СПОСОБ ПЕРЕДАЧИ СИГНАЛА СИНХРОНИЗАЦИИ В СИСТЕМЕ БЕСПРОВОДНОЙ СВЯЗИ И УСТРОЙСТВО ДЛЯ ЭТОГО Российский патент 2020 года по МПК H04J11/00 

ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ, К КОТОРОЙ ОТНОСИТСЯ ИЗОБРЕТЕНИЕ

Настоящее изобретение относится к способу передачи сигнала синхронизации в системе беспроводной связи и, в частности, к способу передачи PSS (первичной синхронизирующей последовательности) и SSS (вторичной синхронизирующей последовательности), включенных в сигнал синхронизации, и устройству для этого.

УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ

Ниже приведено краткое описание системы проекта долгосрочного развития систем связи проекта партнерства третьего поколения (3GPP LTE) в порядке примера системы беспроводной связи, к которой может применяться настоящее изобретение.

Фиг. 1 демонстрирует конфигурацию сети усовершенствованной универсальной системы мобильной связи (E-UMTS) в качестве иллюстративной системы беспроводной связи. Система E-UMTS является развитием традиционной системы UMTS, и 3GPP работает на основе стандартизации E-UMTS. E-UMTS также именуется системой LTE. За деталями технических спецификаций UMTS и E-UMTS, можно обратиться к выпуску 7 и выпуску 8 ʺ3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group Radio Access Networkʺ, соответственно.

Согласно фиг. 1, система E-UMTS включает в себя пользовательское оборудование (UE), усовершенствованный узел B (eNode B или eNB) и шлюз доступа (AG), который располагается на конце усовершенствованной наземной сети радиодоступа UMTS (E-UTRAN) и подключен к внешней сети. eNB может одновременно передавать множественные потоки данных, для широковещательной услуги, многоадресной услуги и/или одноадресной услуги.

Единичный eNB управляет одной или более сотами. Сота способна работать в одной из полос 1,25, 2,5, 5, 10, 15 и 20 МГц и предоставляет услугу передачи нисходящей линии связи (DL) или восходящей линии связи (UL) множеству UE в полосе. Разные соты могут быть сконфигурированы для обеспечения разных полос. eNB управляет передачей и приемом данных на и от множества UE. В отношении данных DL, eNB сообщает конкретному UE временно-частотную область, в которой предполагается передавать данные DL, схему кодирования, размер данных, информацию гибридного автоматического запроса повторения передачи (HARQ) и т.д. путем передачи информации планирования DL на UE. В отношении данных UL, eNB сообщает конкретному UE временно-частотную область, в которой UE может передавать данные, схему кодирования, размер данных, информацию HARQ и т.д. путем передачи информации UL планирования на UE. Между eNB можно задать интерфейс для передачи пользовательского трафика или трафика управления. Базовая сеть (CN) может включать в себя AG и сетевой узел для пользовательской регистрации UE. AG управляет мобильностью UE на основе зоны отслеживания (TA). TA включает в себя множество сот.

Хотя стадия развития технологии беспроводной связи достигла LTE на основе широкополосного множественного доступа с кодовым разделением (WCDMA), требования и ожидания пользователей и поставщиков услуг возрастают. С учетом развития других технологий радиодоступа, новый технологический уровень требуется для достижения конкурентоспособности в будущем. В частности, требуются снижение стоимости в расчете на бит, повышенная доступность услуг, гибкое использование частотных диапазонов, упрощенная структура, открытый интерфейс, надлежащее энергопотребление UE, и т.д.

ТЕХНИЧЕСКАЯ ЗАДАЧА

Техническая задача настоящего изобретения состоит в обеспечении способа передачи сигнала синхронизации в системе беспроводной связи и устройства для этого.

Технические задачи, получаемые из настоящего изобретения, не ограничиваются вышеупомянутыми техническими задачами. Другие, не упомянутые технические задачи специалисты в области техники, к которой относится настоящее изобретение, могут отчетливо понять из нижеследующего описания.

ТЕХНИЧЕСКОЕ РЕШЕНИЕ

Для достижения этих и других преимуществ и в соответствии с задачей настоящего изобретения, как воплощено и описано в широком смысле, согласно одному варианту осуществления, способ передачи SSS (вторичного сигнала синхронизации), который передается базовой станцией в системе беспроводной связи, включает в себя определение первого индекса сдвига на основании первого и второго идентификаторов соты для идентификации соты, и определение второго индекса сдвига на основании первого идентификатора соты, и передачу SSS с использованием первой последовательности, которая генерируется на основании первого индекса сдвига, и второй последовательности, которая генерируется на основании второго индекса сдвига. В этом случае, первый индекс сдвига может определяться как K-кратное значение, определенное на основании первого и второго идентификаторов соты, где K - целое число, большее или равное 3.

В этом случае, значение, полученное умножением количества возможных значений первого индекса сдвига и количества возможных значений второго индекса сдвига, может быть равно значению, полученному умножением количества возможных значений первого идентификатора соты и количества возможных значений второго идентификатора соты.

SSS может генерироваться путем умножения элементов первой последовательности и соответствующих элементов второй последовательности.

Первая последовательность может генерироваться путем применения значения циклического сдвига в единицах множества выборок, и вторая последовательность может генерироваться путем применения значения циклического сдвига в единицах 1 выборки.

SSS может отображаться в оставшиеся ресурсные элементы кроме, по меньшей мере, одного зарезервированного ресурсного элемента из ресурсных элементов для отображения SSS.

SSS может передаваться на пользовательское оборудование путем отображения в антенный порт, идентичный антенному порту, в который отображается первичный сигнал синхронизации.

По меньшей мере, одно из полиномиального выражения для генерирования первой последовательности и полиномиального выражения для генерирования второй последовательности может быть идентично полиномиальному выражению для генерирования первичного сигнала синхронизации.

Первый индекс сдвига может определяться согласно m0=K*(3 floor(NID(1) /112)+NID(2)), где m₀ - первый индекс сдвига, NID(1) - первый идентификатор соты, и NID(2) - второй идентификатор соты.

Второй индекс сдвига может определяться согласно m1=(NID(1) mod 112), где m₁ - второй индекс сдвига, и NID(1) - первый идентификатор соты.

Дополнительно, для достижения этих и других преимуществ и в соответствии с задачей настоящего изобретения, как воплощено и описано в широком смысле, согласно другому варианту осуществления, базовая станция, передающая SSS (вторичный сигнал синхронизации) в системе беспроводной связи, включает в себя приемопередатчик, выполненный с возможностью передачи и приема радиосигналов с пользовательским оборудованием, и процессор, соединенный с приемопередатчиком и выполненный с возможностью определения первого индекса сдвига на основании первого и второго идентификаторов соты для идентификации соты, и определения второго индекса сдвига на основании первого идентификатора соты. Процессор дополнительно выполнен с возможностью управления приемопередатчиком для передачи SSS на пользовательское оборудование с использованием первой последовательности, которая генерируется на основании первого индекса сдвига, и второй последовательности, которая генерируется на основании второго индекса сдвига. В этом случае, процессор дополнительно выполнен с возможностью определения первого индекса сдвига как K-кратного значения, определенного на основании первого и второго идентификаторов соты, где K - целое число, большее или равное 3.

Первый и второй индексы сдвига может определяться согласно m0=K*(3 floor(NID(1) /112)+NID(2)) и m1=(NID(1) mod 112), где m₀ и m₁ - первый и второй индексы сдвига, соответственно, и N_ID⁽¹⁾ и N_ID⁽²⁾ - первый и второй идентификаторы соты, соответственно.

Дополнительно, для достижения этих и других преимуществ и в соответствии с задачей настоящего изобретения, как воплощено и описано в широком смысле, согласно другому варианту осуществления, пользовательское оборудование (UE) содержит приемопередатчик, выполненный с возможностью передачи и приема радиосигналов с базовой станцией, и процессор, соединенный с приемопередатчиком и выполненный с возможностью управления приемопередатчиком для приема сигналов синхронизации, включающих в себя вторичный сигнал синхронизации, SSS, от базовой станции. SSS генерируется с использованием первой последовательности, которая генерируется на основании первого индекса сдвига, и второй последовательности, которая генерируется на основании второго индекса сдвига, и первый индекс сдвига определяется на основании первого и второго идентификаторов соты для идентификации соты, и второй индекс сдвига определяется на основании первого идентификатора соты, первый индекс сдвига является K-кратным значением, определенным на основании первого и второго идентификаторов соты, где K - целое число, большее или равное 3.

Согласно варианту осуществления UE, первый и второй индексы сдвига равны m0=K*(3 floor(NID(1) /112)+NID(2)) и m1=(NID(1) mod 112), где m₀ и m₁ - первый и второй индексы сдвига, соответственно, и N_ID⁽¹⁾ и N_ID⁽²⁾ - первый и второй идентификаторы соты, соответственно.

ПОЛЕЗНЫЕ РЕЗУЛЬТАТЫ

соответственно, настоящее изобретение обеспечивает следующие результаты или преимущества.

Согласно настоящему изобретению, можно избегать ошибок при обнаружении ID соты вследствие частотного смещения.

Специалистам в данной области техники должно быть понятно, что результаты, которых можно добиться благодаря настоящему изобретению, не ограничиваются, в частности, описанными выше, и другие преимущества настоящего изобретения можно лучше понять из нижеследующего подробного описания.

Следует понимать, что вышеприведенное общее описание, как и нижеследующее подробное описание настоящего изобретения являются иллюстративными и пояснительными и предназначены для обеспечения дополнительного объяснения заявленного изобретения.

ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ

Прилагаемые чертежи, которые включены для обеспечения дополнительного понимания изобретения и включены в это описание изобретения и составляет его часть, иллюстрируют варианты осуществления изобретения и, совместно с описанием, служат для объяснения принципов изобретения.

Фиг. 1 демонстрирует конфигурацию сети усовершенствованной универсальной системы мобильной связи (E-UMTS) в порядке примера системы беспроводной связи.

Фиг. 2 демонстрирует стек протоколов плоскости управления и стек протоколов плоскости пользователя в архитектуре протокола радиоинтерфейса, согласующейся со стандартом сети радиодоступа проекта партнерства третьего поколения (3GPP) между пользовательским оборудованием (UE) и усовершенствованной наземной сети радиодоступа UMTS (E-UTRAN).

Фиг. 3 демонстрирует физические каналы и общий способ передачи сигнала с использованием физических каналов в системе 3GPP.

Фиг. 4 демонстрирует структуру радиокадра в системе проекта долгосрочного развития систем связи (LTE).

Фиг. 5 демонстрирует структуру радиокадра для передачи SS (сигнала синхронизации) в системе LTE.

Фиг. 6 демонстрирует структуру радиокадра нисходящей линии связи в системе LTE.

Фиг. 7 демонстрирует структуру подкадра восходящей линии связи в системе LTE.

Фиг. 8 демонстрирует примеры схемы соединения между TXRU и антенными элементами.

Фиг. 9 демонстрирует пример структуры отдельного подкадра.

Фиг. 10 - диаграмма, поясняющая вариант осуществления отображения последовательности PSS в ресурсный элемент.

Фиг. 11 и 12 - диаграммы, поясняющие конфигурацию блока сигнала синхронизации.

Фиг. 13 - таблица, демонстрирующая один пример построения SSS базовой станцией.

Фиг. 14 демонстрирует систему беспроводной связи для реализации варианта осуществления настоящего изобретения.

ВАРИАНТ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ

Предпочтительные варианты осуществления

Конфигурация, принцип работы и другие признаки настоящего изобретения позволяют понять варианты осуществления настоящего изобретения, описанные со ссылкой на прилагаемые чертежи. Изложенные здесь варианты осуществления настоящего изобретения являются примерами, в которых технические особенности настоящего изобретения применяются к системе проекта партнерства третьего поколения (3GPP).

Хотя вариант осуществления настоящего изобретения описан на основании системы LTE и системы LTE-A в этом описании изобретения, система LTE и система LTE-A являются лишь иллюстративными и могут применяться ко всем системам, соответствующим вышеупомянутому определению.

Термин 'базовая станция (BS)' может использоваться для охвата значений терминов, включающих в себя удаленный радиоприемопередатчик (RRH), усовершенствованный узел B (eNB или eNode B), точка приема (RP), ретранслятор и т.д.

Фиг. 2 демонстрирует стеки протоколов плоскости управления и плоскости пользователя в архитектуре протокола радиоинтерфейса, согласующейся со стандартом беспроводной сети доступа 3GPP между пользовательским оборудованием (UE) и усовершенствованной наземной сети радиодоступа UMTS (E-UTRAN). Плоскость управления это тракт, на котором UE и E-UTRAN передают управляющие сообщения для администрирования вызовов, и плоскость пользователя это тракт, на котором передаются данные, сгенерированные из уровня приложений, например, речевые данные или пакетные данные интернета.

Физический (PHY) уровень на уровне 1 (L1) обеспечивает услугу переноса информации на более высокий уровень, уровень управления доступом к среде (MAC). Уровень PHY подключен к уровню MAC через транспортные каналы. Транспортные каналы доставляют данные между уровнем MAC и уровнем PHY. Данные передаются на физических каналах между уровнями PHY передатчика и приемника. Физические каналы используют время и частоту в качестве радиоресурсов. В частности, физические каналы модулируются в множественном доступе с ортогональным частотным разделением (OFDMA) для нисходящей линии связи (DL) и в множественном доступе с частотным разделением с одной несущей (SC-FDMA) для восходящей линии связи (UL).

Уровень MAC на уровне 2 (L2) предоставляет услугу более высокому уровню, уровню управления линией радиосвязи (RLC) через логические каналы. Уровень RLC на L2 поддерживает надежную передачу данных. Функциональные возможности RLC можно реализовать в функциональном блоке уровня MAC. Уровень протокола конвергенции пакетной передачи данных (PDCP) на L2 осуществляет сжатие заголовка для снижения объема ненужной информации управления и, таким образом, эффективно передавать пакеты интернет-протокола (IP), например, пакеты IP версии 4 (IPv4) или IP версии 6 (IPv6) через радиоинтерфейс, имеющий узкую полосу.

Уровень управления радиоресурсами (RRC) в самой низкой части уровня 3 (или L3) задается только на плоскости управления. Уровень RRC управляет логическими каналами, транспортными каналами и физическими каналами в отношении конфигурирования, переконфигурирования и освобождения радиоканалов-носителей. Радиоканал-носитель относится к услуге, предоставляемой на L2, для передачи данных между UE и E-UTRAN. С этой целью, уровни RRC UE и E-UTRAN обмениваются сообщениями RRC друг с другом. Если соединение RRC установлено между UE и E-UTRAN, UE находится в режиме соединения RRC и иначе, UE находится в неактивном режиме RRC. Уровень слоя без доступа (NAS), более высокий, чем уровень RRC, осуществляет функции, включающие в себя управление сеансом и управление мобильностью.

Транспортные каналы DL, используемые для доставки данных от E-UTRAN на UE, включают в себя широковещательный канал (BCH), несущий системную информацию, канал поискового вызова (PCH), несущий сообщение поискового вызова и совместно используемый канал (SCH), несущий пользовательский трафик или управляющее сообщение. Многоадресный трафик или управляющие сообщения DL или широковещательный трафик или управляющие сообщения DL могут передаваться на DL SCH или отдельно заданный многоадресный канал (MCH) DL. Транспортные каналы UL, используемые для доставки данных от UE на E-UTRAN включают в себя канал произвольного доступа (RACH), несущий начальное управляющее сообщение и UL SCH, несущий пользовательский трафик или управляющее сообщение. Логические каналы, которые заданы над транспортными каналами и отображаются в транспортные каналы, включают в себя широковещательный канал управления (BCCH), канал поискового вызова управления (PCCH), общий канал управления (CCCH), многоадресный канал управления (MCCH), многоадресный канал трафика (MTCH) и т.д.

Фиг. 3 демонстрирует физические каналы и общий способ передачи сигналов на физических каналах в системе 3GPP.

Согласно фиг. 3, когда UE включается или входит в новую соту, UE осуществляет начальный поиск соты (S301). Начальный поиск соты предусматривает получение синхронизации на eNB. В частности, UE синхронизирует свое хронирование с eNB и получает идентификатор соты (ID) и другую информацию путем приема первичного канала синхронизации (P-SCH) и вторичного канала синхронизации (S-SCH) от eNB. Затем UE может получать информацию, вещаемую в соте путем приема физического широковещательного канала (PBCH) от eNB. В ходе начального поиска соты, UE может отслеживать состояние канала DL путем приема опорного сигнала нисходящей линии связи (DL RS).

После начального поиска соты, UE может получать детальную системную информацию путем приема физического канала управления нисходящей линии связи (PDCCH) и приема физического совместно используемого канала нисходящей линии связи (PDSCH) на основании информации, включенной в PDCCH (S302).

Если UE первоначально осуществляет доступ к eNB или не имеет радиоресурсов для передачи сигнала на eNB, UE может осуществлять процедуру произвольного доступа с eNB (S303 - S306). В процедуре произвольного доступа, UE может передавать заранее определенную последовательность в качестве преамбулы на физическом канале произвольного доступа (PRACH) (S303 и S305) и может принимать сообщение ответа на преамбулу на PDCCH и PDSCH, связанный с PDCCH (S304 и S306). В случае состязательного RACH, UE может дополнительно осуществлять процедуру разрешения спора.

После вышеупомянутой процедуры UE может принимать PDCCH и/или PDSCH от eNB (S307) и передавать физический совместно используемый канал восходящей линии связи (PUSCH) и/или физический канал управления восходящей линии связи (PUCCH) на eNB (S308), который является общей процедурой передачи сигнала DL и UL. В частности, UE принимает информацию управления нисходящей линии связи (DCI) на PDCCH. Здесь, DCI включает в себя информацию управления, например, информацию выделения ресурсов для UE. Разные форматы DCI заданы согласно разным вариантам использования DCI.

Информация управления, которую UE передает на eNB по UL или принимает от eNB по DL, включает в себя сигнал квитирования/отрицательного квитирования (ACK/NACK) DL/UL, указатель качества канала (CQI), индекс матрицы предварительного кодирования (PMI), указатель ранга (RI) и т.д. В системе 3GPP LTE, UE может передавать информацию управления, например, CQI, PMI, RI и т.д. на PUSCH и/или PUCCH.

Фиг. 4 демонстрирует структуру радиокадра, используемого в системе LTE.

Согласно фиг. 4, радиокадр имеет длину 10 мс (327200×T_s) и делится на 10 подкадров одинакового размера. Каждый подкадр имеет длину 1 мс и дополнительно делится на два слота. Каждый временной слот имеет длину 0,5 мс (15360×T_s). Здесь, T_s представляет время дискретизации, и T_s=1/(15 кГц × 2048)=3,2552×10^-8 (около 33 нс). Слот включает в себя множество символов мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM) или символов SC-FDMA во временной области на множество блоков ресурсов (RB) в частотной области. В системе LTE, один RB включает в себя 12 поднесущих на 7 (или 6) символов OFDM. Единичное время в течение которого передаются данные, задается как интервал времени передачи (TTI). TTI можно задать в единицах одного или более подкадров. Вышеописанная структура радиокадра является чисто иллюстративной и, таким образом, количество подкадров в радиокадре, количество слотов в подкадре, или количество символов OFDM в слоте может варьироваться.

Фиг. 5 демонстрирует структуру радиокадра для передачи SS (сигнала синхронизации) в системе LTE. В частности, фиг. 5 демонстрирует структуру радиокадра для передачи сигнала синхронизации и PBCH в FDD (дуплексном режиме с частотным разделением). Фиг. 5 (a) демонстрирует позиции, в которых SS и PBCH передаются в радиокадре, сконфигурированном нормальным CP (циклическим префиксом), и фиг. 5(b) демонстрирует позиции, в которых SS и PBCH передаются в радиокадре, сконфигурированном расширенным CP.

SS будет описан более подробно со ссылкой на фиг. 5. SS категоризуется на PSS (первичный сигнал синхронизации) и SSS (вторичный сигнал синхронизации). PSS используется для получения синхронизации во временной области, например, синхронизации символов OFDM, синхронизации слотов и т.д. и/или синхронизации в частотной области. SSS используется для получения синхронизации кадров, ID группы сот и/или конфигурации CP соты (т.е. информации, указывающей, используется ли нормальный или расширенный CP). Согласно фиг. 5, PSS и SSS передаются посредством двух символов OFDM в каждом радиокадре. В частности, SS передается в первом слоте в каждом из подкадра 0 и подкадра 5 с учетом длины кадра GSM (глобальная система мобильной связи) 4,6 мс для облегчения измерения между технологиями радиодоступа (между RAT). В частности, PSS передается в последнем символе OFDM в каждом из первого слота подкадра 0 и первого слота подкадра 5. SSS передается в символах OFDM со второго до последнего в каждом из первого слота подкадра 0 и первого слота подкадра 5. Границы соответствующего радиокадра можно обнаружить через SSS. PSS передается в последнем символе OFDM соответствующего слота, и SSS передается в символе OFDM непосредственно до символа OFDM, в котором передается PSS. Согласно схеме разнесения передачи для SS, используется один-единственный антенный порт. Однако стандарты схемы разнесения передачи для SS отдельно не заданы в текущем стандарте.

Согласно фиг. 5, обнаруживая PSS, UE может узнавать, что соответствующий подкадр является одним из подкадра 0 и подкадра 5, поскольку PSS передается каждые 5 мс, не UE не может знать, является ли подкадр подкадром 0 или подкадром 5. Таким образом, синхронизацию кадров нельзя получить только из PSS. UE обнаруживает границы радиокадра путем обнаружения SSS, который передается дважды в одном радиокадре с разными последовательностями.

Демодулировав сигнал DL путем осуществления процедуры поиска соты с использованием PSS/SSS и определенных временных и частотных параметров, необходимых для осуществления передачи сигнала UL в точное время, UE может осуществлять связь с eNB только после получения от eNB системной информации, необходимой для системного конфигурирования UE.

Системная информация сконфигурирована блоком служебной информации (MIB) и блоками системной информации (SIB). Каждый SIB включает в себя набор функционально связанных параметров и категоризуется на MIB, SIB типа 1 (SIB1), SIB типа 2 (SIB2) и SIB3 - SIB8 согласно включенным параметрам.

MIB включает в себя наиболее часто передаваемые параметры, которые позволяют UE первоначально осуществлять доступ в сеть, которую обслуживает eNB. UE может принимать MIB через широковещательный канал (например, PBCH). MIB включает в себя системную полосу нисходящей линии связи (DL BW), конфигурацию PHICH и номер системного кадра (SFN). Таким образом, UE может напрямую получать информацию о DL BW, SFN и конфигурации PHICH, принимая PBCH. С другой стороны, UE может неявно получать информацию о количестве передающих антенных портов eNB. Информация о количестве передающих антенн eNB неявно сигнализируется путем маскирования (например, операции XOR) последовательности, соответствующей количеству передающих антенн, на 16-битовый CRC (циклический контроль по избыточности), используемый при обнаружении ошибки PBCH.

SIB1 включает в себя не только информацию о планировании во временной области для других SIB, но и параметры, необходимые для определения пригодности конкретной соты при выборе соты. UE принимает SIB1 через широковещательную сигнализацию или выделенную сигнализацию.

Несущую частоту DL и соответствующую системную полосу можно получать из MIB, переносимого на PBCH. Несущую частоту UL и соответствующую системную полосу можно получать из системной информации, соответствующей сигналу DL. Приняв MIB, в отсутствие верной системной информации, хранящейся в соответствующей соте, UE применяет значение DL BW, включенное в MIB, к полосе UL, пока не будет принят блок системной информации типа 2 (SystemInformationBlockType2, SIB2). Например, если UE получает SIB2, UE способно идентифицировать всю системную полосу UL, которую можно использовать для передачи UL, посредством информации несущей частоты UL и полосы UL, включенной в SIB2.

В частотной области, PSS/SSS и PBCH передаются независимо от фактической системной полосы во всех 6 RB, т.е. 3 RB слева и 3 RB справа от поднесущей DC в соответствующем символе OFDM. Другими словами, PSS/SSS и PBCH передаются только на 72 поднесущих. Поэтому UE выполнено с возможностью обнаружения или декодирования SS и PBCH независимо от полосы передачи нисходящей линии связи, сконфигурированной для UE.

Завершив начальный поиск соты, UE может осуществлять процедуру произвольного доступа для осуществления доступа к eNB. Для этого, UE передает преамбулу через PRACH (физический канал произвольного доступа) и может принимать сообщение ответа через PDCCH и PDSCH в ответ на преамбулу. В случае состязательного произвольного доступа, оно может передавать дополнительный PRACH и осуществлять процедуру разрешения спора, например, PDCCH и PDSCH, соответствующего PDCCH.

Осуществив вышеупомянутую процедуру, UE может осуществлять прием PDCCH/PDSCH и передачу PUSCH/PUCCH как общую процедуру передачи сигнала UL/DL.

Процедура произвольного доступа также именуется процедурой канала произвольного доступа (RACH). Процедура произвольного доступа используется для различных вариантов использования, включающих в себя начальный доступ, регулировку синхронизации UL, выделение ресурсов, хэндовер и пр. Процедура произвольного доступа категоризуется на состязательную процедуру и выделенную (т.е. бессостязательную) процедуру. В целом, состязательная процедура произвольного доступа используется для осуществления начального доступа. С другой стороны, выделенная процедура произвольного доступа используется исключительно для осуществления хэндовера и пр. При осуществлении состязательной процедуры произвольного доступа, UE произвольно выбирает последовательность преамбулы RACH. Поэтому множество UE может передавать одну и ту же последовательность преамбулы RACH в одно и то же время. В результате, после этого требуется процедура разрешения спора. Напротив, при осуществлении выделенной процедуры произвольного доступа, UE использует последовательность преамбулы RACH, которую eNB специально выделил UE. Поэтому UE может осуществлять процедуру произвольного доступа без конфликта с другим UE.

Состязательная процедура произвольного доступа включает в себя 4 этапа, описанные ниже. Сообщения, передаваемые на 4 этапах, могут, соответственно, именоваться сообщением (Msg) 1-4 в настоящем изобретении.

Этап 1: преамбула RACH (через PRACH) (от UE на eNB)

Этап 2: ответ произвольного доступа (RAR) (через PDCCH и PDSCH (от eNB на UE)

Этап 3: сообщение уровня 2/уровня 3 (через PUSCH) (от UE на eNB)

Этап 4: сообщение разрешения спора (от eNB на UE)

С другой стороны, выделенная процедура произвольного доступа включает в себя 3 этапа, описанные ниже. Сообщения, передаваемые на 3 этапах, могут, соответственно, именоваться сообщением (Msg) 0-2 в настоящем изобретении. Также может осуществляться передача по восходящей линии связи (т.е. этап 3), соответствующая RAR, как часть процедуры произвольного доступа. Выделенная процедура произвольного доступа может инициироваться с использованием PDCCH (далее, порядок PDCCH), который используется, чтобы eNB указывал передачу преамбулы RACH.

Этап 0: назначение преамбулы RACH посредством выделенной сигнализации (от eNB на UE)

Этап 1: преамбула RACH (через PRACH) (от UE на eNB)

Этап 2: ответ произвольного доступа (RAR) (через PDCCH и PDSCH) (от eNB на UE)

После передачи преамбулы RACH, UE пытается принять ответ произвольного доступа (RAR) в заранее сконфигурированном временном окне. В частности, UE пытается обнаружить PDCCH (далее, RA-RNTI PDCCH) (например, CRC, маскированный посредством RA-RNTI на PDCCH), имеющий RA-RNTI (временный идентификатор радиосети произвольного доступа) во временном окне. Если RA-RNTI PDCCH обнаружен, UE проверяет, существует ли RAR для UE на PDSCH, соответствующем RA-RNTI PDCCH. RAR включает в себя информацию временного опережения (TA), указывающую информацию временного смещения для синхронизации UL, информацию выделения ресурсов UL (информацию предоставления UL), временный идентификатор UE (например, временный RNTI соты, TC-RNTI), и пр. UE может осуществлять передачу UL (например, сообщения 3) согласно информации выделения ресурсов и значению TA, включенному в RAR. HARQ применяется к передаче UL, соответствующей RAR. В частности, UE может принимать информацию ответа на прием (например, PHICH), соответствующую сообщению 3 после передачи сообщения 3.

Преамбула произвольного доступа (т.е. преамбула RACH) состоит из циклического префикса длиной TCP и части последовательности длиной TSEQ. TCP и TSEQ зависят от структуры кадра и конфигурации произвольный доступ. Формат преамбулы управляется более высоким уровнем. преамбула RACH передается в подкадре UL. Передача преамбулы произвольного доступа ограничена конкретными временным ресурсом и частотным ресурсом. Ресурсы именуются ресурсами PRACH. Для согласования индекса 0 с блоком физических ресурсов (PRB) и подкадром более низкого номера в радиокадре, ресурсы PRACH нумеруются в порядке возрастания PRB в номерах подкадров в радиокадре и частотной области. Ресурсы произвольного доступа задаются согласно индексу конфигурации PRACH (см. документ стандарта 3GPP TS 36.211). Индекс конфигурации RACH обеспечивается сигнализацией более высокого уровня (передаваемой с eNB).

В системе LTE/LTE-A, разнесение поднесущих для преамбулы произвольного доступа (т.е. преамбула RACH) регулируется на 1,25 кГц для форматов 0-3 преамбулы и 7,5 кГц для формата 4 преамбулы (см. 3GPP TS 36.211).

Фиг. 6 демонстрирует иллюстративные каналы управления, включенные в зону управления подкадра в радиокадре DL.

Согласно фиг. 6, подкадр включает в себя 14 символов OFDM. Первые от одного до трех символов OFDM подкадра используются для зоны управления, и другие от 13 до 11 символов OFDM используются для зоны данных согласно конфигурации подкадра. На фиг. 5 символы R1 - R4 обозначают RS или пилотные сигналы для антенн 0-3. RS выделяются по заранее определенному шаблону в подкадре независимо от зоны управления и зоны данных. Канал управления выделяется ресурсам не-RS в зоне управления, и канал трафика также выделяется ресурсам не-RS в зоне данных. Каналы управления, выделенные зоне управления, включают в себя физический канал указателя формата управления (PCFICH), физический канал указателя гибридного ARQ (PHICH), физический канал управления нисходящей линии связи (PDCCH) и т.д.

PCFICH является физическим каналом указателя формата управления, несущим информацию (CFI) о количестве символов OFDM, используемых для PDCCH в каждом подкадре. PCFICH располагается в первом символе OFDM подкадра и сконфигурирован с приоритетом над PHICH и PDCCH. PCFICH включает в себя 4 группы ресурсных элементов (REG), причем каждая REG распределяется на зону управления на основании идентификатора (ID) соты. Одна REG включает в себя 4 ресурсных элемента (RE). RE является минимальным физическим ресурсом, заданным одной поднесущей на один символ OFDM. CFI, переносимая PCFICH задается равной от 1 до 3 или от 2 до 4 согласно полосе. PCFICH модулируется в квадратурной фазовой манипуляции (QPSK).

PHICH является физическим каналом указателя гибридного автоматического запроса повторной передачи (HARQ), несущим HARQ ACK/NACK для передачи UL. Таким образом, PHICH является каналом, который доставляет информацию ACK/NACK DL для UL HARQ. PHICH включает в себя одну REG и скремблируется для каждой соты. ACK/NACK указывается в одном бите и модулируется в двоичной фазовой манипуляции (BPSK). Модулированный ACK/NACK расширяется с коэффициентом расширения (SF) 2 или 4. Множество PHICH, отображаемых в одни и те же ресурсы, образуют группу PHICH. Количество PHICH, мультиплексированных в группу PHICH, определяется согласно количеству расширяющих кодов. PHICH (группа) повторяется три раза для получения выигрыша за счет разнесения в частотной области и/или временной области.

PDCCH является физическим каналом управления DL, выделенным первым n символам OFDM подкадра. Здесь, n является целым числом 1 или более, указанным PCFICH. PDCCH занимает один или более элементов канала управления (CCE). PDCCH несет информацию выделения ресурсов для транспортных каналов, PCH и DL-SCH, предоставление планирования UL и информацию HARQ на каждое UE или группу UE. PCH и DL-SCH передаются на PDSCH. Поэтому eNB и UE обычно передают и принимают данные на PDSCH, за исключением конкретной информации управления или конкретных данных услуги.

Информация, указывающая одно или более UE для приема данных PDSCH, и информация, указывающая, как UE предположительно принимают и декодируют данные PDSCH, доставляются на PDCCH. Например, исходя из того, что циклический контроль по избыточности (CRC) конкретного PDCCH маскируется временным идентификатором радиосети (RNTI) ʺAʺ, и информация о данных, передаваемых в радиоресурсах (например, в частотной позиции) ʺBʺ на основании информации транспортного формата (например, размера транспортного блока, схемы модуляции, информации кодирования и т.д.) ʺCʺ передается в конкретном подкадре, UE в соте отслеживает, то есть декодирует вслепую, PDCCH с использованием своей информации RNTI в пространстве поиска. Если одно или более UE имеют RNTI ʺAʺ, эти UE принимают PDCCH и принимают PDSCH, указанный ʺBʺ и ʺCʺ, на основании информации принятого PDCCH.

Фиг. 7 демонстрирует структуру подкадра UL в системе LTE.

Согласно фиг. 7, подкадр UL может делиться на зону управления и зону данных. Физический канал управления восходящей линии связи (PUCCH), включающий в себя информацию управления восходящей линии связи (UCI), выделяется зоне управления, и физический совместно используемый канал восходящей линии связи (PUSCH), включающий в себя пользовательские данные, выделяется зоне данных. Середина подкадра выделяется PUSCH, тогда как обе стороны зоны данных в частотной области выделяются PUCCH. Информация управления, передаваемая на PUCCH, может включать в себя HARQ ACK/NACK, CQI, представляющий состояние канала нисходящей линии связи, RI для системы множественных входов и множественных выходов (MIMO), запрос планирования (SR), запрашивающий выделение ресурсов UL. PUCCH для одного UE занимает один RB в каждом слоте подкадра. Таким образом, два RB, выделенные PUCCH, подвергаются скачкообразной перестройке частоты на границе слота подкадра. В частности, PUCCH с m=0, m=1 и m=2 выделяются подкадру на фиг. 7.

Далее будет описано сообщение информации состояния канала (CSI). В текущем стандарте LTE существуют две схемы передачи MIMO, MIMO без обратной связи, действующая без информации о канале, и MIMO с обратной связью, действующий с информацией о канале. В частности в MIMO с обратной связью, каждый из eNB и UE может осуществлять формирование диаграммы направленности на основании CSI для получения выигрыша от мультиплексирования антенн MIMO. Для получения CSI от UE, eNB может командовать UE возвращать CSI в сигнале нисходящей линии связи, выделяя UE PUCCH (физический канал управления восходящей линии связи) или PUSCH (физический совместно используемый канал восходящей линии связи).

CSI, по большей части, классифицируется на три типа информации, RI (указатель ранга), PMI (матрицу предварительного кодирования) и CQI (указание качества канала). Прежде всего, RI указывает информацию ранга канала как описано выше, и означает количество потоков, которые UE может принимать посредством одних и тех же временно-частотных ресурсов. Также, поскольку RI определяется долговременным ослаблением канала, RI может возвращаться на eNB в течение более долгого периода, чем значение PMI и значение CQI.

Во-вторых, PMI является значением, полученным отражением пространственных характеристик канала, и указывает индекс матрицы предварительного кодирования eNB, предпочтительный для UE, на основании метрики, например, отношения сигнала к помехе и шуму (SINR). Наконец, CQI является значением, указывающим силу канала и, в общем случае, означает SINR приема, который может получать eNB при использовании PMI.

В системе 3GPP LTE-A, eNB может конфигурировать множество процессов CSI для UE и может сообщать CSI для каждого из процессов CSI. В этом случае, процесс CSI включает в себя ресурс CSI-RS для указания качества сигнала и ресурс CSI-IM (измерения помехи), то есть IMR (ресурс измерение помехи) для измерения помехи.

Поскольку длина волны становится короткой в области миллиметровых волн (mmW), множество антенных элементов может быть установлено в одной и той же области. В частности, длина волны равна 1 см в диапазоне 30 ГГц, и всего 64 (8×8) антенных элемента 2D решетки может быть установлено на панели 4 на 4 см с интервалом 0,5 лямбда (длины волны). Таким образом, недавняя тенденция в области mmW пытается увеличивать покрытие или пропускную способность путем повышения коэффициента усиления BF (формирования диаграммы направленности) с использованием множества антенных элементов.

В этом случае, если блок приемопередатчика (TXRU) обеспечен для управления мощностью передачи и фазы для каждого антенного элемента, независимое формирование диаграммы направленности может осуществляться для каждого частотного ресурса. Однако возникает проблема снижения эффективности в связи с затратами на обеспечение TXRU для всех 100 антенных элементов. Поэтому рассматривается схема, в которой множество антенных элементов отображается в один TXRU и направлением лепестка управляет аналоговый фазовращатель. Поскольку эта аналоговая схема формирования диаграммы направленности может обеспечивать направление только одного лепестка в полном диапазоне, возникает проблема отсутствия избирательного по частоте формирования диаграммы направленности.

В качестве промежуточного типа между цифровым BF и аналоговым BF, можно рассматривать гибридное BF, имеющее B TXRU меньшее, чем Q антенных элементов. В этом случае, хотя существует различие, зависящее от схемы соединения B TXRU и Q антенных элементов, количество направлений лепестка, которые позволяют одновременную передачу, ограничено B или менее.

Фиг. 8 демонстрирует примеры схемы соединения между TXRU и антенными элементами.

Фиг. 8(a) демонстрирует, что TXRU подключен к подрешетке. В этом случае антенные элементы подключены к только одному TXRU. В отличие от фиг. 8 (a), фиг. 8 (b) демонстрирует, что TXRU подключен ко всем антенным элементам. В этом случае, антенные элементы подключены ко всем TXRU. На фиг. 8, W указывает вектор фазы, умноженный аналоговым фазовращателем. Таким образом, W определяет направление аналогового формирования диаграммы направленности. В этом случае, отображение между антенными портами CSI-RS и TXRU может быть 1-вo-1 или 1-во-многие.

По мере того, как все больше устройств связи требует повышенной пропускной способности связи, растет потребность в мобильной широкополосной связи, более развитой, чем традиционная RAT (технология радиодоступа). Также, технология массовой MTC (связи машинного типа), которая обеспечивает различные услуги в любом месте и и в любое время путем соединения множества устройств и вещей, является одной из основных проблем, подлежащих рассмотрению при осуществлении связи нового поколения. Кроме того, рассмотрена конструкция системы связи с учетом надежности и латентности услуги/UE. С учетом этого статуса, рассмотрено внедрение RAT нового поколения, и RAT нового поколения будет именоваться NewRAT в настоящем изобретении.

Структура отдельного подкадра, показанная на фиг. 9 рассматривается в NewRAT пятого поколения для минимизации латентности передачи данных в системе TDD. Фиг. 9 демонстрирует пример структуры отдельного подкадра.

На фиг. 9, области наклонных линий указывают зоны управления нисходящей линии связи, и закрашенные области указывают зоны управления восходящей линии связи. Области, не имеющие отметок, могут использоваться для передачи данных по нисходящей линии связи или передачи по восходящей линии связи данных. В этой структуре, передача по нисходящей линии связи и передача по восходящей линии связи осуществляются в установленном порядке в одном подкадре, благодаря чему, данные нисходящей линии связи могут передаваться, и ACK/NACK восходящей линии связи может приниматься в подкадре. В результате, время, необходимое для повторной передачи данных, может сокращаться при возникновении ошибки при передаче данных, что позволяет минимизировать латентность окончательного переноса данных.

В этой структуре отдельного подкадра, временной зазор для переключения из режима передача в режим приема или наоборот требуется для eNB и UE. Для этого, некоторые символы OFDM (OS) во время переключения от нисходящей линии связи на восходящую линию связи в структуре отдельного подкадра устанавливаются на защитный период (GP).

Примеры отдельного типа подкадра, который может быть сконфигурирован в системе действующий на основании NewRAT, могут предусматривать следующие четыре типа подкадра.

Период управления нисходящей линии связи+период данных нисходящей линии связи+GP+период управления восходящей линии связи

Период управления нисходящей линии связи+период данных нисходящей линии связи

Период управления нисходящей линии связи+GP+период данных восходящей линии связи+период управления восходящей линии связи

Период управления нисходящей линии связи+GP+период данных восходящей линии связи

При этом, сигнал синхронизации DL используется для получения синхронизации по времени и измерения PCI (идентификатора физической соты) и RRM (управления радиоресурсами) в системе NR. В частности, NR-PSS используется для поиска начальной точки сигнала DL и аппроксимации синхронизации по частоте. NR-SSS используется для измерения границы подкадра, PCI и RRM.

NR-PSS и NE-SSS генерируются на основании CP-OFDM (OFDM с циклическим префиксом), и каждый из NR-PSS и NE-SSS сконфигурирован единичным символом OFDM. В этом случае предполагается, что нумерология, которое включает в себя разнесение поднесущих каждого сигнала и CP, одинакова. При этом два сигнала подвергаются TDM (мультиплексированию с временным разделением) и могут использовать одну и ту же полосу передачи.

При этом, в NewRAT, сигнал синхронизации, включающий в себя NR-PSS и NR-SSS, предназначен для использования полосы в пределах от 700 МГц до 100 ГГц. В этом случае, поскольку частотное свойство, например, потери на трассе, распределение задержки и пр. изменяется согласно частотному диапазону, доступная полоса частот может иметь различие. Поэтому, если NR-PSS/SSS сконфигурирован единственной нумерологией и единственной полосой, может быть трудно гарантировать получение синхронизации по времени через сигнал синхронизации и производительность обнаружения PCI.

Для решения вышеупомянутой проблемы можно рассмотреть способ внесения различий в нумерологию и полосу передачи для NR-PSS/SSS согласно частотному диапазону. Например, можно использовать разнесение поднесущих 15 кГц и иметь полосу 2,16 МГц в диапазоне, равном или более узком, чем 3 ГГц и можно использовать разнесение поднесущих 30 кГц и иметь полосу 4,32 МГц в диапазоне, равном или более узком, чем 6 ГГц. Также можно использовать разнесение поднесущих 120 кГц и иметь полосу 17,28 МГц в диапазоне, равном или более широком, чем 6 ГГц. При этом, можно использовать разнесение поднесущих 240 кГц и иметь полосу 34,56 МГц в диапазоне, равном или более широком, чем 6 ГГц.

Как упомянуто в вышеприведенном описании, NR-PSS/SSS может использовать более широкую полосу передачи пропорционально приращению поднесущей. Таким образом, может быть полезно, если последовательность NR-PSS/SSS широко используется в каждой полосе передачи.

В системе NR, NR-PSS используется для представления позиции символа, и NR-SSS используется для указания ID соты. Например, если необходимо иметь ID в количестве 1000 для указания каждой соты, необходимо конфигурировать NR-SSS для указания ID соты в количестве 1000 ID.

В этом случае, как упомянуто в вышеприведенном описании, для представления ID более чем 1000 ID с использованием 144 поднесущих (2,16 МГц/15 кГц=144), необходимо иметь особый способ конфигурирования NR-SSS.

Кроме того, UE необходимо находить информацию, например, номер подкадра или номер символа OFDM после идентификации начальной точки символа OFDM посредством NR-PSS. В этом случае, информация может быть включена в NR-SSS для указания информации для UE. В частности, если NR-PSS используется для использования указания не только PCI, но и номера подкадра или номера символа OFDM, его можно представить конфигурацией последовательности, комбинацией установки последовательности и пр. для NR-SSS.

NR-SSS может передаваться через единичный антенный порт или два антенных порта. Поскольку NR-SSS, в основном, обнаруживается схемой некогерентного обнаружения, если количество используемых антенных портов возрастает, производительность обнаружения может снижаться. Поэтому, для увеличения количества передающих антенн, необходимо иметь способ не усугубления снижения производительности обнаружения.

В дальнейшем, настоящее изобретение предусматривает способ конфигурирования последовательности PSS и последовательности SSS для удовлетворения вышеупомянутым требованиям и способ осуществления отображения между последовательностью и антенным портом для осуществления передачи с использованием множества антенных портов.

Конструкция последовательности NR-PSS

В системе NR можно задать всего три последовательности PSS. В этом случае, если смещение фиксировано во временно-частотной области, и в частотной области существует M-последовательность схемы BPSK, уравнение g(x)=x⁷+x⁴+1 для вычисления последовательности PSS может делать 145 десятичных чисел.

Система NR может использовать три циклических сдвига в частотной области для создания трех последовательностей PSS. В этом случае, значения циклических сдвигов могут соответствовать 0, 43 и 86. 7 начальных значений статуса для вычисления последовательностей PSS можно представить как [1110110] и могут иметь длину последовательности 127.

В этом случае, последовательности отображаются во множество ресурсных элементов (RE). Вариант осуществления отображения последовательностей во множество ресурсных элементов показан на фиг. 10. Полоса сигнала синхронизации (NR-SS) может задаваться следующим образом согласно разнесению поднесущих.

Если разнесение поднесущих соответствует 15 кГц, полоса NR-SS может соответствовать 2,16 МГц.

Если разнесение поднесущих соответствует 30 кГц, полоса NR-SS может соответствовать 4,32 МГц.

Если разнесение поднесущих соответствует 120 кГц, полоса NR-SS может соответствовать 17,28 МГц.

Если разнесение поднесущих соответствует 240 кГц, полоса NR-SS может соответствовать 34,56 МГц.

Конфигурация блока сигнала синхронизации (NR-SS)

(1) Конфигурация NR-PSS, NR-SSS и NR PBCH во временной области блока сигнала синхронизации

Набор символов OFDM, в котором передаются NR-PSS, NR-SSS и NR PBCH, именуется блоком сигнала синхронизации (блок SS). Как показано на фиг. 11, NR-PSS, NR-SSS и NR PBCH передаются с использованием смежных символов OFDM. Согласно фиг. 11, каждый из NR-PSS и NR-SSS отображается в единичный символ OFDM, и NR-PBCH отображается в количество N символов OFDM. В этом случае, N может соответствовать 2. В отношении порядка символов OFDM, передающих NR-PSS, NR-SSS и NR PBCH, NR-PSS передается до NR-SSS. Порядок может так или иначе изменяться согласно позициям символов OFDM.

(2) Отображение ресурсов блока сигнала синхронизации с использованием 24 блоков ресурсов и 4 символов OFDM

288 ресурсных элементов используется для каждого символа OFDM для передачи NR-PBCH и около 144 ресурсных элементов используются для передачи NP-PSS и NR-SSS. В этом случае, поскольку длина последовательности NR-PSS и длина последовательности NR-SSS соответствуют 127, и элемент последовательности, включенный в последовательность, отображается в единичный ресурсный элемент, необходимо иметь всего 127 ресурсных элементов. Поэтому можно выделять 127 блоки ресурсов. Из 144 ресурсных элементов, включенных в 12 блоков ресурсов, 17 ресурсных элементов может задаваться как зарезервированные ресурсные элементы.

Как показано на фиг. 12, поскольку полоса для передачи NR-PBCH шире, чем полоса для передачи NR-PSS или NR-SSS в два раза, центр полосы для передачи NR-PBCH совпадает с центром полосы для передачи NR-PSS или NR-SSS.

Конструкция последовательности NR-SSS

Последовательность NR-SSS, заданная в системе NR, основана на двух M-последовательностях, каждая из которых имеет длину 127. Окончательная последовательность NR-SSS генерируется путем умножения элементов, включенных в каждую из M-последовательностей.

В частности, последовательность NR-SSS может соответствовать скремблирующей последовательности, заданной посредством NR-SSS, и длина последовательности NR-SSS может соответствовать 127. Для каждого индекса n, когда n=0,..,126, элемент d(n) последовательности NR-SSS имеет значение d(n)=+1 или d(n)=- 1 и может определяться согласно уравнению 1 следующим образом.

[уравнение 1]

d(n)=s1,m(n) s2,k(n) для n=0,..,126

В этом случае, s1,m(n)=±1 и s2,k(n)=±1 может определяться как циклические сдвиги двух M-последовательностей S1(n) и S2(n) согласно уравнению 2 следующим образом.

[уравнение 2]

s1,m0(n)=S1((n+m0)mod127),

s2,m1(n)=S2((n+m1)mod127)

Выраженные значениями 0 или 1, M-последовательности могут быть обозначены x0(n) и x1(n) и затем они совпадают с последовательностями S1(n) и S2(n) следующим образом: S1(n)=1-2×0(n) и S2(n)=1-2×1(n). Уравнение 1 можно записать как уравнение 3 с использованием первого индекса сдвига m0 и второго индекса сдвига m1.

[уравнение 3]

d(n)=[1-2×0((n+m0)mod127)][1-2×1((n+m1)mod127)] для n=0,..,126

В этом случае, для представления 1000 ID соты, 9 возможных значений первого индекса сдвига m0 применяются к первой M-последовательности x0(n) (или S1(n)) для генерации 9 сдвинутых последовательностей. 112 возможных значений второго индекса сдвига m1 применяются ко второй M-последовательности x1(n) (или S2(n)) для генерации 112 сдвинутых последовательностей. Элементы s1,m0(n) одной из 9 сдвинутых последовательностей (определяемые первым индексом сдвига m0) умножаются на соответствующие элементы s2,m1(n) одной из 112 сдвинутых последовательностей (определяемые вторым индексом сдвига m1) для генерации одной последовательности NR-SSS из всех возможных 1008 последовательностей.

Первая M-последовательность x0(n) может генерироваться с использованием полинома g0, заданного как g0(x)=x⁷+x⁴+1, то есть x0(j+7)=(x0(j+4)+x0(j)) mod2. Вторая M-последовательность x1(n) может генерироваться с использованием полинома g1, заданного как g1(x)=x⁷+x+1, то есть x1(j+7)=(x1(j+1)+x1(j)) mod2. Начальное значение статуса для вычисления каждой M-последовательности может задаваться как [0000001], т.е. x0(0)=x1(0)=x0(1)=x1(1)=x0(2)=x1(2)=x0(3)=x1(3)=x0(4)=x1(4)=x0(5)=x1(5)=0 и x0(6)=x1(6)=1.

При этом, в случае ранее предложенной последовательности SSS, первая M-последовательность генерируется на основании m0 из нижеследующего уравнения 4, и вторая M-последовательность генерируется на основании m1 из нижеследующего уравнения 4. В этом случае, NID(1) соответствует значению, полученному из последовательности NR-SSS для указания части ID соты и имеет целое число значения в пределах от 0 до 335. NID(2) соответствует значению, полученному из последовательности NR-PSS для указания части ID соты и имеет целое число значения в пределах от 0 до 2. В частности, значение NIDcell ID соты можно получить из уравнения NIDcell=3 NID(1)+NID(2).

[уравнение 4]

m0=3 floor(NID(1) /112) +NID(2)

m1=(NID(1) mod 112)+m0+1

В частности, в случае индекса предложенной последовательности SSS, m0, соответствующий первой M-последовательности, имеет индекс [0~8], и m1, соответствующий второй M-последовательности, имеет индексы [1~112], [2~113], [3~114], [4~115], [5~116], [6~117], [7~118], [8~119] и [9~120] в зависимости от m0.

В частности, циклический сдвиг 1 блока выборок применяется к первой M-последовательности и второй M-последовательности согласно m0 и m1. Однако, хотя и частотное смещение компенсируется до некоторой степени через PSS на этапе начального доступа, если возникает большое значение остаточного частотного смещения (например, если остаточное частотное смещение больше или равно 50% разнесения поднесущих), это может приводить к тому, что последовательности, отображаемые в каждый ресурсный элемент, перемещаются в соседний ресурсный элемент в частотной области. В частности, когда последовательность SSS отображается в множество ресурсных элементов в частотной области и передается на UE посредством процедуры модуляции OFDM, сигнал SSS, который передается на UE по радиоканалу, сдвигается в соседний ресурсный элемент вследствие частотного смещения. UE пытается обнаружить ID соты из принятого сигнала SSS, не распознавая вышеупомянутую ситуацию. В результате, весьма вероятно, что UE обнаруживает ID соты, отличный от ID соты, для первоначального обнаружения.

Поэтому, настоящее изобретение предусматривает способ проектирования последовательности NR-SSS, устойчивой к частотному смещению. В этом случае, предположим, что последовательность NR-SSS отображается в ось частоты посредством модуляции BPSK, и последовательность NR-SSS передается через единичный символ OFDM.

Согласно вариантам осуществления настоящего изобретения, когда последовательность SSS сконфигурирована путем комбинирования двух M-последовательностей друг с другом, по меньшей мере, одна из двух M-последовательностей сдвигается на K единиц для конфигурирования набора последовательностей SSS. В этом случае, число K может задаваться целочисленным значением большим, чем 1. В дальнейшем подробно объяснены способы согласно таким вариантам осуществления.

1. Вариант осуществления 1

Согласно варианту осуществления 1, набор последовательностей может быть сконфигурирован путем применения значения сдвига другого блока к каждой последовательности. Например, в случае генерирования последовательностей в количестве большем, чем 1/2 длины последовательности, сдвиг применяется в единицах 1 выборки. Напротив, в случае генерирования последовательностей в количестве, меньшем, чем 1/2 длины последовательности, сдвиг применяется в единицах целочисленного значения, большего, чем 1 выборка.

В частности, в случае генерирования последовательностей в количестве M=112 с использованием M-последовательности длиной N=127, например, NR-SSS, сдвиг применяется в единицах одной выборки. В случае генерирования последовательностей в количестве (Q < N/2) с использованием M-последовательности длиной N, сдвиг применяется в единицах, по меньшей мере, 2 выборок. Когда индексы сдвига M-последовательности соответствуют m0 и m1, если последовательности генерируются в количестве, меньшем, чем N/2, с использованием M-последовательности длиной N, индексы сдвига задаются так, чтобы индекс возрастал в единицах K выборок. Если последовательности генерируются в количестве большем, чем N/2, индексы сдвига задаются так, чтобы индекс возрастал в единицах одной выборки. Следующее уравнение 5 соответствует уравнению для генерирования индекса сдвига согласно вышеупомянутому способу.

[уравнение 5]

m0=K*(3 floor(NID(1) /M) +NID (2))

m1=(NID(1) mod M)+m0+1

Согласно уравнению 5, можно видеть, что традиционное уравнение для генерирования индекса сдвига m0 масштабируется в K раз. Причина в том, что полиномиальное выражение g0(x) для вычисления первый M-последовательности NR-SSS и полиномиальное выражение g(x) для вычисления последовательности NR-PSS являются общими: g(x)=g0(x)=x⁷+x⁴+1. В частности, масштабирование осуществляется на m0, соответствующем индексу циклического сдвига, связанного с g0(x), который перекрывается с полиномиальным выражением g(x) для вычисления последовательности NR-PSS, среди индексов циклического сдвига, используемых для NR-SSS. Если масштабируется m0, можно увеличивать способность к обнаружению сигнала синхронизации.

В этом случае, минимальное значение K соответствует 2, a максимальное значение K может соответствовать floor(N/Q). Например, если длина N=127 поровну делиться на Q=9, она может иметь значение максимального пространства, способного к сдвигу. В этом случае, поскольку выполняется K=floor(127/9)=14, индекс сдвига m0 имеет возрастание индекса в единицах 14 выборок.

В системе NR, если дополнительные последовательности генерируются помимо 1000 ID соты для указания границы полукадра, максимальное значение K может задаваться значением, меньшим ранее заданного значения (например, K=floor(127/18)=7). В этом случае, набор времени, для которого передаются количество L блоков сигнала синхронизации (блоков SS), задается как набор импульсов сигнала синхронизации (набор импульсов SS). Набор импульсов сигнала синхронизации (набор импульсов SS) сконфигурирован таким образом, что количество L блоков сигнала синхронизации (блоки SS) передается с периодом 5 мс. Набор импульсов сигнала синхронизации (набор импульсов SS) может передаваться с периодом минимум 5 мс.

Если набор импульсов сигнала синхронизации (набор импульсов SS) передается с периодом 5 мс, набор импульсов SS передается таким образом, чтобы включать в себя, по меньшей мере, один блок сигнала синхронизации в первой половине 5 мс и последней половине 5 мс в кадре длиной 10 мс. Это именуется границей полукадра. Если другая последовательность используется для передачи набора импульсов SS в течение времени передачи набора импульсов SS (т.е. первой половины 5 мс и последней половины 5 мс), можно конфигурировать UE для обнаружения границы полукадра.

В частности, последовательности в количестве X генерируются для представления ID соты в традиционной системе, тогда как в системе NR требуются последовательности в количестве 2X. Поэтому, если M-последовательность генерирует последовательности в количестве M, необходимо, чтобы другая M-последовательность генерировала последовательности в количестве 2Q для окончательного генерирования последовательностей в количестве 2X.

При этом, если m1 имеет смещение, равное m0 в вышеупомянутом уравнении, значение m1 может превышать максимальную длину последовательности (например, N=127). В этом случае, как показано в уравнении 6 в дальнейшем, можно конфигурировать индекс m1, не превышающий максимальной длины последовательности, посредством модульной арифметики.

[уравнение 6]

m0=K*(3 floor(NID(1) /M)+NID (2))

m1=((NID(1) mod M)+m0+1) mod N

Напротив, как показано в нижеследующем уравнении 7, m1 может быть сконфигурирован независимо от m0.

[уравнение 7]

m0=K*(3 floor(NID(1) /112)+NID (2))

m1=(NID(1) mod 112)

В этом случае, если остаточное частотное смещение имеет целочисленное значение, большее или равное +/-1 разнесения поднесущих, предпочтительно конфигурировать K значением, большим, чем 3. Например, K может соответствовать 4 или 5.

2. Вариант осуществления 2

Согласно варианту осуществления 2, можно конфигурировать набор последовательностей путем сдвига последовательностей, полученных путем комбинирования двух M-последовательностей, в единицах K. В этом случае, K может соответствовать целому числу, большему, чем 1.

В частности, когда генерируется значение индекса сдвига, применяемое к M-последовательности, индекс возрастает в единицах K выборок. Разное значение смещения может применяться к индексу сдвига, применяемому к каждой M-последовательности. Уравнение 8 в дальнейшем демонстрирует пример генерирования индекса сдвига, сконфигурированного вышеупомянутым способом.

[уравнение 8]

m0=K*(3 floor(NID(1) /M) +NID (2))

m1=K*(NID(1) mod M)+m0+1

Как показано в уравнении 8, если m1 имеет смещение, равное m0, значение m1 может превышать максимальную длину (например, N=127) последовательности. В этом случае, как показано в нижеследующем уравнении 9, можно конфигурировать индекс m1 так, чтобы он не превышал максимальную длину последовательности путем применения модульной арифметики.

[уравнение 9]

m0=K*(3 floor(NID(1) /M)+NID (2))

m1=(K* (NID(1) mod M)+m0+1) mod N

При этом, как показано в нижеследующем уравнении 10 или уравнение 11, m1 может быть сконфигурирован независимо от m0.

[уравнение 10]

m0=K*(3 floor(NID(1) /112)+NID (2))

m1=K*(NID(1) mod 112)

[уравнение 11]

m0=K*(3 floor(NID(1) /112)+NID (2))

m1=(K*(NID(1) mod 112)) mod N

Фиг. 13 демонстрирует один способ построения SSS в соответствии с уравнениями 1 и 2 (или уравнением 3). Применение индексов сдвига m0 и m1 проиллюстрировано в конкретном случае, когда m0=5 и m1=1 (соответствующем NID(1)=NID(2)=1, если используется уравнение 7). Получается уникальная последовательность d(n) или dSSS(n), которую может распознавать принимающее UE для нахождения соответствующих индексов сдвига m0 и m1 и вывода идентификаторов соты NID(1) и NID(2).

3. Вариант осуществления 3

Согласно варианту осуществления 3 согласно настоящему изобретению, последовательность NR-SSS генерируется путем умножения элементов разнородных последовательностей. В этом случае, разнородная последовательность для генерирования NR-SSS может включать в себя PN (псевдошумовую) последовательность, M-последовательность, Gold-последовательность, Golay-последовательность, ZC-последовательность и пр.

Последовательность NR-SSS может представлять количество N гипотетических значений, и гипотетическое значение сконфигурировано путем комбинирования последовательностей, образующих последовательность NR-SSS. Гипотетическое значение также может быть сконфигурировано путем комбинирования исходного значения, индекса корня, циклического сдвига и пр., которые применяются согласно каждой последовательности. Гипотетическое значение может использоваться для представления ID соты, индекса символа, индекса подкадра и пр.

В этом случае, в качестве репрезентативного примера, последовательность NR-SSS может быть сконфигурирована путем умножения элементов последовательности ZC и M-последовательности. N гипотетических значений сконфигурированы путем комбинирования индекса корня и/или циклического сдвига ZC-последовательности с исходным значением и/или циклическим сдвигом M-последовательности.

В дальнейшем, способ конфигурирования последовательности NR-SSS с использованием разнородной последовательности подробно объяснен на основании вышеприведенного описания.

(1) ZC-последовательность использует единичный индекс корня и применяет множество циклических сдвигов. M-последовательность применяет множество циклических сдвигов с использованием единичного исходного значения. В дальнейшем описан детальный пример вышеупомянутого способа.

NR-SSS задает пустой ресурсный элемент (RE) для минимизации помехи со стороны сигнала соседнего диапазона. В частности, NR-SSS задает зарезервированный ресурсный элемент. Затем последовательность отображается в ресурсные элементы, а не пустой ресурсный элемент в полосе передачи, заданной для передачи NR-SSS. В этом случае, длина последовательности может быть сконфигурирована простым числом.

Например, когда сконфигурирован NR-SSS, если используется 144 ресурсных элемента, длина последовательности может соответствовать простому числу среди чисел, меньших 144. Если 17 ресурсных элементов используется как пустые ресурсные элементы (т.е. зарезервированные ресурсные элементы) среди 144 ресурсных элементов, последовательность длиной 127 может отображаться в 127 ресурсных элементов.

При этом, согласно варианту осуществления 3 (1), когда последовательность NR-SSS сконфигурирована с использованием M-последовательности в качестве покрывающей последовательности для ZC-последовательности, циклический сдвиг применяется к каждой последовательности. Например, последовательность ZC генерирует 127 последовательностей путем применения циклического сдвига в единицах 1 выборки, и M-последовательность генерирует 8 последовательностей путем применения циклического сдвига в единицах 15 или 16 выборок. В частности, она имеет возможность генерировать всего 1016 (=127*8) гипотетических значений с использованием комбинации сгенерированных последовательностей. Сгенерированные последовательности может отображаться в частотный элемент символа OFDM.

Способ генерирования последовательностей согласно варианту осуществления 3 (1) подробно объяснен в дальнейшем. Последовательности d(0), …, d(126) для NR-SSS могут быть сконфигурированы с использованием M-последовательности для ZC-последовательности в качестве покрывающей последовательности. В частности, как показано в нижеследующем уравнении 12, последовательность NR-SSS может генерироваться путем умножения элементов ZC-последовательности и M-последовательности.

[уравнение 12]

В этом случае, как упомянуто в вышеприведенном описании, поскольку ZC-последовательность может генерировать 127 последовательностей путем применения циклического сдвига в единицах 1 выборки, и M-последовательность может генерировать 8 последовательностей путем применения циклического сдвига в единицах 15 или 16 выборок, она имеет возможность генерировать всего 1016 гипотетических значений. В частности, она имеет возможность генерировать гипотетические значения в количестве .

M-последовательность xm_seq(n) можно вычислять через полиномиальное выражение порядка m. Например, 7-ое полиномиальное выражение для вычисления M-последовательности может задаваться как g(D)=D⁷+D⁶+1. M-последовательность xm_seq(n) может модулироваться посредством модуляции BPSK.

Последовательность, сгенерированная путем применения циклического сдвига к M-последовательности, можно получать согласно следующему уравнению 13.

[уравнение 13]

xw, m_seq(n)=xm_seq((n - Cw)modNzc), n=0, …, Nzc - 1

В этом случае, Cw соответствует целому кратному M-последовательности к которой применяется циклический сдвиг, и может получаться согласно следующему уравнению 14.

[уравнение 14]

Поэтому M-последовательность xw, m_seq(n) вычисленная согласно вышеупомянутой процедуре, может соответствовать части окончательной M-последовательность.

В дальнейшем описан способ генерирования ZC-последовательности. ZC-последовательность можно вычислять согласно следующему уравнению 15.

[уравнение 15]

В этом случае, u и NZC, включенные в корневую последовательность, могут соответствовать взаимно простым числам, где наибольший общий знаменатель равен 1. число u может иметь значение, меньшее, чем NZC. В частности, оно может удовлетворять условию u < NZC.

Последовательность, сгенерированную путем применения циклического сдвига к ZC-последовательности, можно получать согласно следующему уравнению 16.

[уравнение 16]

В этом случае, C_v соответствует целому кратному ZC-последовательности, к которой применяется циклический сдвиг, и может получаться согласно следующему уравнению 17.

[уравнение 17]

Поэтому, ZC-последовательность xu, v, ZC_seq(n) вычисленная согласно вышеупомянутой процедуре, может соответствовать части окончательной ZC-последовательности.

(2) Согласно варианту осуществления 3 (2), ZC-последовательность использует множество индексов корня и циклический сдвиг частотной области не применяется. Напротив, M-последовательность использует единичное исходное значение и применяет множество циклических сдвигов. M-последовательность, соответствующая двоичной последовательности модулируется посредством модуляции BPSK. Модулированная M-последовательность и модулированная ZC-последовательность умножаются поэлементно для генерации окончательной последовательности NR-SSS.

В этом случае, гипотетическое значение, которое можно представлять, может определяться согласно длине последовательности NR-SSS. Например, длина NR-SSS может быть сконфигурирована 127, 255 и т.п. В этом случае, циклический сдвиг может применяться к M-последовательности в блоке выборок. Например, если циклический сдвиг применяется к M-последовательности длиной 127 в единицах 1 выборки, она имеет возможность генерировать 127 последовательностей. ZC-последовательность может генерировать различные последовательности путем применения различных индексов корня. Например, ZC-последовательность может генерировать 8 последовательностей путем применения 8 индексов корня. Следовательно, она имеет возможность генерировать NR-SSS с использованием комбинации последовательностей, сгенерированных согласно циклическому сдвигу M-последовательности и последовательностей, сгенерированных согласно индексу корня ZC-последовательности. В частности, она имеет возможность генерировать всего 1016 последовательностей с использованием комбинации из 127 M-последовательностей, сгенерированных согласно циклическому сдвигу, и 8 ZC-последовательностей, сгенерированных согласно индексу корня.

В дальнейшем способ генерирования последовательностей подробно объяснен со ссылкой на вариант осуществления 3 (2). Последовательности d(0), …, d(126) для NR-SSS могут быть сконфигурированы с использованием M-последовательности для ZC-последовательности в качестве покрывающей последовательности. В частности, как показано в нижеследующем уравнении 18, последовательность NR-SSS может генерироваться путем умножения элементов ZC-последовательности и элементов M-последовательности.

[уравнение 17]

В этом случае, как упомянуто в вышеприведенном описании, поскольку ZC-последовательность может генерировать 8 последовательностей согласно индексу корня, и M-последовательность может генерировать 127 последовательностей путем применения циклического сдвига в единицах 1 выборки, можно генерировать всего 1016 гипотетических значений. В частности, можно генерировать гипотетические значения в количестве .

Количество идентификаторов, которые можно идентифицировать через NR-SSS, можно вычислять с использованием следующего уравнения 19.

[уравнение 19]

, , ,

При этом, в дальнейшем значения U, соответствующие каждому индексу корня, показаны в таблице 1.

[таблица 1]

U 0 1 2 3 4 5 6 7 u
(индекс корня) 51 76 27 100 23 104 52 75

При этом, M-последовательность sm_seq(n) может определяться согласно следующему уравнению 20.

[уравнение 20]

Когда последовательность модулируется посредством модуляции BPSK, и циклический сдвиг применяется к последовательности, последовательность может определяться согласно следующему уравнению 21.

[уравнение 21]

ZC-последовательность может генерироваться с использованием следующего уравнения 22.

[уравнение 22]

Способ отображения сгенерированной последовательности сигналов синхронизации в ресурсный элемент

Последовательность d(n) может отображаться в ресурсный элемент согласно следующему уравнению 23.

[уравнение 23]

В этом случае, соответствует количеству блоков ресурсов в расчете на ресурс DL, и соответствует количеству поднесущих в расчете на блок ресурсов.

Ресурсный элемент (k,l) может не использоваться для передачи NR-SS или может зарезервироваться согласно следующему уравнению 24.

[уравнение 24]

Способ отображения сгенерированного сигнала синхронизации в антенный порт

Согласно варианту осуществления настоящего изобретения, антенный порт для передачи NR-PSS также можно использовать для передачи NR-SSS.

В этом случае, NR-SSS может передаваться через один или два антенных порта. Если NR-SSS передается через два антенных порта, последовательность может отображаться в каждый из двух антенных портов. В этом случае, в качестве способа отображения последовательности в антенные порты, можно применять FDM (мультиплексирование с частотным разделением) или CDM (мультиплексирование с кодовым разделением).

В дальнейшем, подробно объяснен вариант осуществления передачи NR-SSS через два антенных порта.

1. Вариант осуществления 1

Когда одна и та же последовательность передается через каждый из антенных портов, в качестве способа идентификации каждого из передающих антенных портов, она имеет возможность применять разный циклический сдвиг временной области к одной и та же последовательности, которая отображается в каждый из антенных портов. Например, последовательность NR-SSS d(n) отображается в первый передающий антенный порт, и циклический сдвиг временной области может применяться к последовательности NR-SSS d(n) на втором передающем антенном порту. Если NR-SSS сконфигурирован CP-OFDM, последовательность DFT D(n) может использоваться как циклический сдвиг временной области, который применяется к последовательности NR-SSS d(n). Например, оно может удовлетворять условию D(n)=(-1)n.

2. Вариант осуществления 2

При этом, если применяется FDM, каждый из элементов (подэлементов), образующих последовательность, может отображаться в каждый из антенных портов. В этом случае, можно применять схему типа перемежения, соответствующую схеме группирования и использующую поднесущие, имеющие одно и то же частотное пространство или схему кластерного типа, соответствующую схеме группирования и использующую количество N непрерывных поднесущих.

В дальнейшем подробно объяснен вышеупомянутый вариант осуществления. Когда NR-SSS сконфигурирован с использованием количества N последовательностей, и каждая из N последовательностей отображается в частотный элемент, можно конфигурировать каждый из элементов последовательности, чтобы он отображался в антенный порт. Например, если NR-SSS сконфигурирован с использованием двух последовательностей (например, S1(n) и S2(n)), и каждая последовательность мультиплексируется с использованием схемы перемежения, такое мультиплексирование может осуществляться как d(n)=[d(0) d(1) … d(2N-1)]=[S1(0) S2(0) S1(1) S2(1) … S1(N-1) S2(N-1)]. В этом случае, N элементов первой половины может отображаться в первый антенный порт, и N элементов последней половины может отображаться во второй антенный порт. Другими словами, отображение можно осуществлять следующим образом.

Антенный порт 1: [d(0) d(1) d(2) d(3) … d(N-2) d(N-1) 0 0 0 0 … 0 0]

антенный порт 2: [0 0 0 0 … 0 0 d(N) d(N+1) d(N+2) d(N+3) … d(2N-2) d(2N-1)]

В дальнейшем подробно объяснен другой вариант осуществления. Элементы последовательности NR-SSS d(n) группируются двумя группами, и группы могут последовательно отображаться в каждый из антенных портов. В этом случае, группы могут последовательно отображаться в частотный индекс согласно индексу d(n).

Как показано в дальнейшем, последовательность может отображаться в частотные элементы каждого антенного порта. В этом случае, 0 указывает, что последовательность не применяется.

Антенный порт 1: [d(0) d(1) 0 0 d(4) d(5) 0 0 … d(2N-4) d(2N-3) 0 0]

Антенный порт 2: [0 0 d(2) d(3) 0 0 d(6) d(7) … 0 0 d(2N-2) d(2N-1)]

Согласно последнему конкретному варианту осуществления, каждая из последовательностей NR-SSS может мультиплексироваться с использованием схемы перемежения группы-единицы. Например, как показано в дальнейшем, два элементы группируются и мультиплексируются с использованием схемы перемежения.

[d(0) d(1) … d(2N-1)]=[S1(0) S1(1) S2(0) S2(1) … S1(N-2) S1(N-1) S2(N-2) S2(N-1)]

Мультиплексированные последовательности NR-SSS отображаются в каждый из антенных портов с использованием схемы перемежения.

Антенный порт 1: [d(0) 0 d(2) 0 d(5) 0 d(6) 0 … d(2N-2) 0]

Антенный порт 2: [0 d(1) d(3) 0 d(4) 0 d(7) … 0 d(2N-1)]

UE в соответствии с вариантами осуществления настоящего изобретения принимает сигналы синхронизации от базовой станции, т.е. PSS и SSS. На этой основе, UE может определять первый и второй идентификаторы соты NID(1), NID(2), которые идентифицируют соту, обслуживаемую базовой станцией.

Например, UE может сначала извлекать значение NID(2) путем декодирования PSS и идентификации одного из циклических сдвигов 0, 43 и 86, примененного базовой станцией к M-последовательности, сгенерированной согласно g(x)=x⁷+x⁴+1, при условии, что значение циклического сдвига для PSS равно 43 × NID(2), где NID(2)=0, 1 или 2. Затем UE может декодировать SSS и определять индексы сдвига m0 и m1. Зная NID(2), индекс сдвига m0 дает floor(NID(1)/M), и (NID(1) mod M), может определяться из индекса сдвига m1 с использованием применимого уравнения из вышеприведенных уравнений 5-11, например, при M=112. Затем идентификатор соты NID(1) получается как NID(1)=M × floor(NID(1) /M)+(NID(1) mod M).

Согласно фиг. 14, система беспроводной связи для реализации варианта осуществления настоящего изобретения включает в себя базовую станцию 800 и UE 900.

Базовая станция 800 может включать в себя процессор 810, память 820 и приемопередатчик 830. Процессор 810 может быть выполнен с возможностью реализации предложенных функций, процедур и/или способов, описанных в этом описании. Уровни протокола радиоинтерфейса можно реализовать в процессоре 810. Память 820 в ходе работы соединяется с процессором 810 и хранит различную информацию для работы процессора 810. Приемопередатчик 830 в ходе работы соединяется с процессором 810 и передает и/или принимает радиосигнал.

UE 900 может включать в себя процессор 910, память 920 и приемопередатчик 930. Процессор 910 может быть выполнен с возможностью реализации предложенных функций, процедур и/или способов, описанных в этом описании. Уровни протокола радиоинтерфейса можно реализовать в процессоре 910. Память 920 в ходе работы соединяется с процессором 910 и хранит различную информацию для работы процессора 910. Приемопередатчик 930 в ходе работы соединяется с процессором 910, и передает и/или принимает радиосигнал.

Процессоры 810, 910 может включать в себя специализированную интегральную схему (ASIC), другой набор микросхем, логическую схему и/или устройство обработки данных. Блоки 820, 920 памяти могут включать в себя постоянную память (ROM), оперативную память (RAM), флеш-память, карту памяти, носитель данных и/или другое запоминающее устройство. Приемопередатчики 830, 930 могут включать в себя схему основной полосы для обработки радиочастотных сигналов. Когда варианты осуществления реализованы в программном обеспечении, описанные здесь методы могут быть реализованы модулями (например, процедурами, функциями и т.д), которые осуществляют описанные здесь функции. Модули могут храниться в блоках 820, 920 памяти и выполняться процессорами 810, 910. Блоки 820, 920 памяти могут быть реализованы в процессорах 810, 910 или вне процессоров 810, 910, и в этом случае они могут подключаться с возможностью обмена данными к процессорами 810, 910 различными средствами, известными в технике.

Базовая станция 800 и UE 900 показаны как имеющие конфигурацию, представленную на фиг. 11, для удобства описания. Некоторые модули могут добавляться в базовую станцию 800 и UE 900 или изыматься из них. Кроме того, модуль базовой станции 800 или UE 900 может делиться на большее количество модулей. Процессоры 810, 910 выполнены с возможностью осуществления операций согласно вариантам осуществления настоящего изобретения, описанным выше со ссылкой на чертежи. В частности, операции процессоров 810, 910 детально описаны со ссылкой на фиг. 1-12.

Вышеописанные варианты осуществления настоящего изобретения являются комбинациями элементов и признаков настоящего изобретения. Элементы или признаки можно рассматривать выборочно, если не указано обратное. Каждый элемент или признак можно осуществлять на практике, не комбинируя его с другими элементами или признаками. Дополнительно, вариант осуществления настоящего изобретения можно построить, комбинируя части элементов и/или признаков. Порядки операций, описанные в вариантах осуществления настоящего изобретения, можно изменять. Некоторые конструкции любого варианта осуществления могут быть включены в другой вариант осуществления и могут быть заменены соответствующими конструкциями другого варианта осуществления. Специалистам в данной области техники очевидно, что пункты, не имеющие прямой ссылки друг на друга в нижеследующей формуле изобретения, могут быть представлены совместно как вариант осуществления настоящего изобретения или включены как новый пункт путем последующего изменения после подачи заявки.

Конкретная операция, описанная как осуществляемая BS, может осуществляться верхним узком BS. В частности, очевидно, что, в сети, состоящей из множества сетевых узлов, в том числе BS, различные операции, осуществляемые для связи с UE, могут осуществляться на BS или сетевых узлах, отличных от BS. Термин 'BS' можно заменить термином 'стационарная станция', 'узел B', 'усовершенствованный узел B (eNode B или eNB)', 'точка доступа (AP)' и т.д.

Варианты осуществления настоящего изобретения могут обеспечиваться различными средствами, например, аппаратными, программно-аппаратными, программными или их комбинацией. В аппаратной конфигурации, способы согласно иллюстративным вариантам осуществления настоящего изобретения могут обеспечиваться одним или более из специализированных интегральных схем (ASIC), цифровых сигнальных процессоров (DSP), устройств цифровой обработки сигнала (DSPD), программируемых логических устройств (PLDs), вентильных матриц, программируемых пользователем (FPGA), процессоров, контроллеров, микроконтроллеров, микропроцессоров и т.д.

В программно-аппаратной или программной конфигурации, вариант осуществления настоящего изобретения можно реализовать в форме модуля, процедуры, функции и т.д. Программный код может храниться в блоке памяти и выполняться процессором. Блок памяти располагается внутри или вне процессора и может передавать и принимать данные на и от процессора различными известными средствами.

Специалистам в данной области техники очевидно, что настоящее изобретение можно практически осуществлять иначе, чем изложено здесь, не выходя за рамки сущности и важных характеристик настоящего изобретения. Поэтому вышеописанные варианты осуществления следует рассматривать во всех отношениях как иллюстративные и не ограничительные. Объем изобретения должен определяться нижеследующей формулой изобретения и ее законными эквивалентами, а не вышеприведенным описанием, и все изменения, укладывающиеся в диапазон значений и эквивалентности нижеследующей формулы изобретения, подлежат охвату.

ПРОМЫШЛЕННАЯ ПРИМЕНИМОСТЬ

Хотя способ передачи сигнала синхронизации в системе беспроводной связи и устройство для этого объяснены на примере применения к системе новой RAT 5-го поколения, способ и устройство также можно применять к различным системам беспроводной связи помимо системы новой RAT 5-го поколения.

Изобретение относится к беспроводной связи. Техническим результатом является возможность избежать ошибок при обнаружении ID соты вследствие частотного смещения. В настоящем изобретении раскрыт способ передачи SSS (вторичного сигнала синхронизации), который передается базовой станцией, в системе беспроводной связи. Способ включает в себя этапы определения первого сдвига на основании первого и второго идентификаторов соты для идентификации соты, и определения второго индекса сдвига на основании первого идентификатора соты и передачи SSS с использованием первой последовательности, которая генерируется на основании первого индекса сдвига, и второй последовательности, которая генерируется на основании второго индекса сдвига. В этом случае первый индекс сдвига может определяться как K-кратное значение, определенное на основании первого и второго идентификаторов соты, где K - целое число, большее или равное 3. 3 н. и 12 з.п. ф-лы, 14 ил., 1 табл.

1. Способ передачи базовой станцией вторичного сигнала синхронизации, SSS, в системе беспроводной связи, причем способ содержит этапы, на которых:

определяют первый индекс сдвига на основании первого и второго идентификаторов соты для идентификации соты;

определяют второй индекс сдвига на основании первого идентификатора соты; и

передают SSS с использованием первой последовательности, которая генерируется на основании первого индекса сдвига, и второй последовательности, которая генерируется на основании второго индекса сдвига,

причем первый индекс сдвига определяется как K-кратное значение, определенное на основании первого и второго идентификаторов соты, где K - целое число, большее или равное 3.

2. Способ по п. 1, в котором произведение количества возможных значений первого индекса сдвига и количества возможных значений второго индекса сдвига равно произведению количества возможных значений первого идентификатора соты и количества возможных значений второго идентификатора соты.

3. Способ по п. 1, в котором SSS генерируется путем умножения элементов первой последовательности на соответствующие элементы второй последовательности.

4. Способ по п. 1, в котором первая последовательность генерируется путем применения значения циклического сдвига в единицах множественных выборок, и

причем вторая последовательность генерируется путем применения значения циклического сдвига в единицах 1 выборки.

5. Способ по п. 1, в котором SSS отображается в ресурсные элементы, не зарезервированные для других целей.

6. Способ по п. 1, в котором SSS передается путем отображения в антенный порт, идентичный антенному порту, в который отображается первичный сигнал синхронизации.

7. Способ по п. 1, в котором по меньшей мере одно из полиномиального выражения для генерирования первой последовательности и полиномиального выражения для генерирования второй последовательности идентично полиномиальному выражению для генерирования первичного сигнала синхронизации.

8. Способ по п. 1, в котором первый индекс сдвига определяется согласно:

m₀=K*(3 floor(N_ID⁽¹⁾ /112)+N_ID⁽²⁾),

где m₀ - первый индекс сдвига, N_ID⁽¹⁾ - первый идентификатор соты, и N_ID⁽²⁾ - второй идентификатор соты.

9. Способ по п. 1, в котором второй индекс сдвига определяется согласно:

m₁=(N_ID⁽¹⁾ mod 112)

где m₁ - второй индекс сдвига, и N_ID⁽¹⁾ - первый идентификатор соты.

10. Базовая станция, передающая вторичный сигнал синхронизации, SSS, в системе беспроводной связи, причем базовая станция (800) содержит:

приемопередатчик (830), выполненный с возможностью передачи и приема радиосигналов с пользовательским оборудованием, UE, (900); и

процессор (810), соединенный с приемопередатчиком (830) и выполненный с возможностью определения первого индекса сдвига на основании первого и второго идентификаторов соты для идентификации соты, и

определения второго индекса сдвига на основании первого идентификатора соты,

причем процессор (810) дополнительно выполнен с возможностью управления приемопередатчиком (830) для передачи SSS с использованием первой последовательности, которая генерируется на основании первого индекса сдвига, и второй последовательности, которая генерируется на основании второго индекса сдвига,

причем процессор (810) дополнительно выполнен с возможностью определения первого индекса сдвига как K-кратного значения, определенного на основании первого и второго идентификаторов соты, где K - целое число, большее или равное 3.

11. Базовая станция по п. 10, в которой произведение количества возможных значений первого индекса сдвига и количества возможных значений второго индекса сдвига равно произведению количества возможных значений первого идентификатора соты и количества возможных значений второго идентификатора соты.

12. Базовая станция по п. 10, в которой приемопередатчик (830) выполнен с возможностью передачи SSS путем отображения в антенный порт, идентичный антенному порту, в который отображается первичный сигнал синхронизации.

13. Базовая станция по п. 10, в которой первый и второй индексы сдвига определяются согласно:

m₀=K*(3 floor(N_ID⁽¹⁾ /112)+N_ID⁽²⁾)

и m₁=(N_ID⁽¹⁾ mod 112),

где m₀ и m₁ - первый и второй индексы сдвига, соответственно, и N_ID⁽¹⁾ и N_ID⁽²⁾ - первый и второй идентификаторы соты, соответственно.

14. Пользовательское оборудование, UE, (900), содержащее:

приемопередатчик (930), выполненный с возможностью передачи и приема радиосигналов базовой станцией (800); и

процессор (910), соединенный с приемопередатчиком (930) и выполненный с возможностью:

управления приемопередатчиком (930) для приема сигналов синхронизации, включающих в себя вторичный сигнал синхронизации, SSS, от базовой станции (800);

причем SSS генерируется с использованием первой последовательности, которая генерируется на основании первого индекса сдвига, и второй последовательности, которая генерируется на основании второго индекса сдвига,

причем первый индекс сдвига определяется на основании первого и второго идентификаторов соты для идентификации соты, и второй индекс сдвига определяется на основании первого идентификатора соты, и

причем первый индекс сдвига является K-кратным значением, определенным на основании первого и второго идентификаторов соты, где K - целое число, большее или равное 3.

15. UE по п. 14, в котором первый и второй индексы сдвига равны:

m₀=K*(3 floor(N_ID⁽¹⁾ /112)+N_ID⁽²⁾)

и m₁=(N_ID⁽¹⁾ mod 112),

где N_ID⁽¹⁾ и N_ID⁽²⁾ - первый и второй идентификаторы соты, соответственно, и m₀ и m₁ - первый и второй индексы сдвига, соответственно.