигналом, например, первого группового сигнала, в сумматоре 22 i-го БКС 15_1-i складываются геометрически. Причем, чем больше амплитуда напряжения образца сосредоточенной по спектру помехи на выходе канального фильтра 17, например, первого образца и U_1Пi (первого узла фазирования 16₁) по отношению к амплитуде напряжения первого образца канального сигнала U_1Ci на выходе этого фильтра, тем с меньшим «весом» поступает преобразованное напряжение этого образца сосредоточенной по спектру помехи с выхода второго перемножителя 21 на первый вход сумматора 22.

В результате при использовании предлагаемого изобретения обеспечивается повышение величины соотношения напряжений сигнал/помеха на выходе любого i-го БКС 15_1-i (на входе i-го демодулятора первого блока N канальных демодуляторов 11₁) и на выходе любого i-го БКС 15_2-i (на входе i-го демодулятора второго блока N канальных демодуляторов 11₂) по отношению к величине аналогичного соотношения сигнал/помеха на входе i-го демодулятора прототипа [5] при тех же условиях связи.

В заключение следует отметить, что реализация предлагаемого изобретения - способа декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных позволит достичь следующих преимуществ по отношению к известным способам [1], [4], [5]:

1. Увеличить групповую скорость передачи данных в 2 раза фактически без расширения полосы частот при передаче и приеме групповых сигналов.

2. Повысить помехоустойчивость приема двоичной информации как при мешающем воздействии сосредоточенных по спектру (синусоидальных) помех, так и флуктуационных помех.

3. Расширить функциональные возможности по отношению к известному способу [5] в части передачи и приема более широкого класса канальных сигналов с угловой манипуляцией: как с фазоразностной, так и с частотной манипуляцией при любой кратности к уплотнения канальных сигналов.

Источники информации

1. Кловский Д.Д. Теория передачи сигналов. Учебник для вузов. М.: Связь. 1973. 376 с.

2. Финк Л.М. Теория передачи дискретных сообщений. М.: Советское радио. 1970. 728 с.

3. Кловский Д.Д., Николаев Б.И. Инженерная реализация радиотехнических схем (в системах передачи дискретных сообщений в условиях межсимвольной интерференции). М.: Связь. 1975. 200 с.

4. Киселев A.M., Махотин В.В., Рыжов Н.Ю., Шаталова Г.В. Способ реализации высокоскоростного параллельного модема // Техника радиосвязи. 2006. Вып. 11. С.5-15.

5. Гинсбург В.В., Гиршов B.C., Заездный A.M., Каган Б.Д. Кустов О.В., Окунев Ю.Б.. и др. Аппаратура передачи дискретной информации МС-5. / Под редакцией Заездного A.M. и Окунева Ю.Б. - М.: Связь. 1970. 152 с.

6. Н.А. Сартасов, В.М. Едвабный, В.В. Грибин. Коротковолновые магистральные радиоприемные устройства. М.: Связь. 1971. 288 с.

7. Г.З. Айзенберг, С.П. Белоусов, Э.М. Журбенко, Г.А. Клигер, А.Г. Курашов. Коротковолновые антенны. / Под редакцией Г.З. Айзенберга. - 2-е, перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1985. - 536 с.

8. М.В. Назаров, Б.И. Кувшинов, О.В. Попов. Теория передачи сигналов. М.: Связь. 1970. - 368.

9. М.П. Долуханов. Распространение радиоволн. М.: Связь. 1972. - 336 с.

10. Березовский В.А., Дулькейт И.В., Савицкий O.K. Современная декаметровая радиосвязь: оборудование, системы и комплексы. / Под ред. В.А. Березовского. – М.: Радиотехника. 2011. - 444 с.

11. И.С. Гоноровский Радиотехнические цепи и сигналы. Учебник для вузов. Изд. 3-е, перераб. и доп.М.: Сов. радио. 1977. - 608 с.

12. Бронштейн И.Н., Семендяев К.А. Справочник по математике. М: Физ.-матем. литературы. 1962. - 608 с.

Изобретение относится к радиосвязи и может быть использовано в радиосетях декаметрового диапазона широкого применения. Технический результат состоит в повышении помехоустойчивости приема данных при мешающем воздействии сосредоточенных по спектру синусоидальных и флуктуационных помех. Для этого в способе декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных на передающей стороне скорость информационного потока данных от источника сообщений увеличивают в два раза, а двоичную последовательность, поступающую после кодирования на вход последовательно-параллельного преобразователя с информационной скоростью, дополнительно распределяют на дополнительные его выходы таким образом, что формируемые на дополнительных выходах двоичные элементы соответствующих дополнительных канальных последовательностей следуют параллельно и синхронно с двоичными элементами канальных последовательностей, формируемых на его выходах с канальной скоростью в дополнительном блоке канальных манипуляторов. 3 ил.

Способ декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных, при котором на передающей стороне передаваемый информационный поток данных от источника сообщений кодируют, после чего двоичную последовательность со скоростью V_u=1/T_u, определяемую длительностью двоичного символа T_u, подают на вход последовательно-параллельного преобразователя, с помощью которого входную последовательность распределяют на kN его выходов таким образом, что формируемые на этих выходах двоичные элементы соответствующих kN канальных последовательностей следуют параллельно и синхронно с канальной скоростью V_кан=1/Т_кан, причем длительность Т_кан=kNT_u двоичного элемента каждой канальной последовательности выбирают много большей величины среднего времени запаздывания лучей на радиотрассе путем выбора необходимого количества N параллельных ортогональных канальных сигналов на различных канальных частотах в составе передаваемого группового сигнала и кратности уплотнения k каждого канального сигнала, в блоке N канальных манипуляторов, состоящем из N однотипных канальных манипуляторов с порядковыми номерами от 1 до N, на каждый манипулятор с порядковым номером i в начальный момент времени каждого тактового интервала длительностью Т_кан подают параллельно и синхронно k символов соответствующих k канальных последовательностей для формирования соответствующего элемента передаваемого канального сигнала длительностью Т_кан на канальной частоте f_i с таким же порядковым номером i, после чего сформированные канальными манипуляторами канальные сигналы суммируют на выходе блока N канальных манипуляторов и N-канальный групповой сигнал с частотным интервалом между соседними канальными частотами Δf=1/Т_кан излучают в эфир с помощью радиопередающего устройства и передающей антенны, излучающей электромагнитное поле с горизонтальной поляризацией, а на приемной стороне осуществляют прием двух образцов отраженных от ионосферы радиосигналов с помощью двух антенн, принимающих электромагнитные волны, поляризованные во взаимно перпендикулярных направлениях, и двух радиоприемных устройств, при этом демодуляцию каждого из N канальных сигналов, переданного на канальной частоте f_i с порядковым номером i в составе группового сигнала, осуществляют с помощью соответствующего канального демодулятора с таким же порядковым номером i блока N канальных демодуляторов, состоящего из N однотипных канальных демодуляторов с порядковыми номерами от 1 до N, результаты демодуляции N канальных сигналов в виде kN канальных двоичных последовательностей, формируемых на соответствующих выходах блока N канальных демодуляторов с канальной скоростью V_кан=1/T_кан, подают на соответствующие входы параллельно-последовательного преобразователя, выходную двоичную последовательность которого со скоростью V_u=1/T_u подвергают декодированию, после чего двоичный поток передают получателю сообщений, отличающийся тем, что на передающей стороне скорость информационного потока данных от источника сообщений увеличивают в два раза, а двоичную последовательность, поступающую после кодирования на вход последовательно-параллельного преобразователя с информационной скоростью V_u=2/T_u, дополнительно распределяют на kN дополнительных его выходов таким образом, что формируемые на дополнительных выходах двоичные элементы соответствующих дополнительных kN канальных последовательностей следуют параллельно и синхронно с двоичными элементами канальных последовательностей, формируемых на kN его выходах с канальной скоростью V_кан=1/T_кан, в дополнительном блоке N канальных манипуляторов, состоящем из N однотипных канальных манипуляторов с порядковыми номерами от 1 до N, на каждый манипулятор с порядковым номером i, в начальный момент времени каждого тактового интервала длительностью Т_кан подают параллельно и синхронно k символов соответствующих k дополнительных канальных последовательностей для формирования соответствующего элемента передаваемого канального сигнала на канальной частоте с таким же порядковым номером i, после чего сформированные канальными манипуляторами канальные сигналы суммируют на выходе дополнительного блока N канальных манипуляторов и дополнительный групповой N - канальный групповой сигнал излучают в эфир с помощью дополнительного радиопередающего устройства и дополнительной передающей антенны, излучающей электромагнитное поле с вертикальной поляризацией, а на приемной стороне выходные напряжения радиоприемных устройств подают на соответствующие входы каждого из 2N блоков когерентного сложения (БКС), причем каждый БКС с порядковым номером i из состава первой группы из N БКС с порядковыми номерами от 1 до N осуществляет оптимальное когерентное сложение напряжений двух образцов канального сигнала, переданного на канальной частоте f_i с порядковым номером i в составе группового сигнала, после чего выходное напряжение этого БКС подают на вход соответствующего канального демодулятора с порядковым номером i блока N канальных демодуляторов, а каждый БКС с порядковым номером i из состава второй группы из N БКС с порядковыми номерами от 1 до N осуществляет оптимальное когерентное сложение напряжений двух образцов канального сигнала, переданного на канальной частоте с порядковым номером i в составе дополнительного группового сигнала, после чего выходное напряжение этого БКС подают на вход соответствующего канального демодулятора с порядковым номером i дополнительного блока N канальных демодуляторов, состоящем из N однотипных канальных демодуляторов с порядковыми номерами от 1 до N, каждый из которых с порядковым номером i осуществляет демодуляцию канального сигнала, переданного на канальной частоте с порядковым номером i в составе дополнительного группового сигнала, результаты демодуляции N канальных сигналов второго группового сигнала в виде kN канальных двоичных последовательностей, формируемых на соответствующих выходах дополнительного блока N канальных демодуляторов с канальной скоростью V_кан=1/Т_кан, подают на соответствующие дополнительные входы параллельно-последовательного преобразователя, в каждом БКС напряжение входного сигнала с выхода соответствующего радиоприемного устройства подают на вход соответствующего узла фазирования, в каждом из которых напряжение входного сигнала фильтруют канальным фильтром, нормируют по уровню нормирующим усилителем и подают на первый вход второго перемножителя и первый вход первого перемножителя, выходное напряжение которого фильтруют измерительным фильтром и подают на второй вход второго перемножителя, выходное напряжение второго перемножителя каждого узла фазирования подают на соответствующий вход сумматора, выходное напряжение которого фильтруют фильтром результирующего колебания и подают на выход БКС и через нормирующий усилитель результирующего колебания подают на второй вход первого перемножителя каждого узла фазирования.