СХЕМА ВОЗБУЖДЕНИЯ СВЕТОИЗЛУЧАЮЩЕГО ДИОДА, СВЕТОДИОДНАЯ СХЕМА И СПОСОБ ВОЗБУЖДЕНИЯ Российский патент 2019 года по МПК H05B33/08 

Область техники, к которой относится изобретение

Это изобретение относится в общем к средствам освещения на основе светоизлучающих диодов, которые, в частности, совместимы с технологиями освещения на основе регулируемого входного напряжения. Эта концепция не только используется в средствах освещения на основе светоизлучающих диодов, но и может быть использована в других приложениях, таких, как промышленные источники питания, потребительская электроника, и т.д.

УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ

В этом описании и формуле изобретения термин «LED» будет употребляться для обозначения и органических, и неорганических светоизлучающих диодов (LED), а это изобретение может быть применено к обеим категориям. LED представляют собой осветительные приборы, возбуждаемые током. Их возбуждение осуществляется с помощью средства возбуждения (драйвера) LED, которое подает желаемый ток на LED.

Требуемый ток, который нужно подать, является разным для разных осветительных приборов и для разных конфигураций осветительного прибора. Самые современные средства возбуждения LED спроектированы обладающими достаточной универсальностью, так что их можно использовать для широкой номенклатуры разных осветительных приборов и для некоторого диапазона количеств осветительных приборов.

Схемы импульсных источников питания и схемы преобразователей с переходными процессами в дросселе (RCC, ringing choke converter) широко используются в частности, как схемы возбуждения светоизлучающих диодов (LED) и зарядные устройства ввиду их низкой стоимости. Однако они не находят широкого применения в приложениях, которые требуют высоких эксплуатационных характеристик. Конструкции схем преобразователей с переходными процессами в дросселе, которые дают высокий коэффициент мощности, низкий суммарный коэффициент гармонических искажений (THD, total harmonic distortion) и приемлемую стабилизацию выходного напряжения, одновременно сложны и трудны в проектировании. Схемы RCC, которые достигают высокого коэффициента мощности и низкого THD, известны. Однако такие схемы обладают стабилизацией выходного напряжения, которая неудовлетворительна, потому что изменяющееся входное напряжение оказывает значительное влияние на выходное напряжение схемы возбуждения.

Известно оснащение таких схем преобразователей с переходными процессами в дросселе средством управления пиковым током. Эти схемы RCC имеют пиковый ток, который в типичном случае фиксируется опорным напряжением. На фиг. 1 показана примерная схема RCC со средством управления фиксированным пиковым током. Предел тока в рамках примерной схемы RCC воплощается посредством считывающего резистора R8 и транзистора Q2, который потребляет ток базы транзистора Q1, когда ток через считывающий резистор R8 генерирует напряжение, большее, чем напряжение база-эмиттер (V_бэ) транзистора Q2.

В документах WO 2010106375 и EP 2381742 A2 описан блок обнаружения отсечки фазы, предназначенный для обнаружения состояния отсечки фазы входной мощности и - в свою очередь - использования состояния отсечки фазы для управления блоком преобразования мощности. Конкретнее, мощность возбуждения изменяется в соответствии с состоянием отсечки фазы входной мощности. Это не относится к эксплуатационным характеристикам THD, которые требуют, чтобы кривая мощности возбуждения соответствовала по фазе кривой входной мощности: например, на пике входной мощности мощность возбуждения тоже является высокой. В документе US 2014/117964 A1 описан повышающий преобразователь, в котором ток нагрузки регулируется посредством мониторинга тока нагрузки и тока в повышающем индукторе L1.

Сущность изобретения

Вместе с тем, хотя схемы RCC повышают эксплуатационные характеристики стабилизации выходного напряжения, схемы RCC с управлением пиковым током в таких схемах дают значительно сниженные эксплуатационные характеристики коэффициента мощности и THD. Помимо этого, такие схемы RCC с фиксированным пиковым током обладают неудовлетворительной электромагнитной совместимостью, поскольку ограничение пикового тока вносит дифференциальный ток во входной ток, и это означает, что ток нагрузки ограничивается седловидной формой, а входной ток остается постоянным из-за балласта, поэтому входной конденсатор будет воспринимать разность токов и вызывать большой резонансный скачок на входном конденсаторе. В частности, эта проблема касается воплощения таких схем возбуждения в T-LED приложениях.

Было бы выгодно обеспечить пиковый ток преобразователя, соответствующий форме сигнала входной мощности, тем самым способствуя повышению THD и коэффициента мощности (КМ). Было бы также выгодно, если бы такие эксплуатационные параметры могла обеспечить простая и дешевая схема.

Техническое решение, посвященное вышеупомянутой проблеме, охарактеризовано формулой изобретения.

В соответствии с вариантом осуществления изобретения, предложена схема возбуждения, в одном из подходящих ее приложений предназначенная для возбуждения светодиодного устройства, содержащая: вход для приема входной мощности; входной конденсатор для буферизации входной мощности; импульсный преобразователь мощности для подачи тока возбуждения, обуславливаемого буферизованной входной мощностью; ограничитель тока, подключенный к импульсному преобразователю мощности, причем конфигурация ограничителя тока обеспечивает управление импульсным преобразователем мощности для обеспечения тока возбуждения на пределе нагрузки возбуждения, при этом ограничитель тока содержит управляемый переключатель, конфигурация которого обеспечивает управление импульсным преобразователем мощности за счет срабатывания переключателя (Q1) мощности импульсного преобразователя мощности; и управляющий элемент, конфигурация которого обеспечивает измерение изменения входной мощности, при котором управляющий элемент подключен к управляемому переключателю, и регулирование управляемого переключателя на основе изменения входной мощности таким образом, что конфигурация ограничителя тока обеспечивает регулирование предела нагрузки возбуждения на основе изменения входной мощности, причем упомянутый управляющий элемент содержит токоизмерительный элемент, подсоединенный последовательно в линии между входным конденсатором и входом.

В этом варианте осуществления, изменение входной мощности измеряется токоизмерительным элементом, поскольку входной конденсатор выдает информацию об изменении входной мощности. Таким образом, получаемый в дешевой и простой схеме пиковый ток преобразователя может соответствовать форме сигнала мощности.

В дополнительном варианте осуществления, упомянутый токоизмерительный элемент выполнен с возможностью измерения скорости изменения напряжения входной мощности. Входной конденсатор генерирует ток, который пропорционален производной - dv/dt - входного напряжения, и этот ток течет через токоизмерительный элемент. В свою очередь, в дешевой и простой схеме можно снимать показания скорости изменения напряжения входной мощности.

В дополнительном варианте осуществления, ограничитель тока подключен к токоизмерительному элементу (R1), а его конфигурация обеспечивает увеличение предела нагрузки возбуждения, когда скорость изменения входной мощности является низкой, и его конфигурация обеспечивает уменьшение предела нагрузки возбуждения, когда скорость изменения входной мощности является высокой. В этом варианте осуществления, входная мощность обычно имеет синусоидальную форму сигнала: в фазе ноль градусов, напряжение является наименьшим и имеет наибольшую скорость изменения, так что при этом мгновенный предел нагрузки возбуждения уменьшается для согласования малого тока возбуждения с наименьшим напряжением; на пике входного напряжения, скорость изменения оказывается сниженной до нуля, а предел нагрузки возбуждения, в свою очередь, увеличивается для согласования высокого тока возбуждения с пиковым напряжением. Таким образом, предел нагрузки возбуждения изменяется в обратном направлении по отношению к изменению (производной первого порядка) входного напряжения, и поэтому он может соответствовать входному напряжению. Что нужно отметить, так это то, что термины «малая» и «большая» предназначены для описания сравнения относительных величин скоростей изменения, а не для описания абсолютного значения скоростей изменения.

В одном варианте осуществления, импульсный преобразователь мощности может содержать преобразователь вызывного тока с дросселем.

Таким образом, эти примеры обеспечивают дешевый преобразователь с малым количеством компонентов.

В одном варианте осуществления, управляемый переключатель можно эксплуатировать с возбуждением эмиттера, причем токоизмерительный элемент содержит резистор, подсоединенный последовательно между входом низкого потенциала и входным конденсатором, а клемма токового выхода управляемого переключателя подключена к клемме заземления через резистор и ко входу низкого потенциала, один конец входного конденсатора соединен с «землей», управляющая клемма управляемого переключателя подключена к клемме заземления через токоизмерительный элемент ограничителя тока, по которому течет ток возбуждения, а клемма токового входа управляемого переключателя подключена к управляющей клемме импульсного преобразователя мощности.

В этом варианте осуществления, клемма токового выхода управляемого переключателя имеет потенциал, который находится в фазе со входным напряжением, вследствие чего управляемый переключатель потребляет ток с управляющей клеммы импульсного преобразователя мощности, изменяя знак изменений входного напряжения на противоположный. Кроме того, использование резистора в качестве токоизмерительного элемента является малозатратным.

В альтернативном варианте осуществления, управляемый переключатель можно эксплуатировать с возбуждением базы. Резистор подсоединен последовательно между входом низкого потенциала и входным конденсатором, вход низкого потенциала соединен с «землей», а управляющая клемма управляемого переключателя подключена к «земле» и входу низкого потенциала через резистор и подключена к одному концу входного конденсатора.

В этом варианте осуществления, управляющая клемма управляемого переключателя имеет потенциал, который находится в противофазе с входным напряжением, поэтому управляемый переключатель потребляет ток с управляющей клеммы импульсного преобразователя мощности, изменяя величину потребления в направлении, обратном изменениям входного напряжения.

В дополнительном варианте осуществления, упомянутая управляющая клемма развязана от тока возбуждения. В этом варианте осуществления, в фазе 0-90 градусов ток возбуждения ограничен ограничителем тока в соответствии с фазой входного напряжения, а в фазе 90-180 градусов входное напряжение уменьшается и обеспечивает подачу меньшего тока на управляющую клемму импульсного преобразователя мощности, тем самым ограничивая ток возбуждения. В общем случае, схема без обратной связи и без средств обнаружения тока возбуждения обеспечивается при малых затратах.

В одном варианте осуществления, управляемый переключатель представляет собой транзистор, а клемма токового выхода управляемого переключателя представляет собой эмиттер транзистора. В альтернативном варианте, управляемый переключатель может представлять собой полевой транзистор со структурой «металл - оксид - полупроводник» (полевой МОП-транзистор), а клемма токового выхода управляемого переключателя представляет собой исток полевого МОП-транзистора. В примерах, приведенных в нижеследующем описании, в качестве возможного управляемого переключателя описан транзистор. Управляющий элемент в таких примерах выполнен с возможностью приложения смещения к эмиттеру транзистора или базе транзистора в соответствии с изменением напряжения входной мощности. Следовательно, можно смещать напряжение эмиттера и достигать высокого коэффициента мощности и низкого суммарного коэффициента гармонических искажений. Получаемые при этом коэффициент мощности и THD являются повышенными на управляющем элементе за счет использования транзистора в качестве ограничителя тока без смещения.

Вход может содержать вход высокого потенциала и вход низкого потенциала и может дополнительно содержать входной конденсатор между входом высокого потенциала и входом низкого потенциала, а также между входом и импульсным преобразователем мощности.

Управляющий элемент может содержать резистор, подсоединенный последовательно между входом низкого потенциала и входным конденсатором, причем клемму токового выхода управляемого переключателя можно подсоединить к входу низкого потенциала и к клемме заземления через резистор, a управляющую клемму управляемого переключателя можно подсоединить к клемме заземления через токоизмерительный элемент ограничителя тока, по которому течет ток возбуждения, и клемму токового входа управляемого переключателя можно подключить к управляющей клемме импульсного преобразователя мощности. Клемма токового входа управляемого переключателя может быть коллектором транзистора. Управляющая клемма управляемого переключателя может быть базой транзистора. В альтернативном варианте, управляемый переключатель воплощен посредством МОП-транзистора. Клемма токового входа управляемого переключателя может быть стоком МОП-транзистора. Управляющая клемма управляемого переключателя может быть затвором МОП-транзистора.

Таким образом, резистор компенсирует опорное напряжение за счет генерирования потенциала между входом отфильтрованного низкого потенциала и управляющей клеммой управляемого переключателя, причем клемма токового выхода управляемого переключателя дополнительно подключена ко входу низкого потенциала. А именно, обеспечивается смещение опорного напряжения между управляющей клеммой и клеммой токового выхода управляемого переключателя.

Управляющий элемент может содержать диод, параллельный резистору и подсоединенный последовательно между входом низкого потенциала и входным конденсатором, а упомянутый диод направлен от входного конденсатора ко входу низкого потенциала.

Таким образом, диод в иллюстрируемых примерах поддерживает схему работающей нормально даже тогда, когда происходит большой скачок тока через резистор смещения. Иными словами, конденсатор фиксирует потенциал входного резистора.

Схема возбуждения может дополнительно содержать контроллер стабилизации выходного напряжения, а конфигурация контроллера стабилизации выходного напряжения может обеспечивать измерение напряжения входной мощности и приложение смещения к управляющей клемме управляемого переключателя на основе напряжения входной мощности за счет обеспечения на управляющей клемме напряжения смещения, которое увеличивается, когда увеличивается напряжение входной мощности.

Таким образом, приемлемая стабилизация выходного напряжения достигается в примерах за счет управления ограничителем тока с целью опережения порога отключения импульсного преобразователя мощности.

Контроллер стабилизации выходного напряжения может содержать резистор смещения на управляющей клемме, находящийся между вспомогательным источником питания и управляющей клеммой управляемого переключателя, причем вспомогательный источник питания основан на напряжении входной мощности, при этом схема возбуждения дополнительно содержит дроссель-индуктор, подсоединенный последовательно с переключателем мощности импульсного преобразователя мощности, и вспомогательную обмотку, подключенную к упомянутому дросселю-индуктору, причем упомянутая вспомогательная обмотка выполнена с возможностью обеспечения вспомогательного источника питания.

Таким образом, ток, подаваемый посредством входа отфильтрованного высокого потенциала на управляющую клемму управляемого переключателя, реализует приемлемую стабилизацию выходного напряжения. Это происходит потому, что когда входное линейное напряжение является высоким, напряжение вспомогательного источника питания увеличивается. Высокое напряжение вспомогательного источника питания увеличивает ток управляющей клеммы управляемого переключателя. Тогда увеличение тока управляющей клеммы управляемого переключателя, в свою очередь, опережает включение управляемого переключателя и, в свою очередь, опережает момент отключения импульсного преобразователя мощности, подключенного к управляемому переключателю, и понижает пиковый ток, чтобы сбалансировать энергию высокого линейного напряжения.

В дополнительном варианте осуществления, схема возбуждения может дополнительно содержать диод, направленный от управляющей клеммы ограничителя тока к управляющей клемме переключателя мощности импульсного преобразователя мощности. Этот диод предназначен для фиксации низкого напряжения на управляющей клемме ограничителя тока в случае отключения переключателя мощности импульсного преобразователя мощности, тем самым предотвращая срабатывание ограничителя тока даже перед включением переключателя мощности и гарантируя возможность включения переключателя мощности.

Осветительная цепь может содержать описываемую здесь схему возбуждения и светодиодное устройство, подключенное к импульсному преобразователю мощности схемы возбуждения, и при этом схема возбуждения содержит сглаживающий конденсатор, параллельный светодиодному устройству.

В соответствии со вторым аспектом изобретения, предложен способ возбуждения светодиодного устройства, заключающийся в том, что: принимают входную мощность; подают ток возбуждения с помощью импульсного источника питания, обуславливаемого буферизованной входной мощностью; буферизуют входную мощность входным конденсатором; ограничивают ток возбуждения на пределе нагрузки возбуждения с помощью ограничителя тока, управляя импульсным источником питания, причем управляемый переключатель управляет импульсным источником питания; измеряют изменение входной мощности управляющим элементом, подключенным ко входному конденсатору с помощью резистора, подсоединенного последовательно в линии между входным конденсатором и входной мощностью; и регулируют управляемый переключатель, управляющий импульсным источником питания, на основе изменения входной мощности таким образом, что конфигурация ограничителя тока обеспечивает регулирование предела нагрузки возбуждения на основе изменения входной мощности.

В дополнительном варианте осуществления, измерение изменения входной мощности включает в себя использование резистора, подсоединенного последовательно в линии между входным конденсатором и входной мощностью, вследствие чего ток через входной конденсатор, характеризующий скорость изменения напряжения входной мощности, протекает через упомянутый резистор и образует соответствующее напряжение на резисторе.

В дополнительном варианте осуществления, подача тока возбуждения включает в себя подачу тока с помощью преобразователя вызывного тока с дросселем, а ограничение тока возбуждения включает в себя увеличение предела нагрузки возбуждения, когда скорость изменения напряжения входной мощности является низкой, и уменьшение предела нагрузки возбуждения, когда скорость изменения напряжения входной мощности является высокой.

В одном варианте осуществления, управляемый переключатель является транзистором, а клемма токового выхода управляемого переключателя является эмиттером транзистора. В альтернативном варианте, управляемый переключатель может быть полевым МОП-транзистором, а клемма токового выхода управляемого переключателя является истоком полевого МОП-транзистора.

Подача тока возбуждения может включать в себя подачу тока с помощью преобразователя для дросселя вызывного тока.

Прием входной мощности может включать в себя прием выпрямленного сигнала мощности, потребляемой от сети. Прием входной мощности может включать в себя прием со входа высокого потенциала и входа низкого потенциала, причем входной конденсатор находится между входом высокого потенциала и входом низкого потенциала, и между входом и импульсным преобразователем мощности.

Измерение изменения входной мощности управляющим элементом может включать в себя изменение входной мощности резистором, расположенным так, что он подсоединен последовательно между входом низкого потенциала и входным конденсатором, и при этом способ дополнительно предусматривает подключение токового выхода управляемого переключателя ко входу низкого потенциала и к клемме заземления через резистор, подключение управляющей клеммы управляемого переключателя к клемме заземления через токоизмерительный элемент ограничителя тока, по которому протекает ток возбуждения, и подключение токового входа управляемого переключателя к управляющей клемме импульсного преобразователя мощности.

Клемма токового входа управляемого переключателя может быть коллектором транзистора. Управляющая клемма управляемого переключателя может быть базой транзистора. В альтернативном варианте, управляемый переключатель воплощают посредством полевого МОП-транзистора. Клемма токового входа управляемого переключателя может быть стоком полевого МОП-транзистора. Управляющая клемма управляемого переключателя может быть затвором полевого МОП-транзистора.

Способ может дополнительно предусматривать шунт перегрузки, воплощаемый посредством диода, параллельного резистору, подсоединенному последовательно между входом низкого потенциала и входным конденсатором, а упомянутый диод направлен от входного конденсатора ко входу низкого потенциала.

Способ может дополнительно предусматривать измерение потенциала входной мощности и приложение смещения к управляющей клемме управляемого переключателя на основе потенциала входной мощности с целью управления стабилизацией выходного напряжения согласно потенциалу возбуждения.

Приложение смещения к управляющей клемме управляемого переключателя может предусматривать размещение резистора смещения базы между вспомогательным источником питания и управляющей клеммой управляемого переключателя, причем вспомогательный источник питания обусловлен потенциалом входной мощности.

Эти и другие аспекты изобретения станут очевидными из описываемого далее варианта (описываемых здесь далее вариантов) осуществления и будут пояснены с его (их) помощью.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ

Теперь будет приведено подробное описание примеров изобретения со ссылками на прилагаемые чертежи, при этом:

на фиг.1 показана примерная известная схема возбуждения RCC LED с фиксированным пиковым током;

на фиг.2 показаны сигналы среднего тока и тока транзисторов примерной известной схемы возбуждения RCC LED с фиксированным пиковым током;

на фиг.3 показаны сигналы потенциала входного конденсатора известной схемы возбуждения RCC LED с фиксированным пиковым током;

на фиг.4 показана примерная схема возбуждения RCC LED с фиксированным пиковым током в соответствии некоторыми вариантами осуществления;

на фиг.5 показаны сигналы тока и потенциала примерной схемы возбуждения RCC LED с фиксированным пиковым током;

на фиг.6 и 7 показаны примерные встраивания фильтров электромагнитных помех в рамках вариантов осуществления изобретения;

на фиг.8 показан альтернативный вариант осуществления изобретения, в котором управляющий элемент подключен к управляющей клемме переключателя в ограничителе тока; и

на фиг.9 показана кривая входного напряжения и V_бэ управляющего элемента.

ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ ВАРИАНТОВ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ

Описываемые здесь варианты осуществления обеспечивают схему возбуждения, в одном из подходящих ее приложений предназначенную для возбуждения светодиодного устройства. Описываемая здесь схема возбуждения содержит вход для приема входной мощности и входной конденсатор для буферизации входной мощности. Помимо этого, схема возбуждения содержит импульсный преобразователь мощности, конфигурация которого обеспечивает подачу тока возбуждения со входа. С импульсным преобразователем связан ограничитель тока, подключенный к импульсному преобразователю мощности. Конфигурация ограничителя тока обеспечивает управление импульсным преобразователем мощности для ограничения тока возбуждения на пределе нагрузки возбуждения. Описываемый здесь ограничитель тока содержит управляемый переключатель, конфигурация которого обеспечивает управление импульсным преобразователем мощности. Кроме того, схема возбуждения содержит управляющий элемент, конфигурация которого обеспечивает измерение изменения входной мощности. В вариантах осуществления, управляющий элемент подключен к управляемому переключателю, а его конфигурация обеспечивает регулирование потенциала на клемме управляемого переключателя на основе изменения входной мощности. Таким образом, конфигурация ограничителя тока может обеспечить регулирование предела тока нагрузки на основе изменения входной мощности. Управляющий элемент содержит резистор, подсоединенный последовательно в линии между входным конденсатором и входом.

В качестве возможного управляемого переключателя в нижеследующем описании приводится транзистор. Поэтому в нижеследующем описании управляющая клемма управляемого переключателя является базой транзистора, клемма токового входа управляемого переключателя является коллектором транзистора, а клемма токового выхода управляемого переключателя является эмиттером транзистора. Вместе с тем, должно быть ясно, что в некоторых вариантах осуществления применим любой подходящий управляемый переключатель или элемент, успешно выполняющий функцию переключения. Например, управляемый переключатель в некоторых вариантах осуществления является PNP-транзистором, а не описываемым здесь NPN-транзистором. Помимо этого в некоторых вариантах осуществления управляемый переключатель может быть воплощен по технологии полевых транзисторов, например, может быть таким, как полевой МОП-транзистор, при этом управляющая клемма управляемого переключателя является затвором полевого МОП-транзистора, клемма токового входа управляемого переключателя является стоком полевого МОП-транзистора, а клемма токового выхода управляемого переключателя является истоком полевого МОП-транзистора.

Как дополнительно описывается здесь ниже, в силу вышеизложенного, управляющий элемент выполнен с возможностью приложения смещения к клемме транзистора в соответствии с изменением входной мощности. Таким образом, предлагаемая схема может позволить достичь улучшенных эксплуатационных характеристик коэффициента мощности и суммарного коэффициента гармонических искажений по схеме возбуждения, содержащей управляющий элемент, использующий ограничитель несмещенного тока транзистора, такой, как описываемый здесь. Вот почему, если обеспечивается прохождение тока из балласта через переключатель мощности, уровни тока высоки, поскольку предел тока при этом тоже высок, вследствие чего входной конденсатор не заряжается до чересчур большой высокой величины заряда.

Должно быть ясно, что описываемый здесь импульсный преобразователь мощности содержит схему преобразователя для дросселя вызывного тока. Вместе с тем, с помощью описываемых здесь принципов можно использовать любую подходящую схему импульсного преобразователя мощности. Например, для понижающего преобразователя или повышающего преобразователя с ограничителем тока, варианты осуществления изобретения применимы для регулирования предела ограничителя тока в соответствии с изменением входной мощности.

Помимо этого, в нижеследующих вариантах осуществления вход содержит вход высокого потенциала (где ток втекает) и вход низкого потенциала (где ток вытекает) и дополнительно содержит входной конденсатор в качестве буферного конденсатора между входом высокого потенциала и входом низкого потенциала, а также между входом и импульсным преобразователем мощности. Следует понять, что в некоторых вариантах осуществления термины «высокий потенциал» и «низкий потенциал» являются относительными и характеризуются по отношению к имеющей положительную величину разности потенциалов (по отношению к условному нулевому потенциалу или потенциалу «земли») и что аналогичные принципы и схемы применим к схемам, характеризуемым по отношению к имеющей отрицательную величину разности потенциалов.

На фиг.1 показана возможная известная схема возбуждения RCC LED с фиксированным пиковым током. Описываемая здесь типичная схема RCC с управлением по пиковому току представляет собой известную схему возбуждения LED. Вместе с тем, хотя эти типы схем и дают приемлемые эксплуатационные характеристики стабилизации выходного напряжения, они дают неудовлетворительные или неприемлемые эксплуатационные характеристики коэффициента мощности (КМ) и суммарного коэффициента гармонических искажений (THD).

Примерная схема возбуждения содержит первую или входную часть 5, которая получает ток из первичного источника питания (такого, как 230 В или 115 В) переменного тока (известного и под другим названием - сетевой источник питания) на дифференциальных входах 1, 3 и генерирует подходящее напряжение на входах высокого и низкого потенциала для части 7 импульсного преобразователя мощности.

Следовательно, входная часть 5 выпрямляет мощность источника питания переменного тока, преобразуя ее с выпрямленную мощность или мощность постоянного тока или DC, которая проходит в часть 7 импульсного преобразователя мощности. В примере, показанном на фиг.1, входная часть 5 содержит диодный выпрямитель или мост (DB1, DB2, DB3, DB4), диоды которого генерируют выпрямленное двухполупериодное выходное напряжение.

Между входной частью 5 и частью 7 импульсного преобразователя мощности находится входной конденсатор C2, подключенный между входами высокого и низкого потенциала. Входной конденсатор C2 в некоторых вариантах осуществления является конденсатором емкостью 200 нФ. Функция входного конденсатора C2 заключается, например, в сглаживании - в качестве буферного конденсатора - выпрямленного напряжения постоянного тока.

Помимо этого, схема возбуждения содержит часть 7 импульсного преобразователя мощности (в этой схеме представляющего собой RCC), которая преобразует входную мощность в высокочастотный ток возбуждения для питания LED, показанного на фиг.1 как LED1. Часть 7 импульсного преобразователя мощности (или RCC) в некоторых вариантах осуществления содержит транзистор Q1, который подключен к первой цепочке, обуславливающей его смещение. Первая цепочка содержит резистор R4, подключенный между входом высокого потенциала и базой транзистора Q1, диод D2, подключенный между базой транзистора Q1 и входом низкого потенциала и направленный к базе транзистора Q1 (иными словами, катод диода в этом случае подключен к базе транзистора Q1), резистор R6, подключенный между базой транзистора Q1 и конденсатором C4, конденсатор C4, подключенный между резистором R6 и первой клеммой индуктора L3, и индуктор L3, подключенный между второй клеммой конденсатора C4 и входом низкого потенциала. Иными словами, диод D2 подключен параллельно совокупности последовательно соединенных резистора R6, конденсатора C4 и индуктора L3.

Коллектор транзистора Q1 также подключен к диоду D1. Диод D1 направлен ко входу высокого потенциала (или потенциала шины) и имеет конфигурацию, которая обеспечивается анодом, подключенным к коллектору транзистора Q1, и катодом, подключенным к входу высокого потенциала.

Часть 7 RCC дополнительно содержит дроссель-индуктор L2, конфигурация которого обеспечивается подключением одной клеммы к коллектору транзистора Q1, а другой клеммы - к цепочке, содержащей совокупность параллельно соединенных нагрузочного конденсатора C3 и нагрузки - светоизлучающего диода LED1. Конфигурация нагрузочного конденсатора C3 такова, что обеспечивает его расположение между другой клеммой дросселя-индуктора L2 и входом высокого потенциала. Нагрузка LED1, выполненная в виде светоизлучающего диода и соединенная параллельно с нагрузочным конденсатором C3, находится между второй клеммой (и направлена к ней) дросселя-индуктора L2 и входом высокого потенциала (и подключена к нему анодом).

Схема возбуждения дополнительно содержит ограничитель 9 пикового тока в виде транзистора Q2 и резисторы R2 и R8. Эмиттер транзистора Q1 также подключен к резистору R8. Резистор R8 при этом находится между эмиттером транзистора Q1 и входом низкого потенциала (или клеммой заземления). Конфигурация транзистора Q2 обеспечивается коллектором транзистора Q2, подключенным к базе транзистора Q1, эмиттером транзистора Q2, подключенным ко входу низкого потенциала (или клемме заземления), и базой транзистора Q2, подключенный к эмиттеру транзистора Q1 через резистор R2. Ток, протекающий через резистор R8, а также транзистор Q1, ограничивается значением, образующим на резисторе R8 потенциал, равный порогу отпирания транзистора Q2, а именно, напряжению V_бэ транзистора Q2. Таким образом и ограничивается ток транзистора, текущий через переключатель Q1 мощности.

Ограничитель 9 пикового тока, хотя и ограничивающий ток и поэтому дающий приемлемые эксплуатационные характеристики стабилизации выходного напряжения, вносит во входной ток первую производную тока, -di/dt, которая приводит к созданию большого резонансного скачка на входном конденсаторе C2.

Это можно показать, например, по отношению к сигналам на фиг.2, где показан сигнал 103 среднего выходного тока, текущего в преобразователь, вместе с сигналом 101 тока транзистора (Q1), причем сигнал 101 тока представляет собой сигнал огибающей (показан в неявном виде). Как можно заметить, когда сигнал 101 тока транзистора ограничен, что показано плоскими верхушками сигналов, напряжение нагрузки тоже постоянно, поскольку постоянно прямое напряжение LED, и поэтому мощность нагрузки постоянна. Задаваясь синусоидальным входным напряжением с положительной дугой, подаваемым в преобразователь, отмечаем, что сигнал среднего входного тока, подаваемого в преобразователь, демонстрирует отраженную отрицательную составляющую, создаваемую составляющей -di/dt во входном токе, подобной сигналу седловидной формы, что и приводит к постоянной мощности. Вместе с тем, балласт перед выпрямительным мостом или балластный индуктор поддерживает постоянный ток. Иными словами, когда постоянный балластный ток из балласта ограничивается при прохождении переключателя мощности ввиду ограничения тока в импульсном преобразователе мощности в этот момент, дифференциальный или избыточный ток, отображающий разницу между постоянным балластным током и имеющим седловидную форму входным током, потечет во входной конденсатор, и конденсатор зарядится до некоторого большего значения заряда.

Эта зарядка входного конденсатора показана на фиг.3, где сигнал напряжения на входном конденсаторе C2 демонстрирует большой скачок.

Что касается фиг.4, то здесь показана возможная схема возбуждения RCC LED с фиксированным пиковым током в соответствии некоторыми вариантами осуществления. Схема возбуждения, показанная на фиг.4, отличается от схемы возбуждения, показанной на фиг.1, по меньшей мере, тем, что схема возбуждения содержит управляющий элемент 301, конфигурация которого обеспечивает измерение изменения входной мощности. Помимо этого, управляющий элемент 301 подключен к эмиттеру токоограничивающего транзистора (аналогичного транзистору Q2 на фиг.1 и показанного на фиг.4 как транзистор Q3) и имеет конфигурацию, которая обеспечивает регулирование или смещение напряжение эмиттера (потенциала относительно «земли») транзистора Q3 на основе изменения входной мощности. Таким образом, конфигурация ограничителя тока обеспечивает регулирование предела нагрузки возбуждения на основе изменения входной мощности, иными словами, осуществляется смещение напряжения эмиттера ограничителя тока, что дает выходное напряжение с приемлемой стабилизацией выходного напряжения, а также высокий коэффициент мощности и низкий суммарный коэффициент гармонических искажений. Управляющий элемент 301 в некоторых вариантах осуществления содержит резистор R1, находящийся между входом низкого потенциала и входным конденсатором C2. Помимо этого, должно быть ясно что в демонстрируемых здесь примерах входной конденсатор C2 находится между входом высокого потенциала и входом низкого потенциала, а связь происходит через управляющий элемент 301. В этих вариантах осуществления эмиттер транзистора Q3 подключен ко входу низкого потенциала и через резистор R1 - к клемме заземления, база транзистора Q3 подключена к клемме заземления через токоизмерительный элемент ограничителя тока - резистор R8, по которому протекает ток возбуждения, а коллектор транзистора подключен к управляющей клемме импульсного преобразователя мощности - базе транзистора Q1.

Иными словами, управляющий элемент 301 находится между входным конденсатором C2 и низким входным потенциалом, генерируемым входной частью (диодным мостом) и частью ограничителя тока, а эмиттер транзистора подключен не к низкому потенциалу импульсного преобразователя мощности, а к низкому входному потенциалу.

Следовательно, конфигурация резистора R1 обеспечивает измерение изменения входного напряжения и использование сигнала, характеризующего изменение напряжения смещения эмиттера транзистора Q3.

Входной конденсатор C2 прикладывает функцию dv/dt входного напряжения, а ток через входной конденсатор C2 пропорционален производной входного напряжения. Поскольку в иллюстрируемом варианте осуществления этот ток протекает через резистор R1 справа налево, напряжение V_R1 на резисторе R1 пропорционально взятой с минусом производной входного напряжения.

Порог напряжения, который включает транзистор Q3, - это величина V_бэ+V_R1 (где V_бэ - это собственное падение напряжения от базы к эмиттеру транзистора Q3), которая его включает.

Следовательно, в случае, если токоизмерительный резистор R8 генерирует напряжение, которое равно V_бэ+V_R1, транзистор Q3 начнет проводить и будет потреблять ток базы из транзистора Q1. А именно пиковый ток I_пик, протекающий через резистор R8, должен удовлетворять выражению I_пик×R₈≈V_бэ+V_R1.

Это показано, например, на фиг.5, где иллюстрируются сигнал 401 потенциала или напряжения (V_С2) входного конденсатора, первоначальное опорное напряжение (V_{Q3_бэ}) 403, потенциал (V_R1) 405 резистора управляющего элемента и потенциал V(_Q3-б) 407, который составляет V_{Q3_бэ}+V_R1. Иными словами, как показано на фиг.5, первоначальный потенциал база-эмиттер для транзистора Q3 есть величина постоянная (когда транзистор включен), и этот первоначальный потенциал в сущности является порогом отпирания, V_бэ, транзистора (Q3). Напряжение или потенциал V_R1 405 показывает, что когда сигнал 401 входного напряжение имеет переходный пик, потенциал V_R1 имеет спад, что необходимо для поддержания мощности постоянной, как описано выше.

На переднем фронте напряжения входной мощности, а также на конденсаторе C2, амплитуда является малой, но производная dv/dt является большой, так что V_R1 является отрицательным с большой амплитудой, а величина V_бэ+V_R1, в свою очередь, является наименьшей. При такой малой величине V_бэ+V_R1, как показанная на кривой 407, ток возбуждения через резистор R8 должен включать управляющий элемент Q3 раньше, чтобы тот потреблял больший ток с базы переключателя Q1 мощности, и поэтому ток возбуждения уменьшается или оказывается малым.

Когда входное напряжение увеличивается по синусоидальному закону, производная dv/dt уменьшается, и поэтому напряжение V_R1 увеличивается. Величина V_бэ+V_R1 увеличивается, а ток возбуждения увеличивается в фазе со входным напряжением.

Когда входное напряжение увеличивается до пикового значения, производная dv/dt в общем случае является нулевой, а напряжение V_R1 почти равно нулю. Величина V_бэ+V_R1 увеличивается, а ток возбуждения тоже оказывается большим и находится в фазе с высоким входным напряжением.

Это делает пиковый ток транзистора Q1 соответствующим форме сигнала входного напряжения, тем самым давая возможность улучшить THD и КМ.

Когда входное напряжение снова уменьшается, напряжение V_R1 возвращается к положительным значениям, а величина V_бэ+V_R1 продолжает уменьшаться. Но ток возбуждения по-прежнему уменьшается, поскольку база переключателя мощности получает меньший ток базы из-за уменьшения входного напряжения. Таким образом, ток возбуждения по-прежнему в фазе со входным напряжением.

Помимо этого, в некоторых вариантах осуществления управляющий элемент 301 дополнительно содержит диод D4, соединенный параллельно с резистором управляющего элемента и направленный от входного конденсатора ко входу низкого потенциала (иными словами, расположенный так, что его катод подключен ко входу низкого потенциала). В некоторых вариантах осуществления конфигурация диода D4, соединенного параллельно с резистором управляющего элемента, обеспечивает фиксацию напряжения на резисторе R1, вследствие чего схема поддерживается в нормальном режиме работы даже тогда, когда происходит большой скачок тока через резистор R1 (например, если схема подвергается воздействию скачка освещения или находится в ином аномальном состоянии).

Как показано на фиг.4, схема возбуждения дополнительно отличается от структуры схемы возбуждения на фиг.1 дополнительным резистором R3, находящимся между резистором R4 и входом высокого потенциала.

В схеме возбуждения, показанной на фиг.4, анод диода D2, одна клемма индуктора L3 и токоизмерительный элемент - резистор R8 - подключены к «земле» (а значит - к одной клемме управляющего элемента 301), иными словами - к низкому потенциалу или второй клемме входного конденсатора C2.

Схема возбуждения дополнительно содержит диод D3, анод которого соединен с индуктором L3, а катод соединен с конденсатором C1. Конденсатор C1 находится между катодом диода D3 и клеммой заземления. Конденсатор C1 заряжается индуктором L3, который подключен к индуктору L2 и конфигурация которого обеспечивает вспомогательный источник питания, V_СС.

Чтобы обеспечить приемлемую стабилизацию выходного напряжения даже при ограничении непостоянного тока возбуждения, схема возбуждения, как показано на фиг.4, в некоторых вариантах осуществления дополнительно содержит контроллер 303 стабилизации выходного напряжения. Контроллер 303 стабилизации выходного напряжения содержит резистор R5, находящийся между вспомогательным источником питания и базой ограничителя тока - транзистора Q3. Ток, подаваемый вспомогательным источником питания на резистор R5, в некоторых вариантах осуществления прикладывается с целью приложения смещения к базе транзистора Q3 для воплощения лучших эксплуатационных характеристик стабилизации выходного напряжения. Это улучшение происходит потому, что когда входное линейное напряжение является высоким, значение напряжения вспомогательного источника питания (V_CC) увеличивается, и поэтому увеличивается ток базы транзистора Q1. Увеличение тока базы транзистора Q1 опережает момент выключения источника импульсного питания на основе RCC. За счет опережения момента выключения, пиковый ток снижается, чтобы сбалансировать энергию, обеспечиваемую высокое линейное напряжение.

Для приложения, в котором I₀ = 150 мА, P₀ = 20 Вт, а V_вх = 220 В переменного тока, значение R1 можно выбрать составляющим примерно несколько Ом, а D1 может быть диодом с резким восстановлением, который имеет номинальные параметры 1 кВ, 1 A.

Следует отметить, что положение управляющего элемента 301 не ограничивается положением, показанным на фиг.4. Например, в некоторых вариантах осуществления управляющий элемент можно размещать в других подходящих положениях для обнаружения изменения входной мощности; например, управляющий элемент 301 может быть размещен на входе высокого потенциала и подключен к эмиттеру транзистора в надлежащем соединении.

На фиг. 6 и фиг.7 показано, как можно объединить фильтр электромагнитных помех (EMI) с вариантом осуществления изобретения. На фиг.6 показано, что фильтр EMI, содержащий конденсатор C0 и индуктор L0, можно разместить перед выпрямительным мостом. В альтернативном варианте, показанном на фиг.7, фильтр EMI, содержащий конденсатор C10 и индуктор L10, можно разместить между выпрямительным мостом и входным конденсатором C2. Конденсатор C10 подключен между входом высокого потенциала и «землей».

На фиг.8 показана альтернативная схема в еще одном варианте осуществления изобретения. Основным отличием схемы на фиг.8 от вышеупомянутой схемы является то, как резистор R1 соединен с управляющим элементом Q3. В вышеупомянутых схемах, смещение к управляющему элементу Q3 прикладывается на клемме его эмиттера, и происходит возбуждение эмиттера. В схеме, показанной на фиг.8, резистор R1 соединен с клеммой базы, конфигурация которой, в свою очередь, обеспечивает управляющий элемент Q3 с возбуждением базы.

Напряжение V_СС вспомогательного источника питания генерируется на основе напряжения входной мощности. Конкретнее, вспомогательная обмотка L3 генерирует напряжение, которое индуктируется из напряжения в первичной обмотке L2, которое зависит от напряжения входной мощности. Это напряжение на вспомогательной обмотке L3 сглаживается конденсатором C1 и обеспечивает напряжение V_СС вспомогательного источника питания. Обычно V_СС можно вычислять следующим образом:

.

Здесь N_всп - количество витков во вспомогательной обмотке L3, N_перв - количество витков в первичной обмотке L2, V_вх - входное напряжение, V_вых - выходное напряжение, V_пн_D3 - прямое напряжение диода D3, а V_R1 - падение напряжения на резисторе R1.

Напряжение V_СС является почти неизменным. В случае схемы, показанной на фиг.8, резисторы R5 и R11 образуют делитель напряжения, создающий смещение для транзистора с большим коэффициентом усиления по току, который также можно воплотить посредством пары Дарлингтона (транзисторы Q3 и Q5), как показано. Напряжение смещения, V_смещения, транзисторов Q3, Q5 (пары Дарлингтона) зависит от V_СС и величины сопротивления резисторов R5 и R11.

Таким образом, напряжение V_смещения является почти неизменным.

А напряжение V_бэ управляющего элемента Q1 можно выразить следующим образом:

V_бэ=V_{смещения} + V_R1(t).

Напряжение на резисторе R1 пропорционально производной входного напряжения, поскольку конденсатор C5 прикладывает функцию dv/dt. Конкретнее:

.

На фиг.9 показаны схематические кривые входного напряжения V_вх(t) и напряжения V_бэ(t). В точке Y напряжения входной мощности, амплитуда мала, а производная dv/dt велика, поэтому напряжение V_R1 велико и - в свою очередь - велико напряжение V_бэ(t). Такое высокое напряжение V_бэ, как показанное посредством точки А, должно включать управляющий элемент Q3 рано, чтобы он потреблял больший ток с базы переключателя мощности, и поэтому ток возбуждения уменьшается или снижается.

Когда входное напряжение увеличивается по синусоидальному закону, dv/dt уменьшается, вследствие чего V_R1 тоже уменьшается, как показано посредством участка В. V_бэ уменьшается, а ток увеличивается в фазе со входным напряжением.

Когда входное напряжение увеличивается до пикового значения, производная dv/dt в общем случае является нулевой, а напряжение V_R1 почти равно нулю, как показано посредством точки С. V_бэ уменьшается, а ток тоже оказывается большим и находится в фазе со входным напряжением.

Это делает пиковый ток транзистора Q1 соответствующим форме сигнала входного напряжения, тем самым давая возможность улучшить THD и КМ.

Когда входное напряжение снова уменьшается, напряжение V_бэ продолжает уменьшаться. А ток возбуждения по-прежнему уменьшается, поскольку база переключателя мощности получает меньший ток базы из-за уменьшения входного напряжения. Таким образом, ток возбуждения по-прежнему находится в фазе со входным напряжением.

Кроме того, как описано выше, в уравнении

V_СС также является функцией входного напряжения. Обычно V_СС - величина постоянная для некоторого номинального напряжения входной сети (независимо от изменения синусоидального сигнала входной сети). Но если номинальное значение входного линейного напряжения изменяется так, что увеличивается от номинального значения 220 В до номинального значения 240 или 260 В, то V_СС тоже увеличивается и - в свою очередь V_бэ увеличивается, снижая ток возбуждения, а это позволяет иметь желаемые эксплуатационные характеристики стабилизации выходного напряжения за счет выбора надлежащего отношения количества витков вторичной обмотки к количеству витков первичной обмотки и выбора надлежащих значений сопротивлений резисторов R5 и R11 смещения.

Резисторы R5 и R11 также можно заменить совокупностью резисторов и температурно-зависимых резисторов, таких, как резисторы с отрицательным температурным коэффициентом (ОТК) или положительным температурным коэффициентом (ПТК), для достижения желаемой температурной компенсации или температурной разрегулировки, если это потребуется.

Вышеупомянутый возможный вариант осуществления не ограничивается использованием понижающего преобразователя и легко применим к другим топологиям. Вариант осуществления изобретения охватывает использование резистора в линии между входным конденсатором и входом для измерения изменения входной мощности, а такое изменение используется управляющим элементом для придания конфигурации ограничителю тока.

Хотя изобретение проиллюстрировано на чертежах и подробно описано в вышеизложенном описании, такие иллюстрации и описание следует считать демонстрационными или возможными, а не ограничительными; изобретение не ограничивается описанным вариантом осуществления.

Например, можно применить изобретение в варианте осуществления, в котором ограничитель тока содержит больше одного управляемого переключателя, например, ограничитель тока содержит мост Дарлингтона, состоящий из двух или более управляемых переключателей. А преобразователь может быть основан на другом механизме колебаний вместо RCC, таком, как основанный на колебании под управлением микропроцессорного устройства управления.

Исходя из изучения чертежей, описания и формулы изобретения, специалисты в данной области техники смогут понять и внести другие изменения в предложенные варианты осуществления в процессе реализации изобретения на практике. В формуле изобретения слово «содержащий (-ая, -ее, -ие)» не исключает другие элементы или этапы, а признак единственного числа не исключает множество. Сам факт, что определенные меры приводятся во взаимно различных пунктах формулы изобретения, не означает, что нельзя с выгодой использовать совокупность этих мер. Все обозначения в формуле изобретения не следует считать ограничивающими объем его притязаний.

Изобретение относится к средствам освещения на основе светоизлучающих диодов, которые, в частности, совместимы с технологиями освещения на основе регулируемого входного напряжения. Техническим результатом является возможность обеспечить пиковый ток преобразователя, соответствующий форме сигнала входной мощности, тем самым способствуя повышению THD (total harmonic distortion) и коэффициента мощности. Результат достигается тем, что изобретением обеспечивается схема возбуждения, содержащая: вход для приема входной мощности; входной конденсатор (C2) для буферизации входной мощности; импульсный преобразователь мощности для подачи тока возбуждения, обуславливаемого буферизованной входной мощностью; ограничитель тока, подключенный к импульсному преобразователю мощности, причем ограничитель тока выполнен с возможностью управления импульсным преобразователем мощности для ограничения тока возбуждения на пределе нагрузки возбуждения, при этом ограничитель тока содержит управляемый переключатель (Q3), выполненный с возможностью управления импульсным преобразователем мощности; и управляющий элемент (301), выполненный с возможностью измерения изменения входной мощности, при этом управляющий элемент подключен к управляемому переключателю, и регулирование управляемого переключателя основано на изменении входной мощности таким образом, что ограничитель тока выполнен с возможностью регулирования предела нагрузки возбуждения на основе изменения входной мощности, причем упомянутый управляющий элемент содержит токоизмерительный элемент (R1), подсоединенный последовательно в линии между входным конденсатором (C2) и входом. 3 н. и 12 з.п. ф-лы, 9 ил.

1. Схема возбуждения, содержащая:

вход, выполненный с возможностью приема входной мощности;

входной конденсатор (C2), подключенный между высоким потенциалом и низким потенциалом входа и выполненный с возможностью буферизации входной мощности;

импульсный преобразователь мощности, выполненный с возможностью подачи тока возбуждения, обуславливаемого буферизованной входной мощностью;

ограничитель тока, подключенный к импульсному преобразователю мощности, причем ограничитель тока выполнен с возможностью управления импульсным преобразователем мощности для ограничения тока возбуждения на пределе нагрузки возбуждения, при этом ограничитель тока содержит управляемый переключатель (Q3), выполненный с возможностью управления импульсным преобразователем мощности посредством функционирования переключателя (Q1) мощности импульсного преобразователя мощности; и

управляющий элемент (301), выполненный с возможностью измерения изменения входной мощности, при этом управляющий элемент подключен к управляемому переключателю, и регулирование управляемого переключателя основано на изменении входной мощности таким образом, что ограничитель тока выполнен с возможностью регулирования предела нагрузки возбуждения на основе изменения входной мощности, причем упомянутый управляющий элемент содержит:

токоизмерительный элемент (R1), подсоединенный последовательно в линии между входным конденсатором (C2) и входом.

2. Схема возбуждения по п.1, в которой импульсный преобразователь мощности содержит преобразователь с переходными процессами в дросселе, и/или упомянутый токоизмерительный элемент (R1) выполнен с возможностью измерения скорости изменения напряжения входной мощности.

3. Схема возбуждения по п.1, в которой ограничитель тока подключен к токоизмерительному элементу (R1) и выполнен с возможностью увеличения предела нагрузки возбуждения, когда скорость изменения входной мощности является низкой, и выполнен с возможностью уменьшения предела нагрузки возбуждения, когда скорость изменения входной мощности является высокой.

4. Схема возбуждения по любому из пп.1, 2, в которой входной конденсатор (C2) находится между входом и импульсным преобразователем мощности.

5. Схема возбуждения по п.4, в которой токоизмерительный элемент содержит резистор (R1), подсоединенный последовательно между входом низкого потенциала и входным конденсатором (С2), а клемма токового выхода управляемого переключателя (Q3) подключена к клемме заземления через резистор (R1) и к входу низкого потенциала, причем один конец входного конденсатора (С2) соединен с заземлением, управляющая клемма управляемого переключателя (Q3) подключена к клемме заземления через токоизмерительный элемент (R8) ограничителя тока, по которому течет ток возбуждения, а клемма токового входа управляемого переключателя (Q3) подключена к управляющей клемме переключателя (Q1) мощности импульсного преобразователя мощности.

6. Схема возбуждения по п.4, в которой токоизмерительный элемент содержит резистор (R1), подсоединенный последовательно между входом низкого потенциала и входным конденсатором (С2), причем вход низкого потенциала соединен с заземлением, а управляющая клемма управляемого переключателя (Q3) подключена к заземлению и входу низкого потенциала через резистор (R1) и подключена к одному концу входного конденсатора (С2).

7. Схема возбуждения по п.6, в которой упомянутая управляющая клемма управляемого переключателя (Q3) изолирована от тока возбуждения.

8. Схема возбуждения по п.4, в которой управляющий элемент содержит диод (D4), параллельный резистору (R1) и подсоединенный последовательно между входом низкого потенциала и входным конденсатором (С2), а упомянутый диод направлен от входного конденсатора к входу низкого потенциала.

9. Схема возбуждения по любому из пп.1, 2 или 5, дополнительно содержащая контроллер стабилизации выходного напряжения, причем контроллер стабилизации выходного напряжения выполнен с возможностью:

измерения напряжения входной мощности;

получения напряжения смещения, которое увеличивается, когда увеличивается напряжение входной мощности; и

приложения смещения к управляющей клемме управляемого переключателя на основе напряжения входной мощности посредством обеспечения на управляющей клемме напряжения смещения.

10. Схема возбуждения по п.9, в которой контроллер стабилизации выходного напряжения выполнен с возможностью получения вспомогательного источника (V_СС) питания в качестве напряжения смещения и содержит резистор (R5) смещения на управляющей клемме, находящийся между вспомогательным источником (V_СС) питания и управляющей клеммой управляемого переключателя (Q3), причем вспомогательный источник (V_СС) питания основан на напряжении входной мощности,

при этом схема возбуждения дополнительно содержит:

дроссель-индуктор (L2), подсоединенный последовательно с переключателем мощности импульсного преобразователя мощности;

вспомогательную обмотку (L3), подключенную к упомянутому дросселю-индуктору (L2), причем упомянутая вспомогательная обмотка выполнена с возможностью обеспечивать вспомогательный источник (V_СС) питания.

11. Схема возбуждения по п.1, дополнительно содержащая диод (D9), направленный от управляющей клеммы ограничителя тока к управляющей клемме переключателя (Q1) мощности импульсного преобразователя мощности.

12. Осветительная цепь, содержащая:

схему возбуждения по любому из пп.1-11; и

светодиодное устройство (LED1), подключенное к импульсному преобразователю мощности схемы возбуждения, и при этом схема возбуждения содержит сглаживающий конденсатор (С3), параллельный светодиодному устройству (LED1).

13. Способ возбуждения электронной нагрузки, содержащий этапы, на которых:

принимают входную мощность;

буферизуют входную мощность посредством входного конденсатора (С2);

подают ток возбуждения с помощью импульсного источника питания, обуславливаемый буферизованной входной мощностью;

ограничивают ток возбуждения на пределе нагрузки возбуждения с помощью ограничителя тока, управляя импульсным источником питания, причем управляемый переключатель (Q3) управляет переключателем (Q1) мощности импульсного источника питания;

измеряют изменение входной мощности управляющим элементом (R1), подключенным к входному конденсатору (С2) с помощью резистора, подсоединенного последовательно в линии между входным конденсатором и входной мощностью; и

регулируют управляемый переключатель (Q3), управляющий импульсным источником питания, на основе изменения входной мощности таким образом, что ограничитель тока выполнен с возможностью регулирования предела нагрузки возбуждения на основе изменения входной мощности.

14. Способ по п.13, в котором ток через входной конденсатор (С2), указывающий на скорость изменения напряжения входной мощности, протекает через упомянутый резистор (R1) и формирует соответствующее напряжение на резисторе (R1).

15. Способ по п.13, в котором подача тока возбуждения включает в себя подачу тока с помощью преобразователя с переходными процессами в дросселе, и при этом ограничение тока возбуждения включает в себя увеличение предела нагрузки возбуждения, когда скорость изменения напряжения входной мощности является низкой, и уменьшение предела нагрузки возбуждения, когда скорость изменения напряжения входной мощности является высокой.