СПОСОБ ЦИФРОВОГО УПРАВЛЕНИЯ КЛЮЧЕВЫМ ГЕНЕРАТОРНЫМ УСТРОЙСТВОМ УЛЬТРАЗВУКОВОГО ДИАПАЗОНА Российский патент 2020 года по МПК H03K3/00 H03K7/08 

Изобретение относится к способам цифрового формирования модулированных импульсных сигналов для управления ключевыми генераторными устройствами, преимущественно ультразвукового диапазона.

Современной тенденцией развития мощных генераторных устройств ультразвукового диапазона является внедрение цифровых методов формирования сигналов с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ) с последующим ключевым усилением по мощности и выделением на нагрузке фильтрами нижних частот квазигармонических сигналов с заданной амплитудой и частотой изменения, например, описанных в патентах [1, 2]. В известных устройствах последовательности широтно-модулированных импульсов формируются посредством цифрового преобразования кода цифрового модулирующего сигнала в длительность импульсов с постоянной частотой следования ω_i, значительно превышающей (более чем в 10 раз) верхнюю частоту Ω модулирующего сигнала. Для этого используются счетчики импульсов постоянной тактовой частоты ω₀ многократно (как правило, более чем в 100 раз) превышающей частоту ω_i. В результате цифрового преобразования формируются временные интервалы, пропорциональные прямому либо инверсному коду цифрового модулирующего сигнала в моменты времени, синхронные с частотой ω_i, следования импульсов. Широтно-импульсная модуляция такого вида определена как ШИМ второго рода (ШИМ-2) [3]. К преимуществам ШИМ-2 относится низкая частота выборок кода цифрового модулирующего сигнала (не более 2ω_i), что облегчает условия цифрового управления ключевым генераторным устройством.

К особенностям спектра последовательности широтно-модулированных импульсов при модуляции второго рода относится наличие дополнительных гармоник Ω_n=nΩ модулирующего сигнала, помимо составляющих комбинационных частот Ω_kn=kω_i±nΩ, группирующихся вокруг гармоник частоты следования импульсов.

Улучшить показатели качества генерируемых сигналов позволяет применение двухсторонней симметричной ШИМ-2 [3], где обеспечивается модуляция, как фронта так и спада импульсов в соответствии с выборкой кода цифрового модулирующего сигнала дважды за период переключений. В этом случае в спектре последовательности широтно-модулированных импульсов присутствует в основном гармоника с частотой Ω₃=3Ω относительное значение которой не превышает 3% при отношении частот ω_i/Ω≥10. При этом комбинационные составляющие, проникающие в область полосы пропускания фильтров нижних частот (ФНЧ) Ω_Ф≈2Ω_B (где Ω_B - верхняя частота генерируемого сигнала), также весьма малы и не превышают 2% от номинальной амплитуды первой гармоники импульсного напряжения. Выбор установленной частоты среза фильтра Ω_Ф, определяется требованием равномерности амплитудно-частотной характеристики выходного напряжения, в том числе при работе генераторного устройства на комплексную нагрузку, в полосе рабочих частот, как правило, не менее октавы:

где Ω_B, Ω_H - верхняя и нижняя частота модулирующего сигнала, Ω_Ф - частота среза фильтра нижних частот в условиях сохранения импеданса нагрузки.

Для мощных генераторных устройств (ГУ) ультразвукового диапазона от 20 кГц до 150 кГц при использовании цифрового управления с ШИМ выбор частоты переключений последовательности импульсов, более чем на порядок превышающий верхнюю частоту генерируемого сигнала, как условие требуемого качества выходного напряжения, в большинстве случаев является неприемлемым с энергетической точки зрения. Основным фактором, определяющим тепловыделение в ГУ такого типа, являются динамические потери энергии, связанные с переключением элементов оконечных каскадов ключевых усилителей мощности. На частоте переключений каналов ключевого усиления (200-1500) кГц КПД мощных ГУ номинальной мощностью более (500-5000) ВА не превышает 75-90%, что ограничивает их использование в энергоемких передающих трактах.

Направлением уменьшения динамических потерь энергии является переход к многоканальным схемам ключевого усиления. В этом случае с увеличением каналов кратно возрастает суммарная частота ω переключений

где N - число каналов при многоканальной ШИМ.

Выделенный эффект достигается при равномерном фазовом сдвиге каналов ШИМ и приводит к принципиальному уменьшению комбинационных составляющих спектра суммарного импульсного напряжения, ближайшие из которых группируются вокруг первой гармоники суммарной частоты переключений. В результате появляется возможность существенно понизить частоту переключений каналов ключевого усиления без увеличения комбинационных составляющих спектра суммарного импульсного напряжения, проникающих в полосу пропускания ФНЧ.

Однако, использование многоканальной ШИМ затруднено сложностью реализации многоканальных схем ключевого усиления, что обуславливает применение на практике не более 2-4 каналов модуляции. В части ШИМ-2 потенциал многоканального ключевого усиления так же ограничен возрастанием характерных гармонических искажений в суммарном импульсном напряжении, уровень которых не изменяется с ростом числа каналов модуляции и существенно увеличивается с уменьшением отношения частоты переключений канала ω_i к частоте модулирующего сигнала Ω даже для симметричной модуляции такого вида. Каноническое выражение спектра суммарного импульсного напряжения при симметричной многоканальной ШИМ-2 определяется известным аналитическим соотношением [3], которое для случая N-канальной модуляции может быть приведено к следующему виду:

где m, Ω - относительная амплитуда и частота модулирующего сигнала; J_n(x) - функция Бесселя первого рода, порядка n от аргумента х; θ - фазовый сдвиг максимума модулирующего сигнала относительно ближайшего тактового момента времени; θ_kNn - фаза комбинационных составляющих при временном сдвиге τ центра импульсов от тактовых моментов времени:

Анализ представленного выражения наглядно показывает уменьшение относительной амплитуды комбинационных составляющих спектра с частотами Ω_kNn=kNω_i±nΩ, и перенос в более высокочастотную область к гармоникам суммарной частоты переключений ω=Nω_i

_{Вместе с тем гармоническая часть спектра, содержащая при симметричной ШИМ-2 только нечетные гармоники, не зависит от числа каналов модуляции и имеет амплитуды ближайших гармоник существенно возрастающие с уменьшением отношения ωi/Ω, в частности для третьей гармоники:}

Отмеченное обстоятельство значительно ухудшает показатели качества цифровых формирователей многоканальных последовательностей широтно-модулированных импульсов при ШИМ-2 и ограничивает область их применения в цифровых генераторных устройствах.

Наиболее близким к предлагаемому способу цифрового управления является способ цифрового формирования широтно-модулированных импульсных последовательностей [4] при двухканальной ШИМ первого рода (ШИМ-1). Спектр многоканальной симметричной ШИМ-1 определяется известным соотношением [4]:

В спектре модуляции такого вида отсутствуют собственно гармонические составляющие, а комбинационные составляющие с частотами Ω_kNn=kNω_i±nΩ группируются вокруг гармоник суммарной частоты переключений ω=Nω_i. Выделенное преимущество, в соответствии с предлагаемым способом для двухканальной ШИМ-1, обеспечило возможность существенного уменьшения отношения ω/Ω. Причем реализация в предлагаемом способе целочисленных значений отношения частоты переключений отдельных каналов ω_i к частоте модулирующего сигнала Ω позволило существенно улучшить структуру спектра суммарного импульсного напряжения.

Способ-прототип [4] основан на формировании двух последовательностей широтно-модулированных импульсов с частотой переключений ω_i в целое число γ=3…5 выше частоты Ω цифрового модулирующего сигнала по результату его сравнения с парой противофазных симметричных пилообразных цифровых сигналов. В результате, при суммировании пары усиленных по мощности широтно-модулированных импульсов, формируется суммарное импульсное напряжение с частотой переключений ω=2ω_i.

Сущность известного технического решения, принятого за прототип предлагаемого изобретения, заключается в синхронизации частоты модулирующего цифрового сигнала и частоты противофазных симметричных пилообразных цифровых сигналов, что позволяет привести комбинационные составляющие спектра суммарного импульсного напряжения к ряду гармоник и минимизировать их проникновение в полосу рабочих частот модулирующего сигнала при весьма малом отношении суммарной частоты переключений ω к частоте Ω первой гармоники выходного сигнала ключевого генераторного устройства. Для минимального отношения ω/Ω=6 (соответствующего отношению ω_i/Ω=3) амплитуда ближайшей комбинационной составляющей с частотой Ω_kNn=2ω_i-3Ω=3Ω, совпадающей с третьей гармоникой, определяется выражением:

В результате, при номинальном уровне выходного сигнала (при ) амплитуда третьей гармоники суммарного импульсного напряжения ключевого ГУ, реализующего способ-прототип, может достигать 5%, что относится к существенным недостаткам известного технического решения и сказывается на показателях качества выходных сигналов.

Вместе с тем, гармонические искажения для способа-прототипа с двухканальной симметричной ШИМ-1 существенно меньше чем в технических аналогах [2,3] при двухканальной модуляции второго рода. Так, даже в лучшем случае двухканальной симметричной ШИМ-2 без синхронизации частоты переключений с частотой модулирующего сигнала при соотношении частот ω_i/Ω≈3 в области третьей гармоники находятся гармонические и комбинационные составляющие с относительными амплитудами, близкими к коэффициенту (4). Соответственно, нелинейные искажения выходного сигнала ключевого ГУ в устройствах-технических аналогах не менее чем в 1,5 раза превышают уровень нелинейных искажений при использовании способа-прототипа, реализующего принцип синхронной двухканальной симметричной ШИМ-1.

Однако, несмотря на преимущества способа-прототипа, повышенные искажения сигнала в ультразвуковом диапазоне при минимальном отношении частот, обусловленные ближайшими комбинационными составляющими, ограничивают область его применения. Кроме того, дополнительным недостатком такого принципа цифрового управления ГУ является необходимость передачи формирователю импульсов многоразрядного быстроизменяющегося кода цифрового модулирующего сигнала, обеспечивающего его сравнение с противофазными симметричными пилообразными цифровыми сигналами, синхронным с частотой модулирующего сигнала.

Выделенные недостатки способа-прототипа, а именно повышенный уровень гармонических искажений выходного сигнала и передача большого объема информации цифровому формирователю широтно-модулированных импульсов, существенно ограничивают область его применения для ключевых ГУ ультразвукового диапазона частот.

Задачей изобретения является улучшение качества цифрового формирования двухканальных последовательностей широтно-модулированных импульсов для управления генераторным устройством ультразвукового диапазона при минимизации объема цифровой информации о модулирующем сигнале.

Технический результат от использования изобретения заключается в уменьшении искажений ультразвуковых сигналов при минимизации отношения суммарной частоты переключений к частоте Ω модулирующего сигнала для целочисленного отношения ω/Ω=6, в условиях исключения из спектра суммарного импульсного напряжения третьей гармоники и не менее чем десятикратного сокращения необходимого объема информации, посредством перехода к двухканальным импульсным последовательностям с симметричной ШИМ второго рода при заданном временном сдвиге относительно модулирующего сигнала.

Для достижения указанного технического результата в известный способ цифрового управления ключевым генераторным устройством ультразвукового диапазона, основанный на формировании двухканальных последовательностей широтно-модулированных импульсов с суммарной частотой переключений ω в шесть раз выше частоты Ω цифрового модулирующего сигнала, по результату сравнения противофазных симметричных пилообразных цифровых сигналов с цифровым модулирующим сигналом при последующем формировании суммарного импульсного напряжения, введены новые признаки, а именно - сравнение пары противофазных симметричных пилообразных цифровых сигналов с выборками кода цифрового модулирующего сигнала, определенных в момент времени минимального и максимального значений противофазных симметричных пилообразных цифровых сигналов, и обеспечения синхронизации переходов через ноль противофазных симметричных пилообразных цифровых сигналов с переходом через ноль цифрового модулирующего сигнала и условия минимизации третьей гармоники суммарного импульсного напряжения.

Эффект уменьшения нелинейных искажений достигается при использовании в предлагаемом способе цифрового управления двухканальной ШИМ-2, где, в случае определенного временного сдвига между переходами через ноль противофазных симметричных напряжений и модулирующего сигнала равного Δt=0 при относительной суммарной частоте переключений ω/Ω=6 достигается взаимная компенсация гармонической и комбинационной составляющих спектра суммарного импульсного напряжения на частоте 3Ω. Соответственно, в спектре выходного сигнала ключевого ГУ присутствуют только первая гармоника и верхние гармонические составляющие начиная с пятой гармоники. В этом случае выделение на нагрузке полезного квазигармонического сигнала в полосе рабочих частот до одной октавы не представляет технической сложности и может быть проведено простейшими ФНЧ второго порядка даже в условиях значительного изменения импеданса нагрузки. При этом может быть обеспечен коэффициент гармонических искажений менее (2-3)% при номинальном уровне выходной мощности (m=0,5-1,0), что улучшает качественные показатели ключевого ГУ, использующего предлагаемый способ цифрового управления, более чем в два раза по сравнению с известными техническими аналогами и прототипом.

Следует отметить, что полученный результат достигается при частоте выборок кода цифрового модулирующего сигнала дважды за период переключений или, соответственно, шесть раз за период модулирующего сигнала, что кратно меньше частоты выборок в устройстве-прототипе, использующем симметричную ШИМ-1. Здесь для диапазона регулирования уровня сигнала 30 дБ необходимо более сотни выборок за период переключений, что требует в 50 раз выше скорость передачи данных для цифрового управления ГУ.

Сущность изобретения поясняется структурной схемой устройства для реализаций предлагаемого способа цифрового управления двухканальным генераторным устройством (фиг. 1) и временными диаграммами сигналов ключевого генератора с двухканальной симметричной широтно-импульсной модуляцией, иллюстрирующими его работу (фиг. 2).

Предлагаемый способ цифрового управления ключевым генераторным устройством ультразвукового диапазона, как совокупность действий и функциональных взаимосвязей, может быть рассмотрен на примере принципа действия устройства для его реализации.

Устройство цифрового управления двухканальным ключевым ГУ (фиг. 1), реализующее предлагаемый способ с двухканальной ШИМ второго рода, содержит цифровую шину «Код частота», поступающую на вход регистра 1, выходная шина которого обеспечивает управление частотно-модулированным генератором 2, выходной сигнал которого поступает на счетный вход реверсивного счетчика 3, аналогично способу-прототипу. Дополнительно, в соответствии с предлагаемым способом, в состав устройства (фиг. 1) введены регистр 9, формирующий выборки кода цифрового модулирующего сигнала, поступающие с шины «Код вход», а также шина синхросигнала, импульсный сигнал которой обеспечивает запись «Код частота» регистра 1 и установку реверсивного счетчика в нулевое значение, в момент времени, соответствующий нулевому значению модулирующего сигнала при смене его полярности. Изменение состояния регистра 9 реализуется синхросигналом с дополнительного выхода реверсивного счетчика 3 в моменты времени, соответствующие максимальным значениям цифровых противофазных симметричных пилообразных сигналов, формируемых на прямого и инверсном выходах реверсивного счетчика 3.

В устройство (фиг. 1) также входят блоки и связи, обеспечивающие формирование импульсных сигналов и их ключевое усиление, а именно компараторы 4 и 5, ключевые усилители мощности (КУМ) 6 и 7 и сумматор 8. Совокупность действий, обеспечивающих сравнение кода цифрового модулирующего сигнала SK и кодов цифровых противофазных симметричных пилообразных сигналов VP1 и VP2, формирование по результату сравнения широтно-модулированных сигналов PWM1 и PWM2, ключевое усиление по мощности и формирование суммарного импульсного напряжения V, реализуется по известным правилам аналогично способу-прототипу.

Работа устройства цифрового управления двухканальным ГУ (фиг. 1), иллюстрирующая заявленный способ, поясняется временными диаграммами сигналов (фиг. 2) и происходит следующим образом: частотно-модулированный (ЧМ) генератор 2, управляемый цифровым сигналом FK с выхода регистра 1 обеспечивает формирование высокочастотных тактовых импульсов с частотой ƒ₀, многократно превосходящей частоту модулирующего сигнала F=Ω/2π:

Коэффициент β>100 определяет дискретность изменения цифровых противофазных симметричных пилообразных сигналов VP1, VP2, формируемых реверсивным счетчиком 3 с частотой ƒ_i=ω_i/2π при выполнении целочисленных соотношений:

где для двухканальной ШИМ γ=3.

Значение βγ выбирается из необходимой точности регулирования уровня и точности воспроизведения формы модулирующего сигнала из условия равенства размерности кодов максимальных значений сигналов VP1, VP2 и SK.

В отличие от способа-прототипа, в соответствии с предлагаемым способом, синхронизация записи регистра 1 осуществляется внешним сигналом синхронизации I1 один раз за период модулирующего сигнала, что обеспечивает постоянство ƒ₀ и соответственно периода Т_р пилообразных цифровых сигналов для заданного кода частоты FK. При этом код F на входе регистра 1 также должен сохраняться постоянным за один период формирования модулирующего сигнала. Указанное обстоятельство позволяет передавать код управления F с частотой модулирующего сигнала в заданные моменты смены его полуволн. При этом значительно (не менее чем в три раза) уменьшается скорость передачи данных по шине «Код частота» по сравнению со способом-прототипом.

Другим принципиальным отличием предлагаемого технического решения от способа-прототипа является синхронизация регистра 9 кода входного сигнала с синхроимпульсом I2, поступающего на вход записи регистра 9 с дополнительного выхода реверсного счетчика 3 в моменты времени, совпадающие с максимальным (минимальным) значением кода цифрового прямого (инверсного) пилообразного симметричного сигнала VP1 (VP2). При этом за период переключений Т=2π/ω_i реализуется только две выборки кода S модулирующего сигнала. Тем самым обеспечивается формирование широтно-модулированных импульсов PWM1, PWM2 с симметричной ШИМ второго рода. Для соотношения ω_i/Ω=3 за период модулирующего сигнала T=2π/Ω частота изменения кода SK на выходе регистра 9 равна суммарной частоте переключений ƒ=ω/2π=6F.

Согласно предлагаемому способу цифрового управления в двухканальном ключевом ГУ (фиг. 1) выполняются следующие отношения, определяющие принцип его функционирования:

период Т_Р симметричных противофазных цифровых пилообразных сигналов равен:

Т_Р=T_i=2βT₀=T_S/γ,

где Т₀ - период ВЧ тактовых импульсов на выходе ЧМ-генератора 2; T_S - период цифрового модулирующего сигнала.

Для цифровых сигналов функция текущего времени может быть представлена дискретной функцией изменения временных интервалов:

где - дискретные шаги линейного изменения времени в течение полупериодов симметричных пилообразных цифровых сигналов VP1, VP2, K=1…6 - число текущего полупериода VP1, VP2.

При соотношении частот ƒ_i=γF период цифрового модулирующего сигнала T_S содержит целое количество дискретных временных интервалов Т₀:

Для реализации предлагаемого способа реверсивный счетчик 3 обеспечивает формирование прямого VP1 и инверсного VP2 симметричных пилообразных цифровых сигналов согласно следующим функциям:

где АР - код амплитудного значения пилообразного сигнала.

В результате достигается условие инверсии симметричных пилообразных импульсных сигналов:

В общем случае гармонический модулирующий сигнал U определяется как функция от времени t с учетом возможного фазового сдвига θ относительно начального момента времени t_H:

где m=0…1 - относительная амплитуда модулирующего сигнала.

При переходе к цифровому сигналу значение кода S модулирующего воздействия определяется как функция дискретных моментов времени :

где М - код амплитуды модулирующего сигнала.

В соответствии с предлагаемым способом цифрового управления, основанном на использовании симметричной ШИМ второго рода, для формирования широтно-модулированных импульсов достаточно ограничиться выборками кода S только в тактовые моменты времени t_K=t_βK:

Принципиальной особенностью, определяющей новизну предлагаемого способа цифрового управления, является применение двух факторов синхронизации: во-первых, фактор синхронизации фазы симметричных пилообразных цифровых сигналов с фазой цифрового модулирующего воздействия; во-вторых, фактор синхронизации выборок кода модулирующего воздействия с моментами амплитудных значений пилообразных цифровых сигналов.

Применительно к двухканальному ключевому ГУ (фиг. 1) синхронизация фазы симметричных пилообразных цифровых сигналов, формируемых реверсивным счетчиком 3, достигается установкой нулевых значений выходного кода, соответствующих нулевому уровню пилообразных сигналов, по синхроимпульсу I1 в моменты смены полярности полуволн модулирующего сигнала, поступающего через шину синхронизации на установочный вход реверсивного счетчика 3.

Заявляемый технический результат, связанный с взаимной компенсацией ближайших гармоник и комбинационных составляющих спектра суммарного импульсного напряжения, в этом случае, достигается для периодического импульсного напряжения с суммарной частотой переключений ω=6Ω при условии θ=0 и t_H=τ=0.

Далее, по известным правилам, по результату сравнения противофазных симметричных пилообразных цифровых сигналов с цифровым модулирующим сигналом S, определенным кодом SK в тактовые моменты времени, формируются последовательности широтно-модулированных импульсов. На выходах компараторов 4 и 5 формируются сигналы PWM1 и PWM2 согласно следующим выражениям:

В результате усиления по мощности импульсов PWM1 и PWM2 на выходах ключевых усилителей 6, 7 формируются импульсные напряжения V1 и V2, длительность импульсов которых определяется соответствующими цифровыми сигналами, а амплитуда задается напряжением силового электропитания КУМ.

Сумматор 8 обеспечивает сложение импульсных напряжений V1 и V2 и формирование суммарного импульсного напряжения V с суммарной частотой переключений ω кратно выше частоты переключений отдельных каналов ключевого усиления. В частности, для двухканальной ШИМ ω=2ω_i. При этом в спектре суммарного сигнала остаются группы комбинационных составляющих, группирующихся вокруг гармоник суммарной частоты переключений.

Фактор синхронизации выборок кода цифрового модулирующего воздействия с тактовыми моментами времени, соответствующими амплитудным значениям пилообразных симметричных противофазных сигналов, определяет реализацию двухканальной ШИМ второго рода. Применительно к модуляции такого вида из соотношения (3) можно определить ближайшие гармонические и комбинационные составляющие спектра суммарного импульсного напряжения. Причем, без потери общности результатов, можно ограничиться рассмотрением выражений для θ=0, оставляя для дальнейшего анализа влияния фазовых соотношений только временной сдвиг τ максимальных значений пилообразных сигналов в тактовые моменты времени t_K относительно моментов времени максимальных значений модулирующего сигнала. Таким образом, запишем выражение для ближайших гармонических и комбинационных составляющих при двухканальной симметричной ШИМ-2:

Из условия реализации предлагаемого способа цифрового управления при ω_i=3Ω получим необходимое требование для взаимной компенсации равновеликих амплитуд гармонических и комбинационных составляющих. Выделенный эффект достигается с учетом J₃(x)=-J_-3(x) при совпадении моментов времени ближайших амплитудных значений пилообразных сигналов с моментом времени максимального значения модулирующего сигнала, что соответствует

τ=Т_p/2.

Полученное смещение обеспечивается при соответствующей временной задержке Δt переходов через ноль пилообразных напряжений относительно смены полярности полуволн модулирующего сигнала с учетом отношения периодов для T_S=3Т_p Δt=0.

Таким образом, использование предлагаемого способа цифрового управления позволяет исключить ближайшие гармонические и комбинационные составляющие из спектра суммарного импульсного напряжения двухканального ключевого ГУ. Для частоты переключений суммарного импульсного сигнала ω=6Ω при частоте переключений каналов ω_n=3Ω. Причем в составе спектра присутствуют гармонические составляющие с частотами Ω_n≥5Ω, что позволяет минимизировать гармонические искажения выходного сигнала ГУ при полосе рабочих частот до одной октавы (Ω_B/Ω_H≤2, где Ω_B и Ω_H - верхняя и нижняя частоты рабочего диапазона соответственно).

Выделенное преимущество позволяет обеспечить эффективную фильтрацию полезного сигнала простейшими фильтрами нижних частот даже в условиях значительного изменения импеданса нагрузки при собственной частоте фильтра Ω_C=(1,5…2)Ω_B. Отмеченный технический результат делает наиболее предпочтительным применение разработанного технического решения по сравнению с известными способами цифрового управления ключевыми ГУ, включая способ-прототип, особенно в ультразвуковом диапазоне частот.

Дополнительным достоинством предлагаемого способа цифрового управления является повышение показателей качества выходного сигнала в условиях многократного сокращения скорости передачи цифровой информации о дискретных значениях кода модулирующего сигнала. Так, если для способа-прототипа необходимо обеспечить частоту изменения цифрового модулирующего сигнала не менее чем ω₀=β2γΩ, то в предлагаемом способе достаточно реализовать частоту выборок кода ω_K=ω=2γΩ, т.е. в β раз (β≈100) ниже.

Выделенное обстоятельство имеет большое значение при построении цифровых схем управления ГУ, особенно для многоканальных передающих трактов с централизованным формированием модулирующих сигналов с удаленной шиной передачи данных.

Представленные результаты подтверждены методами математического моделирования и экспериментальных исследований. Данные численных расчетов полностью соответствуют результатам аналитических оценок возможного подавления ближайших гармонических и комбинационных составляющих спектра суммарного импульсного напряжения при условии взаимной синхронизации модулирующего сигнала и пилообразных цифровых сигналов, согласно определенным фазовым соотношениям.

На предприятии изготовлен и проходит испытания опытный образец прибора передающего тракта ультразвукового диапазона с полосой рабочих частот от 60 до 100 кГц, содержащий 16 каналов, каждый из которых выполнен на двухканальном ключевом ГУ. Для управления ГУ передающего тракта, предназначенного для возбуждения гидроакустической фазированной антенной решетки, применен заявляемый способ цифрового управления с двухканальной ШИМ-2, где при заданных фазовых соотношениях модулирующего сигнала и широтно-модулированных импульсов обеспечивается требуемое качество выходных сигналов с коэффициентом искажений 2-4% при КПД до 93%. В последующих разработках предполагается переход к заявляемому способу цифрового управления для четырех канального ключевого ГУ, что позволит обеспечить повышение КПД до 95% при двукратном увеличении номинальной мощности канала передающего тракта и значительном увеличении качественных показателей выходного сигнала с нелинейными искажениями 1-2%.

Приведенный пример практического внедрения подтверждает возможность уменьшения нелинейных искажений импульсных сигналов при внедрении заявляемого способа цифрового управления в условиях повышения КПД в верхнем диапазоне звуковых сигналов, что весьма значимо для мощных высокочастотных гидроакустических передающих трактов и ряда ультразвуковых ключевых ГУ технологического назначения.

Источники информации

1. Патент РФ №2237920 Устройство для функционального преобразования ШИМ-сигналов, опубл. 10.10.2004.

2. Патент РФ №2172062 Цифровой широтно-импульсный модулятор, опубл. 20.08.2001

3. Слепов Н.Н., Дроздов Б.Н. Широтно-импульсная модуляция. Анализ и применение в магнитной записи, М., изд. Энергия, 1978, 192 с.

4. Патент РФ №2594918 Способ цифрового формирования широтно-модулированных сигналов для гидроакустики.

Изобретение относится к способам цифрового формирования модулированных импульсных сигналов для управления ключевыми генераторными устройствами ультразвукового диапазона. Техническим результатом является улучшение характеристик качества цифрового формирования двух последовательностей широтно-модулированных импульсов для управления двухканальными и четырехканальными ключевыми генераторными устройствами ультразвукового диапазона при минимизации скорости передачи цифрового модулирующего сигнала. Это достигается применением двухканальной симметричной широтно-импульсной модуляции второго рода при целочисленном отношении суммарной частоты переключений в шесть раз выше частоты цифрового модулирующего сигнала с учетом фазовой синхронизации модулирующего сигнала и широтно-модулированных импульсов из условия взаимной компенсации ближайших гармонических и комбинационных составляющих, совпадающих с третьей гармоникой рабочей частоты генераторного устройства. 2 ил.

Способ цифрового управления ключевым генераторным устройством ультразвукового диапазона, основанный на формировании двух последовательностей широтно-модулированных импульсов с суммарной частотой переключений ω=6Ω цифрового модулирующего сигнала по результату сравнения противофазных симметричных пилообразных цифровых сигналов с цифровым модулирующим сигналом, с последующим формированием суммарного импульсного напряжения в результате суммирования усиленных по мощности двух последовательностей широтно-модулированных импульсов, отличающийся тем, что сравнение противофазных симметричных пилообразных цифровых сигналов осуществляют с выборками кода цифрового модулирующего сигнала, определенными в моменты времени максимальных и минимальных значений противофазных симметричных пилообразных цифровых сигналов, при этом обеспечивают синхронизацию моментов перехода через ноль противофазных симметричных пилообразных цифровых сигналов с переходом через ноль цифрового модулирующего сигнала из условия минимизации третьей гармоники суммарного импульсного напряжения.