ПОМЕХОУСТОЙЧИВАЯ СИСТЕМА ДЕКАМЕТРОВОЙ РАДИОСВЯЗИ С ВЫСОКОСКОРОСТНОЙ ПЕРЕДАЧЕЙ ДАННЫХ Российский патент 2024 года по МПК H04B7/00 

Изобретение относится к радиосвязи и может быть использовано в радиосетях декаметрового диапазона широкого применения, предназначенных для передачи высокоскоростных дискретных сообщений с использованием сигналов с угловой манипуляцией.

Известна система декаметровой радиосвязи с одноканальной (последовательной) передачей данных, содержащая передающий комплекс, содержащий последовательно соединенные кодер, модулятор, радиопередающее устройство и передающую антенну, а также приемный комплекс, содержащий последовательно соединенные приемную антенну, радиоприемное устройство, демодулятор и декодер [1], с. 107.

В этой системе поток данных с выхода кодера манипулирует в модуляторе одну несущую частоту. В зависимости от кратности уплотнения передаваемого сигнала k [2] модулятор может формировать сигналы с угловой манипуляцией такие, например, как сигналы однократной относительной фазовой телеграфии (ОФТ) или сигналы частотной телеграфии (ЧТ) со скоростью передачи V=1/Т (бит/с) при выбранной длительности Т элемента передаваемого сигнала при k = 1, или сигналы двукратной ОФТ (ДОФТ) или двойной частотной телеграфии (ДЧТ), передаваемые с удвоенной скоростью V=2/Т (бит/с) при k=2 и т.д.

Демодуляция этих сигналов может осуществляться традиционными методами, приведенными в [2], и определяющими структуру построения демодулятора, реализующего операцию восстановления переданной двоичной последовательности, обратную операции модуляции.

Однако одноканальные (последовательные) системы декаметровой радиосвязи с традиционными методами обработки принимаемых сигналов [2] и более сложными методами обработки сигналов [3] имеют следующие недостатки:

1. При использовании традиционных методов демодуляции принимаемых сигналов [2] передача данных по декаметровому радиоканалу с высокой скоростью связана с серьезными трудностями вследствие возникновения на приемной стороне межсимвольной интерференции из-за наличия запаздывающих лучей. Если не принять специальных мер (уменьшения или даже устранения вредного влияния эффекта многолучевости), то длительность Т посылки (элемента сигнала) не может быть выбрана меньше 2-3 мс, что ограничивает максимальную скорость передачи порядка 300-500 бит/с [3].

2. Повышение скорости передачи данных путем увеличения кратности уплотнения к при сохранении необходимой длительности Т элемента передаваемого сигнала приводит к снижению помехоустойчивости приема дискретной информации [2].

3. Повышение скорости передачи данных путем уменьшения длительности Т элемента передаваемого сигнала при реализации более сложных алгоритмов обработки принимаемых сигналов, позволяющих преодолевать последствия межсимвольной интерференции, например, как в системе связи с испытательным импульсом и предсказанием (СИИП) [3], приводит к снижению помехоустойчивости приема из-за уменьшения энергии передаваемого элемента сигнала [2] и ухудшению характеристик электромагнитной совместимости системы радиосвязи из-за расширения спектра передаваемого сигнала.

Кроме того, расширение спектра передаваемого сигнала требует соответствующего увеличения ширины полосы пропускания при приеме этого сигнала, что дополнительно снижает помехоустойчивость приема из-за возрастания вероятности попадания в более широкую полосу приема спектральных составляющих станционных или прицельных радиопомех.

Известна система декаметровой радиосвязи с многоканальной (параллельной) передачей высокоскоростных дискретных сообщений, содержащая передающий комплекс, содержащий последовательно соединенные источник сообщений, кодер и последовательно-параллельный преобразователь, выходы которого соединены с соответствующими входами блока N канальных манипуляторов, выход которого соединен с последовательно соединенными радиопередающим устройством и передающей антенной, а также приемный комплекс, содержащий последовательно соединенные приемную антенну, радиоприемное устройство и блок N канальных демодуляторов, выходы которого соединены с соответствующими входами параллельно-последовательного преобразователя, выход которого соединен с последовательно соединенными декодером и получателем сообщений [4].

В передающем комплексе этой системы радиосвязи передаваемая двоичная последовательность с выхода кодера со скоростью V=1/Т (бит/с) преобразуется последовательно-параллельным преобразователем в kN параллельных подпоследовательностей с канальной скоростью следования двоичных символов в каждой V_кан=V/N (бит/с).

В блоке N канальных манипуляторов, состоящем из N одинаковых канальных манипуляторов, например, фазовых или частотных, на каждый манипулятор в начальный момент каждого тактового интервала длительностью Т_кан=TN подаются параллельно и синхронно к символов соответствующих к подпоследовательностей. Например, при кратности уплотнения к=1 и при выбранной длительности Т_кан=TN элемента передаваемого сигнала, каждый канальный манипулятор может формировать на соответствующей этому канальному манипулятору несущей частоте сигналы ОФТ или ЧТ со скоростью передачи V_кан=1/TN (бит/с), при k=2- сигналы ДОФТ или ДЧТ со скоростью V_кан=2/TN (бит/с) и т.д.

Выходные сигналы всех канальных манипуляторов суммируются в блоке N канальных манипуляторов и групповой N- канальный (частотный) сигнал излучается в эфир с помощью радиопередающего устройства и передающей антенны.

В приемном комплексе этой системы радиосвязи принимаемый групповой сигнал с выхода радиоприемного устройства подается в блок N канальных демодуляторов, состоящем из N однотипных демодуляторов, каждый из которых осуществляет демодуляцию соответствующего канального сигнала выбранным традиционным методом [2]. В результате на выходах блока N канальных демодуляторов формируется параллельно kN двоичных подпоследовательностей, которые преобразуются параллельно-последовательным преобразователем в одну двоичную последовательность, аналогичную последовательности на выходе кодера, которая далее после декодирования в декодере поступает получателю информации.

При этом длительность Т_кан передаваемого двоичного элемента сигнала в каждом канале становится в N раз больше исходной длительности Т элемента сигнала на выходе кодера, что позволяет преодолевать негативные последствия приема многолучевого сигнала при сравнительно высокой скорости передачи данных.

Однако помехоустойчивость этой системы декаметровой радиосвязи недостаточна:

1. Повышение скорости передачи данных за счет увеличения кратности уплотнения k в каждом канале при сохранении необходимой длительности Т_кан элемента передаваемого сигнала приводит к снижению помехоустойчивости приема дискретной информации [2].

2. Повышение скорости передачи данных путем уменьшения длительности Т_кан элемента передаваемого сигнала в каждом частотном канале или за счет увеличения количества N частотных каналов приводит к соответствующему расширению спектра передаваемого группового сигнала и соответствующего расширения полосы пропускания при его приеме, что приводит, как отмечено выше, к снижению помехоустойчивости приема дискретной информации и ухудшению характеристик электромагнитной совместимости системы связи.

Из известных систем декаметровой радиосвязи наиболее близкой по сущности решаемых задач и большинству совпадающих существенных признаков является помехоустойчивая система декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных, приведенная в работе [5].

Данная система декаметровой радиосвязи с многоканальной (параллельной) передачей дискретных сообщений, содержащая передающий комплекс, содержащий последовательно соединенные источник сообщений, кодер и последовательно-параллельный преобразователь, выходы которого соединены с соответствующими входами первого блока N канальных манипуляторов, состоящего из N однотипных канальных манипуляторов с порядковыми номерами от 1 до N, выход которого соединен с последовательно соединенными первым радиопередающим устройством и первой передающей антенной, другие выходы последовательно-параллельного преобразователя соединены с соответствующими входами второго блока N канальных манипуляторов аналогичного первому блоку N канальных манипуляторов, выход которого соединен с последовательно соединенными вторым радиопередающим устройством и второй передающей антенной, а также приемный комплекс, содержащий первую и вторую приемные антенны, выходы которых соединены с входами соответствующих двух радиоприемных устройств, две группы блоков когерентного сложения сигналов (БКС), состоящие из N БКС каждая, а также первый и второй блоки N канальных демодуляторов, каждый из которых состоит из N однотипных канальных демодуляторе с порядковыми номерами от 1 до N, выходы первого блока N канальных демодуляторов соединены с соответствующими первыми входами параллельно-последовательного преобразователя, а выходы второго блока N канальных демодуляторов соединены с соответствующими вторыми входами параллельно-последовательного преобразователя, выход которого соединен с последовательно соединенными декодером и получателем сообщений, один вход каждого БКС из состава первой группы из N БКС с порядковыми номерами от 1 до N и один вход каждого БКС из состава второй группы из N БКС с аналогичными порядковыми номерами от 1 до N объединен с выходом одного радиоприемного устройства, а другой вход каждого БКС из состава первой и второй групп из N БКС каждая объединен с выходом другого радиоприемного устройства, каждый БКС из состава первой и второй групп из N БКС каждая с порядковым номером i (i=1, 2, …, N) содержит два узла фазирования, каждый из которых содержит последовательно соединенные канальный фильтр, вход которого является входом узла фазирования и соответствующим входом БКС с порядковым номером i, нормирующий усилитель, первый перемножитель, измерительный фильтр и второй перемножитель, другой вход которого дополнительно подключен к выходу нормирующего усилителя, выход второго перемножителя каждого узла фазирования соединен с соответствующим входом сумматора, выход которого соединен с входом фильтра результирующего колебания, выход которого, являющийся выходом БКС, через нормирующий усилитель результирующего колебания соединен с другим входом первого перемножителя каждого узла фазирования, выходы БКС из состава первой группы из N БКС соединены с соответствующими входами первого блока N канальных демодуляторов, а выходы БКС из состава второй группы из N БКС соединены с соответствующими входами второго блока N канальных демодуляторов.

Недостатком такой системы в данном случае является незащищенность каждого результата сложения двух образцов любого канального сигнала от воздействия на входах радиоприемных устройств ветвей разнесения образцов аддитивной сосредоточенной по спектру (узкополосной) помехи, занимаемая полоса частот которой частично или полностью совпадает с полосой частот, занимаемой каким либо канальным сигналом.

В этом случае напряжение помехи будет складываться с напряжениями образцов канального сигнала, искажая результат суммирования. При достижении в каком-либо частотном канале результирующего соотношения суммируемых образцов канального сигнала U_∑C и узкополосной помехи U_∑П (h=U_∑C/U_∑П) известного критического значения h_кp, происходит лавинообразный сбой работы соответствующего демодулятора. В этом случае в регенерированной двоичной последовательности на выходе канального демодулятора (при k=1) или в каждой из k регенерированных двоичных подпоследовательностей на соответствующих к выходах канального демодулятора (при k>1) будут появляться ошибочно принятые символы с вероятностью Р_ош ≈ 0,5.

В результате, при поражении сосредоточенной по спектру помехой одного из N канальных сигналов, в выходной двоичной последовательности на выходе параллельно-последовательного преобразователя (до декодера) будет искажен, например, при k=1 каждый N-й двоичный символ. При N=20 вероятность ошибки (до декодера) может составить величину Р_ощ≤0,05, которая может оказаться критической для исправляющей способности выбранного корректирующего кода данной системы передачи данных и не приемлемой для получателя информации (после декодера).

При воздействии двух и более сосредоточенных по спектру помех определенного уровня радиосвязь заведомо становится не пригодной.

При воздействии сравнительно широкополосной по спектру аддитивной помехи, например, станционной помехи, занимаемая полоса частот которой перекрывает полосу частот, занимаемую более, чем одним канальным сигналом, то при достижении помехи определенного уровня, пораженными могут оказаться два и более параллельных каналов, что также заведомо не пригодно для связи.

Задачами, на решение которых направлено настоящее изобретение - помехоустойчивая система декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных, является повышение помехоустойчивости приема двоичной информации при воздействии аддитивных сосредоточенных по спектру радиопомех за счет передачи дискретной информации посредством двух групповых сигналов в пределах полосы телефонного канала и оптимального когерентного сложения принимаемых образцов канальных сигналов, несущих одну и ту же двоичную информацию в составе соответствующих образцов групповых сигналов.

Решение поставленных задач достигается тем, что в известной помехоустойчивой системе декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных, содержащей передающий комплекс, содержащий последовательно соединенные источник сообщений, кодер и последовательно-параллельный преобразователь, выходы которого соединены с соответствующими входами первого блока N канальных манипуляторов, состоящего из N однотипных канальных манипуляторов с порядковыми номерами от 1 до N, выход которого соединен с последовательно соединенными первым радиопередающим устройством и первой передающей антенной, и второй блок N канальных манипуляторов, аналогичный первому блоку N канальных манипуляторов, выход которого соединен с последовательно соединенными вторым радиопередающим устройством и второй передающей антенной, а также приемный комплекс, который содержит первую и вторую приемные антенны, выходы которых соединены с входами соответствующих двух радиоприемных устройств, две группы блоков когерентного сложения сигналов (БКС), состоящие из N БКС каждая, и блок N канальных демодуляторов, состоящий из N однотипных канальных демодуляторв с порядковыми номерами от 1 до N, выходы которого соединены с соответствующими входами параллельно-последовательного преобразователя, выход которого соединен с последовательно соединенными декодером и получателем сообщений, один вход каждого БКС из состава первой группы из N БКС с порядковыми номерами от 1 до N и один вход каждого БКС из состава второй группы из N БКС с аналогичными порядковыми номерами от 1 до N объединен с выходом одного радиоприемного устройства, а другой вход каждого БКС из состава первой и второй групп из N БКС каждая объединен с выходом другого радиоприемного устройства, каждый БКС из состава первой и второй групп из N БКС каждая с порядковым номером i (i=1, 2, …, N) содержит два узла фазирования, каждый из которых содержит последовательно соединенные канальный фильтр, вход которого является входом узла фазирования и соответствующим входом БКС с порядковым номером i, нормирующий усилитель, первый перемножитель, измерительный фильтр и второй перемножитель, другой вход которого дополнительно подключен к выходу нормирующего усилителя, выход второго перемножителя каждого узла фазирования соединен с соответствующим входом сумматора, выход которого соединен с входом фильтра результирующего колебания, выход которого, являющийся выходом БКС, через нормирующий усилитель результирующего колебания соединен с другим входом первого перемножителя каждого узла фазирования, в передающем комплексе входы второго блока N канальных манипуляторов дополнительно подключены к соответствующим выходам последовательно-параллельного преобразователя аналогично входам первого блока N канальных манипуляторов, а в приемный комплекс дополнительно введена третья группа из N дополнительных БКС с порядковыми номерами от 1 до N, при этом каждый дополнительный БКС из состава третьей группы из N БКС с порядковым номером i содержит два узла фазирования, первый из которых содержит последовательно соединенные нормирующий усилитель, вход которого является входом первого узла фазирования и первым входом дополнительного БКС с порядковым номером i, первый перемножитель, первый измерительный фильтр и второй перемножитель, другой вход которого дополнительно подключен к выходу нормирующего усилителя, а второй узел фазирования содержит последовательно соединенные нормирующий усилитель, вход которого является входом второго узла фазирования и вторым входом дополнительного БКС с порядковым номером i, первый перемножитель, второй измерительный фильтр и второй перемножитель, другой вход которого дополнительно подключен к выходу нормирующего усилителя, выход второго перемножителя каждого узла фазирования, соединен с соответствующим входом сумматора, выход которого соединен с входом фильтра результирующего колебания, выход которого, являющийся выходом дополнительного БКС с порядковым номером i, соединен через нормирующий усилитель результирующего колебания с другим входом первого перемножителя каждого узла фазирования, выход каждого БКС из состава первой группы из N БКС с порядковым номером i и выход каждого БКС из состава второй группы из N БКС с аналогичным порядковым номером i подключены соответственно к первому и второму входам соответствующего дополнительного БКС из состава третьей группы из N дополнительных БКС с таким же порядковым номером i, а выход каждого дополнительного БКС с порядковым номером i подключен к входу соответствующего канального демодулятора с таким же порядковым номером i блока N канальных демодуляторов.

Схема электрическая структурная помехоустойчивой системы декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных приведена на фиг. 1; на фиг. 2 приведено схематическое изображение сигналов системы.

Помехоустойчивая система декаметровой радиосвязи содержит передающий комплекс 1 и приемный комплекс 8. Передающий комплекс 1 содержит последовательно соединенные источник сообщений 2, кодер 3 и последовательно-параллельный преобразователь 4, одни и те же выходы которого объединены с соответствующими входами первого и второго блоков N канальных манипуляторов 5₁ и 5₂, каждый из которых состоит из N однотипных канальных манипуляторов с порядковыми номерами от 1 до N, выход первого блока N канальных манипуляторов 5₁ соединен с последовательно соединенными первым радиопередающим устройством 6₁ и первой передающей антенной 7₁, а выход второго блока N канальных манипуляторов 5₂ соединен с последовательно соединенными вторым радиопередающим устройством 6₂ и второй передающей антенной 7₂.

Приемный комплекс 8, содержит первую и вторую приемные антенны 9₁ и 9₂, выходы которых соединены с входами соответствующих двух радиоприемных устройств 10₁ и 10₂, кроме того, содержит две группы блоков когерентного сложения сигналов (БКС) состоящие из N БКС каждая, третью группу из N дополнительных БКС а также блок N канальных демодуляторов 11, состоящий из N однотипных канальных демодуляторе с порядковыми номерами от 1 до N, выходы которого соединены с соответствующими входами параллельно-последовательного преобразователя 12, выход которого соединен с последовательно соединенными декодером 13 и получателем сообщений 14.

Один вход каждого БКС из состава первой группы из N БКС (15_1.1, …, 15_1-N) с порядковыми номерами от 1 до N и один вход каждого БКС из состава второй группы из N БКС (15_2.1, …, 15_2-N) с аналогичными порядковыми номерами от 1 до N объединен с выходом одного радиоприемного устройства 10₁, а другой вход каждого БКС из состава первой и второй групп из N БКС каждая объединен с выходом другого радиоприемного устройства 10₂.

Каждый БКС из состава первой и второй групп из N БКС каждая () с порядковым номером i (i=1, 2, …, N) содержит два узла фазирования 16₁ и 16₂, каждый из которых содержит последовательно соединенные канальный фильтр 17, вход которого является входом узла фазирования и соответствующим входом БКС с порядковым номером i, нормирующий усилитель 18, первый перемножитель 19, измерительный фильтр 20 и второй перемножитель 21, другой вход которого дополнительно подключен к выходу нормирующего усилителя 18, выход второго перемножителя 21 каждого узла фазирования 16₁ (16₂) соединен с соответствующим входом сумматора 22, выход которого соединен с входом фильтра результирующего колебания 23, выход которого, являющийся выходом БКС, через нормирующий усилитель результирующего колебания 24, соединен с другим входом первого перемножителя 19 каждого узла фазирования 16₁ (16₂).

Каждый дополнительный БКС (15_3-1, …, 15_3N) из состава третьей группы из N дополнительных БКС с порядковым номером i содержит два узла фазирования 16₁и 16₂, первый из которых 16₁содержит последовательно соединенные нормирующий усилитель 18, вход которого является входом первого узла фазирования 16₁ и первым входом дополнительного БКС с порядковым номером i, первый перемножитель 19, первый измерительный фильтр 20₁ и второй перемножитель 21, другой вход которого дополнительно подключен к выходу нормирующего усилителя 18, а второй узел фазирования 16₂ содержит последовательно соединенные нормирующий усилитель 18, вход которого является входом второго узла фазирования 16₂ и вторым входом дополнительного БКС с порядковым номером i, первый перемножитель 19, второй измерительный фильтр 20₂ и второй перемножитель 21, другой вход которого дополнительно подключен к выходу нормирующего усилителя 18, выход второго перемножителя 21 каждого узла фазирования 16₁ и (16₂), соединен с соответствующим входом сумматора 22, выход второго, выход которого соединен с входом фильтра результирующего колебания 23, выход которого, являющийся выходом дополнительного БКС с порядковым номером i, соединен через нормирующий усилитель результирующего колебания 24 с другим входом первого перемножителя 19 каждого узла фазирования 16₁ и 16₂.

Выход каждого БКС из состава первой группы из N БКС (15_1-1, …, 15_1-N) с порядковым номером i и выход каждого БКС из состава второй группы из N БКС (15_2-1, …, 15_2-N) с таким же порядковым номером i подключены соответственно к первому и второму входам каждого дополнительного БКС из состава третьей группы из N дополнительных БКС (15_3-1, …, 15_3-N) с таким же порядковым номером i, а выход каждого дополнительного БКС с порядковым номером i подключен к входу соответствующего канального демодулятора с таким же порядковым номером i блока N канальных демодуляторов 11.

Помехоустойчивая система декаметровой радиосвязи функционирует следующим образом.

В передающем комплексе 1 передаваемый информационный поток данных от источника сообщений 2 поступает в кодер 3, задачей которого является повышение помехоустойчивости передачи данных. Кодирование, как правило, сопровождается двумя эффективными процедурами-скремблированием и перемежением. Скремблирование преобразует цифровой сигнал в квазислучайный с целью получения более равномерного энергетического спектра излучаемого радиосигнала. Простое перемежение (перестановка во времени) символов сообщения позволяет декоррелировать ошибки в канале, т.е. преобразовать пакеты ошибок большой длительности в ряд одиночных. Последняя операция существенно увеличивает эффективность кодирования [4].

С выхода кодера 3 двоичная последовательность со скоростью V_и=1/Т_и (бит/с), где Т_и - длительность двоичного элемента передаваемой последовательности, поступает на вход последовательно-параллельного преобразователя 4, который обеспечивает ее преобразование в kN параллельных канальных последовательностей с канальной скоростью следования двоичных символов в каждой, равной V_кан=1/kNT_и (бит/с). Здесь N - количество параллельных ортогональных канальных сигналов в составе каждого из двух передаваемых групповых сигналов, к - кратность уплотнения каждого канального сигнала.

Сформированные kN параллельных канальных последовательностей с kN выходов последовательно-параллельного преобразователя 4 поступают на соответствующие входы первого блока N канальных манипуляторов 5₁ для формирования канальных сигналов первого группового сигнала. Эти же kN параллельных подпоследовательностей с kN выходов последовательно-параллельного преобразователя 4 поступают на соответствующие входы второго блока N канальных манипуляторов 5₂ для формирования канальных сигналов второго группового сигнала.

В каждом блоке N канальных манипуляторов 5₁ (5₂), состоящем из N однотипных канальных манипуляторов, например, фазовых или частотных, на к входов каждого канального манипулятора в начальный момент времени каждого тактового интервала длительностью, равной длительности канального элемента сигнала Т_кан=kNT_и, подаются параллельно и синхронно k символов соответствующих к канальных последовательностей. При этом в каждом тактовом интервале каждый i-ый (i=1, …, N) манипулятор первого блока N канальных манипуляторов 5₁, формирует элементарный сигнал (посылку) на соответствующей канальной частоте f_i, а каждый i-ый (i=1, … N) манипулятор второго блока N канальных манипуляторов 5₂ формирует такой же элементарный сигнал (посылку) на соответствующей частоте отличающейся от частоты f_i на величину Δf/2, где Δf=1/Т_кан - частотный интервал между соседними канальными частотами [5].

Выходные сигналы канальных манипуляторов в каждом блоке N канальных манипуляторов 5₁ (5₂) суммируются, формируя на выходе каждого блока групповой N - канальный (частотный) групповой сигнал. Первый групповой сигнал, сформированный первым блоком N канальных манипуляторов 5₁, излучается в эфир с помощью первого радиопередающего устройства 6₁ и первой передающей антенны 7₁. Второй групповой сигнал, сформированный вторым блоком N канальных манипуляторов 5₂, излучается в эфир с помощью второго радиопередающего устройства 6₂ и второй передающей антенны 7₂.

Первая антенна 7₁, излучающая первый групповой сигнал, представляет собой передающую антенну, излучающую электромагнитное поле с горизонтальной поляризацией, а вторая антенна 7₂, излучающая второй групповой сигнал, представляет собой передающую антенну, излучающую электромагнитное поле вертикальной поляризацией [7].

Первый групповой сигнал, излучаемый в эфир в верхней боковой полосе (например, класс излучения J3E или R3E), представляет собой на интервале каждой посылки длительностью Т_кан=kTN сумму N гармонических колебаний с расположением частот, схематически изображенным на фиг. 2, а. Эти частоты, называемые канальными, отмечены на оси частот точками f₁, …, f_N. Здесь же указаны частоты, отстоящие от несущего колебания f_н1 излучаемого однополосного группового сигнала (в верхней боковой полосе шириной F=3100 Гц) на 300 и 3400 Гц, ограничивающие полосу пропускания телефонного канала. Эти граничные частоты отстоят от крайних канальных частот на величину ΔF. Частотный интервал между соседними канальными частотами, как указывалось выше, равен Δf=1/Т_кан.

Кроме того, пунктирными линиями условно обозначены частотные спектры отдельных канальных сигналов, причем в пределах полосы частот, занимаемой спектром каждого канального сигнала, условно обозначены вертикальными линиями амплитуды основных частотных составляющих спектра сигнала, отстоящих от канальной частоты каждого канального сигнала на величину ±f_M, где f_м=Ω_м/2π - частота фазовой манипуляции при скачкообразном изменении фазы круговой частоты манипуляции от Ω_м от 0 до π/2 [8], с. 129.

На фиг. 2,б схематически изображен второй однополосный групповой сигнал, излучаемый второй передающей антенной 7₂, по структуре аналогичный, излучаемому антенной 7₁, за исключением того, что несущая частота однополосного сигнала смещена по частоте относительно f_н1 на величину Δf/2. На эту же величину смещены и канальные частоты относительно канальных частот f₁, …, f_N.

Здесь предполагается, что мощность и направленность излучения антенн 7₁ и 7₂ одинаковы. Поскольку два групповых сигнала, излучаемые этими антеннами, фактически занимают полосу частот одного и того же телефонного канала шириной F = 3100 Гц (ввиду сравнительно малой величина Δf/2, которая может составлять порядка нескольких десятков герц [5]), то электромагнитные волны передаваемых групповых сигналов отражаются от одних и тех же областей ионосферы и приходят к местам приема по одним и тем же траекториям [9].

Известно, что при разнесенном приеме на каждую ветвь разнесения поступает свой «образец» отраженного от ионосферы сигнала с определенной реализацией помехи [2], в нашем случае - на каждую ветвь разнесения, состоящую из последовательно соединенных приемной антенны 9₁ (9₂) и радиоприемного устройства (РПУ) 10₁ (10₂), поступает свой образец суммарного сигнала, состоящего из образцов первого и второго групповых сигналов, а также свой образец помехи (флуктуационной, сосредоточенной по спектру и др.).

В дальнейшем, для удобства изложения образец суммарного сигнала на выходе первого РПУ 10₁ (первой ветви разнесения) будем называть «первый образец суммарного сигнала», а составные части этого сигнала будем называть:

- первый образец первого группового сигнала;

- первый образец второго группового сигнала;

- первый образец i-го канального сигнала первого группового сигнала (на канальной частоте f_i с порядковым номером i);

- первый образец i-го канального сигнала второго группового сигнала (на канальной частоте f_i с порядковым номером i).

Другой образец суммарного сигнала на выходе второго РПУ 10₂ (второй ветви разнесения) будем называть «второй образец суммарного сигнала», а составные части этого сигнала будем называть:

- второй образец первого группового сигнала;

- второй образец второго группового сигнала;

- второй образец i-го канального сигнала первого группового сигнала (на канальной частоте f_i с порядковым номером i);

- второй образец г-го канального сигнала второго группового сигнала (на канальной частоте с порядковым номером i).

В приемном комплексе 8 антенна 9₁, представляет собой приемную антенну, принимающую электромагнитное поле с горизонтальной поляризации, а антенна 9₂ - приемную антенну, принимающую электромагнитное поле с вертикальной поляризации [7].

Принимаемые антеннами 9₁ и 9₂ образцы суммарного сигнала и аддитивных помех с выходов линейных трактов приема соответствующих РПУ 10₁ и 10₂ одновременно поступают на соответствующие два входа каждого из 27N БКС 15_1-1, …, 15_1-N и 15_2-1, …, 15_2-N.

В каждом БКС (15_1-1, …, 15_1-N и 15_2-1, …, 15_2-N) канальные фильтры 17 узлов фазирования 16₁, 16₂ идентичны, причем в первой группе из N БКС 15_1-1, …, 15_1-N центральные частоты полос пропускания канальных фильтров 17 узлов фазирования 16₁, 16₂ соответствуют канальным частотам f₁, …, f_N первого группового сигнала после его приема РПУ 10₁ и 10₂, а во второй группе из N других БКС 15_2-1, …, 15_2-N центральные частоты полос пропускания канальных фильтров 17 узлов фазирования 16₁, 16₂ соответствуют канальным частотам f₁, …, f_N второго группового сигнала после его приема РПУ 10₁ и 10₂.

Частотная характеристика каждого из идентичных канальных фильтров 17 узлов фазирования 16₁, 16₂ каждого БКС (15_1-1, …, 15_1-N и 15_2-1, …, 15_2-N) согласована с частотным спектром соответствующего канального сигнала первого или второго принимаемых групповых сигналов.

Схематически частотную характеристику каждого из идентичных канальных фильтров 17 узлов фазирования 16₁и 16₂ каждого БКС из состава первой группы из N БКС 15_1-1, …, 15_1-N можно представить аналогично частотному спектру соответствующего канального сигнала первого группового сигнала, приведенного на фиг. 2, а, а частотную характеристику каждого из идентичных канальных фильтров 17 узлов фазирования 16₁ и 16₂ каждого БКС из состава второй группы из N БКС 15_2-1, …, 15_2-N - аналогично частотному спектру соответствующего канального сигнала второго группового сигнала, приведенного на фиг. 2, б.

Канальный фильтр 17 первого узла фазирования 16₁ любого i-го БКС 15_1-i с порядковым номером i (i=1, …, N) из состава первой группы из N БКС 15_1-1, …, 15_1-N отфильтровывает (пропускает на вход последующего нормирующего усилителя 18) напряжение первого образца i-го канального сигнала на канальной частоте f_i первого группового сигнала и напряжение первого образца i-ой аддитивной межканальной помехи, создаваемой колебаниями отдельных спектральных составляющих двух соседних канальных сигналов на канальных частотах первого образца второго группового сигнала.

Канальный фильтр 17 второго узла фазирования 16₂ любого i-го БКС 15_1-i с порядковым номером i (i=1, …, N) из состава первой группы из N БКС 15_1-1, ..., 15_1-N отфильтровывает напряжение второго образца i-го канального сигнала на канальной частоте f первого группового сигнала и напряжение второго образца i-ой аддитивной межканальной помехи, создаваемой колебаниями отдельных спектральных составляющих двух соседних канальных сигналов на канальных частотах второго образца второго группового сигнала.

Канальный фильтр 17 первого узла фазирования 16₁ любого i-го БКС 15_2-i с порядковым номером i (i=1, …, N) из состава второй группы из N БКС 15_2-1, …, 15_2-N отфильтровывает напряжение первого образца i-го канального сигнала на канальной частоте с порядковым номером i второго группового сигнала и напряжение первого образца i-ой аддитивной межканальной помехи, создаваемой колебаниями отдельных спектральных составляющих двух соседних канальных сигналов на частотах f_i и f_i+1 первого образца первого группового сигнала.

Канальный фильтр 17 второго узла фазирования 16₂ любого i-го БКС 15_2-i с порядковым номером i (i=1,. …, N) из состава второй группы из N БКС 15_2-1i, …, 15_2-N отфильтровывает напряжение второго образца i-го канального сигнала на канальной частоте с порядковым номером г второго группового сигнала и напряжение второго образца i-ой аддитивной межканальной помехи, создаваемой колебаниями отдельных спектральных составляющих двух соседних канальных сигналов на канальных частотах f_i и f_i+1 второго образца первого группового сигнала.

Кроме того, в полосу пропускания канального фильтра 17 первого и второго узлов фазирования 16₁ и 16₂ любого БКС может попадать напряжение соответствующего образца сосредоточенной по спектру канальной помехи, а также напряжение флуктуационной помехи.

Для более детального анализа работы приемного комплекса 8 системы связи, реализующей предлагаемое изобретение, рассмотрим процесс изменения направления поляризации радиоволн, излучаемых антеннами 7₁ и 7₂ передающего комплекса 1, после отражения их от ионосферы.

Из [9], с. 276-279, известно, что попадающая в ионосферу плоско-поляризованная волна (в нашем случае электромагнитное поле (ЭМП) с горизонтальной поляризацией, излучаемое антенной 7₁ или ЭМП с вертикальной поляризацией, излучаемое антенной 7₂) под действием магнитного поля Земли расщепляется в общем случае на два эллиптически поляризованных луча, и результирующее поле в месте приема приобретает характер эллиптически - поляризованного поля с весьма вытянутым эллипсом поляризации, что наглядно иллюстрируется в [9], с. 277, (рис. 5.24).

Флуктуационные изменения электронной концентрации на пути распространения радиоволн проявляются в непрерывном изменении направления большой оси эллипса поляризации.

При этом экспериментально установлено [9], что если одновременно осуществлять прием такого поля на две антенны с различной поляризацией (в нашем случае - антенны 9₁ и 9₂), то колебания направления плоскости поляризации будут приводить к независимым замираниям сигнала на выходах соответствующих двух РПУ, подключенным к этим антеннам (в нашем случае - РПУ 10₁ и 10₂).

Отмечено, что увеличение уровня сигнала при приеме на вертикальную антенну сопровождается уменьшением уровня сигнала на горизонтальной антенне и наоборот, что ясно указывает на существование непрерывных колебаний ориентировки большой оси эллипса поляризации [9], с. 227. Такие замирания называют поляризационными. Образец записи уровней сигналов с выходов двух РПУ, осуществляющих прием на вертикальный и горизонтальный диполи, приведен в [9], с. 278 (рис. 5.25).

С учетом изложенного выше рассмотрим процессы изменений уровней напряжений образцов каждого из канальных сигналов в составе образцов суммарных сигналов на выходах РПУ 10₁ и 10₂.

Плоскости поляризации электромагнитных полей, излучаемых антеннами 7₁ и 7₂ передающего комплекса 1 взаимно перпендикулярны. В месте приема, как указывалось выше, каждое из двух электромагнитных полей становится эллиптически поляризованным, причем малая и большая оси двух эллипсов поляризации будут также взаимоортогональными, поскольку канальные частоты первого и второго излучаемых групповых сигналов отличаются, как указывалось выше, незначительно (на несколько десятков герц).

При приеме этих сигналов на антенну 9₁ (принимающую ЭМП горизонтальной поляризации), когда в процессе непрерывных изменений большая ось эллипса поляризации ([9], с. 227), например, поля i-го канального сигнала на частоте f_i первого группового сигнала, примет направление, близкое к горизонтали (при этом большая ось эллипса поляризации поля i-го канального сигнала на частоте второго группового сигнала, примет направление, близкое к вертикали), то электродвижущая сила (эдс), наводимая в этой антенне полем i-го канального сигнала на частоте f_i первого группового сигнала будет максимальной, а эдс, наводимое полем i-го канального сигнала на частоте второго группового сигнала, будет минимальной (около нуля). Соответственно на выходе РПУ 10₁ уровень напряжения первого образца i-го канального сигнала на частоте f_i первого группового сигнала будет максимальным, а уровень первого образца i-го канального сигнала на частоте второго группового сигнала будет минимальной (около нуля).

В этом случае в процессе приема сигналов на антенну 9₂ (принимающую электромагнитное поле вертикальной поляризации), на выходе РПУ 10₂ будет наблюдаться противоположная картина: уровень напряжения второго образца i-го канального сигнала на частоте f_i первого группового сигнала будет минимальным (около нуля), а уровень напряжения второго образца i-го канального сигнала на частоте второго группового сигнала будет максимальным.

Таким образом, вследствие имеющих место поляризационных замираний, в системе связи, реализующей предлагаемое изобретение, уровни принимаемых первых образцов канальных сигналов первого и второго групповых сигналов на выходе РПУ 10₁ и уровни принимаемых вторых образцов этих же канальных сигналов первого и второго групповых сигналов на выходе РПУ 10₂ непрерывно изменяются следующим образом: по мере возрастания уровня напряжения первого образца i-го канального сигнала на частоте f_i первого группового сигнала уменьшается уровень напряжения (до минимального значения - около нуля) первого образца i-го канального сигнала на частоте второго группового сигнала, одновременно уменьшается уровень напряжения (до минимального значения - около нуля) второго образца i-го канального сигнала на частоте f_i первого группового сигнала и возрастает уровень напряжения (до максимального значения) второго образца i-го канального сигнала на частоте второго группового сигнала.

Эти изменения уровней канальных сигналов можно представить и в другом виде:

- по мере возрастания уровня напряжения (до максимального значения) первого образца i-го канального сигнала на частоте второго группового сигнала уменьшается уровень напряжения (до минимального значения-около нуля) первого образца i-го канального сигнала на частоте f_i первого группового сигнала, одновременно уменьшается уровень напряжения (до минимального значения - около нуля) второго образца 16₁ и 16₂ канального сигнала на частоте второго группового сигнала и увеличивается уровень напряжения (до максимального значения) второго образца i-го канального сигнала на частоте f_i первого группового сигнала.

Для наглядности демонстрации характера поляризационных замираний напряжений образцов i-го канального сигнала (в составе образцов суммарного сигнала), принимаемых РПУ 10₁ и 10₂ и регистрируемых на выходах канальных фильтров 17 узлов фазирования 16₁, 16₂ i-го БКС 15_1-i из состава первой группы из NBKC и по аналогии с экспериментальными данными, приведенными в [9], с. 278 (рис. 5.25), на фиг. 3, а представлена модель характера замираний амплитуд U_1Сi и U_2Ci (по упрощенным линейным законам) напряжений образцов i-го канального сигнала на частоте f_i первого группового сигнала, а на фиг. 3, б - модель характера замираний амплитуд и напряжений образцов i-го канального сигнала на частоте второго группового сигнала (также по упрощенным линейным законам).

Изменения амплитуд напряжений представлены в пределах определенного отрезка времени, который можно назвать «полупериодом» замираний Т_П3 (0≤t≤t₃) длительностью, равной 4-м условным градациям времени.

Значения амплитуд напряжений образцов канальных сигналов приведены в виде нормированных (относительных) величин - U(t)/U_1max. Здесь же показан характер замираний средних значений амплитуд напряжений образцов межканальной помехи в относительных единицах. Максимальное среднее значение амплитуды напряжения первого образца i-ой межканальной помехи U_1МПimax на выходе канального фильтра 17 первого узла фазирования 16_1-1 i-го БКС 15_1-i, создаваемого напряжениями двух соседних канальных сигналов на частотах первого образца второго группового сигнала при максимальном значении их амплитуд, здесь принято равным 10% от максимального значения амплитуды (фиг. 3, а), что практически может несколько превышать истинное максимальное значение величины , определяемое экспертным путем или экспериментально.

Максимальное среднее значение амплитуды напряжения второго образца i-ой межканальной помехи на выходе канального фильтра 17 второго узла фазирования 16_1-2 i-го БКС 15_1-i, создаваемого напряжениями двух соседних канальных сигналов на частотах второго образца второго группового сигнала при максимальном значении их амплитуд, принято также равным 10% от максимального значения амплитуды (фиг. 3, а).

Аналогичным образом на фиг. 3, б представлен характер изменения средних значений амплитуд напряжений первого и второго образцов i-ой межканальной помехи на выходах канальных фильтров 17 узлов фазирования 16_2-1, 16_2-2 i^_го БКС 15_2-i из состава второй группы из N БКС и создаваемых напряжениями образцов двух соседних канальных сигналов на частотах f_i и f_i+1 первого группового сигнала.

Рассмотрим процесс выделения напряжений канальных сигналов, например, первого группового сигнала из напряжений образцов суммарного сигнала на выходах РПУ 10₁ и 10₂ с помощью БКС из состава первой группы из N БКС 15_1-1, …, 15_1-N.

Поскольку канальные сигналы каждого группового сигнала ортогональны, т.е. независимы друг от друга, то достаточно рассмотреть процесс выделения одного из N канальных сигналов первого группового сигнала на примере выделения, например, i-го канального сигнала с канальной частотой f_i с помощью соответствующего i-го БКС 15_1-i из состава первой группы из N BKC15_1-1, …, 15_1-N.

Проанализируем работу любого i-го БКС 15_1-i из состава первой группы из N БКС 15_1-1, …, 15_1-N, обеспечивающего селекцию и оптимальное когерентное сложение напряжений двух образцов i-го канального сигнала первого группового сигнала. Работу БКС будем рассматривать при приеме на любом интервале стационарности длительностью Δt, выбранном в соответствии с фиг. 3, а, б в пределах длительности условного среднего «полупериода» замираний образцов канального сигнала Т_П3 (0≤t≤t₃).

Будем полагать, что амплитуды напряжений образцов канальных сигналов в пределах каждого интервала стационарности длительностью Δt не изменяются. При этом длительность каждого выбираемого интервала Δt должна быть больше постоянной времени измерительного фильтра 20 и больше постоянной времени цепи АРУ нормирующих усилителей 18 БКС 15_1-i, но много меньше величины Т_П3.

При таких условиях естественно предположить, что по окончании любого произвольно выбранного интервала стационарности длительностью Δt все переходные процессы в каждом i-ом БКС 15_1-i завершены с соответствующими данному интервалу Δt уровнями напряжений образцов канального сигнала и аддитивных помех на выходах канальных фильтров 17.

Пусть с выходов линейных трактов РПУ 10₁ и 10₂ на первый и второй входы БКС 15_i-1 поступают в пределах какого-либо интервала стационарности длительностью Δt, заканчивающегося, например, в условный момент времени t=1 (фиг. 3,а, б), образцы первого группового сигнала в виде:

- на первый вход

- на второй вход

Здесь U_1Гр(t) и U_2Гр(t) - соответственно напряжения первого и второго образцов первого группового сигнала;

U_1Сi(t) - напряжение первого образца i-го канального сигнала;

U_2Ci(t) - напряжение второго образца i-го канальный сигнала;

U_1Ci и ϕ_iCi - амплитуда и фаза напряжения первого образца i-го канального сигнала;

U_2Ci и ϕ_2Ci - амплитуда и фаза напряжения второго образца i-го канального сигнала;

ω_Ci - угловая канальная (несущая) частота напряжения i-го канального сигнала (ω_Ci=2πf_i);

θ_Ci(t) - функция, определяющая вид угловой манипуляции напряжения i-го канального сигнала;

N - количество канальных сигналов в принимаемом групповом сигнале.

Одновременно с выходов линейных трактов приема РПУ 10₁ и 10₂ на первый и второй входы БКС 15_2-i поступают и напряжения образцов второго группового сигнала. По аналогии с выражениями (1) и (2) образцы второго группового сигнала можно представить в виде:

- на первом входе

- на втором входе

Здесь - соответственно напряжения первого и второго образцов второго группового сигнала;

- напряжение первого образца i-го канального сигнала;

- напряжение второго образца i-го канального сигнала;

- амплитуда и фаза напряжения первого образца i-го канального сигнала;

- амплитуда и фаза напряжения второго образца i-го канального сигнала;

- угловая канальная (несущая) частота напряжения i-го канального сигнала

- функция, определяющая вид угловой манипуляции i-го канального сигнала;

N - количество канальных сигналов во втором групповом сигнале. Для упрощения анализа работы БКС 15 и примем, что коэффициент передачи любого из фильтров (17, 20, 24), а также сумматора 22 в составе каждого БКС 15_1-1, …, 15_1-N и 15_2-1, …, 15_2-N равен единице. Кроме того, ввиду того, что структура каждого БКС представляет собой замкнутую систему саморегулирования с обратной связью, задержки сигналов или изменения их начальных фаз при прохождении их через указанные фильтры БКС учитывать не будем.

Примем также, что на выходе канального фильтра 17 каждого узла фазирования 16_i, (16₂) максимальное значение амплитуды напряжения образца i-го канального сигнала намного превышает максимальное среднее значение амплитуды напряжения соответствующего образца межканальной помехи, т.е. Такие соотношения амплитуд позволяют не учитывать негативное действие напряжений образцов межканальной помехи, создаваемой вторым групповым сигналом, что может иметь место в следующих случаях:

1. Например, при использовании для передачи данных сигналов ОФТ или ДОФТ, когда в каждом канальном сигнале среднее количество скачкообразных изменений фазы несущего колебания, происходящих в единицу времени много меньше максимально возможного количества скачкообразных изменений фазы, определяемого скоростью манипуляции канального сигнала. В этом случае, когда передаваемые каждым канальным сигналом кодовые комбинации, состоящие из различного числа однотипных символов (в виде длительных «нажатий» и длительных «отжатий»), чередуются с достаточно малой средней скоростью, то спектральные составляющие канального сигнала группируются вблизи несущего колебания канального сигнала.

Ширина полосы, занимаемая спектром такого канального сигнала, меньше максимально возможной величины ширины полосы, занимаемой канальным сигналом, равной Δf (фиг. 2, а. б), и негативное действие напряжений образцов межканальной помехи можно не учитывать (даже при отсутствии поляризационных замираний, обеспечивающих существенное уменьшение негативного действия напряжений образцов межканальной помехи за счет реализации весового когерентного сложения напряжений образцов канального сигнала, при котором происходит подавление напряжения одного из образцов этой помехи в том узле фазирования 16₁, (16₂), на выходе канального фильтра 17 которого напряжение образца межканальной помехи превышает уровень напряжения соответствующего образца канального сигнала).

2. При увеличении кратности k канального сигнала передаваемого группового сигнала, например, при использовании фазоразностной манипуляции, что позволяет уменьшить скорость манипуляции канального сигнала до определенной величины, при которой ширина полосы канального сигнала становится существенно меньше величины Δf.

С учетом вышеизложенного отфильтрованные канальными фильтрами 17 узлов фазирования 16₁ и 16₂ образцы i-го канального сигнала первого группового сигнала на входах нормирующих усилителей 18 i-го БКС 15_1-i можно представить в следующем виде:

- для первого узла

- для второго узла

Необходимо отметить, что в предлагаемой системе связи РПУ 10₁ и 10₂ должны работать в режиме отключения собственной системы автоматической регулировки усиления (АРУ), поскольку АРУ РПУ может регулировать только уровень группового сигнала, принимаемого в соответствующей широкой полосе, а не каждого канального сигнала с полосой приема в N меньшей полосы приема группового сигнала.

Систему АРУ каждого нормирующего усилителя 18 и 24 любого БКС можно охарактеризовать коэффициентом регулирования системы АРУ. Коэффициент регулирования системы АРУ показывает, во сколько раз диапазон изменения сигнала на выходе нормирующего усилителя меньше, чем на его входе [6]:

где U_BXMIN и U_BЫXMIN - минимальное входное и минимальное выходное напряжения, которые ограничивают величиной реальной чувствительности нормирующего усилителя 18 узла фазирования 16₁ (16₂), a U_{BX МАХ} и U_BЫXMAX - ограничивают максимальной величиной входных колебаний при которых уровень комбинационных составляющих на выходе нормирующего усилителя 18 не превышает допустимого.

Для каждого из идентичных нормирующих усилителей 18 и 24 любого БКС (15_1-1, …, 15_1-N и 15_2-1, ..., 15_2-N) будем считать приемлемым, например, изменение отфильтрованного соответствующим канальным фильтром 17 сигнала на входе нормирующего усилителя 18 на 100 дБ при изменении сигнала на его выходе не более чем на 3 дБ. Системы АРУ с такими параметрами реализованы в современных РПУ [10].

На выходе нормирующих усилителей 18 каждого узла фазирования 16₁ (16₂) отфильтрованные образцы i-го канального сигнала выравниваются по уровню и поступают на входы первых перемножителей 19, на другие входы которых поступает с нормирующего усилителя результирующего колебания 24 результирующий сигнал:

где - соответственно амплитуда, угловая частота и фаза результирующего сигнала.

Выходной продукт первого перемножителя 19 первого узла фазирования 16₁, на один вход которого поступает отфильтрованное и отнормированное напряжение первого образца i-го канального сигнала, а на другой его вход - результирующий сигнал, можно представить в виде:

где К₁ - значение коэффициента передачи нормирующего усилителя 18 первого узла фазирования 16₁, при котором обеспечивается нормирование первого образца входного канального сигнала с амплитудой U_1Ci.

Первый член в фигурных скобках легко отсеивается измерительным фильтром 20 первого узла фазирования 16₁, т.к. его спектр намного выше спектра второго члена.

Второй член в фигурных скобках выражения (7) представляет собой гармоническое колебание (без манипуляции) на разностной круговой частоте совпадающей с центральной частотой измерительного фильтра 20 узлов фазирования 16₁ и 16₂. Поскольку это колебание прямо пропорционально амплитуде принимаемого сигнала U_1Ci, то при отсутствии помех на входах рассматриваемого i-го БКС 15_1-i, на выходе измерительного фильтра 20 амплитуда этого колебания будет максимальной и соответствовать максимальному «весу» напряжения принимаемого первого образца i-го канального сигнала в нормированном колебании на выходе нормирующего усилителя 18.

Выходное напряжение измерительного фильтра 20 первого узла фазирования 16₁, с учетом вышеизложенного можно представить в виде:

Для более точной оценки в узле фазирования 16₁ (16₂) уровня или «веса» образца канального сигнала в нормированной смеси сигнала и помехи на выходе нормирующего усилителя 18, полоса пропускания измерительного фильтра 20 каждого узла фазирования, с одной стороны, должна быть предельно малой, а с другой стороны, необходимо, чтобы эта полоса обеспечивала возможность «отслеживания» уровня сигнала при его замираниях и изменениях частоты канального сигнала в процессе его приема. При практической реализации системы связи эту полосу можно выбрать порядка (20-25) Гц.

Аналогично (8) можно представить выходное напряжение измерительного фильтра 20 второго узла фазирования 16₂, соответствующего в данном случае также максимальному «весу» напряжения принимаемого второго образца i-го канального сигнала:

где K₂ - значение коэффициента передачи нормирующего усилителя 18 второго узла фазирования 16₂, при котором обеспечивается нормирование второго образца входного канального сигнала.

Выходной продукт второго перемножителя 21 первого узла фазирования 16₁ будет иметь вид:

Аналогично запишется выходной продукт второго перемножителя 21 второго узла фазирования 16₂:

Первые слагаемые в фигурных скобках (10) и (11) отсеиваются при дальнейшей фильтрации выходного продукта сумматора 22 фильтром результирующего колебания 23 и их можно не учитывать. Поэтому напряжение первого образца канального сигнала на выходе фильтра результирующего колебания 23, которое необходимо учитывать при суммировании в сумматоре 22 (на его первом входе) можно представить в виде:

Аналогичным образом можно представить напряжение второго образца канального сигнала на выходе фильтра результирующего колебания 23, которое необходимо учитывать при суммировании в сумматоре 22 (на его втором входе):

При этом выходное напряжение фильтра результирующего колебания 23 БКС 15₁ на любом интервале стационарности длительностью Δt, выбранном в соответствии с фиг. 3, а, б в пределах длительности условного среднего «полупериода» замираний образцов канального сигнала Т_П3 (0≤t≤t₃), запишется в виде:

Учитывая, что в узлах фазирования 16₁ и 16₂ амплитуды напряжений соответствующих образцов i-го канального сигнала выравниваются каждым из нормирующих усилителей 18 до определенной нормированной величины U_CH, максимальный диапазон изменения которой не превышает 3 дБ при изменении амплитуды напряжения на входе до 100 дБ, то величину амплитуды выходного нормированного колебания U_CH при ограниченном, например, до 40 дБ диапазоне изменений амплитуды входных колебаний, можно считать постоянной:

С учетом (15) выражение (14) можно представить в виде:

С помощью нормирующего усилителя 24 результирующее напряжение U_{P CiФ}(t) нормируется по уровню, т.е. приводится к виду (6).

Аналогичным образом производится селекция и «весовое» сложение двух образцов каждого канального сигнала на частоте с порядковым номером i второго группового сигнала с помощью i-го БКС 15_2-i из состава второй группы N других БКС 15_2-1, …, 15_2-N.

В этом случае отфильтрованные канальными фильтрами 17 узлов фазирования 16₁ и 16₂ i-го БКС 15_2-i образцы i-го канального сигнала второго группового сигнала будут иметь вид:

- для первого узла

- для второго узла

При этом выходное напряжение фильтра результирующего колебания 23 i-го БКС 15_2-i из состава второй группы N БКС по аналогии (14) запишется в виде:

где - круговая частота и фаза результирующего колебания i-го БКС 15_2-i из состава второй группы N БКС

Аналогично (15), (16) можно записать:

Таким образом, в соответствии с предлагаемым способом декаметровой радиосвязи амплитуды принимаемых напряжений образцов любого i-го канального сигнала как первого, так и второго группового сигнала с помощью соответствующего i-го БКС 15_1-i (15_2-i) возводят в квадрат и синфазно складывают на выходе этого БКС.

Выходы каждых двух БКС из состава первой и второй групп по N БКС с идентичными порядковыми номерами i (i=1, 2,…, N) подключены к соответствующим входам дополнительного БКС \5ъл с таким же порядковым номером i (i=1, 2, …, N) из состава третьей группы из N дополнительных БКС, выход каждого из которых с порядковым номером i подключен к входу канального демодулятора с таким же порядковым номером i блока N канальных демодуляторов 11. Выходы канальных демодуляторов 11 соединены с соответствующими входами параллельно-последовательного преобразователя 12, выход которого соединен с последовательно соединенными декодером 13 и получателем сообщений 14.

Не трудно показать, что структурное построение и алгоритм работы одночастотных БКС, предназначенных для оптимального сложения пространственно разнесенных или разнесенных по поляризации сигналов одной частоты [6], аналогичны структурному построению и алгоритму работы многочастотных БКС, предназначенных для оптимального сложения разнесенных по частоте сигналов, Отличия двух типов БКС заключаются в выборе средних частот используемых фильтров.

В одночастотных БКС, например, в каждом i-ом БКС 15_1-i или БКС 15_2-i из состава первой или второй групп из N БКС, которые подробно проанализированы выше, выбор средних частот канальных фильтров, узкополосных измерительных фильтров и фильтров результирующих колебаний производится из условий:

где - средние частоты узкополосных измерительных фильтров 20 БКС 15_1-i и БКС 15_2-i соответственно; - средние частоты канальных фильтров 17 БКС 15_1-i и БКС 15_2-i соответственно; ω_Pi и - средние частоты фильтров результирующих колебаний 23 БКС 15_1-i и БКС 15_2-i соответственно.

В многочастотном БКС, например, в каждом i-ом БКС 15_3-i из состава третьей группы из N дополнительных БКС, выбор средних частот узкополосных измерительных фильтров и фильтров результирующих колебаний производится из условий:

где ω_фi1 и ω_фi2 - средние частоты первого и второго узкополосных измерительных фильтров 20₁ и 20₂ БКС 15_3-i соответственно; ω_Pi и средние частоты фильтров результирующих колебаний 23 БКС 15_1-i и БКС 15_2-i соответственно, которые используются в качестве канальных фильтров для сигналов на входах БКС 15_3-1; ω_P-i - средняя частота фильтра результирующего колебания 23 БКС 153-i.

Работа приемного комплекта предлагаемой системы (до обработки принимаемых сигналов в дополнительных БКС 15_3-1, …, 15_3-N из состава третьей группы дополнительных БКС) в условиях отсутствия на входах радиоприемных устройств 10₁ и 10₂ флуктуационных или сосредоточенных по спектру радиопомех рассмотрена выше. В этих условиях на первые и вторые входы каждого дополнительного БКС_3-i из состава третьей группы дополнительных БКС будут поступать результирующие колебания суммируемых сигналов с выходов соответствующих двух БКС_1-i и БКС_2-i определяемые выражениями (16) и (16') соответственно.

Таким образом, принимаемые радиоприемными устройствами 10_i и 10₁ образцы сигналов без помех нормируются в каждом БКС_1-i и БКС_2-i по уровню в каждом узле фазирования с помощью нормирующих усилителей 18 до средних уровней, амплитуда каждого из которых равна U_CH и далее подвергаются оптимальному когерентному сложению. Выходные результирующие сигналы каждой пары БКС_1-i и БКС_2-i со средней амплитудой каждого, равной поступают на соответствующие входы дополнительного БКС_3-i, где они снова нормируются до среднего уровня U_CH.

Соответственно на выходе каждого БКС_3-i, появится результирующий сигнал, аналогичный выражению (16), который поступает на вход соответствующего канального демодулятора блока канальных демодуляторов 11. При этом каждый канальный демодулятор блока демодуляторов 11 формирует двоичную последовательность без ошибок (без искажений двоичных символов), и с выхода параллельно-последовательного преобразователя 12 будет поступать результирующая двоичная последовательность также без ошибок, которая после декодирования в декодере 13, поступает получателю сообщений 14.

Для доказательства преимущества предлагаемой системы связи - достижения более высокой помехоустойчивости по отношению к помехоустойчивости известной системы связи [5] - прототипа, проведем оценку сравниваемых систем по помехоустойчивости при воздействии аддитивной сосредоточенной по спектру канальной помехи (ССКП).

Проанализируем сначала работу i-го БКС 15_1-i (фиг. 1) из состава, например, первой группы из N BKC 15_1-1, …, 15_1-N при приеме РПУ 10₁ и 10₂ соответствующих образцов напряжений i-го канального сигнала и i-ой аддитивной сосредоточенной по спектру канальной помехи (ССКП), излучаемой в эфир сторонним (мешающим) радиопередающим устройством и представляющей собой гармоническое колебание на фиксированной частоте, попадающее в полосу пропускания Δf канальных фильтров 17 i-го БКС 15_1-i. Подобное колебание, имитирующее реальную ССКП, часто используется для проверки помехоустойчивости РПУ в целом и его составной части - демодулятора [6; 10].

Напряжения первого и второго образцов i-ой ССКП на выходах соответствующих канальных фильтров 17 первого и второго узлов фазирования 16₁ и 16₂ i-го БКС 15_1-i, действующих на любом интервале стационарности длительностью Δt, выбираемого в пределах временного отрезка Т (0≤t≤t₃) в соответствии с фиг. 3, можно представить в виде:

где U_1Пi, U_2Пi и ϕ_1Пi, ϕ_2Пi - амплитуды и фазы напряжений первого и второго образцов ССКП, являющиеся постоянными величинами в пределах интервала Δt, ω_Пi - угловая частота ССКП.

Таким образом, на выходе каждого из канальных фильтров 17 узлов фазирования i-го БКС 15_1-i будут действовать два колебания, определяемые выражениями (3), (19) и (4), (20) соответственно:

Аналитического выражения, описывающего с высокой точностью сумму двух колебаний типа (21) и (22) в технической литературе неизвестно. Однако, если учесть, что между этими колебаниях расстройка 1_Δω1=|ω_Ci - ω_Пi| является малой величиной по сравнению со средней круговой частотой (ω_Ci + ω_Пi)/2 и если предположить, что в пределах каждого интервала стационарности Δt функция угловой манипуляции θ_Ci(t) остается постоянной величиной, например, θ_Ci(t)=0, т.е. смены символов «0» или «1» не происходит, а может происходить только на границах интервала Δt, то каждое суммарное колебание (21) и (22) можно считать узкополосным процессом [11].

Для оценки помехоустойчивости приема i-го канального сигнала, которая характеризуется величиной соотношения напряжений сигнал/помеха на выходе i-го БКС 15_1-i, рассмотрим процесс приема соответствующих образцов сигнала и аддитивной ССКП на любом интервале стационарности Δt в пределах каждого из обозначенных на фиг. 3 отрезков времени.

1. Прием на любом интервале стационарности длительностью Δt, выбираемом в пределах первого отрезка времени T1 (0<t<t₁).

В соответствии с фиг. 3 на любом интервале Δt в пределах отрезка времени T1 на выходе канального фильтра 17 первого узла фазирования 16₁ i-го БКС 15_1-i амплитуда напряжения первого образца i-ой ССКП U_1Пi превышает амплитуды напряжений первых образцов канального сигнала U_1Ci и межканальной помехи U_1MПi, т.e. U_1Сi<U_1Пi>>U_1MПi. При этом амплитуда напряжения второго образца i-го канального сигнала U_2Ci на выходе канального фильтра 17 второго узла фазирования 16₂ i-го БКС 15_1-i превышает амплитуды напряжений вторых образцов ССКП U_2Пi и межканальной помехи U_2МП, т.е. U_2Пi<U_2Ci>>U_2MПi.

Огибающую U_1Тl(t) результирующего колебания (21), представляющего собой узкополосный процесс на любом интервале стационарности Δt пределах первого отрезка времени T1 можно с определенной степенью точности представить согласно [7, с. 119] в виде:

где M_1iT1=U_1Ci/U_1Пi - i-oe канальное соотношение амплитуд напряжений первых образцов сигнал/помеха на выходе канального фильтра 17 первого узла фазирования 16₁, Δω_i=ω_Ci - ω_1Пi/

При этом результирующее колебание (21) на входе нормирующего усилителя 18 первого узла фазирования 16₁ с учетом (23) будет иметь вид [7, с. 119]:

где θ_i (t)- функция, описывающая изменения фазы результирующего колебания с центральной частотой ССКП ω_Пi при U_1Пi>U_1Ci, θ - начальная фаза колебания.

Для второго узла фазирования 16₂ огибающую U_2iT1 узкополосного процесса (22) на входе нормирующего усилителя 18 аналогично (23) можно представить в виде:

где - i-ое канальное соотношение амплитуд напряжений вторых образцов помеха/сигнал на выходе канального фильтра 17 второго узла фазирования 16₂. Результирующее колебание узкополосного процесса (22) с учетом (25) будет иметь вид [11]:

где - функция, описывающая изменения фазы результирующего колебания с центральной частотой сигнала ω_Ci, при - начальная фаза колебания.

Из (24) и (26) следует, что на каждом интервале стационарности Δt в пределах отрезка времени T1 средние значения амплитуд результирующих колебаний на входах нормирующих усилителей 18 узлов фазирования 16₁ и 16₂ с учетом максимального и минимального значений переменной величины cosΔω_it будут иметь вид:

Учитывая, что система АРУ нормирующего усилителя 18 каждого из узлов фазирования 16₁ и 16₂ реагирует на среднее значение амплитуды входного колебания, то в соответствии с (15) и с учетом (27) амплитуда нормированного результирующего колебания на выходе усилителя 18 первого узла фазирования 16₁ будет равна:

Здесь К₁ - значение коэффициента передачи нормирующего усилителя 18 первого узла фазирования 16₁, при котором его выходной уровень нормируется системой АРУ до известной величины U_CH.

Из (29) определим величину K₁ на интервале стационарности Δt в пределах отрезка T1 при М_1iT1<1:

Используя принцип суперпозиции выходной продукт первого перемножителя 19 первого узла фазирования 16₁ в этом случае будет иметь вид:

Здесь первое слагаемое можно представить аналогично выражению (7):

При этом измерительный фильтр 20 первого узла фазирования 16₁, выделит из суммы двух колебаний только гармоническое колебание с центральной частотой этого фильтра , которое по аналогии с (8) и с учетом (30) можно представить в виде:

Второе слагаемое в (31) будет иметь вид:

Из рассмотрения (34) следует, что в первом перемножителе 19 гармоническое колебание помехи U_1Пi(t) преобразуется в два колебания: на верхней несущей частоте ω_в=ω_Пi+ω_Pi и на нижней несущей частоте ω_н=ω_Пi - ω_Pi. Спектральные составляющие первого колебания на несущей частоте ω_в намного выше центральной частоты ω_Фi измерительного фильтра 20 и легко им отсеивается, а вероятность попадания прицельной ССКП на несущей частоте ω_н в узкополосный измерительный фильтр с центральной частотой ω_фi=ω_Ci-ω_Pi мала. Поэтому реакцию измерительного фильтра 20 на ССКП можно не учитывать, соответственно выходное напряжение этого фильтра, определяющего «вес» суммарного напряжения канального сигнала и помехи на первом входе сумматора 22, будет иметь вид:

Используя принцип суперпозиции, выходной продукт второго перемножителя 21 первого узла фазирования 16₁ с учетом (35) будет иметь вид:

Первое слагаемое в (36), определяет напряжение первого образца канального сигнала на выходе второго перемножителя 21 первой ветви фазирования 16₁. По аналогии с (10) и с учетом (30) и (35) это слагаемое можно записать в виде:

Учитывая, что первое слагаемое в (37) отсеивается при дальнейшей фильтрации, будем учитывать только второе слагаемое на первом входе сумматора 22, характеризующее напряжение первого образца канального сигнала:

Второе слагаемое в (36) определяет напряжение ССКП на первом входе сумматора 22. С учетом (19), (30) и (35) это слагаемое будет иметь вид:

По аналогии с (37) в (39) будем учитывать только второе слагаемое на первом входе сумматора 22, характеризующего напряжение первого образца ССКП:

где

Аналогичные операции выполним и для определения результирующего колебания на втором входе сумматора 22.

В этом случае на том же интервале стационарности Δt среднее значение амплитуды нормированного результирующего колебания на выходе нормирующего усилителя 18 второго узла фазирования 16₂ с учетом (15) и (28) будет равно:

Здесь K₂ - значение коэффициента передачи нормирующего усилителя 18 второго узла фазирования 16₂. Из (41) определим величину К₂:

Используя принцип суперпозиции, выходной продукт первого перемножителя 19 второго узла фазирования 16₂ в этом случае будет иметь вид:

Здесь первое слагаемое, характеризующее напряжение второго образца i-го канального сигнала первого группового сигнала на выходе первого перемножителя 19 второго узла фазирования 16₂, которое по аналогии с (32) можно представить в виде:

При этом измерительный фильтр 20 второго узла фазирования 16₂, выделит только гармоническое колебание с центральной частотой этого фильтра которое по аналогии с (9) и с учетом (42) можно представить в виде:

Второе слагаемое в (43), характеризующее напряжение помехи на выходе первого перемножителя 19 второго узла фазирования 16₂ будет иметь вид:

Аналогично ранее рассмотренному выражению (35), реакцию измерительного фильтра 20 на ССКП можно не учитывать. Таким образом, выходное напряжение измерительного фильтра 20 при приеме смеси канального сигнала и ССВП будет определять «вес» суммарного напряжения канального сигнала и помехи на втором входе сумматора 22:

Используя принцип суперпозиции на выбранном интервале стационарности Δt, выходной продукт второго перемножителя 21 второго узла фазирования 16₂ будет иметь вид:

Первое слагаемое в (48), определяет напряжение второго образца i-го канального сигнала первого группового сигнала на выходе второго перемножителя 21 второго узла фазирования 16₂. По аналогии с (37) и с учетом (42) и (47) это слагаемое можно записать в виде:

Как и ранее, в (49) будем учитывать только второе слагаемое на втором входе сумматора 22, характеризующее напряжение второго образца канального сигнала:

Второе слагаемое в (48) определяет напряжение помехи на втором входе сумматора 22. С учетом (42) и (47) это слагаемое будет иметь вид:

По аналогии с (39), в (51) будем учитывать только второе слагаемое на втором входе сумматора 22, характеризующего напряжение ССКП:

где

В сумматоре 22 амплитуды первого и второго образцов канального сигнала первого группового сигнала, определяемые выражениями (38) и (50), складываются алгебраически как синфазные колебания. Результирующее напряжение канального сигнала на выходе i-го БКС 15_1-i, реализующего оптимальное когерентное сложение образцов этого сигнала, будет иметь вид:

Амплитуды напряжений образцов ССКП, определяемые выражениями (40) и (52), в сумматоре 22 складываются геометрически, как колебания с одной и той же частотой и различными фазами: Результирующее напряжение ССКП на выходе i-го БКС 15_1-i будет равно [8]:

где амплитуда результирующего напряжения ССКП;

Определим среднее значение амплитуды результирующего напряжения ССКП.

С учетом максимального и минимального значений величины cos(ψ₂ - ψ₁) характеризующей разность фаз между напряжениями двух образцов ССКП, которая на каждом интервале стационарности Δt, может принимать конкретное произвольное значение, при этом среднее значение величины U_POПiT1 (Δψ) будет равно:

при условии, что М_1iT1>R_2iT1, или

Результирующее канальное соотношение средних значений результирующих амплитуд напряжений сигнал/помеха на выходе i-го БКС 15_1-i (на входе i-го канального демодулятора блока канальных демодуляторов 11) при оптимальном когерентном сложении разнесенных образцов i-го канального сигнала на любом интервале стационарности Δt, выбираемом в пределах отрезка времени T1 (0<t<t₁) в соответствии с фиг. 3 и с учетом (53) и (55) будет равно:

Или с учетом (56):

2. Прием на любом интервале стационарности длительностью Δt, выбираемом в пределах второго отрезка времени T2 (t₁<t<t₂).

В данном случае в пределах отрезка времени T2 имеют место неравенства: 1)

При этом, не трудно показать, что напряжение первого образца канального сигнала на первом входе сумматора 22 по аналогии с выражением (50) запишется в виде:

Аналогичным образом запишется напряжение второго образца канального сигнала на втором входе сумматора 22:

В сумматоре 22 средние значения амплитуд первого и второго образцов канального сигнала первого группового сигнала, определяемые выражениями (59) и (60), складываются алгебраически как синфазные колебания. При этом напряжение результирующего канального сигнала на выходе i-го БКС 15_1-i будет иметь вид:

Кроме того, не трудно показать, что напряжение первого образца ССКП на первом входе сумматора 22 по аналогии с выражением (52) будет иметь вид:

где

Здесь, как и ранее, имеется ввиду, что каждая из величин принимает конкретное численное значение на каждом выбираемом интервале стационарности длительностью Δt в пределах временного интервала Т2 (t₁<t<t₂).

Аналогичный вид будет иметь и напряжение второго образца ССКП на втором входе сумматора 22:

где

Амплитуды напряжений образцов ССКП, определяемые выражениями (62) и (63), в сумматоре 22 складываются геометрически. Результирующее напряжение ССКП на выходе i-го БКС 15_i аналогично выражению (54) и будет равно:

где - амплитуда результирующего напряжения ССКП;

Определим среднее значение амплитуды результирующего напряжения ССКП (64). С учетом максимального и минимального значений величины характеризующей разность фаз между напряжениями двух образцов ССКП, которая может изменяться произвольным образом от интервала к интервалу, каждый длительностью Δt в пределах временного интервала Т2, среднее значение величины будет аналогично выражению (56) равно:

или:

Таким образом, при ведении радиосвязи на любом интервале стационарности Δt в пределах отрезка времени Т2 результирующее канальное соотношение средних амплитуд сигнал/помеха на выходе i-го БКС 15_1-i или на входе г-го канального демодулятора блока канальных демодуляторов 11, при оптимальном когерентном сложении разнесенных образцов i-го канального сигнала с учетом (61) и (65) будет равно:

при

Или с учетом (66):

3. Прием на любом интервале стационарности длительностью Δt, выбираемом в пределах отрезка времени Т3 (t₂<t<t₃).

В данном случае в пределах временного интервала Т3 имеют место неравенства:

1) и 2)

Таким образом, условия приема суммарного напряжения сигнала и ССКП на интервале Т3 фактически аналогичны условиям приема на интервале T1 и отличаются в основном тем, что на входах узлов фазирования 16₁ и 16₂ соотношения напряжений сигнал/помеха и помеха/сигнал, каждое из которых меньше единицы, поменялись местами. Соответственно с учетом идентичности узлов фазирования результирующее канальное соотношение средних амплитуд напряжений сигнал/помеха на выходе i-го БКС 15_1-i по аналогии с (57) будет равно:

Или аналогично (58):

Таким образом, приведенные выше выражения позволяют производить оценку результирующих канальных соотношений сигнал/помеха (ССКП) на выходе любого i-го блока оптимального сложения разнесенных образцов i-го канального сигнала каждой из сравниваемых систем связи в зависимости от исходного канального соотношения сигнал/помеха на выходе линейного тракта каждого из РПУ сравниваемых систем связи.

Расчетные данные соотношений H_Pionm для БКС_1-i, вычисленных по формулам (57), (67), (68), (69), (83), (84) при различных значениях величин U_1Ci, U_1Пi, U_2Сi, U_2Пi, фиксируемых в относительные моменты времени t в соответствии с фиг. 3.а, приведены в таблице 1.

Второй групповой сигнал (фиг. 2, б), излучаемый второй передающей антенной 7₂ преимущественно вертикальной поляризации, аналогичен групповому сигналу, излучаемому первой антенной 7₁ преимущественно горизонтальной поляризации (фиг. 2, а). Отличие состоит в том, что несущая частота второго однополосного сигнала смещена по частоте относительно частоты первого однополосного сигнала на величину Δf/2 (несколько десятков герц), на эту же величину смещены и канальные частоты относительно канальных частот f₂…f_N. Поэтому характер замираний амплитуд напряжений образцов i-го канального сигнала на частоте второго группового сигнала можно считать примерно таким же, что и характер замираний амплитуд U_1Ci и U_2Ci напряжений образцов i-го канального сигнала на частоте f_i первого группового сигнала.

Предположим, что и характер замираний амплитуд напряжений образцов ССКП, попадающих в i-е канальные полосы частот (канальных фильтров 17) со средней частотой второго группового сигнала примерно совпадает с характером замираний амплитуд U_1Пi и U_2Пi напряжений образцов ССКП, попадающих в i-e канальные полосы частот (канальных фильтров 17) со средней частотой f_i первого группового сигнала. Такая ситуация вполне допустима на практике при одновременном воздействии двух ССКП, попадающих в полосы частот канальных фильтров БКС 15_1-i и БКС 15₂-i.

Таким образом, на первом и втором входах дополнительного i-го БКС 15_3-i из состава третьей группы дополнительных БКС будут действовать одинаковые результирующие соотношения напряжений сигнала и ССКП с выходов БКС 15_1-i и БКС 15_2-i из состава первой и второй групп БКС в соответствии со значениями H_Pionm из таблицы 1 и значениями из таблицы 2, в которой приведены аналогичные расчетные данные соотношения вычисленных по тем же формулам для второго группового сигнала при различных значениях входных напряжений фиксируемых в относительные моменты времени t в соответствии с фиг. 3.

Из анализа таблиц 1 и 2 следует, что при различных значениях величин фиксируемых в относительные моменты времени t в соответствии с фиг. 3, результирующие соотношения сигнал/помеха как на выходе БКС_1-i (H_Pionm>1), так и на выходе БКС_2-i больше единицы. Таким образом, при каждом результирующем соотношении сигнал/помеха как на выходе БКС_1-i, так и выходе БКС_2-i, напряжение сигнала превышают соответствующее напряжения ССКП По упрощенной модели характера замираний (фиг. 3) такое результирующее соотношение сигнал/помеха на входах любого БКС (в том числе и на входах i-го дополнительного БКС_3-i) соответствует приему на любом интервале стационарности длительностью Δt в пределах гипотетического интервала времени, в данном случае, типа второго отрезка времени Т2 (t₁<t<t₂) в соответствии с фиг. 3. В этом случае для вычисления результирующего соотношения сигнал/помеха (с сохранением ранее принятых условных обозначений) на выходе i-го дополнительного БКС_3-i необходимо использовать следующие формулы, изложенные в подразделе 2:

Или с учетом (66):

Для i-го БКС_1-i из состава первой группы БКС поступающие на первый и второй входы напряжения сигналов и ССКП в виде соотношений и , которые определяются следующим образом: и

Однако для i-го дополнительного БКС 15_3-i из состава третьей группы дополнительных БКС эти величины должны определяются в следующем виде:

1) что означает, что на первый вход БКС 15_3-i одновременно поступают ССКП уровнем, равным единице, и сигнал уровнем, равным H_Pionm. Для БКС_3-i уровни H_Pionm. определены в таблице 1 при различных отсчетах времени Т;

2) что означает, что на второй вход БКС 15_3-i одновременно поступают ССКП уровнем, равным единице, и сигнал уровнем, равным Для БКС_3-i уровни определены в таблице 2 при различных отсчетах времени Т;

Поскольку , то и . Расчетные значения соотношений сигнал/помеха H_PionmT2 на выходе БКС_3-i, рассчитанные по формуле (67) приведены в таблице 2. Аналогичные результаты значений можно получить на выходе любого другого i-го дополнительного БКС_3-i из состава третьей группы дополнительных БКС при соответствующих уровнях сигналов и ССКП на входах БКС_3-i.

Таким образом, выражение (67) позволяют производить оценку соотношений сигнал/помеха на выходе любого i-го i-го дополнительного БКС_3-i из состава третьей группы дополнительных БКС. Расчетные данные выходного соотношения сигнал/помеха для i-го дополнительного БКС_3-i при различных значениях величин а также соотношений фиксируемых в относительные моменты времени / в соответствии с фиг. 3, приведены в таблице 2.

Расчетные данные величины Н_PionmТ2 из таблицы 2 наглядно показывают существенное преимущество предлагаемого изобретения по помехоустойчивости по отношению к помехоустойчивости известной системы связи [5] - прототипа при воздействии аддитивной сосредоточенной по спектру канальной помехи (ССКП) за счет синфазного (алгебраического) сложения напряжений образцов сигнала и геометрического сложения напряжений образцов помехи в условиях упрощенной модели характера замираний амплитуд образцов сигналов и помех, приведенных на рис. 3. Очевидно, что за счет различных видов сложения образцов сигнала и помех, выигрыш по помехоустойчивости будет достигаться и при воздействии аддитивных флуктуационных помех.

Однако при сравнении величин H_PionmT2 и необходимо знать критическое (пороговое) значение соотношения сигнал/помеха на входе каждого демодулятора сравниваемых систем, ниже которого происходит сбой его работы (вероятность ошибки Р_ош двоичного символа на его выходе лавинообразно возрастает вблизи величины Н_кр. Полагая, что канальные демодуляторы сравниваемых систем связи идентичны, то величина Н_кр, для каждого из них должна быть одинаковой, т.е.

Численное значение величины Н_кр для промышленного демодулятора телеграфных сигналов определяется экспериментально, например, для демодулятора (блок Б5-72) из состава РПУ 3-го поколения Р-160П [10] составляет Н_кр<1,66 для режимов работы ЧТ и Н_кр<2 для режимов ОФТ при скорости работы до V=1/Т=500 бит/с.

Выигрыш по помехоустойчивости предлагаемой системы связи по отношению к прототипу ориентировочно можно определить в виде соотношения максимального значения величины из таблицы к соответствующему значению величины

Величина Q показывает: во сколько раз в известной системе связи по отношению к предлагаемой системе связи должны быть увеличены на выходах двух РПУ соответствующие уровни U_1Ci, U_2Ci и уровни каждого i-го канального сигнала первого и второго OFDM - групповых сигналов (рис. 2, а, б) или уменьшены уровни образцов ССКП для того, чтобы в известной системе связи качество приема двоичного сигнала первого и второго OFDM - групповых сигналов было не хуже качества приема двоичного сигнала предлагаемой системы связи.

В заключении следует отметить, что реализация предлагаемого изобретения - помехоустойчивой системы декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных, позволит существенно повысить помехоустойчивость приема двоичной информации как при мешающем воздействии аддитивных сосредоточенных по спектру радиопомех, так и флуктуационных помех за счет передачи дискретной информации посредством двух групповых сигналов в пределах полосы телефонного канала и оптимального когерентного сложения принимаемых образцов канальных сигналов, несущих одну и ту же двоичную информацию в составе соответствующих образцов групповых сигналов, по отношению к известным системам декаметровой радиосвязи.

Источники информации:

1. Кловский Д.Д. Теория передачи сигналов. Учебник для вузов. М.: Связь. 1973. 376 с.

1. Финк Л.М. Теория передачи дискретных сообщений. М.: Советское радио. 1970. 728 с.

2. Кловский Д.Д., Николаев Б.И. Инженерная реализация радиотехнических схем (в системах передачи дискретных сообщений в условиях межсимвольной интерференции). М.: Связь. 1975. 200 с.

3. Киселев A.M., Махотин В.В., Рыжов Н.Ю., Шаталова Г.В. Способ реализации высокоскоростного параллельного модема // Техника радиосвязи. 2006. Вып. 11. С. 5-15.

5. Система декаметровой радиосвязи с высокоскорстной передачей данных: пат.2608569 Рос. Федерация / Шадрин Б.Г., Боганков Б.С. и др. Заявл. 27.05.2015; опубл. 23.01.2016. Бюл. №3.

6. Н.А. Сартасов, В.М. Едвабный, В.В. Грибин Коротковолновые магистральные радиоприемные устройства. М.: Связь. 1971. 288 с.

7. Г.З. Айзенберг, С.П. Белоусов, Э.М. Журбенко, Г.А. Клигер, А.Г. Курашов Коротковолновые антенны / Под редакцией Г.З. Айзенберга. - 2-е, перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1985. - 536 с.

8. М.В. Назаров, Б.И. Кувшинов, О.В. Попов. Теория передачи сигналов. М.: Связь. 1970. - 368.

9. М.П. Долуханов. Распространение радиоволн. М.: Связь. 1972. - 336 с.

10. Березовский В.А., Дулькейт И.В., Савицкий O.K. Современная декаметровая радиосвязь: оборудование, системы и комплексы / Под ред. В.А. Березовского. - М: Радиотехника. 2011. - 444 с.

11. И.С. Гоноровский Радиотехнические цепи и сигналы. Учебник для вузов. Изд. 3-е, перераб. и доп. М: Сов. радио. 1977. - 608 с.

12. Бронштейн И.Н., Семендяев К.А. Справочник по математике. М: Физ.-матем. литературы. 1962. - 608 с.

Изобретение относится к радиосвязи. Техническим результатом является повышение помехоустойчивости приема двоичной информации при воздействии аддитивных сосредоточенных по спектру канальных помех за счет передачи дискретной информации посредством двух групповых сигналов в пределах полосы телефонного канала и оптимального когерентного сложения принимаемых образцов канальных сигналов, несущих одну и ту же двоичную информацию в составе соответствующих образцов групповых сигналов. Технический результат достигается тем, что в помехоустойчивой системе декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных, содержащей передающий комплекс и приемный комплекс, в передающем комплексе входы второго блока N канальных манипуляторов дополнительно подключены к соответствующим выходам последовательно-параллельного преобразователя аналогично входам первого блока N канальных манипуляторов, а в приемный комплекс дополнительно введена третья группа из N дополнительных БКС с порядковыми номерами от 1 до N, при этом каждый дополнительный БКС из состава третьей группы из N БКС с порядковым номером i содержит два узла фазирования, первый из которых содержит последовательно соединенные нормирующий усилитель, вход которого является входом первого узла фазирования и первым входом дополнительного БКС с порядковым номером i, первый перемножитель, первый измерительный фильтр и второй перемножитель, другой вход которого дополнительно подключен к выходу нормирующего усилителя, а второй узел фазирования содержит последовательно соединенные нормирующий усилитель, вход которого является входом второго узла фазирования и вторым входом дополнительного БКС с порядковым номером i, первый перемножитель, второй измерительный фильтр и второй перемножитель, другой вход которого дополнительно подключен к выходу нормирующего усилителя, выход второго перемножителя каждого узла фазирования соединен с соответствующим входом сумматора, выход которого соединен с входом фильтра результирующего колебания, выход которого, являющийся выходом дополнительного БКС с порядковым номером i, соединен через нормирующий усилитель результирующего колебания с другим входом первого перемножителя каждого узла фазирования, выход каждого БКС из состава первой группы из N БКС с порядковым номером i и выход каждого БКС из состава второй группы из N БКС с аналогичным порядковым номером i подключены соответственно к первому и второму входам соответствующего дополнительного БКС из состава третьей группы из N дополнительных БКС с таким же порядковым номером i, а выход каждого дополнительного БКС с порядковым номером i подключен к входу соответствующего канального демодулятора с таким же порядковым номером i блока N канальных демодуляторов. 3 ил., 2 табл.

Помехоустойчивая система декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных, содержащая передающий комплекс, содержащий последовательно соединенные источник сообщений, кодер и последовательно-параллельный преобразователь, выходы которого соединены с соответствующими входами первого блока N канальных манипуляторов, состоящего из N однотипных канальных манипуляторов с порядковыми номерами от 1 до N, выход которого соединен с последовательно соединенными первым радиопередающим устройством и первой передающей антенной, и второй блок N канальных манипуляторов, аналогичный первому блоку N канальных манипуляторов, выход которого соединен с последовательно соединенными вторым радиопередающим устройством и второй передающей антенной, а также приемный комплекс, который содержит первую и вторую приемные антенны, выходы которых соединены с входами соответствующих двух радиоприемных устройств, две группы блоков когерентного сложения сигналов (БКС), состоящие из N БКС каждая, и блок N канальных демодуляторов, состоящий из N однотипных канальных демодуляторов с порядковыми номерами от 1 до N, выходы которого соединены с соответствующими входами параллельно-последовательного преобразователя, выход которого соединен с последовательно соединенными декодером и получателем сообщений, один вход каждого БКС из состава первой группы из N БКС с порядковыми номерами от 1 до N и один вход каждого БКС из состава второй группы из N БКС с аналогичными порядковыми номерами от 1 до N объединен с выходом одного радиоприемного устройства, а другой вход каждого БКС из состава первой и второй групп из N БКС каждая объединен с выходом другого радиоприемного устройства, каждый БКС из состава первой и второй групп из N БКС каждая с порядковым номером i (i=1, 2, …, N) содержит два узла фазирования, каждый из которых содержит последовательно соединенные канальный фильтр, вход которого является входом узла фазирования и соответствующим входом БКС с порядковым номером i, нормирующий усилитель, первый перемножитель, измерительный фильтр и второй перемножитель, другой вход которого дополнительно подключен к выходу нормирующего усилителя, выход второго перемножителя каждого узла фазирования соединен с соответствующим входом сумматора, выход которого соединен с входом фильтра результирующего колебания, выход которого, являющийся выходом БКС, через нормирующий усилитель результирующего колебания соединен с другим входом первого перемножителя каждого узла фазирования, отличающаяся тем, что в передающем комплексе входы второго блока N канальных манипуляторов дополнительно подключены к соответствующим выходам последовательно-параллельного преобразователя аналогично входам первого блока N канальных манипуляторов, а в приемном комплексе дополнительно введена третья группа из N дополнительных БКС с порядковыми номерами от 1 до N, при этом каждый дополнительный БКС из состава третьей группы из N БКС с порядковым номером i содержит два узла фазирования, первый из которых содержит последовательно соединенные нормирующий усилитель, вход которого является входом первого узла фазирования и первым входом дополнительного БКС с порядковым номером i, первый перемножитель, первый измерительный фильтр и второй перемножитель, другой вход которого дополнительно подключен к выходу нормирующего усилителя, а второй узел фазирования содержит последовательно соединенные нормирующий усилитель, вход которого является входом второго узла фазирования и вторым входом дополнительного БКС с порядковым номером i, первый перемножитель, второй измерительный фильтр и второй перемножитель, другой вход которого дополнительно подключен к выходу нормирующего усилителя, выход второго перемножителя каждого узла фазирования соединен с соответствующим входом сумматора, выход которого соединен с входом фильтра результирующего колебания, выход которого, являющийся выходом дополнительного БКС с порядковым номером i, соединен через нормирующий усилитель результирующего колебания с другим входом первого перемножителя каждого узла фазирования, выход каждого БКС из состава первой группы из N БКС с порядковым номером i и выход каждого БКС из состава второй группы из N БКС с аналогичным порядковым номером i подключены соответственно к первому и второму входам соответствующего дополнительного БКС из состава третьей группы из N дополнительных БКС с таким же порядковым номером i, а выход каждого дополнительного БКС с порядковым номером i подключен к входу соответствующего канального демодулятора с таким же порядковым номером i блока N канальных демодуляторов.