Программно-аппаратные методы прогнозирования критических состояний транзисторов в преобразователе частоты Российский патент 2021 года по МПК G05F1/46 H02M1/08 

ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ

Изобретение относится к технике мониторинга рабочего состояния IGBT-устройства, технике формирования обратной связи для управления затвором IGBT, механизма защит при наступлении критических состояний и формирования сигнал ошибки. Мониторинг состояния IGBT и управления оп обратным связям основан на измерении тока коллектора i_C, напряжении коллектор-эмиттер открытого перехода v_CE,on, и динамики его открытия и закрытия, определении температуры открытого полупроводникового перехода T_j, во время работы силового IGBT-устройства в реальном времени и корректировании опорного напряжения аналоговой части управления затвором IGBT-устройства.

При проведения измерений используются особенности конструкций формования силовых выводов IGBT-устройств, и их корпусирования.

УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ

Изучение опыта существующих решений в области преобразовательной техники на базе IGBT устройств, спроектированных успешными производителями, техники управления для различных поколений кремниевых транзисторов IGBT, от таких компаний как Infineon, Semikron, Alstom, ABB, и других крупнейших производителей компонентной базы и оконечного оборудования, в том числе российских производителей «Ангстрем», «Электровыпрямитель», в том числе драйверов для модулей IGBT позволило сформулировать ряд отличающихся алгоритмов управления модулями.

В ходе проведения экспериментов по разработке алгоритмов управления формированием сигналов широтно-импульсной модуляции (ШИМ) были исследованы отличия характеристик идентичных модулей разных производителей. Эксперименты проводились на IGBT модулях европейских, американских и азиатских производителей.

По итогам экспериментов сформулировано, что для реализации алгоритмов управления наборами IGBT модулей целесообразно применять, в том числе, методы прогнозирования критических состояний транзистора в преобразователе частоты в соответствии с поведением моделей драйвера и состоянии этих IGBT модулей при реализации аппаратной части ПЧ.

В большой степени програмно-аппаратная реализация использует теоретические выкладки известных работ, предлагающих оптимизированные модели драйвера IGBT, в том числе модели обратной связи состояний, Y. Lobsiger and J. W. Kolar, "Closed-loop di/dt & dv/dt control and dead time minimization of IGBTs in bridge leg configuration", to be published in Proc. of the 14th IEEE Workshop on Control and Modeling for Power Electronics (COMPEL), Salt Lake City, UT, USA, Jun. 2013., Z. Wang, X. Shi, L. M. Tolbert, and B. J. Blalock, “Switching performance improvement of IGBT modules using an active gate driver,” in IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2013, 8 pages, Z. Wang, X. Shi, L. M. Tolbert, B. J. Blalock, M. Chinthavali "A Fast Overcurrent Protection Scheme for IGBT Modules Through Dynamic Fault Current Evaluation", Department of Electrical Engineering and Computer Science The University of Tennessee Knoxville, TN 37996-2250, USA.

РАСКРЫТИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Технический результат изобретения заключается в расширении арсенала средств мониторинга IGBT-устройств и прогнозирования критических состояний транзисторов в преобразовательной технике.

Было принято решение о реализации проекта по созданию собственного драйвера IGBT модуля на основе контроллера, выполненного на архитектуре ARM Cortex-M4.

В одном из вариантов реализации драйвер построен на ARM Cortex-M4 STM32F405 производства ST и операционных усилителях производства Analog Devices.

В соответствии с предпочтительным вариантом реализации структурная схема драйвера формирования сигнала прогнозирования критических состояний биполярных транзисторов с изолированным затвором (IGBT) модулей в преобразователе частоты реализована в контроллере, который создает опорное v_ref напряжение для операционного усилителя, создающего управляющее напряжение на затворе транзистора G. Транзисторный буфер создает необходимый ток i_g перезарядки емкости затвора G. Дополнительная цепь измеряет напряжение v_Ee, пропорциональное току i_C, выделяющее на индуктивности L_E и сопротивлении R_E эмиттерного вывода транзистора. Это напряжение v_Ee участвует в измерение тока коллектора и в формировании сигнала прогнозирования критических состояний транзисторов в преобразователе частоты. Также v_Ee подают на операционный усилитель (ОУ), замыкая обратную связь по току, как преобразованный сигнал vEe,clip. Это контур прогнозирования критических состояний режима: больше ток i_C – меньше управляющий сигнал на затворе. Второй контур – по напряжению. Напряжение коллектора U_C через дифференциальную цепь C_V подают на ОУ, замыкая обратную связь по изменению напряжения U_C. Быстрый рост напряжения (обычно при выключении) вызывает повышение напряжения на затворе, затягивая фронт роста напряжения коллектора U_C. Также v_Ee подают на операционный усилитель (ОУ), замыкая обратную связь по току как v_Ee,clip при следующих условиях: при наличии управляющего сигнала включения IGBT v_Ee,clip равно v_Ee , во всех остальных случаях нуль.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ

Фиг.1 отображает схему драйвера.

Фиг.2 изображает схему формирования сигналов ошибок.

Фиг.3 зависимости напряжения насыщения коллектора от тока при различных температурах кристалла.

ОСУЩЕСТВЛЕНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ

На Фиг.1 изображена система драйвера формирования сигнала прогнозирования критических состояний биполярных транзисторов с изолированным затвором (IGBT) модулей в преобразователе частоты, при этом схема драйвера реализована в контроллере, который создает опорное Vref 101 напряжение для операционного усилителя, создающего управляющее напряжение на затворе транзистора G 102. Транзисторный буфер создает необходимый ток iG 103 перезарядки емкости затвора G 102. Дополнительная цепь измеряет напряжение v_Ee 104, пропорциональное току i_C 105, выделяющее на индуктивности LE 106 и сопротивлении RE эмиттерного вывода транзистора. Это напряжение VEe 104 участвует в измерение тока коллектора и в формировании сигнала прогнозирования критических состояний транзисторов в преобразователе частоты. Также v_Ee 104 подают на операционный усилитель (ОУ) 107, замыкая обратную связь по току через преобразованный сигнал v_Ee,clip. Это контур прогнозирования критических состояний режима: больше ток i_C 105 – меньше управляющий сигнал на затворе. Второй контур – по напряжению. Напряжение коллектора Uc через дифференциальную цепь Cv 108 подают на ОУ 107, замыкая обратную связь по изменению напряжения Uc. Быстрый рост напряжения (обычно при выключении) вызывает повышение напряжения на затворе, затягивая фронт роста напряжения коллектора U_C.

В соответствии с Фиг.2 контроллер принимает сигналы тока эмиттера ic и напряжения насыщения коллектора Vce,on для оцифровки и расчета температуры кристалла. Также компараторы напряжения формируют сигналы ошибок при превышении тока >i_C,max, напряжения >Vce,max.

Кусочно-линейная аппроксимация модели транзистора описывает напряжение насыщения: Usat=Vo+(Ro+Температура/K)*Ic.

В соответствии с Фиг.3 температуру кристалла определяют по следующий зависимости: Температура=( (Usat-Vo)/Ic-Ro)*K+To, где Usat - измеренное напряжение насыщения 0,8 - 8 В, To - 25С, Vo - начальное напряжение насыщения 0,8 -1,2 В Ic - измеренный ток эмиттера, коллектора 0-800 А, Ro - сопротивление коллектора-эмиттера для конкретного IGBT модуля, K - коэффициент для конкретного IGBT модуля.

Раскрытая выше структурная схема драйвера позволяет реализовать следующие преимущества:

1 Изолировать источники питания.

1 Выполнять включение и выключение транзистора по состоянию управляющего сигнала.

2 Создать безопасный режим работы транзистора: ограничение тока, ограничение роста напряжения коллектора, ограничение напряжения коллектора.

3 Формировать сигнал статуса, состояния драйвера.

4 Измерять параметры транзистора и вычислять температуру кристалла транзистора.

5 Принимать и передавать данные параметров транзистора и коды ошибок драйвера.

Дополнительные преимущества реализованного драйвера заключаются в обеспечении защитных функции, таких как:

1 Низкое напряжение питания - при падении напряжения +18В ниже 15В.

1 Высокое напряжение насыщения транзистора, возможно при большом токе коллектора.

2 Большой ток эмиттера.

3 Высокая температура кристалла транзистора.

Исходя из приведенных выше аппаратных измерений и их программной обработки выполнение драйвера на контроллере дополнительно позволяет прогнозировать состояния инвертора в целом.

В одном из вариантов реализации контроллер осуществляет расчет температуры кристалла по техническим характеристикам зависимости температуры кристалла IGBT модуля от режима его работы, которые известны из документации. Расчет возможен только во время включения транзистора и времени ШИМ не менее 20 мксек. Основываясь на полученных данных, микроконтроллер драйвера IGBT рассчитывает ожидаемую модель поведения как IGBT модуля, так и отдельного транзистора в модуле. При расхождении реальной модели от математической контроллер принимает меры по стабилизации рабочего состояния совокупности IGBT модулей (инвертора).

Изобретение относится к силовым модулям на основе биполярных транзисторов с изолированным затвором. Технический результат заключается в расширении арсенала средств прогнозирования критических состояний транзисторов в преобразователе частоты, при этом схема драйвера реализована в контроллере, который создает опорное v_ref напряжение для операционного усилителя, создающего управляющее напряжение на затворе транзистора G. Транзисторный буфер создает необходимый ток i_G перезарядки емкости затвора G. Дополнительная цепь измеряет напряжение V_Ee, пропорциональное току i_C, выделяющееся на индуктивности L_E и сопротивлении R_E эмиттерного вывода транзистора. Это напряжение V_Ee участвует в измерении тока коллектора и в формировании сигнала прогнозирования критических состояний транзисторов в преобразователе частоты. Также V_Ee подают на операционный усилитель (ОУ), замыкая обратную связь по току. Это контур прогнозирования критических состояний режима: больше ток i_C – меньше управляющий сигнал на затворе. Второй контур – по напряжению. Напряжение коллектора Uc через дифференциальную цепь C_v подают на ОУ, замыкая обратную связь по изменению напряжения Uc. Быстрый рост напряжения (обычно при выключении) вызывает повышение напряжения на затворе, затягивая фронт роста напряжения коллектора Uc. 2 з.п. ф-лы, 3 ил.

1. Система драйвера формирования сигнала прогнозирования критических состояний биполярных транзисторов с изолированным затвором (IGBT) модулей в преобразователе частоты, отличающаяся тем, что драйвер выполнен в контроллере, который создает опорное v_ref напряжение для операционного усилителя, создающего управляющее напряжение на затворе транзистора G, при этом: транзисторный буфер создает необходимый ток i_G перезарядки емкости затвора G; дополнительная цепь измеряет напряжение v_Ee, пропорциональное току i_C, выделяющееся на индуктивности L_E и сопротивлении R_E эмиттерного вывода транзистора; напряжение v_Ee участвует в измерении тока коллектора и в формировании сигнала прогнозирования критических состояний транзисторов в преобразователе частоты; v_Ee подают на операционный усилитель (ОУ), замыкая обратную связь по току; при этом контур прогнозирования критических состояний токового режима при следующих условиях: при повышении тока i_C уменьшает управляющий сигнал на затворе; контур режима по напряжению включает подачу напряжения коллектора Uc через дифференциальную цепь Cv на ОУ, замыкая обратную связь по изменению напряжения Uc; контур по росту напряжения вызывает повышение напряжения на затворе, затягивая фронт роста напряжения коллектора Uc.

2. Система по п.1, в которой кусочно-линейная аппроксимация модели транзистора описывает напряжение насыщения как: Usat=Vo+(Ro+Температура/K)*Ic, где

Usat - измеренное напряжение насыщения 0,8-8 В;

Vo - начальное напряжение насыщения 0,8-1,2 В;

Ic - измеренный ток эмиттера, коллектора 0-800 А;

Ro - сопротивление коллектора-эмиттера для конкретного IGBT модуля;

K - коэффициент для конкретного IGBT модуля.

3. Система по п.1, в которой температуру кристалла рассчитывают в соответствии с зависимостью: Температура=((Usat-Vo)/Ic-Ro)*K+To, где

Usat - измеренное напряжение насыщения 0,8-8 В;

To - 25°С;

Vo - начальное напряжение насыщения 0,8-1,2 В;

Ic - измеренный ток эмиттера, коллектора 0-800 А;

Ro - сопротивление коллектора эмиттера для конкретного IGBT модуля.

K - коэффициент для конкретного IGBT модуля.