Двухдиапазонная антенна Российский патент 2020 года по МПК H01Q21/00 

Предлагаемая двухдиапазонная антенна (ДДА) относится к области антенной техники сверхвысоких частот (СВЧ) и может быть использована как самостоятельная, используемая отдельно, антенна, так и в качестве интегрированного излучающего модуля (ИМ) в печатных фазированных антенных решетках (ФАР) радиолокационных систем опознавания и наведения.

Актуальность разработки таких антенн обусловлена не снижающимися требованиями к антенным системам дипольного вида в отношении их согласования с выходными каскадами генераторов СВЧ, улучшения массогабаритных показателей, упрощения технологии компоновочных и регулировочных работ, а также в плане совмещения двух рабочих диапазонов частот в одной конструктивной единице (в одном ИМ). Для обеспечения предъявляемых ныне требований целесообразно разработать компактные двухдиапазонные антенны, пригодные для реализации по групповой технологии микроэлектроники и полосковых микросхем с высоким процентом выхода годных изделий.

Известна двухдиапазонная антенна, описанная в патенте США №6801168, H01Q 1/38, опубликованном 7 октября 2004 года. Эта антенна содержит тонкую прямоугольную диэлектрическую подложку с лицевой и обратной поверхностями, сплошной прямоугольный печатный проводник, два излучающих элемента с различными геометрическими размерами в форме повернутых прописных латинских букв "L", а также питающую микрополосковую линию. При этом сплошной прямоугольный проводник выполнен на части обратной поверхности подложки и соединен с одним из излучающих элементов, а питающая микрополосковая линия сформирована на лицевой поверхности подложки над сплошным проводником и соединена с другим излучающим элементом. В результате антенна характеризуется двумя рабочими частотами излучения/приема радиоволн.

Однако излучающие элементы описанной антенны в форме повернутых прописных букв "L" представляют собой монопольные излучатели, которые имеют меньшую степень линейности поляризации излучения, чем классические дипольные излучатели. Это обусловлено тем, что токи смещения, возникающие в окружающем пространстве вокруг монополя, локализованы между монополем и заземленной частью металлизации подложки, приводя (на основании закона сохранения полного тока) к появлению заметных токов проводимости в смежных с монополем участках заземленной металлизации. Наличие этих токов проводимости снижает коэффициент полезного действия антенны за счет возрастания джоулевых (тепловых) потерь в участках заземленной металлизации. В результате, по оценкам Заявителя, описанная антенна обеспечивает при использовании питающих коаксиальных кабелей с волновым сопротивлением ρ₀, равным 50 или 75 Ом, уровни входного коэффициента стоячей волны напряжения K_ст.U не лучше 1,6.

Таким образом, описанную двухдиапазонную антенну оправдано применять при приеме радиосигналов, когда ослабление принимаемого сигнала за счет отражений (K_ст.U≥1.6) может быть компенсировано в усилительном тракте радиоприемника.

Известна также ДДА (патент США №7088299 под названием "Multi-band antenna structure", H01Q 9/00, опубликованный 02.07.2005), представляющая собой ИМ, содержащий два дипольных излучающих элемента в форме прописной латинской буквы "Т", выполненных на обратной поверхности квадратной тонкой диэлектрической подложки. Основания обеих букв "Т" соединены гальванически за счет общей металлизации с заземленным печатным проводником, занимающем часть площади обратной поверхности подложки. Продольные щелевые зазоры в металлизации оснований букв "Т" ориентированы по диагонали квадратной подложки. Горизонтальные излучающие стороны букв "Т" (иными словами: половинки диполя) совпадают со сторонами подложки, в результате чего буква "Т" (то есть, диполь в целом) трансформируется в "стрелку" с углом острия "стрелки", равным 90°. В каждой половинке диполя симметрично выполнены из высокоомной (весьма узкой), свернутой в меандр линии передачи индуктивные элементы, суммарная площадь каждого из которых составляет (5-10)% площади половинки диполя, а поперечный размер не выходит за размер ширины проводника диполя.

На лицевой поверхности подложки выполнены две питающие и две вспомогательные микрополосковые линии, а также четыре прямоугольных печатных проводника с размерами, равными соответствующим габаритным размерам индуктивных элементов. Эти проводники расположены над упомянутыми индуктивными элементами, а потенциал этих проводников коммутируется p-i-n диодами. В результате изменяется электрическая длина половинок диполя, чем обеспечивается две частоты хорошего согласования диполя. Но поскольку излучающими элементами описанной антенны являются диполи, то, несмотря на реализацию в виде "стрелки" с 90-градусным острием, для обеспечения их симметрирования питающая и вспомогательная микрополосковые линии, выполненные на лицевой поверхности подложки, позиционируются определенным образом над соответствующими фрагментами букв "Т" (диполей), выполненных на обратной поверхности подложки. Для однозначного описания этого позиционирования следует, прежде всего, отметить, что основание буквы "Т" с продольным щелевым зазором в металлизации (но не в диэлектрике подложки!) представляет собой отрезок щелевой линии, один конец которого короткозамкнут заземленным печатным проводником, а второй конец - разомкнут. К обоим проводникам разомкнутого конца отрезка щелевой линии присоединяются половинки диполя, причем это соединение выполнено не пайкой, а в виде продолжения металлизации, реализованном в процессе формирования проводящего рисунка обратной поверхности подложки. Упомянутое моделирование (представление) основания буквы "Т" отрезком щелевой линии детально описано в работе: "Антенны и устройства СВЧ", под ред. Д.И. Воскресенского. - М.: Радио и связь, 1981, раздел 10.5, в котором приводится процедура проектирования печатного директорного излучателя с возбудителем, реализованном также в форме прописной латинской буквы "Т", но без ее трансформации в "стрелку".

В соответствии с этим моделированием получается, что питающая микрополосковая линия расположена над первым проводником отрезка щелевой линии, а вспомогательная микрополосковая линия расположена над вторым проводником упомянутого отрезка щелевой линии. При этом питающая и вспомогательная линии имеют одинаковую ширину и параллельны оси щелевого зазора между проводниками щелевой линии. Длина вспомогательной линии примерно равна длине щелевого зазора, а длина питающей линии ограничена только габаритом подложки, если питание к диполю подводится коаксиальным кабелем через коаксиально-микрополосковый разъем, установленный, как правило, на краю подложки. Если же питание диполя реализовано путем пайки коаксиального кабеля, то длина питающей микрополосковой линии может быть меньше габарита подложки, так как кабель можно припаять в принципе в любом месте над заземленной металлизацией.

В результате такого позиционирования, начала питающей и вспомогательной микрополосковых линий оказываются размещенными вблизи разомкнутого конца отрезка щелевой линии над первым и вторым ее проводниками соответственно. Эти начала соединяются между собой гальванически короткой перемычкой (небольшим участком общей металлизации), проходящей над щелевым зазором между проводниками щелевой линии, а конец вспомогательной линии - разомкнут. Так образуется проводящий фрагмент в виде "крючка", расположенный на лицевой поверхности подложки, к которому присоединяется "жила" питающего коаксиального кабеля (или центральный штырек коаксиально-микрополоскового разъема). Если число рабочих частот равно двум, то в упомянутом патенте США №7088299 рекомендовано размещать "стрелку" не на углу подложки, а так, чтобы ее острие "упиралось" в край подложки.

Однако вследствие того, что диполь имеет форму "стрелки", качество согласования такой дипольной антенны будет хуже, чем в печатной дипольной антенне с коллинеарными половинками диполя, то есть, с диполем в виде "незаостренной" буквы "Т".

Иными словами, диполь в виде "незаостренной" буквы "Т" характеризуется высоким, если не наивысшим, качеством согласования. Именно это обстоятельство обусловило применение диполей в виде "незаостренной" буквы "Т" при построении однодиапозонной маловысотной (низкопрофильной) дуально-поляризованной антенны, описанной в патенте США №6310584, H01Q 21/00, опубликованном 30 октября 2001 года под следующим заголовком: "Low profile high polarization purity dual-polarized antennas".

Таким образом, описанная в упомянутом патенте США №7088299 многодиапазонная антенна с дипольными излучателями в форме модифицированной в "стрелку" прописной латинской буквы "Т", характеризуется повышенным уровнем отражений в полосах частот излучения. Поэтому она не имеет перспективы при построении антенных систем с малыми значениями K_ст.U.

Известна также ДДА (патент США №7432873 под названием "Multi-band printed dipole antenna", H01Q 1/38, H01Q 21/00, опубликованный 07.02.2008), содержащая тонкую прямоугольную диэлектрическую подложку с лицевой и обратной поверхностями, отрезки щелевой линии с короткозамкнутым и разомкнутым концами, играющие роль оснований двух прописных латинских букв "Т", сплошной прямоугольный заземленный печатный проводник, два различных по длине параллельных диполя, каждый из которых образован своей парой половинок. Антенна содержит также две питающие и две разомкнутые на конце вспомогательные микрополосковые линии, реализованные на лицевой поверхности подложки.

Фактически, в упомянутой антенне используются два диполя, реализованные в форме "незаостренной" буквы "Т" и расположенные на подложке как бы "друг за другом" (или "друг над другом" при вертикальном расположении подложки). Иными словами, осевые линии обоих отрезков щелевой линии в основаниях букв "Т" обоих диполей совпадают, а сплошной прямоугольный заземленный печатный проводник непосредственно соединен с закороченным концом отрезка щелевой линии той буквы "Т", которая соответствует короткому (т.е., высокочастотному) диполю. При этом начала питающих и вспомогательных микрополосковых линий соответствующих диполей соединены между собой, в результате чего формируется два "крючка", причем "крючок" длинного (низкочастотного) диполя расположен над одной из его половинок, а "крючок" короткого (высокочастотного) диполя во избежание пересечения с питающей линией низкочастотного диполя расположен над одним из проводников отрезка щелевой линии основания буквы "Т" высокочастотного диполя.

В результате описанная ДДА, образованная "незаостренными" диполями, характеризуется хорошим согласованием в обоих диапазонах частот с питающими коаксиальными кабелями, подключенными к концам обеих питающих микрополосковых линии, расположенным в непосредственной близости к одной из сторон подложки. Другая (иными словами: противоположная только что упомянутой стороне) сторона этой пары сторон предназначена для формирования низкочастотного диполя, в то время как высокочастотный диполь реализован в центре подложки. Так как диполи следуют "друг за другом" (иными словами: расположены в эшелон), то упомянутые стороны подложки являются ее малыми сторонами.

Однако расположенные "друг за другом" диполи в форме "незаостренной" буквы "Т" обусловливают значительный размер большой стороны подложки. Поскольку обе буквы "Т" (оба диполя) должны излучать энергию в окружающее свободное пространство, то они должны возвышаться ("выступать") над внешней поверхностью объекта установки (например: кузов автомобиля, фюзеляж маловысотного самолета) на высоту, равную сумме высот обеих букв "Т". Такое возвышение демаскирует антенну и делает ее весьма заметной в радиолокационном смысле, что далеко не всегда приветствуется разработчиками радиолокационных станций.

Таким образом, описанная в упомянутом патенте США №7432873 двухдиапазонная антенна, хотя и характеризуется вполне приемлемыми значениями входных коэффициентов стоячей волны, не удовлетворяет требованиям малости радиолокационной заметности за счет значительных размеров большой стороны подложки.

Известна также ДДА (патент Российской Федерации №2432646 под названием «Двухдиапазонная печатная дипольная антенна», H01Q 1/38, опубликованный 27.10.2011), содержащая тонкую прямоугольную диэлектрическую подложку с лицевой и обратной поверхностями, имеющую пару больших и пару малых сторон. На обратной поверхности подложки выполнен отрезок щелевой линии с короткозамкнутым и разомкнутым концами так, что его продольная ось симметрии совпадает с большой осью симметрии подложки, а разомкнутый конец расположен вблизи ее малой стороны. Сплошной прямоугольный печатный проводник с парой больших и парой малых сторон выполнен также на обратной поверхности подложки. Малая сторона сплошного проводника совпадает с короткозамкнутым концом отрезка щелевой линии, а другая малая сторона сплошного проводника совпадает со второй малой стороной подложки в центральной ее части.

Два различных по длине параллельных диполя, каждый из которых образован парой идентичных коллинеарных узких печатных проводников, выполнены на лицевой поверхности подложки так, что расстояние между смежными кромками их узких печатных проводников равно их ширине. Питающая микрополосковая линия, ширина которой в три-пять раз меньше ширины проводника отрезка щелевой линии, а длина равна длине большой стороны подложки, выполнена на лицевой ее поверхности параллельно большой ее оси симметрии со сдвигом, обеспечивающим симметричное расположение питающей линии над одним из проводников отрезка щелевой линии. Вспомогательная микрополосковая линия с разомкнутым концом, ширина которой равна ширине питающей микрополосковой линии, а длина равна длине отрезка щелевой линии, выполнена также на лицевой поверхности подложки. При этом вспомогательная линия расположена над вторым проводником отрезка щелевой линии симметрично. Начало вспомогательной линии гальванически соединено с узкими печатными проводниками обоих диполей, что достигается за счет небольшого участка металлизации (фольги) на лицевой поверхности подложки в зоне соединения, реализуемого в технологическом цикле изготовления антенны.

В упомянутой антенне максимум ее диаграммы направленности в обоих диапазонах будет наблюдаться в направлении оси, перпендикулярной малой стороне подложки и ориентированной в направлении диполей. В то же время излучение в противоположном направлении (в сторону разъема) будет существенно ослаблено, так как сплошной печатный проводник соединяется гальванически с корпусом объекта установки, то есть фактически с «землею». При этом ширина узких коллинеарных печатных проводников обоих диполей выбирается в пределах (1,5…2) мм для обеспечения необходимой степени адгезии проводящей медной фольги с диэлектриком, и слабо влияет на форму диаграмм направленности и уровень согласования в обоих диапазонах.

Однако, несмотря на то, что упомянутая двухдиапазонная антенна характеризуется существенно меньшей выступающей над заземленной поверхностью объекта установки высотой и уменьшенной радиолокационной заметностью по сравнению с двухдиапазонной антенной по ранее упомянутому патенту США №7432873, все-таки она в начале дециметрового диапазона (частоты выше 300 МГц) имеет значительные габариты и ощутимый уровень диссипативных потерь в проводниках и диэлектрике подложки. Так, на частоте 500 МГц габаритные размеры фольгированной печатной заготовки из типового Российского двухсторонне фольгированного сверхвысокочастотного диэлектрического материала «Фторопласт фольгированный армированный» ФАФ-4Д составляют порядка 350*400 квадратных мм. При длине диполя порядка 310…330 мм начинают существенно сказываться не только диссипативные («джоулевы») потери в проводниках и диэлектрике антенны, но и влияние конечных допусков на параметры фольгированной диэлектрической заготовки (такие, как: разброс толщины подложки как в партии листов, так и у разных фирм-производителей; вариации относительной диэлектрической проницаемости как в пределах партии листов, так и в зависимости от направления стекловолокна, армирующего подложку), а также конечная разрешающая способность технологии печатной реализации. В результате и эта двухдиапазонная антенна зачастую не удовлетворяет современным требованиям малости коэффициентов отражения одновременно в полосах частот обоих рабочих диапазонов.

Известна также ДДА (патент Великобритании №460570 под названием "Improvements in or relating to radio receiving antenna systems" от 29.01.1937), выбранная в качестве прототипа предлагаемого изобретения. Эта антенна (согласно фиг. 2 ее Описания) содержит питающую симметричную двухпроводную линию и расположенные под углом в одной плоскости первый (позиция "а" на фиг. 2 ее Описания), второй (позиция "b"), третий (позиция "с") и четвертый (позиция "d") тонкие проводники, причем первый и второй, а также третий и четвертый проводники выполнены коллинеарно (соосно). При этом смежные концы проводников гальванически соединены между собой и каждым из двух выводов питающей двухпроводной линии (выводы этой линии обозначены позицией «о» на фиг. 2 ее Описания). Сама линия (см. фиг. 4 ее Описания) возбуждается от трансформатора связи 23 с заземленной средней точкой 24, который (см. пункт 7 многоступенчатой Формулы ее изобретения) обеспечивает либо противофазное возбуждение диполей при работе антенны на передачу, либо съем сигнала с диполей на вход приемника при работе на прием. По современной терминологии теории цепей СВЧ аналогом двухобмоточного трансформатора с заземленной средней точкой и двумя противофазными выходами одной из обмоток является противофазный делитель мощности в отношении 1:1, реализованный на коаксиальных, полосковых или щелевых линиях.

В результате соответствующего выбора длин диполей возможна реализация двухдиапазонной антенны со смежными полосами рабочих частот, когда высокочастотная граница низкочастотного (нижнего) диапазона совпадает с низкочастотной границей высокочастотного (верхнего) диапазона. Кроме этого, возможна также такая реализация описанной антенны, когда между низкочастотным и высокочастотным диапазонами имеется достаточно протяженная нерабочая область частот, т.е., нижний и верхний диапазоны являются несмежными.

Также возможна и третья реализация, когда резонансные частоты обоих диполей лежат несколько ниже (для длинного диполя) и несколько выше (для короткого диполя) некоторой особой (средней) частоты. В этом случае общая полоса пропускания упомянутой антенны, как отмечается в строках 47-56 страницы 1 ее Описания, расширяется: "…these frequencies lying respectively above and below the said particular frequency, the transmission line being given an impedance greater than that of the dipoles at resonance, but so chosen in relation to the points of connection that a substantially flat response is obtained to signals lying intermediate the resonant frequencies of the dipoles". Ясно, что в этом случае антенна не может быть квалифицирована как двухдиапазонная: она является однодиапазонной с расширенной полосой пропускания, когда при резонансе одного из диполей другой диполь имеет высокое входное сопротивление и его влиянием, согласно строкам 97-104 страницы 2 ее Описания, можно пренебречь: "…At or near the resonance condition of either arm of a dipole the other arm appears to be high impedance and can be neglected. Thus for certain frequencies the arms "a" and "b" will be responsive and at other frequencies the arms "c" and "d" will be responsive". Фактически, упомянутые строки 97-104 являются характеристикой параллельного соединения двух произвольных комплексных сопротивлений, роль которых выполняют длинный и короткий диполи. Подобная аналогия бесспорна, когда электромагнитные поля обоих диполей практически не интерферируют между собой в дальней зоне Фраунгофера. Недаром на фигурах 2-9 Описания патента Великобритании №460570 коллинеарные диполи расположены практически под прямым углом друг к другу или выполнены не коллинеарными, а V-образными. В этом случае их электромагнитные поля весьма слабо интерферируют в дальней зоне Фраунгофера.

Совсем иная картина наблюдается при печатном исполнении, когда коллинеарные диполи параллельны друг другу, а смежные кромки их узких вытянутых печатных проводников расположены в непосредственной близости. В этом случае электромагнитные поля обоих диполей интенсивно интерферируют в дальней зоне Фраунгофера и вряд ли возможна аналогия с двумя независимыми друг от друга комплексными сопротивлениями, соединенными параллельно: входной импеданс обоих параллельно соединенных печатных диполей изменяется с частотой в широких пределах и один диполь существенно влияет на другой. В результате, по оценкам Заявителя, согласование упомянутой антенны с питающим коаксиальным кабелем существенно ухудшается, доходя до уровней, которые неприемлемы для режима передачи и оправданы лишь для режима приема, когда потери мощности сигнала за счет отражений можно компенсировать в усилительном тракте приемника.

Кроме того, в упомянутой антенне оба диполя питаются от симметричной (балансной) двухпроводной линии на смежных, расположенных в непосредственной близости, клеммах в центре диполей. При печатной реализации, когда питание антенны осуществляется, как правило, от несимметричного (небалансного) относительно «земли» коаксиального кабеля, необходимо использовать печатные симметрирующие устройства (balance units), обеспечивающие переход от несимметричного кабеля к симметричной нагрузке, которой являются параллельно соединенные диполи (см., например, работу: Под ред. Д.И. Воскресенского. «Антенны и устройства СВЧ. (Проектирование фазированных антенных решеток)». - М.: Радио и связь, 1981, раздел 9.5. Вибраторные антенны в печатном исполнении, стр. 187-190). Это подтверждается также и тем, что во всех вышеупомянутых аналогах печатные симметрирующие устройства той или иной структуры обязательно присутствуют. И их печатные фрагменты, реализованные травлением медной фольги с пробельных мест диэлектрической подложки рядом с центральными, близкими друг к другу смежными клеммами питания диполей, существенно усложняют компоновочную схему печатной антенны за счет дополнительных проводящих фрагментов, а также изгибов и поворотов печатных полосковых линий. Наличие упомянутых фрагментов, изгибов и поворотов приводит к еще большему ухудшению согласования антенны с коаксиальным кабелем. В идеале, было бы весьма желательно не соединять со смежными центральными клеммами диполей какие-либо проводящие фрагменты или полосковые линии, т.е., поставить центральные клеммы диполей в режим холостого хода (оставить эти клеммы разомкнутыми).

Задачей (техническим результатом) предлагаемого изобретения является улучшение согласования ДДА с питающим фидером в каждом из двух несмежных диапазонов частот.

Решение поставленной задачи обеспечивается тем, что в известной двухдиапазонной антенне, содержащей длинный и короткий диполи, одноименные клеммы питания которых соединены между собой, противофазный делитель мощности в отношении 1:1, выходы которого соединены непосредственно с клеммами питания диполей, диполи расположены в одной плоскости, клеммы питания диполей локализованы на удаленных их концах, длинный диполь выполнен в виде меандра, продольный размер которого равен длине короткого диполя, а вход противофазного делителя мощности является входом антенны.

На фиг. 1 изображена компоновочная схема предлагаемой ДДА, на фиг. 2 представлена печатная версия ее реализации на отечественном двухсторонне фольгированном материале ФАФ-4Д, на фиг. 3 указаны ключевые геометрические размеры излучающей части ДДА, на фиг. 4 приведены теоретические и экспериментальные частотные характеристики коэффициента отражения изготовленной ДДА, на фиг. 5 изображены диаграммы направленности в плоскостях электрического и магнитного векторов для центральной частоты нижнего диапазона, на фиг. 6 - те же диаграммы для центральной частоты верхнего диапазона.

Предлагаемая ДДА (фиг. 1) содержит длинный 1 и короткий 2 диполи, состоящие из двух симметричных половин каждый, одноименные клеммы 3, 4 (другими словами: левые) и 5, 6 (другими словами: правые) питания которых соединены между собой идентичными короткими проводниками 7, электрическая длина которых составляет менее 1/10 электрической длины короткого диполя 2. Антенна содержит также противофазный делитель мощности 8 в отношении 1:1. Выходы 9 и 10 делителя 8 непосредственно соединены соответственно с клеммами 3, 4 и 5, 6 питания диполей 1 и 2. При этом оба диполя 1 и 2 расположены в одной плоскости XOZ, а клеммы 3, 4 и 5, 6 питания локализованы на удаленных их концах. Поэтому оба центральных смежных, расположенных в непосредственной близости, конца 11 и 12 соответственно диполей 1 и 2 ни с чем не соединены (находятся в режиме холостого хода). При этом длинный (низкочастотный) диполь 1 выполнен в виде меандра, продольный размер которого равен длине короткого (высокочастотного) диполя 2. Поперечный размер меандра выбирается так, чтобы общая длина свернутого в меандр диполя 1 была бы равна половине длины волны λ_0L, соответствующей центральной частоте ƒ_0L нижнего диапазона частот ƒ_LL…ƒ_LH:

где:

ƒ_0L - центральная частота нижнего диапазона частот;

λ_0L - длина волны на центральной частоте нижнего диапазона частот;

ƒ_LL - нижняя граничная частота нижнего диапазона частот;

ƒ_LH - верхняя граничная частота нижнего диапазона частот.

В тоже время длина короткого диполя 2 составляет половину длины волны λ_0H, соответствующей центральной частоте ƒ_0H верхнего диапазона частот ƒ_HL…ƒ_HH:

где:

ƒ_0H - центральная частота верхнего диапазона частот;

λ_0H - длина волны на центральной частоте верхнего диапазона частот;

ƒ_HL - нижняя граничная частота верхнего диапазона частот;

ƒ_HH - верхняя граничная частота верхнего диапазона частот.

Вход 13 противофазного делителя мощности 8 является входом антенны и к нему подключается несимметричный источник 14 широкополосного СВЧ сигнала E_S с вещественным внутренним сопротивлением R_S (позиция 15).

Принцип действия предлагаемой ДДА состоит в следующем.

Пусть амплитуда гармонического СВЧ сигнала, подводимого через коаксиальный кабель (на фиг. 1 кабель условно не показан) от несимметричного генератора 14 к входу 13 противофазного делителя 8 остается неизменной в широкой полосе частот, включающей в себя оба рабочих диапазона: нижний с центральной частотой ƒ_0L и верхний с частотой ƒ_0H, которым соответствуют длины волн (1). Поданный на вход 13 сигнал генератора с комплексной амплитудой делится противофазным делителем 8 на две примерно равные части со сдвигом фаз 180°, так что комплексные амплитуды его выходных напряжений и запишутся как:

где:

- комплексная амплитуда ЭДС источника сигнала 14,

- комплексная амплитуда напряжения на входе 13 делителя 8,

- комплексные амплитуды напряжений на выходах 9 и 10 делителя 8.

В результате под воздействием напряжений (3) на поверхностях обеих половин тонких излучающих проводников каждого из диполей 1 и 2 возникает распределенный по синусоидальному закону поверхностный ток проводимости соответственно на частоте ƒ_0L нижнего и частоте ƒ_0H верхнего диапазонов, так как полная длина диполей 1 и 2 (другими словами: суммарная длина соответствующих половин) близка к половине соответствующих длин волн λ_0L и λ_0H [соотношение (1), а также см., например, описание излучения полуволновых диполей в работе: Г.Т. Марков и Д.М. Сазонов. Антенны. М.: Энергия, 1975, глава 2 «Вибраторные антенны (теория)»]. Поскольку диаметр d=2a тонких излучающих проводников диполей 1 и 2 при их классическом исполнении выбирается весьма малым по сравнению с длиной λ_0H волны верхнего диапазона

где:

а - радиус тонких излучающих проводников диполей 1 и 2,

то фактически упомянутые поверхностные токи проводимости можно считать «нитевидными», то есть локализованными вдоль продольных осей цилиндрических проводников диполей 1 и 2 (см. упомянутую работу Г.Т. Маркова и Д.М. Сазонова, разделы 2.4 и 2.5). При этом, поскольку в используемой классической методике анализа диполей векторный потенциал определяется только локальным значением тока в данной (текущей) точке каждого из диполей, то, согласно вышеупомянутой работы Г.Т. Маркова, Д.М. Сазонова «Антенны», страница 58, закон распределения тока вдоль каждого из диполей не зависит от формы и степени изогнутости диполей. В этом случае под координатой z (фиг. 1) следует понимать расстояние от начала координат до данной (текущей) точки диполя вдоль оси его изогнутого проводника.

Изменяющиеся во времени «нитевидные» высокочастотные токи проводимости, протекающие по ничем не экранированным тонким излучающим проводникам диполей 1 и 2, неизбежно приводят к возникновению и поддержанию переменных во времени токов смещения в пространстве, окружающем оба диполя. Поскольку концы 11 и 12 диполей 1 и 2 соответственно разомкнуты и ни с чем не соединены, то поверхностный ток проводимости на этих концах становится равным нулю. Следовательно, по закону Максвелла о непрерывности полного тока, наибольшая величина тока смещения будет в той части пространства, которая окружает соединенные между собой дальние концы 3, 4 и 5, 6 обоих диполей 1 и 2. В то же время в той части пространства, которая окружает центральные смежные, лежащие в непосредственной близости, концы 11 и 12 диполей 1 и 2, интенсивность токов смещения становится пренебрежимо малой. Это означает, что центральная область как предлагаемой на фиг. 1 ДДА, так и реализованной впоследствии в печатном исполнении (см. далее), практически не влияет на формирование излучения и, по сравнению со всеми упомянутыми выше аналогами, не оказывает деструктивного влияния на качество согласования диполей 1 и 2 с делителем мощности 8, который, в свою очередь, согласовывается с генератором 14.

Таким образом, при правильной настройке ДДА (иными словами: при соответствующем подборе длин излучающих проводников диполей 1 и 2) возникает и поддерживается интенсивное излучение электромагнитной энергии в направлении орта (фиг. 1), перпендикулярном оси диполя 2 верхнего диапазона. В то же время, излучение в направлении орта нижней полусферы (в сторону заземленного корпуса противофазного делителя 8) будет существенно ослаблено.

Описанный принцип действия целесообразно конкретизировать на примере печатного исполнения всех узлов предлагаемой ДДА (фиг. 2, серым цветом показана проводящая металлизация обеих сторон диэлектрической подложки) для последующих экспериментальных исследований. Так, при выборе в качестве подложки материала ФАФ-4Д с относительной диэлектрической проницаемостью ε_r=2.5, толщиной h=1.5 мм и габаритными размерами А×В=110×69 мм удается реализовать на соответствующих ее сторонах оба диполя 1 и 2, а также щелевой противофазный делитель мощности в отношении 1:1. Ширина w печатных проводников диполей выбрана из условия обеспечения необходимой степени адгезии их к подложке: w=2 мм (см. работу: Под ред. В.И. Вольмана. Справочник по расчету и конструированию СВЧ полосковых устройств. М.: Радио и связь, 1982. - 328 с.: ил., раздел 4.1). При этом значения центральных частот рабочих диапазонов составили: ƒ_0L=2 ГГц, ƒ_0H=4 ГГц.

Конкретные величины геометрических размеров топологии предлагаемой ДДА (иными словами, настройка антенны в целом) находятся как результат оптимального решения соответствующей системы электродинамических уравнений, формируемых с использованием метода конечных элементов во временной области и реализованных в программном комплексе полноволнового трехмерного электродинамического моделирования "CST Studio Suite", доступном по ссылке: URL: http://www.cst.com/academia/student-edition. Противофазный щелевой делитель мощности 8 (фиг. 1) реализован на фиг. 2 в печатном исполнении согласно методике и рекомендаций работы: Bialkowski М.Е., Abbosh A.M. Design of a compact UWB out-of-phase power divider // IEEE Microw. Wireless Compon. Lett., vol. 17, no. 4, pp. 289-291, Apr. 2007. Его геометрические размеры после оптимизации (настройки) ДДА вышеупомянутой программой "CST Studio Suite" составили (фиг. 2, в миллиметрах):

Для обеспечения хорошего согласования ДДА с печатным противофазным делителем мощности 8 в его общем заземленном проводнике 16 (фиг. 2) реализованы два одинаковых пьедестала 17 на основании рекомендаций работы: Научно-технические серии. Выпуск 3: Устройства СВЧ и антенные системы. Книга 1: Антенные системы локации, навигации и радиосвязи. Коллективная монография / Под ред. А.Ю. Гринёва. - М.: Радиотехника, 2013. - 176 с.: ил., страницы 44-50. Оптимальные значения размеров проводника 16 и пьедесталов 17 после настройки составили (в миллиметрах):

Совместной с делителем и пьедесталами 17 настройке подлежала и излучающая область предлагаемой ДДА, включающая в себя диполи 1 и 2 с соединительными линиями 7 (фиг. 1), что привело к результатам (фиг. 3, серым цветом показана проводящая металлизация):

В результате, СВЧ генератор 14 (фиг. 1) подключен на входе 13 антенны к итоговому входному комплексному сопротивлению Z_A=R_A+jX_A, модуль |Х_А| реактивной составляющей которого удается минимизировать в обоих рабочих диапазонах до значений (0,01…0,03) R_A. В то же время саму величину вещественной составляющей R_A удается эффективно приблизить к уровню волнового сопротивления ρ₀ питающего коаксиального кабеля, равного по величине вещественному внутреннему сопротивлению 15 генератора 14 (фиг. 1): ρ₀=R_S. При этом внутренний проводник («жила») кабеля соединяется гальванически (например, пайкой) с точкой «К» топологии (фиг. 2), а экранирующий проводник («оплетка») кабеля - с точкой «К1» заземленного проводника 16 (фиг. 2). Совокупность вышеуказанных размеров печатной ДДА обеспечивает на обеих частотах ƒ_0L и ƒ_0H минимальный уровень входного K_cm.U, равный 1.12, что следует из частотной характеристики модуля входного коэффициента отражения [фиг. 4, сплошные линии - теоретическая характеристика для низкочастотного (поз. 18) и высокочастотного (поз. 19) диапазонов].

Для экспериментального подтверждения результатов решения поставленной задачи был изготовлен печатный образец предлагаемой ДДА с вышеприведенными геометрическими размерами при питании посредством полужесткого коаксиального кабеля РК-50-2-25А (ρ₀=50 Ом). Входной коэффициент отражения (фиг. 4, экспериментальные точки поз. 20) измерен с использованием векторного анализатора цепей Agilent N524A (PNA-X). Диаграммы направленности по полю в плоскости XOZ электрического вектора F_E и в плоскости YOZ магнитного вектора F_H измерены по критериям дальней зоны Фраунгофера в безэховых условиях антенной лаборатории с применением стандартных методик калибровки и измерений с использованием генератора сигналов E825D PSG, стандартной рупорной антенны и поворотных устройств по азимуту и углу места с точностью установки углов ±1°. После компьютерной обработки результатов измерений построены соответствующие диаграммы направленности. Так на фиг. 5, позиция 21 представлена диаграмма F_E, а в позиции 22 - диаграмма F_H на частоте ƒ_0L=1.99 ГГц. Те же диаграммы направленности для центральной частоты ƒ_0H=3.93 ГГц верхнего диапазона представлены соответственно на фиг. 6 (позиции 23 и 24), причем направления осей декартовой системы координат указаны на фигурах 1-3.

Таким образом, представленные результаты свидетельствуют о решении поставленной задачи: улучшение согласования двухдиапазонной антенны с питающим коаксиальным фидером в каждом из двух несмежных диапазонов частот за счет использования для ее возбуждения широкополосного противофазного делителя мощности СВЧ в отношении 1:1, выходные напряжения которого прикладываются к удаленным концам обоих диполей, смежные, близко расположенные концы которых разомкнуты. В описанной конкретной печатной ДДА уровень рассогласования уменьшен по сравнению с прототипом на 35%.

Указанные обстоятельства в совокупности позволяют рекомендовать предлагаемую ДДА для использования в стационарных и мобильных телекоммуникационных системах диапазона СВЧ с линейной поляризацией излучаемых/принимаемых радиосигналов, когда к системам предъявляются повышенные требования к уровню согласования с источником СВЧ сигнала.

Изобретение относится к области СВЧ приборостроения и может найти применение в телекоммуникационных и радиолокационных системах различного назначения в качестве интегрированного излучающего модуля при построении фазированных антенных решеток. Технический результат – расширение диапазона частотного согласования двухдиапазонных антенн (ДДА) с питающим фидером. Для этого ДДА содержит длинный и короткий диполи, состоящие из двух симметричных половин каждый, одноименные клеммы питания которых соединены между собой идентичными короткими проводниками, электрическая длина которых составляет менее 1/10 электрической длины короткого диполя. Антенна содержит также противофазный делитель мощности в отношении 1:1. Выходы делителя непосредственно соединены соответственно с клеммами питания диполей. Диполи расположены в одной плоскости, а клеммы питания локализованы на их удаленных концах. Поэтому оба центральных смежных, расположенных в непосредственной близости, конца каждого из диполей находятся в режиме холостого хода. При этом длинный (низкочастотный) диполь выполнен в виде меандра, продольный размер которого равен длине короткого (высокочастотного) диполя. Поперечный размер меандра выбирается так, чтобы общая длина свернутого в меандр диполя была бы равна половине длины волны, соответствующей центральной частоте нижнего диапазона частот. В результате ДДА обеспечивает уменьшение на 35% уровня ее рассогласования со стандартным питающим коаксиальным кабелем волнового сопротивления 50 Ом. 6 ил.

Двухдиапазонная антенна, содержащая длинный и короткий диполи, одноименные клеммы питания которых соединены между собой, противофазный делитель мощности в отношении 1:1, выходы которого соединены непосредственно с клеммами питания диполей, отличающаяся тем, что диполи расположены в одной плоскости, клеммы питания диполей локализованы на их удаленных концах, при этом длинный (низкочастотный) диполь выполнен в виде меандра, продольный размер которого равен длине короткого (высокочастотного) диполя, а вход противофазного делителя мощности является входом антенны.