ПЕРЕСТРАИВАЕМЫЙ ФИЛЬТР Российский патент 2020 года по МПК H03H11/12 

ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ

[0001] Эта заявка относится к перестраиваемому фильтру, который может использоваться для приложений аналоговой фильтрации частот в радиочастотном (RF), микроволновом диапазоне и в диапазоне миллиметровых волн, а также может быть расширен на более высокие или более низкие электромагнитные частоты. Перестраиваемый фильтр может являться управляемым и применим в приложениях полосной частотной фильтрации, в которых желательно иметь возможность электронным образом регулировать центральную частоту полосы, ширину полосы или оба этих параметра. Перестраиваемый фильтр может быть уменьшен до размера кристалла микросхемы.

УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ

[0002] Полосовые фильтры (BPF) обычно используются при обработке сигналов в различных целях. Фильтр BPF в общем случае включает в себя некоторую форму резонатора, который хранит энергию в заданной частотной полосе. Этот резонатор будет иметь входной соединитель и выходной соединитель. Классические фильтры для приложений электронных схем основаны на этом принципе. Резонатор может быть, например, в форме резонатора на отрезке линии передачи, волноводного резонатора, компонентов с сосредоточенной индуктивность и емкостью, или кристалла, в котором механические резонансы кристалла присоединены через электроды к электрической схеме. Кристалл также может быть в форме малого блока керамического материала. Активная форма полосового фильтра может включать в себя буферы, связанные со входным и выходным соединителями резонатора, таким образом, внешнее присоединение не ухудшает частотную избирательность резонатора. Такой активный фильтр проиллюстрирован на фиг. 1, которая показывает обобщенный активный полосовой фильтр (BPF), имеющий входной и выходной буферы 102, соединители 104 резонатора и резонатор 106.

[0003] Фильтр BPF на фиг. 1 может быть превращен в настраиваемый фильтр BPF, если свойства резонатора могут регулироваться. Если они могут регулироваться с использованием пассивных элементов, то фильтр BPF является настраиваемым фильтром BPF. Аккумулятор энергии резонатора также может быть снабжен обратной связью, в которой сигнал от выходного соединителя подается обратно на входной соединитель. Это показано на фиг. 2, которая изображает обобщенный фильтр BPF с трактом 110 обратной связи. Согласно фиг. 3, могут быть добавлены блок 112 усиления и блок 114 задержки, которые регулируют обратную связь, чтобы немного модифицировать резонанс. Добавление блока усиления превратит пассивный настраиваемый фильтр BPF в активный настраиваемый фильтр BPF. С помощью этой активной обратной связи возможно более хорошее управление, при котором можно управлять фазой и амплитудой тракта обратной связи, чтобы задать более узкую ширину полосы и более точно управлять центральной частотой.

[0004] Более конкретно, может быть реализован тракт обратной связи резонатора, в котором предполагается, что усиление и задержка тракта обратной связи резонатора являются регулируемыми, и это модифицирует характеристики частотой избирательности фильтра BPF. Фиг. 3 показывает управление трактом обратной связи фильтра BPF, реализованное с помощью блока 14 задержки, причем возможность настройки элементов схемы обозначена диагональной стрелкой на элементе.

[0005] Если полное усиление контура (контур состоит из тракта 110 обратной связи, соединителей 104 и резонатора 106) превышает единицу, тогда фильтр BPF становится генератором колебаний, резонирующим на частоте, определенной свойствами самого резонатора 106 и контура 110 обратной связи. Ослабление тракта обратной связи таким образом, что усиление контура немного меньше единицы, приводит к фильтру BPF с произвольно узкой шириной полосы. Если избирательность резонатора 106 сокращается таким образом, что она имеет более широкую полосу пропускания, тогда тракт обратной связи может настраивать фильтр по более широкому диапазону, и он не становится генератором колебаний.

[0006] На фиг. 4 показана другая общая реализация, в которой элемент задержки тракта обратной связи заменен на фазовращатель 116, фазовращатель реализует управление трактом обратной связи. Временная задержка сигнала и смещение фазы сигнала приблизительно аналогичны для узких полосовых фильтров.

[0007] Топология схемы на фиг. 4 является по существу топологией фильтра суперрегенеративного усилителя, который был разработан в 1930-х годах (Армстронг). Если резонатор 106 основан на единственной индуктивности, тогда тракт обратной связи приводит к схеме индуктивности с повышенной добротностью. Если конденсатор помещен параллельно с индуктивностью с повышенной добротностью, тогда получается настраиваемая схема фильтра. Такие схемы опубликованы и известны.

[0008] Идеи в патентной заявке США № 2013/0065542 (Proudkii), озаглавленной ʺSpectral Filtering Systemsʺ (ʺСистемы спектральной фильтрацииʺ), в целом основаны на схеме, показанной на фиг. 4, с постоянным резонансным элементом с низкой добротностью, часто называемым гребенчатым фильтром.

СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ

[0009] Обеспечен перестраиваемый фильтр, содержащий сигнальный контур, определенный между сигнальным входом и сигнальным выходом, и множество элементов схемы, соединенных в сигнальном контуре. Множество элементов схемы содержит настраиваемый по частоте резонатор и регулируемый блок масштабирования, который применяет коэффициент усиления, регулируемый в диапазоне, который содержит положительное усиление и отрицательное усиление. Также имеется контроллер, соединенный для настройки настраиваемого по частоте резонатора и регулировки коэффициента усиления регулируемого блока масштабирования между отрицательным коэффициентом усиления и положительным коэффициентом усиления.

[0010] В соответствии с дополнительными аспектами перестраиваемый фильтр может содержать один или более из следующих элементов, отдельно или в комбинации. Настраиваемый по частоте резонатор может содержать, но без ограничения, регулируемые элементы, такие как варакторный диод, переменные диэлектрические конденсаторы, переключаемые дискретные конденсаторы, переменный конденсатор MEMS, постоянную индуктивность, переменную индуктивность, такую как переменная индуктивность MEMS, или механически регулируемый резонатор. Множество элементов схемы может содержать множество настраиваемых по частоте резонаторов. Множество элементов схемы содержит два или более, или два или три настраиваемых по частоте резонатора. Один или более настраиваемых по частоте резонаторов могут быть соединены во вторичном сигнальном контуре, который соединен в сигнальном контуре, и каждый вторичный сигнальный контур может содержать вторичный регулируемый блок масштабирования. Регулируемый блок масштабирования может содержать главный регулируемый блок масштабирования и соединен последовательно с каждым из настраиваемых по частоте резонаторов. Множество элементов схемы может содержать множество регулируемых блоков масштабирования. Контроллер может быть соединен для независимой настройки двух или более настраиваемых по частоте резонаторов. Контроллер может быть запрограммирован выборочно понижать добротность Q или повышать добротность Q одного или более настраиваемых по частоте резонаторов. Перестраиваемый фильтр может дополнительно содержать датчик, который измеряет частотную характеристику сигнального контура, датчик осуществляет связь с контроллером, причем контроллер запрограммирован настраивать один или более настраиваемого по частоте резонаторов и управлять коэффициентом усиления одного или более регулируемых блоков масштабирования в ответ на измеренную частотную характеристику для достижения требуемой частотной характеристики в фильтре.

[0011] В соответствии с аспектом обеспечен способ фильтрации сигнала, содержащий этапы: обеспечения описанного выше перестраиваемого фильтра; и регулировки фильтра посредством настройки одного или более настраиваемых по частоте резонаторов и регулировки коэффициента усиления каждого регулируемого блока масштабирования для достижения требуемой частотной характеристики в фильтре.

[0012] В соответствии с дополнительными аспектами способ может включать в себя один или более из следующих этапов, отдельно или в комбинации. Регулировка фильтра может содержать независимую настройку двух или более настраиваемых по частоте резонаторов. Регулировка фильтра может содержать выполнение понижения добротности Q или повышения добротности Q по меньшей мере одного настраиваемого по частоте резонатора. Способ может дополнительно содержать этап измерения частотной характеристики сигнального контура и использования контроллера для настройки одного или более настраиваемых по частоте резонаторов и регулировки коэффициента усиления каждого регулируемого блока масштабирования в ответ на измеренную частоту для достижения требуемой частотной характеристики в фильтре.

[0013] В соответствии с аспектом обеспечен программируемый фильтр, содержащий множество описанных выше перестраиваемых фильтров и матрицу переключателей, соединенную с входами и выходами множества перестраиваемых фильтров. Матрица переключателей выполнена с возможностью соединять один или более перестраиваемых фильтров более чем в одной конфигурации сигнального тракта. Контроллер соединен для настройки настраиваемых по частоте резонаторов, регулировки коэффициент усиления регулируемых блоков масштабирования и конфигурирования матрицы переключателя между конфигурациями сигнального тракта для достижения требуемой частотной характеристики в фильтре.

[0014] В соответствии с дополнительным аспектом матрица переключателей может содержать соединения для выборочного соединения одного или более перестраиваемых фильтров в сигнальном контуре.

[0015] В соответствии с аспектом обеспечен перестраиваемый фильтр, содержащий: сигнальный контур, определенный между сигнальным входом и сигнальным выходом; множество вторичных сигнальных контуров соединенных в сигнальном контуре, каждый вторичный сигнальный контур содержит настраиваемый по частоте резонатор и вторичный регулируемый блок масштабирования, который применяет коэффициент усиления, который является регулируемым в диапазоне, содержащем положительное усиление и отрицательное усиление; главный регулируемый блок масштабирования; и контроллер, соединенный для настройки каждого из настраиваемых по частоте резонаторов и регулировки коэффициента усиления каждого из главного и вторичных регулируемых блоков масштабирования, коэффициенты усиления могут регулироваться в диапазоне, который содержит отрицательный коэффициент усиления и положительный коэффициент усиления.

[0016] В соответствии с аспектом обеспечена схема многополосного фильтра, содержащая множество элементов фильтра, причем множество элементов фильтра выбрано из группы, состоящей из описанного выше перестраиваемого фильтра. Два или более элементов фильтра могут быть соединены параллельно или последовательно.

[0017] В соответствии с аспектом обеспечена схема, содержащая множество резонаторов, имеющих переменную центральную частоту, которые имеют средство изменения центральной частоты полосы пропускания фильтра, схему масштабирования, которая может масштабировать вывод амплитуды полосового фильтра, тракт обратной связи, входной соединитель и выходной соединитель, причем масштабный коэффициент или усиление схемы масштабирования можно регулировать и управлять ими.

[0018] В соответствии с другими аспектами может иметься множество резонаторов, например, два или три резонатора, и элемент для управления частотой может представлять собой переменный конденсатор, переменный диэлектрический конденсатор, переменную индуктивность, переменное измерение длины резонатора, устройство MEMS или другую известную структуру. Схема предпочтительно является схемой контура, в результате чего различные компоненты могут быть последовательно соединены в различном порядке. Схема предпочтительно допускает понижение добротности Q по меньшей мере одного резонатора фильтра. Резонатор может представлять собой последовательный LC-контур, параллельный LC-контур или полосовой фильтр третьего порядка. Если имеется более одного резонатора, резонаторы могут быть настроены индивидуально, в результате чего, частоты резонанса могут быть ступенчатыми. Каждый резонатор может иметь индивидуальную схему масштабирования, которая воздействует на добротность Q резонатора индивидуально. Схемы масштабирования могут представлять собой переменный резистор, полевой транзистор (FET) или другое известное устройство, которое разрешает диапазон коэффициентов усиления, который включает в себя как положительное, так и отрицательное усиление. Резонаторы могут быть сконфигурированы посредством увеличения или уменьшения параметров резонатора на основе выходной характеристики полного отклика фильтра схемы, например, посредством измерения общего местоположения доминирующего полюса фильтра на основе измеренной или выведенной импульсной характеристики. Может иметься множество фильтров, переключателей и соединений в конфигурируемой структуре, которая может быть сконфигурирована таким образом, чтобы последовательно расположить несколько фильтров для реализации фильтра более высокого порядка, например, полосового фильтра Баттерворта или Чебышева. Фильтр может также использоваться в качестве полосового режекторного фильтра.

[0019] В других аспектах описанные выше признаки могут сочетаться вместе в любой разумной комбинации, как поймут специалисты в области техники.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ

[0020] Эти и другие признаки станут более очевидными из следующего описания, в котором дается ссылка на приложенные чертежи, чертежи предназначены только для целей иллюстрации и не предназначены для какого-либо ограничения.

Фиг. 1 - блок-схема активного полосового фильтра предшествующего уровня техники.

Фиг. 2 - блок-схема активного полосового фильтра с контуром обратной связи предшествующего уровня техники.

Фиг. 3 - блок-схема полосового фильтра с элементом задержки в контуре обратной связи предшествующего уровня техники.

Фиг. 4 - блок-схема полосового фильтра с фазовращателем в контуре обратной связи предшествующего уровня техники.

Фиг. 5 - блок-схема перестраиваемого фильтра с перестраиваемым резонатором и переменным блоком масштабирования в сигнальном контуре.

Фиг. 6 - график, показывающий характеристики полосы пропускания перестраиваемого фильтра.

Фиг. 7 - блок-схема, изображающая возможный вариант перестраиваемого фильтра.

Фиг. 8 - блок-схема полосового фильтра без блока резонатора.

Фиг. 9 - график периодической "гребенчатой" характеристики полосового фильтра, показанного на фиг. 8.

Фиг. 10 - изображение на комплексной плоскости первого полюса полосы пропускания полосового фильтра, показанного на фиг. 8.

Фиг. 11 - график, изображающий частотную характеристику полосового фильтра, показанного на фиг. 8, около первой резонансной полосы.

Фиг. 12 - график зависимости избыточного усиления мощности от добротности Q полосового фильтра, показанного на фиг. 8.

Фиг. 13 - визуальное определение элементарного резонатора с полюсами S-плоскости.

Фиг. 14 - блок-схема перестраиваемого фильтра CAF-1 первого порядка.

Фиг. 15 - корневой годограф перестраиваемого фильтра первого порядка, показанного на фиг. 14.

Фиг. 16 - диаграмма Боде перестраиваемого фильтра первого порядка, показанного на фиг. 14.

Фиг. 17 - блок-схема элемента понижения добротности на основе резонансного блока параллельно с переменным резистором на полевом транзисторе (FET).

Фиг. 18 - блок-схема перестраиваемого фильтра CAF-2 второго порядка.

Фиг. 19 - корневой годограф перестраиваемого фильтра второго порядка, показанного на фиг. 18.

Фиг. 20 - диаграмма Боде перестраиваемого фильтра второго порядка, показанного на фиг. 18.

Фиг. 21 - блок-схема перестраиваемого фильтра CAF-3 порядка 3.

Фиг. 22 - диаграмма Боде перестраиваемого фильтра третьего порядка, показанного на фиг. 21.

Фиг. 23 и 24 - корневой годограф перестраиваемого фильтра третьего порядка, показанного на фиг. 21, с разными значениями для добротности Q.

Фиг. 25 и 26 - корневой годограф перестраиваемого фильтра четвертого порядка с разными значениями для добротности Q.

Фиг. 27 - упрощенная блок-схема примера перестраиваемого фильтра первого порядка.

Фиг. 28 - корневой годограф перестраиваемого фильтра, изображенного на фиг. 27, с повышением Q.

Фиг. 29 - корневой годограф перестраиваемого фильтра, изображенного на фиг. 27, с понижением Q.

Фиг. 30 - график полосы пропускания перестраиваемого фильтра, изображенного на фиг. 27, сравнивающий повышение добротности Q и понижение добротности Q.

Фиг. 31 - график, показывающий эффект изменения резонансной частоты на полосе пропускания перестраиваемого фильтра, показанного на фиг. 27.

Фиг. 32 сравнивает частотную характеристику перестраиваемых фильтров первого, второго и третьего порядка.

Фиг. 33 - пример полосового фильтра Чебышева с повышенной добротностью Q.

Фиг. 34 - блок-схема трех перестраиваемых фильтров первого порядка, соединенных последовательно

Фиг. 35 - блок-схема трех перестраиваемых фильтров первого порядка, соединенных последовательно, с дополнительным трактом обратной связи.

Фиг. 36 - графики, изображающие эффект дополнительного тракта обратной связи при перемещении полюсов.

Фиг. 37 - корневой годограф трех каскадных перестраиваемых фильтров первого порядка.

Фиг. 38 - частотная характеристика перестраиваемого фильтра, показанного на фиг. 34, для разных значений G.

Фиг. 39 - частотная характеристика перестраиваемого фильтра, показанного на фиг. 35, с нейтральной обратной связью второго уровня.

Фиг. 40 - корневой годограф для отрицательной (слева) и положительной (справа) обратной связи второго порядка перестраиваемого фильтра, показанного на фиг. 35.

Фиг. 41 - график частотной характеристики перестраиваемого фильтра, показанного на фиг. 35, с положительной, нейтральной и отрицательной обратной связью второго порядка.

Фиг. 42 - диаграмма Боде перестраиваемого фильтра, показанного на фиг. 35, со ступенчатыми частотами резонатора.

Фиг. 43 - корневой годограф перестраиваемого фильтра, показанного на фиг. 35, со ступенчатыми частотами резонатора.

Фиг. 44 - график полосы пропускания перестраиваемого фильтра первого порядка после процесса настройки.

Фиг. 45 - графиком полосы пропускания перестраиваемого фильтра третьего порядка после другого процесса настройки.

Фиг. 46 - корневой годограф нуля градусов перестраиваемого фильтра третьего порядка, представляющего квазиортогональное управление.

Фиг. 47 - блок-схема трех перестраиваемых фильтров, соединенных последовательно.

Фиг. 48 изображает типичную частотную характеристику схемы, показанной на фиг. 47.

Фиг. 49 - блок-схема перестраиваемых фильтров, соединенных параллельно.

Фиг. 50 изображает типичную частотную характеристику схемы, показанной на фиг. 49.

Фиг. 51 - пример произвольной комбинации перестраиваемых фильтров, которые дают в результате трехполосный фильтр.

Фиг. 52 - блок-схемой массива решетки нескольких перестраиваемых фильтров с матрицами переключателей, допускающими произвольную реализацию фильтра.

Фиг. 53 - блок-схема фиг. 52, выполненная с возможностью обеспечивать требуемый сигнальный тракт.

Фиг. 54 изображает частотную характеристику полосового фильтра Баттерворта четвертого порядка.

Фиг. 55 - блок-схема четырех перестраиваемых фильтров, соединенных последовательно.

Фиг. 56 - частотная характеристика схемы, показанной на фиг. 55.

Фиг. 57 - упрощенная реализация топографии схемы секции второго порядка параллельной схемы резонатора.

Фиг. 58 - упрощенная реализация топографии схемы секции второго порядка последовательной схемы резонатора.

Фиг. 59 - упрощенная реализация топографии схемы полосового фильтра третьего порядка.

Фиг. 60 - блок-схема, показывая последовательность каскадных резонаторов.

Фиг. 61 - блок-схема последовательности каскадных резонаторов с контуром обратной связи.

Фиг. 62 - блок-схема обобщенного управляемого аналогового фильтра.

Фиг. 63 - блок-схема, изображающая каскадное размещение нескольких аналоговых фильтров CAF-n, каждый с индивидуальными и отдельными средствами управления.

Фиг. 64 - блок-схема беспроводного приемопередатчика датчика с использованием управляемого аналогового фильтра.

Фиг. 65 - блок-схема альтернативного беспроводного приемопередатчика датчика с использованием управляемого аналогового фильтра.

Фиг. 66 - блок-схема канала беспроводной связи с использованием управляемого аналогового фильтра.

Фиг. 67 - блок-схема модели основной полосы частот канала беспроводной связи.

Фиг. 68 - спектральная диаграмма, изображающая шум смежного канала вследствие беспроводных помех.

Фиг. 69a и 69b - графики, которые представляют отклик фильтра RRC.

Фиг. 70 - график спектральной плотности мощности аддитивного шума каналов.

Фиг. 71 - шаблон полюсов/нулей низкочастотного фильтра Баттерворта третьего порядка с дискретным временем.

Фиг. 72 показывает пример глазковой диаграммы и отношение сигнала к шуму приемника.

Фиг. 73 изображает пример отношения сигнала к шуму как функции полосы пропускания фильтра CAF-3.

Фиг. 74 изображает пример отношения сигнала к шуму как функции относительного смещения фильтра CAF-3.

Фиг. 75 - блок-схема схемы калибровки и стабилизации фильтра CAF-1.

Фиг. 76 - график, изображающий быстрое чередование управления добротностью Q, которое измеряет положение полюсов на основе экспоненциального роста и затухания.

Фиг. 77-81 - блок-схемы примеров элементов задержки фазы.

ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ

[0021] Описываемый в настоящем документе полосовой фильтр использует элемент резонатора переменной частоты, которая может регулироваться таким образом, что центральная частота резонатора совпадает с требуемой центральной частотой настраиваемого фильтра с трактом обратной связи. Таким образом, ширина полосы резонатора может быть достаточно узкой, чтобы избежать ложных откликов полосы пропускания, но все еще иметь возможность настраиваться по широкому диапазону частот. Кроме того, элемент усиления, который также может описываться в настоящем документе как блок масштабирования, может регулироваться, чтобы обеспечить положительное усиление, отрицательное усиление или нулевое усиление. Как будет описано более подробно ниже, это позволяет блоку масштабирования действовать выборочно как элемент повышения добротности и элемент понижения добротности. Эта архитектура фильтра упомянута в настоящем документе как управляемый аналоговый фильтр (CAF). Блок-схема самой простой формы фильтра CAF с перестраиваемым резонатором 502 и переменным блоком 504 масштабирования в сигнальном контуре дана на фиг. 5. Приведенное ниже описание прежде всего относится к аспектам структуры и управления фильтра CAF. Фильтр CAF предназначен для использования при передаче, приеме и/или обработке сигналов связи в различных целях, некоторые из которых описаны ниже в качестве примеров. Вообще говоря, сигнал связи представляет собой модулированный сигнал, используемый для передачи информации или данных. Как правило, это включает в себя аналоговую несущую частоту, которая была закодирована с помощью информационного сигнала с использованием известных способов, таких как частотная модуляция, амплитудная модуляция или фазовая модуляция.

[0022] Основной принцип действия фильтра CAF, который предлагает управление характеристиками полосы пропускания, показан на фиг. 6, на которой широкая штриховая линия 602 является частотной характеристикой резонатора при начальной установке. Узкая штриховая линия 604 является более резкой частотной характеристикой фильтра с замкнутым контуром, настроенного для более узкой ширины полосы при начальной установке частоты. Предположим, что резонатор теперь перестроен вверх по частоте к широкой сплошной линии 606, как обозначено черной стрелкой. Узкая сплошная линия 608 является характеристикой замкнутого контура, которая приводит к новой частоте отклика резонатора.

[0023] Фильтр CAF может иметь разные порядки, например, фильтр первого, второго и третьего порядка. Порядок фильтра CAF зависит от порядка фильтра резонатора. Фильтр CAF может быть разработан с порядками, выше третьего порядка, однако сложность управления схемами более высокого порядка увеличится. Ниже даны некоторые общие замечания о порядке фильтра.

- фильтр CAF первого порядка (CAF-1) включает в себя один резонатор, который имеет единственную доминирующую резонансную полюсную пару.

- фильтр CAF второго порядка (CAF-2) включает в себя два таких резонатора, которые имеют две доминирующих полюсных пары, примером является каскад из двух соединенных LC колебательных резонаторов.

- фильтр CAF третьего порядка (CAF-3) включает в себя три таких резонатора, имеющие три доминирующих полюсных пары.

- фильтры CAF четвертого и более высокого порядка возможны, однако они могут привести к ложным резонансным полосам, когда применяется тракт обратной связи с блоком масштабирования (как на фиг. 5), и в общем случае приводят к фильтру BPF с более сложными характеристиками настройки. Это будет обсуждаться более подробно ниже.

[0024] Примеры, обсуждаемые в настоящем документе, будут относиться прежде всего к фильтрам CAF первого, второго и третьего порядка, хотя следует понимать, что при желании идеи в настоящем документе также могут относиться к фильтрам более высокого порядка.

[0025] В различных примерах, представленных в настоящем документе, схемы для удобства обычно изображены в стиле фиг. 5, которая показывает конфигурацию, имеющую основную цепь 508 и тракт 510 обратной связи, и в общем случае с блоком 504 усиления (который также может упоминаться как блок масштабирования, и который может иметь и положительное, и отрицательное значения) в тракте 510 обратной связи. Это сделано для согласованности и облегчения сравнения схем. Однако схема может быть более уместно рассмотрена как контур с соответствующими входным и выходным соединителями, причем контур сформирован из компонентов, которые в ином случае являлись бы основной цепью 508 и трактом 510 обратной связи, и элементы соединены последовательно в контуре. Порядок компонентов в контуре может быть изменен без воздействия на характеристики резонанса фильтра CAF-n. Пример схемы с элементами с различным размещением показаны на фиг. 7, где блок 504 усиления включен в основную 508 цепь, и перестраиваемый резонатор 502 включен в тракт 510 обратной связи. Следует понимать, что также возможны другие варианты топологии схемы фильтра CAF, и они будут зависеть от количества элементов, используемых в соответствующей схеме.

[0026] Теоретическая разработка полосового фильтра без резонатора

[0027] Прежде чем представить теорию фильтра CAF, обсуждается теоретическое функционирование фильтра CAF-0 (фильтра CAF без резонатора). Это базовый полосовой фильтр, показанный на фиг. 8, который имеет блок 802 усиления, аттенюатор 804 и перестраиваемое смещение фазы или задержку 806.

[0028] Смещение 806 фазы либо через транспортную задержку, либо через элемент смещения фазы изменяется в зависимости от частоты, передавая контуру обратной связи его частотную избирательность. На основе этого описания схемы линейная передаточная функция изображенной схемы может быть сформулирована как преобразование Лапласа (характеристика частотной области), записанное как

где P - смещение фазы. Мы можем записать это с точки зрения физической частоты f с отображением s → j2πf как

[0029] Следует отметить, что это выражение является периодическим по частоте с периодом f_p=P^-1. Таким образом, хотя фильтр CAF-0 не имеет никакого заданного элемента резонатора, резонансные полосы возникают каждый раз, когда

[0030] В следующем числовом примере предположим, что задержка P составляет 100 пс, и что G=1 и A=0,9. Следовательно резонанс возникнет на частотах 0 Гц, 10 ГГц, 20 ГГц и т.д. Другое наблюдение состоит в том, что все резонансные полосы имеют одинаковое внутриполосовое усиление 20 дБ, которое является результатом

[0031] Такое функционирование фильтра обычно упоминается как гребенчатый фильтр в отношении передаточной функции, график которой показан на фиг. 9.

[0032] Рассматривая основной резонанс на f=1/P, мы видим, что посредством изменения P мы можем получить любой произвольный резонанс. Отклик на DC и гармоники более высокого порядка могут быть легко ослаблены посредством подходящего низкочастотного и высокочастотного фильтра, который расположен в каскаде последовательно со схемой, показанной на фиг. 8.

[0033] Добротность Q и коэффициент демпфирования D фильтра CAF-0 выводятся из заданного ранее преобразования Лапласа фильтра CAF-0 как

[0034] Достаточно определить основное решение для полюса на нулевой частоте на вещественной оси, заданное как

[0035] Теперь рассмотрим полюс доминирующей полосы, показанный на фиг. 10.

[0036] Мы имеем

где D определен как коэффициент демпфирования, и ω_o - естественная резонансная частота в рад/с. Это дает

[0037] Это упрощение расширения Тейлора основано на предположении, что AG≈1. Приблизительное отношение для Q (корректное для больших значений Q, например, Q>10) задано как

[0038] Это имеет смысл в том, что Q увеличивается до бесконечности, когда усиление контура AG становится равным 1. Фиг. 11 показывает пример вычисления отклика вокруг первого резонансного полюса для AG=0,9. Часть, представленная прерывистой линией, представляет собой отклик в ширине полосы 3 дБ, от которой может быть подтверждено выражение Q.

[0039] Более прямой способ вычисления Q-фактора состоит в том, чтобы иметь

где Δω определяется от точки 3 дБ от H(s). На полюсе вещественной оси

[0040] Из этого мы имеем

что было получено ранее.

[0041] Далее рассмотрим усиление мощности, которое связано с заданным Q. Усиление мощности задано как

[0042] Избыточное усиление, происходящее от тракта обратной связи, обозначенное как G_ex, представляет собой усиление мощности, нормализованное посредством коэффициента усиления разомкнутого контура (без тракта обратной связи) как

в дБ. Это показано с помощью графика на фиг. 12.

[0043] Элементы фильтра CAF

[0044] Прежде чем обратиться к структуре фильтра CAF, обсуждаются следующие элементы фильтра CAF.

[0045] Настраиваемый резонатор CAF (R)

[0046] Блок 1301 резонатора обозначен как R на фиг. 13. R представлен двумя полюсами в S-плоскости, как показано на схеме справа от фиг. 13. Два полюса представлены посредством 'x'. Посредством вставки контура обратной связи через резонатор, как на фиг. 14, делается возможным управление добротностью Q. Это подробно обсуждается позже. Как изображено, блок 1401 резонатора с усилением с помощью вставки тракта обратной связи или блока 802 масштабирования, как показано на фиг. 14, является базовым элементом резонатора, который имеет два управляющих входа 1302 и 1304: один для изменения частоты (1302), и другой для изменения добротности Q (1304).

[0047] В зависимости от реализуемой схемы резонатор может быть реализован либо как элемент резонатора, такой как LC колебательный контур, либо как элемент фильтра с секцией второго порядка (SOS). Реализация SOS будет более подробно обсуждена ниже.

[0048] Как будет понятно из обсуждения в настоящем документе, существует несколько возможных комбинаций резонаторов и блоков масштабирования, и сигнальных цепей, которые могут использоваться при проектировании фильтра CAF. Конкретная структура будет зависеть от требуемой производительности схемы, как пояснено далее. Вообще говоря, фильтр CAF будет включать в себя контур обратной связи, содержащий требуемое количество резонаторов и блок масштабирования. Каждый фильтр CAF может быть соединен параллельно или последовательно с другими элементами фильтра CAF или другими элементами схемы, и может иметь дополнительный контур обратной связи второго уровня, который содержит несколько фильтров CAF. Кроме того, в элементе фильтра CAF могут иметься вложенные контуры, содержащие контур для каждого резонатора, или подмножество резонаторов. Используемый в настоящем документе термин ʺтракт обратной связи второго уровняʺ предназначен для обозначения тракта обратной связи или контура схемы, которые обеспечивают тракт обратной связи вокруг нескольких элементов фильтра CAF-n последовательно. Это также может включать в себя компоненты, которые в ином случае могли бы упоминаться как тракт обратной связи третьего уровня и четвертого уровня.

[0049] Резонансная частота резонатора R может меняться с помощью некоторого компонента, включенного в схему резонатора. Как правило, это может быть достигнуто с использованием варакторного диода, или переменный диэлектрический конденсатор может использоваться для переменной емкости, в этом случае 'управление f' на фиг. 13 будет представлять собой аналоговое напряжение смещения. Также могут использоваться другие варианты, которые позволяют изменять резонансную частоту, такие как дискретная емкость, которая переключается внутри или вне схемы, и тогда 'управление f' может представлять собой цифровой сигнал. Другим вариантом является использование переменного конденсатора MEMS или переменной индуктивности MEMS, где 'управление f' представляет собой сигнал напряжения или тока управления смещением, приложенный к устройству MEMS. Переменная емкость или индуктивность также могут реализованы посредством механической настройки компонента. Например, резонатор R может представлять собой микроволновой объемный резонатор, в котором одно или более измерений резонатора могут механически регулироваться с помощью некоторого механизма, обеспечивающего 'управление f'.

[0050] Два полюса резонатора R представляют собой сопряженную пару и не могут управляться индивидуально. Следовательно, чтобы упростить описание, мы рассматриваем только положительный частотный полюс. Таким образом, мы рассматриваем элементарный резонатор как имеющий один полюс в области s (который является областью s с положительным мнимым компонентом). Резонатор R представляет собой устройство с двумя портами с передаточной функцией, заданной в лапласовской области, обозначенной выше как стандартная передаточная функция полосы пропускания второго порядка H_R(s):

[0051] Блок масштабирования управления добротностью Q

[0052] 'Управление Q' 1304 на фиг. 13 выше может содержать управляющее устройство, связанное с резонатором, которое управляет компонентом добротности Q емкости или индуктивности, или объемного резонатора. Если управление добротностью Q увеличивает компонент добротности Q, в настоящем документе это упоминается как повышение Q. Если управление добротностью Q уменьшает компонент добротности Q объемного резонатора, в настоящем документе это упоминается как понижение Q. Повышение Q эквивалентно уменьшению D, и оно перемещает резонансный полюс резонатора R ближе к оси jω S-плоскости. Понижение Q перемещает резонансный полюс резонатора R дальше оси jω и, следовательно, увеличивает D. Было обнаружено, что повышение Q и понижение Q могут использоваться выборочно для перемещения резонансного полюса ближе или дальше от оси jω, чтобы синтезировать произвольную функцию многополюсной фильтрации (множество резонаторов R).

[0053] Блоки 802 масштабирования, как на фиг. 14, обеспечены, чтобы сделать возможным более хорошее управление характеристикой тракта обратной связи. Коэффициент усиления для каждого блока 802 масштабирования является переменным и содержит усиление, которое включает в себя как положительные, так и отрицательные значения усиления. Например, если усиление блока 802 масштабирования больше нуля, это приводит к повышению Q. Если усиление блока 802 масштабирования меньше нуля, это приводит к понижению Q.

[0054] Обычно для каждого контура или вторичного контура в элементе фильтра CAF-n будет иметься дополнительный блок масштабирования второго уровня, как пояснено ниже. В качестве примера для элемента схемы фильтра CAF-3 (см. фиг. 35 для справки), когда три элемента фильтра CAF-1 последовательно соединены в контуре и могут отдельно управляться, может иметься четыре блока масштабирования (не показаны) - один окружающий каждый элемент 1401 резонатора в контурах 110, и один блок масштабирования тракта обратной связи второго уровня в контуре 110a, как будет пояснено ниже.

[0055] Обычно каждый блок масштабирования будет способен обеспечивать для резонаторы с повышением Q и резонаторы с понижением Q независимо. В качестве альтернативы резонатор может являться резонатором с повышением Q, который использует усилитель, допускающий только повышение Q. Как отмечено выше, резонатор с повышением Q будет по-прежнему вложен в контур обратной связи элемента фильтра CAF-n, содержащего блок масштабирования, чтобы отменить повышение Q и обеспечить требуемое функционирование с понижением Q. Это, безусловно, будет очевидно на основе того факта, что резонатор может являться настраиваемым по частоте резонатором любого типа, содержащим, но без ограничения, варакторный диод, переключаемый дискретный конденсатор, переменный диэлектрический конденсатор, переменный конденсатор, такой как переменный конденсатор MEMS, постоянную индуктивность, переменную индуктивность, такую как переменная индуктивность MEMS, или механически регулируемый резонатор.

[0056] Топология фильтра CAF-1

[0057] Теперь будет описана схема фильтра CAF первого порядка, обозначаемого как фильтр CAF-1, который содержит единственный компонент 1401 резонатора, единственный блок 802 усиления или масштабирования и блок 1404 объединения 1404 для закрывания контура обратной связи, как изображено на фиг. 14. Это можно описать упрощенно, если опущено управление центральной частотой фильтра CAF-1. Это обеспечивает интуитивный способ понимания вариантов фильтра CAF-n. В одном примере резонатор 1301 может являться полосовым фильтром второго порядка с передаточной функцией:

с коэффициентами, оцененными на основе D и ω_o. Усиление G 802 является переменным и управляет замкнутым контуром Q. Следует отметить, что в резонансе смещение фазы через резонатор 1401 идеально составляет 0 градусов. В физической реализации смещение фазы не будет нулевым в целом вследствие паразитных и транспортных эффектов, но они могут быть проигнорированы при этой оценке: реализованная схема будет иметь фазовращатель с усилением G 802, который компенсирует какие-либо паразитные и транспортные фазовые эффекты. Чтобы изменить частоту, необходимо изменить ω_o резонатора в фильтре CAF-1, но это игнорируется в этом разделе.

[0058] Следует отметить, что в соответствии с обозначениями, используемыми в настоящем документе, фильтр CAF-1 первого порядка имеет резонатор второго порядка. "Порядок" - это количество используемых секций второго порядка (SOS), которые составляют весь резонатор. Передаточная функция секции SOS относится к лапласовской функции переменных частоты, которые имеют второй порядок в знаменателе. В настоящем контексте, как замечено выше, секция SOS всегда будет иметь форму

где ω_o - резонансная частота в радианах в секунду, D - коэффициент демпфирования, и a - вещественная константа. Отображение на f на фиг. 13 представлено как

f_n=ω_n/2π

[0059] Отображение на Q задано традиционным определением

[0060] В этом обсуждении {f_n, Q} может далее использоваться наравне с {ω_n, D}.

[0061] Глубокий анализ работы фильтра CAF 1 возможен с использованием метода корневого годографа. Корневой годограф является стандартным методом определения полюсов системы с замкнутым контуром при переменном усилении контура. Результатом вычисления корневого годографа в настоящем контексте является траектория этих полюсов замкнутого контура, когда они изменяются в зависимости от вариаций усиления G контура, как показано на фиг. 15, например. Посредством этого мы можем получить понимание любых ложных полос пропускания и любых настроечных ограничений фильтра CAF-1. В качестве начального иллюстративного примера предположим, что ω_o=1 и D=0,5, и для этого примера резонатор SOS фильтра CAF-1 имеет очень низкую добротность Q. Диаграмма Боде передаточной функции резонатора показана на фиг. 16. Следует отметить, что изменение фазы в зависимости от частоты является довольно постепенным вокруг резонанса вследствие высокого коэффициента демпфирования (низкой добротности Q), предполагаемого в этом примере.

[0062] Теперь мы рассмотрим эффект усиления G тракта обратной связи на полюсах замкнутого контура. Это вычисляется посредством вычисления корневого годографа при 0 градусов и показано на фиг. 15. Здесь полюсы резонатора SOS фильтра CAF-1 представлены посредством x (1502 или 1504). Линия 1506 является траекторией корня замкнутого контура по мере увеличения усиления G замкнутого контура от 0 до 1,2. Это траектория для полюса, обозначенного номером 1502. Корневой годограф сопряженной траектории 1504 корня замкнутого контура представляет собой линию 1508. Следует отметить, что они перемещаются к оси jω S-плоскости (распределение корня в области комплексной переменной частоты s=σ+jω), указывая постепенно более высокую добротность Q по мере увеличения усиления G замкнутого контура. Если бы усиление замкнутого контура уменьшалось, как в случае с понижением Q, то корневой годограф полюсов 1506 и 1508 переместился бы оси jω (не показано на фиг. 15). На фиг. 15, когда траектория корневого годографа переходит в правую полуплоскость, корни замкнутого контура становятся нестабильными.

[0063] В этой нестабильной области работы фильтр CAF-1 не применим, и траектории корней теряют смысл. Следовательно, мы должны составить график только по диапазону G, в котором полюса замкнутого контура остаются в левой полуплоскости (LHP). В этой связи для значения G, для которого полюса замкнутого контура совпадают с осью jω, фильтр CAF-1 колеблется на резонансной частоте ω_o, которая нормализована в этом примере как ω_o=1. Радиальные пунктирные линии на графике корней указывают значение демпфирования D. Добротность Q может быть соотнесена с D на основе отношения Q=1/2D. Также в этом примере, когда траектории корней пересекают ось jω и фильтр CAF-1 становится нестабильным, усиление G=1.

[0064] По мере уменьшения добротности Q резонатора SOS фильтра CAF-1 (следует заметить: это не добротность Q системы замкнутого контура) фильтрация в начальной прямой цепи ограничена на 20 дБ на изменение каждой декадной полосы частот. Проблема состоит в том, что внеполосные сигналы и широкополосный шум не значительно ослабляются первым прямым проходом сигнала. По мере увеличения добротности Q фильтра CAF-1 эти внеполосные сигналы устраняются на выходе, только если они вычитаются в блоке 1404 суммирования в схеме фильтре CAF-1 на фиг. 14. Это подразумевает, что сигнал, текущий через блок 802 усиления, должен быть большим. Чтобы сократить его, имеется вариант 1) подъема добротности Q резонатора тракта обратной связи SOS или 2) добавления дополнительного резонатора тракта обратной связи SOS. Добавление дополнительного резонатора тракта обратной связи SOS дает в результате фильтр CAF-2, который описан ниже.

[0065] Другим способом реализации переменной добротности Q для резонатора SOS является "элемент понижения добротности", который реализован посредством переменного резистивного элемента в секции SOS. Это затрагивает коэффициент демпфирования секции SOS, которая могла быть разработана с более высокой добротностью Q, чем обычно требуется. Переменный резистор понижает (портит) добротность Q, в результате чего полюса секции SOS находятся дальше от оси jω в плоскости LHP, как упомянуто выше. Это степень свободы (DOF), которая допускает более сильное ослабление выпадающих значений, чем если бы была реализована секция SOS с фиксированной более низкой добротностью Q. Один вариант осуществления схемы элемента понижения добротности показан на фиг. 17 на основе параллельной резонансной секции SOS 1701. В этом случае элемент понижения добротности реализован с помощью полевого транзистора (FET) 1702, работающего в области триода параллельно с резонатором 1401, и управляемого посредством управляющего напряжения 1704 элемента понижения добротности, чтобы обеспечить эквивалентную переменную функцию резистора. В другой реализации полевой транзистор 1702 может быть реализован с помощью PIN-диода. Следует понимать, что эти варианты конфигураций могут быть включены в любую из схем перестраиваемого фильтра, описанных в настоящем документе.

[0066] Топология фильтра CAF-2

[0067] Топология фильтра CAF-2, содержащего два резонатора SOS 1301, показана на фиг. 18. Буфер 102 с единичным усилением разделяет резонаторы в целях реализации, когда необходимо изолировать резонаторы друг от друга. Снова блок 1404 объединения обеспечивает закрытие контура обратной связи. Передаточные функции каждого резонатора 1301:

[0068] В целях примера значения параметров для ω_o и D выбраны как ω_o=1 и D=0.5. Корневой годограф при 0 градусов для фильтра CAF-2 дан на фиг. 19.

[0069] Корни разомкнутого контура обозначены 'x', с двумя полюсами, расположенными в позиции 1902 и двумя сопряженных полюсах в позиции 1904, как требуется для этой конфигурации с двумя резонаторами SOS. По определению "доминирующий" полюс всегда является наиболее близким к оси jω, в то время как "вторичный" полюс является наиболее далеким от оси jω. Мы видим, что траектории 1906b и 1908b доминирующих корней перемещаются по направлению к оси jω по мере увеличения усиления G замкнутого контура, в то время как другое множество траекторий 1906a и 1908a перемещается от оси jω. Таким образом, фильтр CAF-2 с двумя резонаторами будет по-прежнему иметь пару доминирующих полюсов, которые ведут себя как фильтр CAF с одним резонатором. При усилении G=1 контура траектории 1906b и 1908b корней переходят через ось jω в правую полуплоскость плоскость (RHP), добротность Q фильтра CAF-2 становится бесконечной, и вся схема становится нестабильной. Как и в случае с фильтром CAF-1, стабильность возможна только тогда, когда корневой годограф остается в левой полуплоскости, что может иметь место только для усиления G <1 замкнутого контура для каждого индивидуального резонатора.

[0070] Преимущество фильтра CAF-2 с двумя резонаторами состоит в том, что ослабление внеполосных сигналов больше, и, таким образом, сигнал помехи меньше. Перемещение полюсов 1906a и 1908a в левую полуплоскость плоскость далеко от оси jω способствует ослаблению внеполосных спектральных компонентов. Кроме того, поскольку внеполосные спектральные компоненты лучше отфильтровываются двойным резонатором SOS фильтра CAF-2, эти внеполосные компоненты, текущие вокруг контура обратной связи, будут меньше. Это важно, поскольку интермодуляционное искажение компонентов контура не должно быть настолько же высоким, как в случае фильтра CAF-1.

[0071] Другой возможный компромисс состоит в том, что одинаковое внеполосное ослабление с двумя резонаторами SOS с меньшей добротностью Q замкнутого контура достигается с помощью одного резонатора SOS с большей добротностью Q замкнутого контура. Это важно, поскольку усиление мощности пропорционально квадрату добротности Q, как показано выше относительно фильтра CAF-0, и в более общем случае это приблизительно корректно для фильтра CAF-n. Для большой добротности Q большое усиление мощности может стать практическим ограничением реализации. График Боде для фильтра CAF-2 с двумя резонаторами дан на фиг. 20. Следует отметить, что крутизна перехода фильтра CAF-2 составляет 40 дБ на изменение каждой декадной полосы частот, тогда как для фильтра CAF-1 с одним резонатором SOS она составляет 20 дБ на изменение каждой декадной полосы частот.

[0072] Топология фильтра CAF-3

[0073] Обращаясь к фильтру CAF-3 третьего порядка, рассмотрим фиг. 21, которая показывает топологию фильтра CAF-3, имеющего три каскадных резонатора SOS, каждый из которых включает в себя контур обратной связи, способ изменения центральной частоты резонатора и способ изменения добротности Q резонатора. Как и в случае с фильтром CAF-2, буферы 102 с единичным усилением помещены между всеми резонаторами 1301 для изоляции, и блок 1404 объединения закрывает контур обратной связи. Важно отметить способность индивидуально управлять как центральной частотой, так и усилением отдельных резонаторов в этой и в других конфигурациях фильтра CAF-n. Первоначально мы установим центральную частоту каждого резонатора одинаковой и позже обсудим фильтр CAF-3 с разными центральными частотами.

[0074] Диаграмма Боде тройного резонатора с одинаковой центральной частотой показана на фиг. 22, причем внеполосное ослабление разомкнутого контура тройного резонатора наблюдается как 60 дБ на изменение каждой декадной полосы частот, и это имеет значение, поскольку он основан на резонаторах с низкой добротностью Q. Корневой годограф при 0 градусов показан на фиг. 23 для D=0,5 или Q=1. Корневой годограф интересен тем, что существует три траектории 2306a/b/c и 2308a/b/c корней, происходящих от каждой тройки полюсов 2302 и 2304 разомкнутого цикла, снова помеченных как "x", хотя масштаб изображения делает невозможным различить три отдельных корня. Следует отметить, что одна из траекторий 2306a/2308a корня точно следует за контуром ω_n=1 как прежде, в то время как другой корень 2306b/2308b идет дальше в левую полуплоскость (LHP) и не влияет на схему. Однако траектории 2306c/2308c третьего полюса начинают перемещаться по направлению к оси jω. Это потенциально дает начало ложному режиму с намного более низкой частотой, чем намеченная полоса пропускания. Однако при усилении G, когда доминирующий полюс подходит достаточно близко к оси jω, чтобы реализовывать требуемые полюса замкнутого контура с более высокой добротностью Q, этот потенциально проблемный полюс еще далек от оси jω и вызывает незначительный ложный отклик в практической реализации. По счастливой случайности по мене увеличения добротности Q резонатора SOS фильтра CAF-3 и уменьшения коэффициента D, этот потенциально проблемный корень следует дальше в левую полуплоскость, как показано в примере корневого годографа при 0 градусов на фиг. 24, который вычислен для D=0,1, или для добротности резонатора Q=5, с траекториями 2406c от полюса 2402 и 2408c от полюса 2404. Как и в случае всех реализаций фильтра CAF-n, стабильность достигается, когда корневой годограф остается в левой полуплоскости, что имеет место для усиления замкнутого цикла G < 1 для каждого отдельного резонатора.

[0075] Топология фильтра CAF-4

[0076] Для завершения также дано краткое описание фильтра CAF-4. Он имеет более высокую сложность, чем фильтр CAF-3 и имеет ложные отклики, которые могут являться вредными в некоторых применениях. Корневой годограф при 0 градусов для фильтра CAF-4 с D=0,5 или добротностью резонатора Q=1 дан на фиг. 25 с траекториями 2506a/b/c/d от полюса 2502 и траекториями 2508a/b/c/d от полюса 2504. Корневой годограф при 0 градусов для фильтра CAF-4 с D=0,1 или добротностью резонатора Q=5 дан в фиг. 26 для траекторий 2406b от полюса 2402 и траекторий 2608a/b/c/d от полюса 2604. Следует отметить, что на фиг. 25, где добротность Q для секции SOS является очень низкой, ложная полоса пропускания в результате путей 2506d или 2508d может являться приемлемой. Как и в случае фильтра CAF-3 третьего порядка, корень фильтра CAF-4, приводящий к ложной частотной характеристике, еще далек от оси jω и соответствуют намного более низкой частоте, которая может быть подавлена низкочастотным фильтром. Однако при рассмотрении корневого годографа на фиг. 26, соответствующего более высокой добротности Q резонатора, имеются две траектории 2606d и 2608d корней, которые действительно не перемещаются далее в левую полуплоскость и, следовательно, создают ложные частотные характеристики, которые в общем случае являются нежелательным в применениях фильтрации.

[0077] В итоге, фильтр CAF-1 может дать хорошие рабочие показатели полосовой фильтрации для многих применений. Однако фильтр CAF-2 и фильтр CAF-3 могут дать больше гибкости для подстраивания к применению. Фильтр CAF-3 обеспечит наилучшее ослабление внеполосных сигналов для обычно встречающихся значений добротности Q замкнутого контура. Конфигурируемая траектория корней полюсов замкнутого контура фильтров CAF второго и третьего порядка является ключевым атрибутом этого новшества.

[0078] Подробный пример фильтра CAF 1

[0079] этом разделе будет обеспечен пример схемы фильтра CAF-1, которая состоит из тракта обратной связи вокруг однополюсной пары. Схема приложения показана на фиг. 27. Здесь единственный резонатор 2702 представляет собой схему постоянного резонатора с усилением 2704 тракта обратной связи. Усиление G блока 2704 может быть отрицательным для понижения добротности Q или положительным для повышения добротности Q. Подразумевается, что хотя блок 2704 усиления показан как блока усиления с двумя портами, он может быть сконфигурирован как блок усиления с одним портом либо с отрицательным, либо с положительным сопротивлением. Отрицательное сопротивление приведет к тому, что усиление G будет эквивалентно больше нуля, и обеспечит повышение добротности Q. Положительное сопротивление, с другой стороны, эквивалентно отрицательному усилению G, обеспечивающему понижение добротности Q.

[0080] Корневой годограф положительного полюса замкнутого частотного контура для положительного усиления G показан на фиг. 28. Он соответствует случаю повышения добротности Q, когда полюс замкнутого контура перемещается по направлению к оси jω. Аналогичным образом, корневой годограф для отрицательного усиления G показан на фиг. 29. Он соответствует понижению добротности Q, когда полюс замкнутого контура перемещается от оси jω.

[0081] Фиг. 30 показывает пример характеристики полосы пропускания с нейтральной добротностью Q (G=0), с повышением добротности Q (G=0,15) и с понижением добротности Q (G=-0,5). Следует отметить, как ширина полосы легко модулируется с небольшим изменением усиления G тракта обратной связи.

[0082] Рассмотрим случай, когда резонатор R содержит средство для изменения частоты резонанса фильтра CAF-1. Пример частотной характеристики дан на фиг. 31, в котором резонанс R имеет нормализованные значения частоты ω, составляющие 0,9, 1 и 1,1 для G=0,15. Время, требуемое для перестройки от одной частоты к следующей, приблизительно равно обратной величине ширины полосы фильтра CAF-1.

[0083] Сравнение фильтров CAF-1, CAF-2 и CAF-3

[0084] В этом примере сравнивается работа фильтров CAF-1, CAF-2 и CAF-3. Резонаторы в трех фильтрах тракта обратной связи одинаковые с D=0,1 и нормализованным резонансом ω=1. Повышение добротности Q настроено в трех фильтрах отдельно, в результате чего они имеют приблизительно одинаковое закрытие в характеристике полосы пропускания. Значения составляют G=0,13 для фильтра CAF-1, G=0,07 из фильтра CAF-2 и G=0,002 для фильтра CAF-3. Частотные характеристики полосы пропускания показаны на фиг. 32. Как следует отметить, преимуществом фильтра CAF-3 является более высокое ослабление частотных компонентов, которые находятся дальше от центральной частоты, по сравнению с фильтром CAF-2. Также фильтр CAF-2 имеет более хорошую частотную селективность по сравнению с фильтром CAF-1, как и ожидалось.

[0085] Применения фильтра CAF-3 для упрощенного управления шириной полосы

[0086] При последовательном соединении три фильтра CAF-1s могут реализовать три резонансных полюса. Это может использоваться для обеспечения сходных результатов с полосовым фильтром Чебышева третьего порядка, пример которого показан на фиг. 33.

[0087] Согласно фиг. 34, показана эквивалентная схема с тремя фильтрами CAF-1, в которой каждый резонатор 1401 имеет тракт 110 обратной связи с блоком масштабирования (не показан) и разделен буферами 102. В этом примере полюсы трех фильтров CAF-1 сформированы с помощью индуктивностей с повышением добротности Q, которые могут быть установлены произвольным образом близко к оси jω.

[0088] Кроме того, согласно фиг. 35, тракт 110a обратной связи второго уровня может охватывать три модуля фильтров CAF-1, в результате чего схема будет вести себя как фильтр CAF-3.

[0089] Дополнительный контур 110a обратной связи фильтра CAF-3 второго уровня модифицируют перемещение полюса в S-плоскости, как проиллюстрировано на фиг. 36. Стрелки 3602 показывают отрицательную обратную связь (понижение добротности Q), и стрелки 3604 показывают положительную обратную связь (повышение добротности Q). Следует отметить, каким образом перемещение отличается для этих двух случаев.

[0090] Если необходимо произвольное размещение полюсов для реализации некоторой характеристики фильтра, то возможно обеспечить повышение/понижение добротности Q для каждого индивидуального фильтра CAF-1, показанного на фиг. 34. Однако управление становится более сложным, поскольку необходимо шесть средств управления. Кроме того, существует избыточность в управлении, поскольку порядок резонаторов в общем не важен. Это добавляет неопределенность для алгоритма отслеживания стабильности размещения полюса. Более простое управление представляет собой наличие контура 110a обратной связи второго уровня, как показано на фиг. 35. В этом случае тракт обратной связи вокруг каждого фильтра CAF-1 управляется из общего источника управления (не показан), и каждый контур обратной связи имеет блок усиления (не показан) согласно настоящему описанию. Кроме того, внешний контур 110a управления находится вокруг трех индивидуальных резонаторов фильтров CAF-1 и также имеет блок усиления (не показан). Следовательно, первое управление для фильтров CAF-1 перемещает три полюса в унисон по направлению или от оси jω. Управление фильтром CAF-3 второго уровня может раздвинуть внешние боковые полюса и заставить центральный полюс немного отклониться назад. Это позволяет управлять шириной полосы фильтра, поддерживая сходную скорость перехода.

[0091] Для этой оценки реализации фильтра CAF-3 будут рассмотрены три резонатора фильтров CAF-1 со следующими атрибутами:

Резонатор Нормализованная резонансная частота (f) Коэффициент демпфирования (D) 1 1 0,4 2 0,95 0,42 3 1,05 0,38

[0092] Это определяет местонахождение полюса:

[0093] Теперь предположим, что каждый из этих трех резонаторов имеет контуры обратной связи, в результате чего существует три каскадных модуля фильтра CAF-1. Корневой годограф показан на фиг. 37.

[0094] Символы "x" 3702a/b/c обозначают позиции полюсов с усилением тракта обратной связи, равным 0. Усиление является положительным для перемещений 3704a/b/c вправо к оси jω (повышение добротности Q) и отрицательным для перемещений 3706a/b/c влево (понижение добротности Q). С точки зрения отрицательного усиления сопротивления (повышение добротности Q) это подразумевало бы, что сопротивление является нулевым в позиции "x", положительным (понижение добротности Q) для перемещения траектории корня влево и отрицательным для перемещения вправо. Следует отметить, как управление перемещается вдоль контура постоянной естественной резонансной частоты. Диапазон усиления тракта обратной связи для каждой траектории корня составляет -1<G<0,9.

[0095] Фиг. 38 показывает частотную характеристику трех фильтров CAF-1, когда усиление тракта обратной связи составляет 0, -1,0 и 0,9, и показывает эффект повышения добротности Q (положительный G) и понижения добротности Q (отрицательный G) по сравнению с нейтральным усилением (G=0). Следует отметить, что для этого графика пиковая амплитуда была нормализована до 1, чтобы сделать график более ясным.

[0096] Далее рассмотрим модифицированный фильтр CAF-3 с тремя резонаторами, в которых резонаторы являются фильтрами CAF-1, которые были добротность Q которых была понижена с усилением G=-0,9. Фиг. 39 показывает частотную характеристику такого фильтра CAF-3, когда усиление тракта обратной связи второго уровня составляет G=0.

[0097] Далее рассмотрим, как мы можем сделать это похожим на характеристику полосового фильтра Чебышева второго порядка посредством изменения тракта обратной связи второго уровня фильтра CAF-3.

[0098] Согласно фиг. 40, левый график предназначен для отрицательной обратной связи второго уровня фильтра CAF-3, и правый график предназначен для положительной обратной связи второго уровня фильтра CAF-3. Следует отметить, как мы можем использовать это для регулировки позиции боковых полюсов относительно центрального полюса. Фиг. 41 показывает, как тракт обратной связи второго уровня фильтра CAF-3 может использоваться для управления шириной полосы фильтра. Положительная обратная связь второго уровня сужает ширину полосы фильтра, и отрицательная обратная связь второго уровня расширяет ее. Только очень небольшое количество обратной связи второго уровня фильтра CAF-3 необходимо для этого управления. На фиг. 41 обратная связь второго уровня, как указано, составляет 0, -0,002 и +0,002.

[0099] Как видно, управление обратной связью второго уровня фильтра CAF-3, показанное на фиг. 35, предоставляет эффективное средство управления шириной полосы, которое может быть реализовано на практике.

[0100] Теперь рассматривается модификация фильтра CAF-3, показанного на фиг. 35, в которой полюса резонатора 1401 SOS расположены ступенчато по частоте и, следовательно, не расположены совместно в S-плоскости, как было рассмотрено ранее. Это может обеспечить больше гибкости в управлении частотной характеристики замкнутого контура фильтра CAF-3. Преимущество этой увеличенной гибкости состоит в том, что могут быть достигнуты разные частотные характеристики. Эта дополнительная гибкость имеет значение в некоторых применениях, которые выходят за рамки этого раскрытия. В качестве примера ступенчатых частотных резонаторов рассмотрим случай нормализованных собственных частот резонатора SOS ω=0,9 рад/с, 1,0 рад/с и 1,1 рад/с при фиксированном D=0,15 (Q=3,33) для всех трех резонаторов. График Боде этих трех каскадных резонаторов SOS дан на фиг. 42 и указывает возможность более сглаженной полосы пропускания, заслуживающей исследования.

[0101] Фиг. 43 показывает корневой годограф при 0 градусов этой конфигурации, которая очень похожа на показанную на фиг. 23, где каждый из трех резонаторов SOS имеет одну и ту же центральную частоту.

[0102] Управление функционированием фильтра CAF

[0103] Различными элементами в схемах фильтра CAF-n можно управлять с использованием контроллера. Следует понимать, что различные типы контроллеров могут быть использованы как известные в области техники, содержащие схемы контроллера и различные микропроцессоры. Кроме того, хотя имеется предпочтительно один контроллер, который управляет различными элементами фильтра CAF-n, также могут иметься несколько контроллеров или различные уровни контроллеров. Контроллеры могут быть запрограммированы для регулировки переменных в фильтре CAF-n в соответствии с алгоритмом, таблицей поиска, программным обеспечением или в соответствии с другими известными стратегиями, все из которых могут зависеть от целей конкретной реализации и соответствующих компромиссов для этой реализации. Контроллер может быть запрограммирован для отклика на ввод от пользователя или от других элементов схемы. При некоторых обстоятельствах может быть полезно измерять частотную характеристику, например, импульсную характеристику фильтра CAF-n с использованием датчиков или детекторов в нисходящем направлении от фильтра CAF-n. С использованием этого подхода фильтром CAF-n можно управлять посредством обеспечения требуемой частотной характеристики контроллеру, который затем управляет переменными для достижения требуемой частотной характеристики. Это может позволить использовать итерационный подход или выполнить точные настройки после того, как контроллер приближенно установил требуемую частотную характеристику.

[0104] Управление фильтром CAF-n является относительно простым, поскольку управление центральной частотой замкнутого контура и добротностью Q замкнутого контура являются почти независимыми, и оптимизация управления является строго выпуклой. Другими словами, управление добротностью Q замкнутого контура и центральной частотой может выполняться независимо для многих регулировок, и это упрощает алгоритм управления системы.

[0105] Далее будет показан пример схемы настройки и отслеживания фильтра CAF-n. Это пример варианта осуществления такой схемы, и подразумевается, что специалист в области техники может реализовать широкое разнообразие таких алгоритмов настройки и отслеживания. Рассмотрим простую схему настройки, в которой имеется средство оценки местоположения доминирующего полюса фильтра CAF-n с замкнутым контуром. Это может быть сделано, например, посредством измерения импульсной характеристики фильтра CAF-n и определения резонансной частоты ω_o и коэффициента демпфирования D_o. В качестве альтернативы это может быть введено как цель пользовательской конфигурации. Затем цикл отслеживания определяет 1) полное усиление G тракта обратной связи и 2) собственную частоту резонатора (резонаторов) SOS, обозначенную ω_r. В варианте осуществления фильтра CAF-n усиление G может быть определено посредством установки управляющего напряжения на усилителе тракта обратной связи, и ω_r устанавливается посредством регулировки напряжения на варакторном диоде колебательного резонатора SOS. Пусть D_d и ω_d - требуемые коэффициент демпфирования и резонансная частота, соответственно, обеспеченные посредством целей пользовательской конструкции. Цикл отслеживания является простым и очевидным: если D_o > D_d, то усиление G увеличивается с приращением. Если ω_o > ω_d, то ω_r увеличивается с приращением. Цикл итерационно повторяется, обновляя G и ω_r последовательно и без ограничения по времени, пока не будет достигнут требуемый отклик. Таким образом, достигается начальная конфигурация фильтра CAF-n, а также устраняются последствия температурных вариаций и старения компонентов фильтра CAF-n. Кроме того, требуемые D_d и ω_d могут меняться в зависимости от времени, и фильтр CAF-n будет отслеживать это.

[0106] В качестве примера рассмотрим фильтр CAF-1 с D_d=0,02 и ω_d=1. Предположим, что резонатор SOS в этом примере имеет коэффициент демпфирования D_r=0,4 и начальную резонансную частоту ω_r=0,9. Начальное усиление контура составляло G=0,4. Эти значения являются достаточно произвольными с единственным намерением обеспечить практический пример.

[0107] Полученная в результате частотная характеристика фильтра CAF-1 после завершения настройки показана на фиг. 44. Следует обратить внимание на то, что достигнуты требуемые параметры D_d и ω_d.

[0108] В качестве второго примера рассмотрим фильтр CAF-3 с такими же заданными требованиями D_d=0,02 и ω_d=1. Снова резонаторы SOS в этом примере имеют начальный коэффициент демпфирования D_r=0,4 и начальную резонансную частоту ω_r=0,9. Начальное усиление контура снова составляет G=0,4.

[0109] Полученная в результате частотная характеристика фильтра CAF-3 после завершения цикла настройки показана на фиг. 45. Следует обратить внимание на то, что достигнуты требуемые параметры D_d и ω_d.

[0110] Причина, по которой отслеживание фильтров с CAF-1 по CAF-3 является простым и надежным, состоит в том, что корневой годограф при 0 градусов для доминирующего полюса по существу следует за круговой кривой постоянной частоты ω_o по направлению к оси jω. Перемещение усиления G в основном перемещает частоту ω_o вдоль этой дуги, и изменение частоты ω_r заставляет ее перемещаться радиально. Эти движения являются квазиортогональными. Это показано на фиг. 46 для фильтра CAF 3.

[0111] Параллельная и последовательная комбинации элементов фильтра CAF-n

[0112] Согласно фиг. 47-53 несколько элементов фильтра CAF-n, каждый из которых может включать в себя одну или более схем контура с резонаторами и элементами усиления, как пояснено выше, могут быть сконфигурированы в последовательные и параллельные комбинации, чтобы реализовать многополюсные полосовые фильтры. В качестве примера, согласно фиг. 47, показаны три элемента 4701, 4702 и 4703 фильтра CAF-1, соединенные последовательно. В этом примере каждый фильтр 4701/4702/4703 CAF-1 имеет частотную характеристику полосового фильтра первого порядка (один резонансный полюс в положительной частотной области), и каждый фильтр CAF-1 регулируется таким образом, что имеет подходящую добротность Q и резонансную частоту, соразмерную с требуемым полным откликом фильтра.

Например, передаточная функция фильтра 4701 CAF-1 установлена как:

передаточная функция фильтра 4702 CAF-1 установлена как:

и передаточная функция фильтра 4703 CAF-1 установлена как:

[0113] Типичный отклик трех последовательных элементов 4701/4702/4703 фильтров CAF-1 показан на фиг. 48.

[0114] Последовательные соединения фильтров CAF-1 полезны для реализации полосовых фильтров с единственной полосой пропускания. Для реализации нескольких полос может использоваться параллельное соединение фильтров CAF-n. Пример топологии фильтра, обеспечивающего две отдельных полосы, дан на фиг. 49. Это достигается посредством параллельного соединения двух фильтров 4901 и 4902 CAF-3, нацеленных на соответствующие полосы. Общий отклик такого фильтра показан на фиг. 50.

[0115] Во всех упомянутых выше параллельных и последовательных топологиях, включающих в себя несколько элементов фильтра CAF-n, можно рассмотреть также тракт обратной связи второго уровня, показанный на фиг. 35.

[0116] Обсуждаемые выше полосовые фильтры являются примерами с практической пользой. Следует понимать, что могут использоваться другие последовательные и параллельные комбинации фильтров CAF-n для реализации полосовых фильтров, разработанных для достижения требуемой частотной характеристики.

[0117] Произвольные последовательные и параллельные комбинации фильтров CAF-n

[0118] На основе приведенного выше обсуждения следует понимать, что могут использоваться произвольные последовательные и параллельные комбинации фильтров CAF-n, чтобы формировать требуемую однополосную или многополосную частотную характеристику. Одна иллюстративная топология показана на фиг. 51. В этом примере передаточная функция фильтра 5101 CAF-1:

передаточная функция фильтра 5102 CAF-1:

передаточная функция фильтра 5103 CAF-1:

передаточная функция фильтра 5104 CAF-1:

передаточная функция фильтра 5105 CAF-1:

и передаточная функция фильтра 5106 CAF-1:

[0119] Как будет понятно, частотная характеристика также может быть изменена посредством добавления тракта обратной связи второго уровня для сформирования сигнальных контуров. Посредством применения описанных в настоящем документе принципов могут быть разработаны схемы, которые обеспечивают требуемую частотную характеристику, и которыми можно произвольно управлять.

[0120] Обобщенные многополюсные фильтры из сегментов SOS фильтра CAF

[0121] В этом разделе будет описано применение нескольких фильтров CAF-n, составляющих полосовой фильтр более высокого порядка. Они предназначены для примеров практического применения фильтра CAF-n, чтобы продемонстрировать гибкость этих более элементарных компонентов с пониманием того, что не могут быть описаны все возможные применения или комбинации. Например, один вариант осуществления может представлять собой большую программируемую микросхему, в которой несколько универсальных фильтров CAF-n построены с помощью матрицы переключателей, аналогичной арифметико-логическим устройствам (ALU) в устройстве программируемой пользователем вентильной матрицы (FPGA). Это проиллюстрировано на фиг. 52. При этом множество входных и выходных буферов 102 присоединены к матрице 5202 переключателей, которые также могут соединять компоненты входа и выхода фильтра 5204 CAF-n. С использованием такой структуры может быть создан полосовой фильтр произвольного порядка посредством каскадирования таких компонентов, как показано на фиг. 53, которая является примером полосового фильтра третьего порядка с различными компонентами, соединенными для обеспечения требуемого сигнального тракта 5302.

[0122] Следует понимать, что примеры, показанные на фиг. 52 и фиг. 53, являются примерами возможностей использования матрицы 5202 переключателей, хотя возможны другие конфигурации. Например, матрица переключателя может иметь дополнительные элементы фильтра CAF-n или другие элементы схемы, которые могут быть соединены параллельно, последовательно или в комбинациях. Таким образом, система соединений фильтров CAF-n может быть настроена для конкретных применений.

[0123] Функционирование обобщенных многополюсных фильтров из сегментов SOS фильтра CAF

[0124] Полная передаточная функция фильтра с точки зрения рационального многочлена в s теперь раскладывается на секции SOS. Чтобы избежать путаницы с секциями SOS, являющимися внутренними для фильтра CAF-n, здесь предполагается полная декомпозиция фильтра на секции в SOS, причем полюса каждой секции SOS соответствуют доминирующему полюсу фильтра CAF-n. Общий фильтр более высокого порядка, который будет реализован, задан как рациональный многочлен в s как:

где M ≥ N. Здесь все коэффициенты имеют вещественные значения. Это может быть выражено как произведение L=N/2 секций SOS следующим образом:

[0125] Полюса и нули сначала группируются в комплексно-сопряженные пары. Хотя объединение или группировка пар сопряженных полюсов и пар сопряженных нулей являются произвольными, в общем случае существуют моменты реализации, которые делают более предпочтительными некоторые группировки по сравнению с другими. В общем случае группируются полюса и нули, которые находятся ближе друг другу в S-плоскости в смысле евклидова расстояния.

[0126] Пример фильтра CAF-n, сконфигурированного как полосовой фильтр Баттерворта

[0127] В качестве примера будет использован полосовой фильтр Баттерворта, который имеет форм

где g_o - вещественный коэффициент усиления, который будет определен как часть разбиения на секции SOS. В рассматриваемом примере полосовой фильтр Баттерворта четвертого порядка с полосой пропускания между нормализованными частотами 1 и 1,5 раскладывается на четыре секции SOS. Требуемый признак фильтра Баттерворта состоит в том, что он имеет оптимально плоскую полосу пропускания. Фиг. 54 показывает частотную характеристику Баттерворта, подчеркивающую эту уплощенность полосы пропускания. Характеристическая кривая на фиг. 54a слева увеличена на фиг. 54b справа, чтобы обеспечить подробности для полосы пропускания вниз до -3 дБ.

[0128] Для достижения такого отклика четыре секции 5502a/b/c/d SOS размещены последовательно, как показано на фиг. 55, и ими управляет контроллер 5504. Следует отметить, что последовательное соединение элементов 5502a/b/c/d фильтра CAF-1 SOS является предпочтительным, поскольку это предотвращает необходимость использования параллельных соединений, которые должны быть масштабированы и отрегулированы по фазе с точным значением. Для этого примера будет использоваться конфигурация фильтра фильтр CAF-4, показанная на фиг. 55.

[0129] Характеристическая кривая нормализованного усиления индивидуальных фильтров CAF-1, представленная линиями 5602a/b/c/d, показана на фиг. 56. Следует отметить, что каждый из четырех элементов фильтров CAF-1 имеет умеренную добротность Q, несмотря на уплощенность усиления и крутой переход фильтра Баттерворта четвертого порядка. Далее частотная характеристика каскадного набора из четырех фильтров CAF-1, представленная линией 5604, также показана на фиг. 56 и представляет приемлемое совпадение с характеристикой Баттерворта, с которой мы начали, представленной линией 5606. Следует отметить, что внеполосной переход реализации четырех фильтров CAF-1 из этого примера на самом деле более крутой, чем в первоначальном фильтре Баттерворта. Это имеет место вследствие дополнительных полюсов в фильтрах CAF-1. Однако верхние криволинейные участки более пологие, чем необходимо. Это может быть исправлено с помощью более хорошей оптимизации.

[0130] На основе приведенного выше обсуждения и примеров специалисты в области техники признают, что:

1. Может быть реализовано большое разнообразие фильтров более высокого порядка.

2. Могут использоваться универсальные способы оптимизации фильтров, которые будут конфигурировать фильтр CAF-n для оптимального функционирования на системном уровне. Это может быть основано, например, на глазковой диаграмме адаптивного фильтра, используемого в приемнике связи.

3. Режим элемента понижения добротности может использоваться в индивидуальных резонаторах в фильтре CAF-n для синтезирования полюсов с более низкой добротностью Q.

[0131] Упрощенная реализация секций резонатора SOS

[0132] Теперь в качестве примера будут даны некоторые варианты осуществления секций резонаторов SOS, используемых в фильтре CAF-n. Они предназначены в качестве упрощенных реализаций схемы потенциальных вариантов осуществления, а не как подробные схемы.

[0133] Параллельная реализация элемента 5702 фильтра SOS второго порядка показана на фиг. 57. Существует два управляющих входа 5704 и 5706, причем управляющий вход 5704 предназначен для переменного резистора 5708, который является элементом понижения добротности, и управляющий вход 5706 предназначен для переменного конденсатора 5710, который будет управлять резонансной частотой. Элемент 5708 понижения добротности перемещает резонансный полюс горизонтально вдоль вещественной оси, и управляющий элемент 5710 переменного конденсатора перемещает полюс вертикально вдоль мнимой оси.

[0134] Элемент 5708 понижения добротности, который перемещает полюс далее в левую полуплоскость (LHP), является удобным, если требуется больше управления посредством усиления G замкнутого контура. Фиг. 58 показывает параллельную резонансную схему 5802 с переменным резистором 5808, управляемым посредством управляющего ввода 5804, и с переменным конденсатором 5810, управляемым посредством управляющего ввода 5806 посредством элемента понижения добротности.

[0135] Специалисты в области техники поймут, что существует множество способов, с помощью которых элементы SOS могут быть реализованы и комбинированы. В другом варианте осуществления, подходящем для фильтра CAF-3, согласно фиг. 59, три резонатора SOS CAF-1 могут быть объединены в топологию с одним полосовым фильтром третьего порядка., состоящую из двух последовательных резонаторов 5902 и одного параллельного резонатора 5904. Описание резонаторов 5902 и 5904 было упрощено и не включает в себя различные элементы управления и т.д., обсуждаемые выше. Эта схема предлагает более компактную реализацию, поскольку буферы между секциями SOS не требуются. Однако недостатком является более сложная настройка.

[0136] Общая концепция фильтра CAF-n

[0137] Первый уровень обобщения состоит в том, что несколько резонаторов R 1301 могут быть размещены каскадом, как показано на фиг. 60. Здесь N таких резонаторов 1301 размещенных каскадом со средствами управления от {f1, Q1} до {fN, QN}. Тракт обратной связи второго уровня может быть реализован через выбранные смежные отдельные элементы резонаторов для улучшенного функционирования согласно настоящему описанию.

[0138] Тракт 110 обратной связи с переменным усилением G затем проходит вокруг N размещенных каскадом резонаторов 1301, чтобы сформировать сигнальный контур, как показано на фиг. 61. Будут приведены несколько примеров полезного поведения практического значения, обеспеченного этой схемой. Усиление тракта обратной связи в общем случае является сложным и называется векторной модуляцией. Это подразумевает, что магнитуда G может быть отличной от нуля до некоторого максимального значения. Кроме того, фаза может изменяться на 2π радиан.

[0139] Фиг. 62 показывает символ, используемый для представления обобщенного фильтра CAF-n 6202 с управляющими входами, как {G1, f1, Q1, …, GN, fN, QN}.

[0140] Следующий уровень обобщения состоит в том, что несколько фильтров 6202 CAF-n могут быть размещены каскадом и снабжены контуром 110a обратной связи с усилением, как показано на фиг. 63.

[0141] Как видно, существует общее вложение каскадных резонаторов 1401 и фильтров 6202 CAF-n с трактом обратной связи и переменным усилением. Цель состоит в том, чтобы реализовать произвольные многополюсные полосовые фильтры. Эти фильтры таковы, что позиция полюсов, содержащих фильтр, может быть перемещена независимо и произвольным образом. Это позволено посредством перестраиваемого управления добротностью Q каждого блока R и усилением тракта обратной связи, обозначаемым как G.

[0142] Поскольку в управлении позицией полюсов имеется избыточность, не все средства управления обязательно должны быть независимыми. Также для практических реализаций средства управления могут быть соединены вместе. Выбор используемых средств управления и группировок зависит от требуемого применения, и предполагается их большое разнообразие. В следующих разделах будет дан ряд примеров, делающих акцент на подмножество этих средств управления.

[0143] Применение фильтра CAF-3 в беспроводном приемопередатчике связи с датчиками (SWT)

[0144] В качестве иллюстрации практического применения фильтра CAF-n рассмотрим универсальный датчик. Для этого применения предполагается, что приемопередатчик телеметрии датчика первоначально должен определить незанятую часть спектра для работы и затем бороться с помехами. Блок-схема приемопередатчика показана на фиг. 64. Блок 6402 переключателя передачи/приема (T/R) соединяет приемник 6404 и передатчик 6406 с антенной 6408. Поскольку телеметрия датчика представляет собой передачу малой мощности, фильтр 6410 CAF-3 может обеспечить формирование спектра передаваемого сигнала, сгенерированного блоком 6406 обработки передатчика. На стороне приемника фильтр 6412 CAF-3 отфильтровывает сигналы помех и устанавливает центр полосы пропускания на требуемом сигнале приема для блока 6404 обработки приемника.

[0145] Согласно фиг. 65, поскольку фильтр CAF-3 имеет быструю перестройку частоты (то есть, частота может быть быстро перестроена с одной полосы пропускания на другую) имеется факультативная возможность наличия только одного фильтра 6502 CAF-3, который совместно используется функциями 6406 и 6404 передатчика и приемника. В показанном примере это достигнуто с помощью схемы, которая использует переключатель 6504 T/R с двумя портами и детектор 6506 мощности.

[0146] Приемопередатчик SWT на основе фильтра CAF-n как когнитивное радио

[0147] Расширенная реализация телеметрического приемопередатчика для применений датчика представляет собой аспект когнитивного радио фильтра CAF-3, в котором непрерывно сканируется широкий сегмент спектра, чтобы отследить активность. Идея состоит в том, чтобы найти спектральную область, в которой имеется мало активности. При нахождении такого спектрального пустого промежутка приемопередатчик может начать операции по передаче данных с использованием минимальной мощности передачи и максимального отношения сигнала к шуму (SNR), согласованные с окружающей средой.

[0148] Нахождение такого спектрального пустого промежутка достигается посредством настройки фильтра CAF-3 для узкополосного отклика фильтра с повышенной добротностью Q, который выполняет сканирование по потенциальной частотной полосе, управляя частотой (f) трех резонаторов в фильтре CAF-3. Простой детектор мощности на выходе фильтра CAF-3 может использоваться для оценки спектральной мощности на частоте фильтра CAF-3. Тогда выводом детектора является функция управления примененной частотой для резонаторов. После завершения сканирования может быть определена требуемая спектральная область (области).

[0149] Обработка приемника и управление фильтром CAF-3

[0150] Чтобы интегрировать фильтр CAF-3 в приемопередатчик, мы должны иметь средство обеспечения управления тракта обратной связи для стабилизации приблизительной позиции полюсов замкнутого контура. Это может быть сделано в рамках прямого управления с разомкнутым контуром посредством установки управляющего напряжения на основе требуемого спектрального местоположения с использованием опорной ячейки фильтра CAF на том же самом кристалле. Импульсная характеристика этого опорного кристалла будет измерена на основе опорного тактового сигнала кристалла кварца, который затем учитывает такие переменные, как температура, старение, напряжение питания микросхемы и т.д. Адаптивный тракт обратной связи используется для точной настройки фильтра CAF-3. Это адаптивное управление может быть реализовано без дополнительной схемы на основе использования измеренных выводов внутренне присущей обработки полосы частот, уже являющейся частью приемника связи.

[0151] Начнем со стандартной модели линии беспроводной связи, как показано на фиг. 66. Источник 6602 входных данных модулируется на базовой полосе частот с помощью функции 6604 формирования символов или импульсов. Затем блоком 6606 выполняется преобразование в радиочастоту и передача по беспроводному каналу 6608. Беспроводной канал 6608 будет включать в себя стандартные тепловые шумы, а также помехи от беспроводных источников в смежных каналах. Сигнал перехватывается антенной приемника (не показан), затем отфильтровывается в фильтре 6610 CAF-3, подвергается преобразованию с понижением частоты в блоке 6612, и затем применяется фильтр 6614 базовой полосы частот, который совпадает с фильтром формирования импульса передатчика. Затем данные извлекаются как блок 6616. В этом процессе извлечения данных доступно отношение сигнала к шуму (SNR) процесса демодуляции, которое используется в блоке 6618 "адаптивной оптимизации фильтра CAF-3", который имеет алгоритм 6620 для оптимизации настроек управления фильтра 6610 CAF-3. Вывод этого блока преобразовывается в управляющие сигналы напряжения в блоке 6622 для фактического фильтра CAF-3, как показано. Цель оптимизатора состоит в том, чтобы максимизировать отношение сигнала к шуму (SNR) процесса демодуляции данных. Поскольку отношение сигнала к шуму чувствительно к размещению полюса фильтра CAF-3, это дает нам средство непрерывной адаптации управления фильтра CAF-3.

[0152] Будет описан анализ с точки зрения обработки эквивалентной огибающей. Таким образом, даже при том, что фильтр CAF-3 работает на радиочастоте, мы опустим это, предполагая эквивалентную модель основной полосы частот фильтра CAF-3. Начнем со стандартного формата модуляции BPSK (двоичная фазовая манипуляция) на основе фильтра формирования импульсов с характеристикой типа квадратного корня из приподнятого косинуса. Мы можем использовать любой произвольный формат передачи данных и модуляцию, поскольку операция фильтра CAF-3 является одинаковой. Однако BPSK избегает ненужных подробностей в нашем настоящем объяснении.

[0153] Хотя приемник не будет иметь реализации полного охвата глазковой диаграммы, она полезна здесь для иллюстрации. Обработка охвата глазковой диаграммы выполняется для извлечения отношения сигнала к шуму (SNR). Мы предполагаем, что отслеживание уровня символов выполняется приемником, чтобы зафиксировать дискретизацию символов в точке на глазковой диаграмме, где она максимально открыта.

[0154] Фиг. 67 изображает канал 6702 с идеальным аддитивным белым гауссовым шумом (AWGN), который соединен с блоком 6704 генератора двоичных чисел с распределением Бернулли, блок 6706 фильтра передачи с приподнятым косинусом, блок 6708 фильтра приема с приподнятым косинусом и охват 6701 глазковой диаграммы с дискретным временем. В этом канале соответствующий фильтр является оптимальным с точки зрения достижения максимального отношения сигнала к шуму (SNR) на глазковой диаграмме. Придание импульсу формы квадратного корня приподнятого косинуса (RRC) используется для переданного сигнала в блоке 6706, а также для принятого сигнала в блоке 6708. В случае канала с идеальным AWGN фильтр CAF-3 просто ухудшает глазковую диаграмму, если его ширина полосы не шире, чем сигнал. Однако канал также имеет шум от помех от смежных каналов. Это проиллюстрировано на фиг. 68, где AWGN обозначен номером 6802, и спектральная плотность мощности (PSD) сигнала помех обозначена номером 6804. Требуемый канал связи обозначен номером 6806, и оптимальный отклик фильтра CAF-3 обозначен номером 6808.

[0155] Теперь рассмотрим фильтр RRC, который показан на фиг. 69a и 69b. Это представление с конечной импульсной характеристикой (КИХ; FIR) фильтра RRC, которое имеет 8 отсчетов на период дискретизации символа, и длина составляет 10 символов. Частотная характеристика фильтра дана справа относительно половины частоты дискретизации (основная частота дискретизации составляет 8 раз на символ).

[0156] Далее предположим, что имеются два источника шума, AWGN и помехи смежных каналов. Спектральная плотность мощности (PSD) полного шума дана на фиг. 70. Следует отметить, что масштаб шкалы дБ является относительным.

[0157] Далее рассмотрим модель фильтра CAF-3. Для этого обсуждения мы представляем его как эквивалентный низкочастотный фильтр Баттерворта третьего прядка. Фильтр Баттерворта выбран потому, что он имеет шаблон полюсов, очень сходный с производимым полосовым фильтром CAF-3. Z-преобразование полюсов и нулей показано как моделирование в дискретном времени с частотой дискретизации 8 отсчетов на период дискретизации. Эквивалентность является довольно точной с учетом относительно высокой частоты сверхдискретизации.

[0158] Чтобы смоделировать изменение ширины полосы фильтра CAF-3, мы изменим ширину полосы фильтра Баттерворта LPF посредством небольшого изменения угла боковых полюсов. Например, упомянутый выше фильтр моделируется посредством установки ширину полосы на уровне 0,44 Гц относительно нормализованной частоты дискретизации 8 Гц. На фиг. 71 мы имеем шаблон полюсов/нулей для фильтра CAF-3 с нормализованной шириной полосы 0,08 Гц с дискретизацией 8 Гц. Смещение центральной частоты фильтра CAF-3 может быть представлено посредством комплексного фильтра с дискретным временем просто с помощью поворота шаблона полюсов и нулей, показанного на фиг. 71, на величину, соразмерную со смещением частоты.

[0159] Наконец мы формируем глазковую диаграмму посредством реорганизации вектора сигнала, подвергнутого фильтрации приемника. Результат показан на фиг. 72 с помощью верхнего графика, представляющего собой глазковую диаграмму, и нижнего графика, представляющего собой отношение сигнала к шуму (SNR) как функцию смещения отсчета. Отношение сигнала к шуму (SNR) определено посредством обратной дисперсии на двух кластерах отсчетов, соответствующих битовой демодуляции -1 или 1. Наконец, достигается требуемый результат, в котором отсчеты восстановления тактового сигнала символа находятся в точке с максимальным отношением SNR.

[0160] Тракт обратной связи фильтра CAF-3 для оптимизации просто использует определенное максимальное отношение SNR для регулировки средств управления фильтром. Для этого необходимо использовать сглаживающее управление, которое изменяет три средства управления фильтра CAF-3:

1. Повышение/понижение добротности Q трех резонаторов

2. Центральная частота тройки резонаторов

3. Полное усиление тракта обратной связи второго уровня фильтра CAF-3, которое либо увеличивает добротность Q центрального полюса и уменьшает добротность Q боковых полюсов (положительная обратная связь), либо уменьшает добротность Q центрального полюса и увеличивает добротность Q боковых полюсов (отрицательная обратная связь).

[0161] В этой упрощенной демонстрации, использующей фильтр Баттерворта, мы имеет только два средства управления:

1. Изменение ширины полосы посредством увеличения смещения боковых полюсов

2. Поворот шаблона полюсов и нулей

[0162] Фиг. 73 показывает график отношения сигнала к шуму (SNR), который имеет явный максимум, позволяющий сделать вывод, что нормализованная ширина полосы 0,1 относительно частоты символов является оптимальной. Следует отметить, что искажение, вызванное фильтром CAF 3, которое приводит к закрытию глазковой диаграммы, смещается посредством сокращения шума, происходящего от больших помех по обе стороны от полосы пропускания сигнала.

[0163] Наконец, рассмотрим относительное смещение частоты фильтра CAF-3, как описано ранее. График на фиг. 74 показывает отношение сигнала к шуму (SNR) глазковой диаграммы как функцию этого смещения. Снова следует отметить, что имеется четко определенный максимум с точки зрения отношения сигнала к шуму (SNR).

[0164] В итоге, приведенные выше примеры демонстрируют способность использования обратной связи из выходной информации демодулятора приемника связи в оптимизаторе, который регулирует фильтр CAF-3 тракта обратной связи, а также три фильтра CAF-1. Безусловно существуют многие другие схемы модуляции и демодуляции, поскольку имеется много способов сбора измерений для оптимизации управления фильтром CAF. Отношение сигнала к шуму (SNR) дискретизации, как показано в этом документе, является простым и доступным без дополнительных аппаратных средств, требуемых для приемника.

[0165] Общий алгоритм отслеживания фильтра CAF-n на основе сглаживания

[0166] Общий фильтр CAF-n будет иметь несколько средств управления. Они могут быть установлены "упреждающим" методом, как будет описано в следующем разделе. Однако это предполагает, что оптимальная рабочая точка фильтра CAF-n известна, и таблица поиска (LUT) отображает требуемую рабочую точку на физические напряжения {f, Q, G}. В примере задачи отслеживания связи х датчика, приведенном в предыдущем разделе, оптимальная рабочая точка не известна и изменяется в зависимости от текущих условий помех. Цель в этом примере состоит в том, чтобы оптимизировать отношение сигнала к шуму (SNR) выхода приемника. На основе фиг. 73 и 74 явно имеется по меньшей мере локальный оптимум, который зависит от двух параметров G и f. В этом примере предполагается фильтр CAF-3 со средствами управления резонатором f=f1=f2=f3 и Q=Q1=Q2=Q3. Сначала для резонаторов была установлена добротность Q, и затем контур отслеживания установит G и f. Таким образом, пусть отношение SNR выхода приемника связи для конкретного случая помех в спектральной области мощности обозначено как g(G, f). Подразумевается, что g(G, f) будет изменятся со временем, поскольку спектральные помехи неизвестны и не поддаются управлению. Цель состоит в том, чтобы оптимизировать g(G, f), что подразумевает нахождение стационарной точки, обозначенной как {f=f_o, G=G_o}, где

[0167] Если бы градиент g(G, f) был известен, то обычно используемый оптимизатор наискорейшего подъема мог бы использоваться таким образом, чтобы итерация G и f следовала выражению

где α - некоторый малый положительный вещественный параметр, выбранный на основе того, как быстро изменяются спектральные помехи. Это обычно определяется экспериментально. Однако обычно не известно с достаточной степенью точности, и, таким образом, определяется численным методом посредством определения следующих трех значений отношения SNR:

[0168] Оптимизатор далее следует простому алгоритму:

если g1 > g0, то увеличить f на Δf, иначе уменьшить f на Δf

если g2 > g0, то увеличить G на ΔG, иначе уменьшить G на ΔG

[0169] Таким образом, управление фильтром CAF-3 всегда преследует оптимальное отношение SNR. Приращения Δf и ΔG зависят от применения. Это форма сглаживающего управления, которое может быть применено к оптимизатору, когда целевая функция в значительной мере неизвестна. Если помехи изменяются медленно, тогда Δf и ΔG могут быть малыми, однако это требует более долгого времени задержки для измерения соразмерно небольшого изменения отношения SNR. Если помехи изменяются более быстро, тогда необходимо использовать больший размер шага сглаживания параметров, которые должны быть оптимизированы. В общем случае схемы сглаживания являются надежными и простыми для реализации, но редко обеспечивают наилучшую производительность, поскольку они не используют в своих интересах известные характеристики целевой функции.

[0170] Альтернативная схема стабильности фильтра CAF

[0171] В предыдущем примере отношение SNR выхода приемника связи было оптимизировано с помощью сглаживающего алгоритма, чтобы устанавливать средства управления фильтра CAF-3 и отслеживать изменения, происходящие вследствие смещения параметров устройства и не моделируемых параметров, влияющих на отклик фильтра CAF-3. Другая форма схемы стабильности представлена в этом разделе. Фиг. 75 основана на схеме, которая имеет обработку, встроенную в целях калибровки и стабилизации отклика блока 7502 фильтра CAF-1.

[0172] Микропроцессор 7504 через цифро-аналоговый преобразователь (DAC), реализованный как схема 7506 широтно-импульсной модуляции (PWM), и на основе показаний от температурного датчика 7508 регулирует управление частотой и добротностью Q фильтра 7502 CAF-1. Он выполняет управление таким образом, что фильтр 7502 CAF-1 просто начинает осуществлять автоколебания. Частота этих автоколебаний преобразуется с понижением в блоке 7510 посредством сигнала синтезатора частоты, сгенерированного посредством опорного сигнала 7505 кристалла и синтезатора 7507 частоты, который также установлен микропроцессором 7504. Счетчик 7509 частоты или другое средство измерения определяет частоту преобразованного с понижением сигнала. Таким образом, может быть определена резонансная частота фильтра CAF-1. Также имеется детектор 7512 мощности, и блок 7514 аналого-цифрового преобразования (ADC), который может оценить скорость увеличения сигнала автоколебаний в выходе фильтра 7502 CAF-1. Микропроцессор 7504 оценивает это экспоненциальное повышение мощности и на основе этого определяет, где находится полюс замкнутого контура фильтра 7502 CAF-1. В настоящее время он будет находится только справа от оси jw. Если повышение добротности Q будет немного уменьшено, то автоколебания продолжатся на той же самой частоте с высокой точностью, но начнут экспоненциально затухать. На левой стороне от оси jw нет полюсов. Снова на основе детектора 7512 мощности может быть измерено это экспоненциальное затухание и измерена рабочая точка. Посредством повторного приведения фильтра 7502 CAF-1 в автоколебания и последующего сокращения повышения Q на управляемую величину может быть совершено отображение фильтра 7502 CAF-1 7502 на управляющие сигналы f и Q. Эта калибровка может быть выполнена на основе схемы на кристалле, которая требует не дополнительных компонентов вне кристалла за исключением источника опорного сигнала кристалла. Во время работы перерывы на калибровку могут выполняться таким образом, что таблица 7516 поиска непрерывно обновляется. В случае беспроводного датчика функции передатчика и приемника разделяются посредством периодов отсутствия активности, в которые может быть выполнена обработка калибровки.

[0173] Фиг. 76 показывает пример управления добротностью Q фильтра CAF-1, чередующейся между высокими и низкими уровнями, которые поочередно размещает полюс замкнутого контура фильтра CAF-1 в правой и левой полуплоскостях. Полученные в результате показательный рост и затухание легко измеряются детектором мощности, и на микропроцессоре выполняется численный анализ. Таким образом, приложенное напряжение управления добротностью Q может быть отображено на заданную позицию полюса. Это отображение сохраняется в таблице поиска, в результате чего, когда позиция полюса требуется для операций фильтрации фильтра CAF-1, тогда таблица поиска может быть интерполирована и установлены управляющие напряжения {f, Q}.

[0174] Вещественная часть значения закрытого полюса легко измеряется. Предположим, что полюс находится в правой полуплоскости, в результате чего он имеет форму a exp(bt), где a и b - неизвестные константы. Тогда, если напряжение огибающей измерено в два разных момента времени t₁ и t₂, и дает в результате x₁ и x₂, соответственно, тогда требуемый параметр b может быть оценен на основе

[0175] Либо могут быть установлены моменты времени t₁ и t₂, и измерены напряжения x₁ и x₂, либо в ином случае фиксированные пороги могут быть установлены на уровне x₁ и x₂, и измерены разности времени t₂ - t₁. Любой подход является простым и очевидным.

[0176] Другие примеры

[0177] Из предыдущего описания будет ясно, что фильтр CAF-n может быть разработан с относительно простым увеличением ширины полосы. Как было показано выше, небольшое усиление G тракта обратной связи вокруг трех резонаторов фильтра CAF-3 представляет собой простой и надежный метод изменения полосы пропускания от однополюсной характеристики к более широкополосной характеристике, сходной фильтру Чебышева второго порядка.

[0178] Применением для этого является беспроводной датчик, в котором фильтр CAF-3 может быть сконфигурирован на лету, чтобы представлять собой датчик для спектральной плотности мощности для когнитивного радио, затем обеспечивать фильтр передатчика для этой полосы пропускания и фильтр приемника с использованием переключателя T/R, чтобы переориентировать фильтр для функций передачи и приема. В режиме приема мы можем увязать фильтр CAF-3 в адаптивный контур, который использует отношение SNR цифрового дискретизированного вывода для оптимизации параметров фильтра. Поскольку управление {f, Q} является ортогональным, эта оптимизация отношения SNR надежным образом достигается с помощью простого сглаживающего алгоритма. Наконец, при настройке фильтра CAF-3 необходимо знать, где расположены полюса как функция управления. Это может быть достигнуто посредством использования фильтра CAF-1 на кристалле в целях калибровки. Посредством чередования позиции полюса в правой и левой полуплоскостях (нестабильной и стабильной, соответственно) огибающая автоколебаний фильтра CAF-1 может использоваться в качестве зондирующего сигнала для оценки вещественной части местоположения полюса. Мнимый компонент определяется посредством частоты автоколебаний. Автоколебания могут быть измерены на основе сравнения с частотой фиксированного синтезатора кристалла. Вместо фильтра CAF-1 резонаторы фильтра CAF-3 также могут быть непосредственно использованы. Однако реализация фильтра CAF-1 дает возможность выполнять калибровку непрерывно и параллельно с работой фильтра CAF-3, который тогда предназначен для фактической обработки сигналов. Измерения местоположения полюса фильтра CAF-1 как функции напряжений управления и, возможно, температуры кристалла сохраняются в таблице поиска. Значения таблицы поиска интерполируются, когда фильтр CAF-3 должен быть сконфигурирован.

[0179] Другие примеры использования фильтра CAF могут включать в себя, но без ограничения: эквалайзер для антенны для обеспечения уплощенной характеристики антенны (расширенная антенна с фильтром); оптимизированный модуль внешнего интерфейса (FEM); синтезатор частот; интегрированная система датчика и когнитивного радио для удаленного отслеживания пациента; сеть недорогих приемопередатчиков датчиков для интеллектуального управления дорожным движением, интеллектуальных знаков и интеллектуальных/беспилотных автомобилей; расширенные системы WiFi, работающие на частотах 2,4 ГГц и на 5,0 ГГц; расширенные системы Bluetooth; общая высокоэффективная аналоговая настраиваемая радиочастотная фильтрация; системы спектрального наблюдения для применения в радиоэлектронной войне; автомобильные модули радиолокатора близости, работающие на очень высокой частоте (более 20 ГГц) для предотвращения столкновения; перестраиваемые и настраиваемые модули линии задержки; модули регулировки фазы; расширенные детекторы чувствительности для применения в дистанционном обследовании; наблюдение и управление беспилотными летающими устройствами;

[0180] Фазовращатель

[0181] Как известно в области техники, когда сигнал проходит через систему, на фазу сигнала могут влиять многие различные факторы, некоторые из которых включают в себя паразитные составляющие емкости и индуктивности. В результате может быть необходимо встраивать фазовращатель, чтобы скорректировать фазу сигнала, проходящего через схему. Используемый фазовращатель будет зависеть от фактической реализации схемы. Различные типы фазовращателей известны в области техники, и специалист в области техники может встроить подходящий фазовращатель в фильтр CAF-n по мере необходимости. Теперь будет описана некоторая альтернативная структура при реализации фазовращателя в схеме фильтра CAF-n, с пониманием того, что невозможно описать все возможные реализации.

[0182] В общем случае для схемы фильтра CAF-n, которая реализована на кристалле, когда паразитные компоненты обычно минимальны, понятны и хорошо моделируются, и когда схема фильтра CAF-n предназначена для использования в небольшом диапазоне частот, постоянный фазовращатель может являться приемлемым. При других обстоятельствах может быть необходимо встроить перестраиваемый фазовращатель.

[0183] Было обнаружено, что полоса пропускания замкнутого контура фильтра CAF-1 формируется вокруг диапазона частоты, в котором смещение фазы разомкнутого контура является кратным 360 градусам. Поскольку желательно иметь только одну полосу пропускания, полоса пропускания резонатора может быть сконфигурирована как совпадающая с частотой со смещением фазы, кратным 360 градусам. Если пиковая частота резонатора будет разрегулирована, то пик отклика замкнутого контура по-прежнему совпадет с частотой, на которой достигнуто число, кратное 360, хотя полоса пропускания может быть искажена. Кроме того, было обнаружено, что расстроенный резонатор добавляет смещение фазы и может использоваться для добавления управляемого небольшого смещения фазы. Кроме того, должно быть понятно, что не существует истинного фазовращателя. Любой фазовращатель на самом деле является реализацией перестраиваемой задержки с некоторым привязанным откликом магнитуды, который зависит от частоты.

[0184] В соответствии с этим переменное смещение фазы может быть внесено сначала с помощью перестраиваемой линии задержки, которая составлена из однородной последовательности варакторных диодов вдоль линии передачи. Посредством изменения напряжения варактора групповая задержка может быть различной, и посредством изменения групповой задержки фаза может быть смещена.

[0185] Поскольку массив варакторов является конечным по длине и по интервалам, он будет иметь неоднородный амплитудный отклик с точки зрения частоты. В этом контексте единственный варактор будет действовать аналогично резонатору с низкой добротностью Q с переменной емкостью, и три варактора будут действовать аналогично трем соединенным резонаторам, как в фильтре CAF-3. Таким образом, малое количество варакторных диодов может использоваться для приближения переменной линии задержки посредством создания структуры, которая имеет переменную групповую задержку с достаточно однородным откликом магнитуды по требуемому диапазону частот. Аналогичным образом, гибридные ответвители на 90 градусов, используемые в микросхеме квадратурного модулятора, по существу, представляют собой преобразователи Гилберта, которые работают по небольшому диапазону частот. Другими словами, перестраиваемые фазовращатели, резонаторы, линии задержки и квадратурные модуляторы можно рассмотреть как схемы, размещенные и оптимизированные для обеспечения перестраиваемой задержки по диапазону частот.

[0186] Обобщая перестраиваемый резонатор и перестраиваемый фазовращатель, и признавая, что они являются функционально сходными в контексте применения к фильтру CAF-n, возможно использовать множество подсхем в контуре, причем каждой подсхемой можно управлять, чтобы задать требуемую задержку и амплитудный отклик, которыми можно управлять посредством множества управляющих напряжений.

[0187] Некоторые конкретные примеры таких подсхем показаны на фиг. 77-79. Фиг. 77 показывает перестраиваемую линию задержки с многозвенной ступенчатой схемой индуктивностей 7702 и конденсаторов 7704, причем конденсаторы 7704 являются переменными и могут представлять собой варакторные диоды. Сопоставление портов этой подсхемы дает рост отклика магнитуды, который может быть оптимизирован для требуемого диапазона частот. Согласно фиг. 78 и 79, могут использоваться последовательные или параллельные резонаторы, которые включают в себя индуктивность 7702, переменный конденсатор 7704 и резисторы 7706 при необходимости. Фиг. 78 показывает возможную настраиваемую линию задержки, имеющую индуктивности 7702 и конденсаторы 7704. Конденсаторы 7704 могут управляться с помощью настраивающих напряжений, как представлено стрелками. Чем больше используется LC-секций, тем лучше приближение переменной функции задержки. Фиг. 79 показывает возможный фазовращатель, имеющий параллельный колебательный контур с резисторами 7706, переменным конденсатором 7704 и индуктивностью 7702, причем конденсатор 7704 регулируется посредством приложенного настраивающего напряжения, как представлено стрелкой.

[0188] Фиг. 80 показывает возможную реализацию фазовращателя, реализованного с использованием гибридного ответвителя 8002, который может быть описан как распределенный или сосредоточенный гибридный ответвитель, или кольцевой гибридный ответвитель, в котором переменные конденсаторы 7704 присоединены к соединенным портам. Фаза ответвителя 8002 может управляться подходящими регулировками конденсаторов 7704.

[0189] Теперь рассмотрим фильтр CAF-1 с одной подсхемой перестраиваемого резонатора. Потенциально, с помощью тщательной разработки смещение фазы может быть кратным 360 градусам на требуемой частоте в полосе пропускания резонатора. Смещение резонансной частоты эквивалентно смещает фазу. Пик отклика фильтра CAF-1 возникнет, когда смещение фазы контура является кратным 360 градусам. Ограничение фильтра CAF-1 только с одним перестраиваемым резонатором состоит в том, что регулировка смещения фазы резонатора ограничена. Следовательно, если контур имеет большую ошибку фазы, то имеется недостаточный диапазон с одним резонатором, и требуется добавление перестраиваемого и постоянного фазовращателя. Однако на основе приведенного выше обсуждения, это эквивалентно последовательному размещению нескольких управляемых подсхем задержки.

[0190] Теперь рассмотрим замену на другой резонатор для перестраиваемого фазовращателя. Фазовращатель имеет более плоскую частотную характеристику с точки зрения магнитуды и, таким образом, может использоваться по большему диапазону частот, но это приводит к затратам на добавление большего количества компонентов, некоторые из которых трудно интегрировать в микросхему. Если добавлены три резонатора, это эквивалентно фильтру CAF-3. Это показано на фиг. 81 с тремя перестраиваемыми резонаторами 502, которые могут являться элементами фильтра CAF-1 элемент, с трактом 110 обратной связи, соединителями 104 и элементом 112 усиления, который может являться управляемым.

[0191] Следует понимать, что также может иметься более трех резонаторов. При большем количестве присутствующих управляемых резонаторов возможна большая регулировка задержки, и это подразумевает более широкий диапазон частот настройки без необходимости добавления постоянных фазовращателей.

[0192] В этом патентном документе слово "содержит" используется в его не имеющем ограничительного характера смысле для обозначения, что элементы после этого слова включены, но не упомянутые элементы не исключены. Ссылка на элемент в единственном числе не исключает возможность наличия более одного элемента, если контекст явно не требует того, что имеется один и только один из элементов.

[0193] Объем нижеследующей формулы изобретения не должен быть ограничен предпочтительными вариантами осуществления, изложенными в приведенных выше примерах и на чертежах, и ему должна быть дана наиболее широкая интерпретация, согласованная с описанием в целом.

Группа изобретений относится к перестраиваемому фильтру. Технический результат – повышение гибкости настройки характеристик перестраиваемого фильтра. Для этого предложен перестраиваемый фильтр, который имеет сигнальный контур, определенный между сигнальным входом и сигнальным выходом. Множество элементов схемы соединены в сигнальном контуре, множество элементов схемы содержит настраиваемый по частоте резонатор и регулируемый блок масштабирования, который применяет коэффициент усиления, который является регулируемым в диапазоне, содержащем положительное усиление и отрицательное усиление. Контроллер соединен с возможностью 1) настраивать настраиваемый по частоте резонатор и 2) регулировать коэффициент усиления регулируемого блока масштабирования между отрицательным коэффициентом усиления и положительным коэффициентом усиления, обеспечивая переменную добротность (Q), независимую от частоты. 6 н. и 24 з.п. ф-лы, 1 табл., 81 ил.

1. Перестраиваемый фильтр для аналогового электромагнитного сигнала, содержащий вторичный сигнальный контур, содержащий вторичный сигнальный тракт и вторичный тракт обратной связи, соединенные между сигнальным входом и сигнальным выходом, причем вторичный сигнальный контур содержит множество первичных сигнальных контуров во вторичном сигнальном тракте и вторичный регулируемый блок масштабирования во вторичном тракте обратной связи, который применяет коэффициент усиления, причем коэффициент усиления вторичного регулируемого блока масштабирования является регулируемым в диапазоне между положительным усилением, которое больше нуля, и отрицательным усилением, которое меньше нуля;

причем каждый из множества первичных сигнальных контуров содержит первичный сигнальный тракт и первичный тракт обратной связи, при этом:

первичный сигнальный тракт содержит настраиваемый по частоте резонатор; и

первичный тракт обратной связи содержит первичный регулируемый блок масштабирования, который применяет коэффициент усиления, причем коэффициент усиления первичного регулируемого блока масштабирования является регулируемым в диапазоне между положительным усилением, которое больше нуля, и отрицательным усилением, которое меньше нуля; и

контроллер, соединенный для настройки каждого настраиваемого по частоте резонатора и регулировки коэффициента усиления каждого из первичных регулируемых блоков масштабирования и вторичного регулируемого блока масштабирования между отрицательным коэффициентом усиления и положительным коэффициентом усиления.

2. Перестраиваемый фильтр по п. 1, в котором множество первичных сигнальных контуров содержит два или более первичных сигнальных контура, соединенных последовательно.

3. Перестраиваемый фильтр по п. 1, в котором контроллер запрограммирован выборочно выполнять понижение добротности Q или повышение добротности Q одного или более настраиваемых по частоте резонаторов.

4. Перестраиваемый фильтр по п. 1, дополнительно содержащий датчик, который измеряет частотную характеристику на сигнальном выходе, причем датчик осуществляет связь с контроллером, при этом контроллер запрограммирован для настройки каждого из настраиваемых по частоте резонаторов и управления коэффициентом усиления каждого из первичных регулируемых блоков масштабирования и вторичного регулируемого блока масштабирования в ответ на измеренную частотную характеристику для достижения требуемой частотной характеристики.

5. Перестраиваемый фильтр по п. 1, в котором контроллер соединен для независимой регулировки вторичного регулируемого блока масштабирования и одного или более первичных блоков масштабирования для достижения требуемой частотной характеристики.

6. Перестраиваемый фильтр по п. 1, в котором контроллер содержит инструкции для выборочного выполнения понижения добротности Q одного или более настраиваемых по частоте резонаторов для достижения требуемой частотной характеристики.

7. Способ фильтрации аналогового электромагнитного сигнала, содержащий этапы, на которых

обеспечивают фильтр, содержащий

сигнальный контур, определенный между сигнальным входом и сигнальным выходом;

множество элементов схемы, соединенных в сигнальном контуре, причем множество элементов схемы содержит:

настраиваемый по частоте резонатор; и

регулируемый блок масштабирования, который применяет коэффициент усиления, который является регулируемым в диапазоне, который содержит положительное усиление и отрицательное усиление; и

контроллер, соединенный для настройки настраиваемого по частоте резонатора и управления коэффициентом усиления регулируемого блока масштабирования; и

выполняют регулировку фильтра посредством настройки настраиваемого по частоте резонатора и регулировки коэффициента усиления регулируемого блока масштабирования, причем фильтр регулируют для выполнения понижения добротности Q настраиваемого по частоте резонатора и для достижения требуемой частотной характеристики в фильтре.

8. Способ по п. 7, в котором

сигнальный контур содержит множество настраиваемых по частоте резонаторов, каждый настраиваемый по частоте резонатор подсоединен к первичному регулируемому блоку масштабирования для формирования множества первичных контуров, причем множество первичных контуров соединены последовательно между сигнальным входом и сигнальным выходом;

регулируемый блок масштабирования содержит вторичный блок масштабирования, который соединен между сигнальным входом и сигнальным выходом; и

регулировка фильтра содержит этап, на котором настраивают каждый настраиваемый по частоте резонатор и выполняют регулировку коэффициента усиления каждого из первичных регулируемых блоков масштабирования и вторичного блока масштабирования, при этом фильтр регулируется таким образом, что понижается добротность Q по меньшей мере одного из множества настраиваемых по частоте резонаторов.

9. Способ по п. 8, в котором регулировка фильтра содержит этап, на котором выполняют независимую настройку двух или более настраиваемых по частоте резонаторов.

10. Способ по п. 8, в котором регулировка фильтра содержит этап, на котором выполняют повышение добротности Q по меньшей мере одного настраиваемого по частоте резонатора, который не подвергался понижению добротности Q.

11. Способ по п. 7, дополнительно содержащий этап, на котором измеряют частотную характеристику сигнального контура и используют контроллер для настройки настраиваемого по частоте резонатора и регулировки коэффициента усиления регулируемого блока масштабирования в ответ на измеренную частотную характеристику для достижения требуемой частотной характеристики.

12. Способ по п. 8, дополнительно содержащий этап, на котором передают аналоговый сигнал связи через фильтр.

13. Перестраиваемый фильтр для аналогового электромагнитного сигнала, содержащий

сигнальный контур, определенный между сигнальным входом и сигнальным выходом;

множество элементов схемы, соединенных в сигнальном контуре, причем множество элементов схемы содержит:

настраиваемый по частоте резонатор; и

регулируемый блок масштабирования, который применяет коэффициент усиления, причем коэффициент усиления является регулируемым в диапазоне, который содержит положительное усиление и отрицательное усиление; и

контроллер, соединенный с настраиваемым по частоте резонатором и регулируемым блоком масштабирования, причем контроллер содержит инструкции для понижения добротности Q настраиваемого по частоте резонатора посредством регулировки по меньшей мере коэффициента усиления.

14. Перестраиваемый фильтр по п. 13, в котором сигнальный контур содержит множество настраиваемых по частоте резонаторов, каждый настраиваемый по частоте резонатор подсоединен к первичному регулируемому блоку масштабирования для формирования первичных контуров, причем первичные контуры соединены последовательно между сигнальным входом и сигнальным выходом; и

регулируемый блок масштабирования содержит вторичный блок масштабирования, который соединен между сигнальным входом и сигнальным выходом; и

при этом контроллер дополнительно содержит инструкции для настройки каждого настраиваемого по частоте резонатора и выполнения регулировки коэффициента усиления каждого из первичных регулируемых блоков масштабирования, при этом добротность Q по меньшей мере одного из множества настраиваемых по частоте резонаторов понижается.

15. Перестраиваемый фильтр по п. 13, дополнительно содержащий датчик, который измеряет частотную характеристику на сигнальном выходе, причем датчик осуществляет связь с контроллером, при этом контроллер запрограммирован для настройки настраиваемого по частоте резонатора и регулируемого блока масштабирования в ответ на измеренную частотную характеристику для достижения требуемой частотной характеристики.

16. Перестраиваемый фильтр по п. 14, в котором контроллер повышает добротность Q по меньшей мере одного настраиваемого по частоте резонатора, добротность Q которого не понижена.

17. Перестраиваемый аналоговый фильтр, содержащий

сигнальный контур, содержащий сигнальный тракт и тракт обратной связи, соединенные между сигнальным входом и сигнальным выходом; и

множество элементов схемы, соединенных в сигнальном контуре, причем множество элементов схемы содержит:

множество настраиваемых по частоте резонаторов, последовательно соединенных в сигнальном контуре; и

регулируемый блок масштабирования, который применяет коэффициент усиления, который является регулируемым в диапазоне, который содержит положительное усиление и отрицательное усиление; и

контроллер, соединенный для настройки каждого настраиваемого по частоте резонатора и управления коэффициентом усиления регулируемого блока масштабирования для достижения требуемой частотной характеристики.

18. Перестраиваемый аналоговый фильтр по п. 17, в котором настраиваемые по частоте резонаторы и регулируемый блок масштабирования соединены последовательно в сигнальном тракте сигнального контура.

19. Перестраиваемый аналоговый фильтр по п. 17, в котором контроллер регулирует настраиваемые по частоте резонаторы для достижения требуемого смещения фазы в сигнальном контуре.

20. Перестраиваемый аналоговый фильтр по п. 17, в котором два или более настраиваемых по частоте резонатора соединены в первичных сигнальных контурах, причем первичные сигнальные контуры соединены последовательно в сигнальном контуре, причем каждый первичный сигнальный контур содержит первичный регулируемый блок масштабирования, которым контроллер управляет между отрицательным коэффициентом усиления и положительным коэффициентом усиления.

21. Перестраиваемый аналоговый фильтр по п. 17, в котором контроллер запрограммирован для выборочного выполнения понижения добротности Q или повышения добротности Q одного или более настраиваемых по частоте резонаторов для достижения требуемой частотной характеристики.

22. Перестраиваемый аналоговый фильтр по п. 21, в котором контроллер запрограммирован для

выполнения понижения добротности Q одного или более настраиваемых по частоте резонаторов посредством применения отрицательного коэффициента усиления и

выполнения повышения добротности Q одного или более настраиваемых по частоте резонаторов посредством применения неотрицательного коэффициента усиления.

23. Многополюсный фильтр, содержащий множество перестраиваемых аналоговых фильтров по п. 17, соединенных последовательно, параллельно или их комбинацией.

24. Способ фильтрации аналогового электромагнитного сигнала, причем способ содержит этапы, на которых

обеспечивают фильтр, содержащий

сигнальный контур, содержащий сигнальный тракт и тракт обратной связи, соединенные между сигнальным входом и сигнальным выходом; и

множество элементов схемы, соединенных в сигнальном контуре, причем множество элементов схемы содержит:

множество настраиваемых по частоте резонаторов, последовательно соединенных в сигнальном контуре; и

регулируемый блок масштабирования, который применяет коэффициент усиления, который является регулируемым в диапазоне, который содержит положительное усиление и отрицательное усиление; и

настраивают настраиваемые по частоте резонаторы и регулируют коэффициент усиления регулируемого блока масштабирования для достижения требуемой частотной характеристики.

25. Способ по п. 24, дополнительно содержащий этап, на котором управляют смещением фазы в сигнальном контуре посредством регулировки настраиваемых по частоте резонаторов.

26. Способ по п. 25, в котором управление смещением фазы содержит этап, на котором отстраивают настраиваемые по частоте резонаторы от центральной частоты фильтра.

27. Способ по п. 24, в котором настраиваемые по частоте резонаторы и регулируемый блок масштабирования соединяют последовательно в сигнальном тракте сигнального контура.

28. Способ по п. 24, в котором два или более настраиваемых по частоте резонатора соединяют в первичных сигнальных контурах, причем первичные сигнальные контуры соединяют последовательно в сигнальном контуре, причем каждый первичный сигнальный контур содержит первичный регулируемый блок масштабирования, который регулируют между отрицательным коэффициентом усиления и положительным коэффициентом усиления.

29. Способ по п. 24, в котором добротность Q настраиваемых по частоте резонаторов выборочно понижают или повышают для достижения требуемой частотной характеристики.

30. Способ по п. 29, в котором добротность Q настраиваемых по частоте резонаторов понижают посредством применения отрицательного коэффициента усиления или повышают посредством применения неотрицательного коэффициента усиления.