Инверсный направленный ответвитель Российский патент 2021 года по МПК H01P5/00 

Предлагаемое устройство относится к радиоизмерительной СВЧ технике и может быть использовано в радиоэлектронных приемо-передающих трактах для измерения в СВЧ диапазоне мощностей падающих и отраженных волн. В частности, в усилителях повышенной мощности оно может быть их выходной частью, при помощи которой контролируется передача мощности СВЧ колебания к выходной нагрузке.

Известен направленный ответвитель (НО) (См. авторское свидетельство СССР на изобретение № SU 569244 А, МПК H01P 5/18; Микрополосковый направленный ответвитель / Стародубровский, Р.К.; заявка №2185304 / 09 от 28.10.1975. - опубл. 15.09.1983, Бюл. №34). Это устройство (См. фиг.1) содержит два связанных микрополоска 1 и 2 с компенсирующими элементами 3, которые расположены через равные интервалы на обращенных одна к другой сторонах этих проводников. Для увеличения направленности при любой величине переходного ослабления каждый компенсирующий элемент выполнен в виде выступа 4 и выреза 5, которые примыкают один к другому на общей для всех элементов диэлектрической подложке 6. При этом длина компенсирующих элементов вдоль области связи меньше ширины каждого из связанных проводников и интервала между компенсирующими элементами, а компенсирующие элементы одного из связанных проводников смещены относительно компенсирующих элементов другого.

Недостатком данного аналога являются относительно невысокие ((18.5 - 20) дБ) коэффициенты направленности.

Известен микрополосковый направленный ответвитель (См. Fig. 9 и Fig. 14 в статье Il-Gu Ji A new directional coupler design with high directivity for PCS and IMT-2000 / Il-Gu Ji and Jong-Wha Chong // ETRI Journal. - 2005. - Vol. 27. - N. 6 (December). - P. 697-707). Данный НО изображен на фиг. 2. Кроме электромагнитно связанных проводников 7 и 8 в виде микрополосковых линий на диэлектрической подложке 9 это устройство содержит элементы 10-13, которые усиливают его направленность при работе в выбранной (относительно узкой) полосе частот. Так, «земляные» добавки у выводов направленного ответвителя (элементы 10-13) увеличивают величину его направленности на (8-10) дБ.

Недостатком рассмотренного устройства являются также невысокие коэффициенты направленности, особенно при его работе в широкой полосе частот. Например, величина направленности может достигать (30-35) дБ только в узкополосном применении, когда относительные полосы рабочих частот составляют (10-12)%.

Известен направленный ответвитель (См. патент РФ на изобретение №2364996 С1, МПК - 2006.01 H01P 5/18; Микрополосковое направленное устройство / Быков, А.В., Кустов О.В., Крупин Е.В.; заявитель и патентообладатель ОАО «НПО «Лианозовский электромеханический завод». - опубл. 20.08.2009, Бюл. №23). Данный направленный ответвитель (См. фиг. 3) снабжен средствами усиления направленности в широкой полосе частот в виде трех емкостных пластин (ЕП) 14-16, щели 17 в металлизированном основании диэлектрической подложки 18, а также полуволнового микрополоскового отрезка 19. ЕП распределены по длине связи четвертьволновых линий 20, 21 и имеют геометрическую форму и направление их ориентации в плоскости расположения, которые приводят к повышению направленности ответвителя. Две крайние ЕП 14, 16 расположены на концах четвертьволновых связанных линий с возможностью их регулировочного смещения вдоль области связи при настройке НО, третья - центральная ЕП расположена симметрично между крайними ЕП. Под центральной пластиной 15 сделана щель перпендикулярно четвертьволновым линиям 20, 21, которые связаны с расположенным между ними под тремя ЕП полуволновым микрополосковым отрезком 19. Выводы линии 20 ответвителя подключены к усилителю мощности передающего модуля и излучающему элементу антенной решетки, а выводы линии 21 - к схеме контроля выходной мощности.

Недостатком этого устройства являются также невысокие (≈20 дБ) коэффициенты направленности при переходном ослаблении (22-23) дБ и прямых потерях 0.4 дБ.

Наиболее близким к предлагаемому техническим решением является направленный ответвитель, реализованный двумя способами (См. Figs 3, 8 и 13 в статье Tas, V. Using phase relations in microstrip directional couplers to achieve high directivity / Vahdettin Tas and Abdullah Atalar // IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques. - 2013. - Vol. 61. - N. 12 (December). - P. 4063-4071). Варианты направленного ответвителя с длиной связи между линиями передач 22, 23, 24 (или 28, 29, 30) величиной L, меньшей четверти длины волны в диэлектрике подложек 25 и 42, изображены на фиг. 4 и фиг. 5. Чтобы в этих разновидностях прототипа повысить направленность, здесь получены условия, при которых обеспечивается близкая к π разница фаз между колебаниями на их каждых ответвляемом и нагруженном выходах. Первый способ реализации этого фазового соотношения заключается в создании режимов отражения на расположенных по диагонали концах линий 23 и 24 (См. фиг. 4). Такие режимы создаются при помощи комплексных сопротивлений Z_X элементов 26 и 27, которые представляют собой RCL-цепи. Второй способ основан на использовании дополнительных каналов на проход между входным и выходным портами в каждой из линий передач 29 и 30. В состав каждого дополнительного канала входят две линии передач 31, 32 длиной , соответственно, и резистивные элементы 33-38 (См. фиг. 5).

Недостатками прототипа являются не вполне удовлетворительные коэффициенты направленности (≈35 дБ), которые достигаются исключительно за счет значительного усложнения его конструкции.

Технический эффект, на достижение которого направлено предлагаемое решение, заключается в увеличении направленности без усложнения его конструкции.

Этот эффект достигается тем, что в направленном ответвителе, состоящем из основной 43, и второстепенных - первой 44 и второй 45 распределено связанных линий передач, при этом выводы второй и первой линий, которые расположены со сторон входа и выхода основной линии, подключены через балластные резисторы 47 и 46 к общей шине, в результате чего элементы 43, 44, 46 образуют противонаправленный, а элементы 43, 45, 47 - сонаправленный восьмиполюсники согласно изобретению при электрической длине связи трех линий , где - геометрическая длина связи, а λ - длина волны в диэлектрике, ответвитель становится инверсным, когда при балластных резисторах, равных волновым сопротивлениям R стандартных подводящих трактов, на свободные выводы второй и первой линий ответвляются волны, распространяющиеся, соответственно, в прямом и обратном направлениях, при этом противонаправленный и сонаправленный восьмиполюсники описываются соответствующими им волновыми матрицами:

где ρ и r - нормированные по R электродинамические волновые сопротивления одиночной и связанной линий, соответственно, которые, в свою очередь, вычисляются по формулам:

при ρ⁺⁺ρ^+- = 1, где ρ⁺⁺, ρ^+- - волновые сопротивления связанных линий при их четном и нечетном возбуждении.

Предложенный направленный ответвитель инверсного типа представлен на фиг. 6. Инверсный ответвитель имеет длину связи между линиями передач 44 и 43 (или 43 и 45), равную которая близка к половине длины волны λ в диэлектрике подложки 48. Чтобы повысить направленность данного устройства, фазовый сдвиг между колебаниями на его каждых ответвляемом и нагруженном выходах - , который соответствует и приблизительно равен π, достигается другим, по сравнению с прототипом, способом. В отличие от прототипа элементы 46 и 47 представляют собой резисторы, соответствующие волновым сопротивлениям R стандартных 50-Омных трактов на входе и выходе линии 43. На ответвляемом выходе линии 44 предложенного устройства выделяется мощность волны, отраженная от выходной нагрузки, а на ответвляемом выходе линии 45 - мощность падающей волны. В типовых направленных устройствах такой инверсии волн нет.

Предложенное устройство работает следующим образом. Каждую из двух частей инверсного направленного ответвителя на фиг. 6 опишем при помощи модели на фиг. 7. При этом используем принятую в отечественной литературе [1-3] нумерацию портов линий передач 43-45, терминологию и обозначения буквами ρ и r нормированных по R электродинамических волновых сопротивлений, соответственно, одиночной и связанной линий. Параметры риг, в свою очередь, вычисляются обычно по формулам [3]:

при ρ⁺⁺ρ^+- = 1, где ρ⁺⁺, ρ^+- - волновые сопротивления связанных линий при их четном и нечетном возбуждении.

Представим устройство на фиг. 6 в виде комбинации двух восьмиполюсников с первым и вторым типами направленности, которые соответствуют сонаправленному (См. фиг. 8а)) и противонаправленному ответвителям (См. фиг. 8б)). Отрезок двух одинаковых распределено связанных линий 43 и 44 с направленностью второго типа, где S₁₄=S₄₁=0, определяется следующей волновой матрицей рассеяния [1,3]:

Из уравнения (1) следует, что при электрической длине связи между отрезками 43 и 44 θ=θ_инв→π мощность Р₂ в ответвляемом плече линии 44 не выделяется, так как она стремится к нулю, а переходное ослабление (coupling) С₂ в дБ - к бесконечности:

Чтобы установить насколько хорошо ответвитель (особенно со слабой связью) разделяет колебания, которые распространяются в прямом и обратном направлениях, используют направленность D₂ (directivity), определяемую отношением мощностей Р₂/Р₄ на ненагруженном и нагруженном (на согласованную нагрузку) портах вторичного канала:

Из выражений (2) и (3) следует, что в случае θ=θ_инв→π ответвитель разделяет колебания в прямом направлении несколько хуже, чем при θ=π/2, так как в уравнении (3) предельная величина направленности уменьшается из-за неопределенности типа {0/0}.

Опишем отрезок двух одинаковых распределенно связанных линий 43, 45 волновой матрицей [S₁] сонаправленного восьмиполюсника, для которого S₁₂=S₂₁=0, а S₁₄=S₄₁≠0:

Относительно порта 3 в модели на фиг. 7 оценим модуль коэффициента передачи |S₁₄| через соотношения между мощностями Р₁, Р₃, Р₄ на соответствующих портах 1, 3 и 4:

Используя для модели на фиг. 7 те же телеграфные уравнения [2] и те же элементы [а] и [Т] матриц [1], с учетом замечания (5) перепишем уравнение (4) в новом виде:

Из уравнения (6) следует, что в ответвляемом плече линии 45 мощность в случае

θ=θ_инв→π выделяется пропорционально коэффициенту передачи или с переходным ослаблением С₁ равным:

Для сонаправленного ответвителя коэффициент D₁ определяется здесь отношением мощностей Р₄/P₂ на ненагруженном и согласованном портах вторичного канала:

Из выражений (7) и (8) следует, что в случае θ=θ_инв→π сонаправленный ответвитель разделяет колебания в прямом направлении гораздо лучше, так как значение D₁ дополнительно увеличивается за счет роста |S₁₄| в числителе уравнения (8).

Если в предложенном устройстве поменять местами вход с выходом, то для одного восьмиполюсника первый тип направленности поменяется на второй, для другого - наоборот. Следовательно, по сравнению с типовым режимом направленных ответвителей, когда θ=π/2, можно говорить об инверсной работе предложенного ответвителя при условии θ=θ_инв→π. Причем судя по поведению переходных ослаблений С₁ и С₂ (или |S₁₄| и |S₂₁|), которое характерно для идеального разделения мощностей падающей и отраженной волн, можно ожидать повышенной направленности инверсных ответвителей.

Пример конкретного выполнения устройства. В качестве примера представим макет инверсного направленного ответвителя, который разработан по результатам моделирования с использованием рекомендаций книги [4]. Элементы 43-47 на фиг. 6 могут быть реализованы при помощи модели на трех связанных микрополосковых линиях M3CLIN, противоположные концы второстепенных линий которых нагружены на стандартные нагрузки LOAD 50 Ом (См. фиг. 9). Установим в данной модели параметры линий передач на поликоровой подложке толщиной 0.5 мм следующими: ширину второстепенных линий W1 = W3 = 0.438 мм, ширину основной линии W3 = 0.66 мм, величину зазора между ними S = 1.5 мм и геометрическую длину связи равную 11.24 мм. Рассчитаем для такого макета частотные зависимости модулей |S₂₁| (треугольные точки), |S₄₁| (точки в виде квадратов). Они представлены на фиг. 10. Если в модели поменять между собой вход и выход, то первый и второй типы направленностей восьмиполюсников взаимно поменяются. В этом случае график частотной зависимости |S₂₁| станет графиком |S₄₃|, а зависимость |S₄₁| - зависимостью |S₂₃|. Полученные расчетные результаты вполне соответствуют теоретическим выводам. Так, они подтверждают практически идеальное разделение мощностей падающей и отраженной волн. Их разница (или направленность) в рассмотренном инверсном ответвителе достигает величин -60 дБ.

Для сравнительной оценки направленностей ответвителей при работе в режимах θ=θ_инв→π и θ=π/2 используем выражения (3) и (8), переписанные в новом виде:

Уравнение (9) получено с использованием элементов матриц (1) и (6) при условии, что в обоих случаях порты 2 и 4 подключены к согласованным нагрузкам R_H = R = 50 Ом, когда в сонаправленном и противонаправленном ответвителях S₁₂ = S₂₁ = 0 и S₁₄ = S₄₁ = 0, соответственно. В зависимости от электрической длины связи между линиями θ на фиг. 11 приведены графики модуля и фазы коэффициента передачи |S₂₄| а) и argS₂₄ б). Графики получены при коэффициенте K = 0.96, который соответствует параметрам модели ответвителя на фиг. 9. Следует отметить, что при малой связи между линиями W1 - W3 зависимость |S24|(θ) ведет себя так же, как и график на рисунке II.3.6., который в работе [2] получен для длинной линии без потерь с активной нагрузкой. Из анализа фиг. 11 а) следует однозначный вывод о том, что направленность инверсного ответвителя принципиально выше, чем направленность ответвителя с типовой связью длиной λ/4. Так, направленности рассматриваемых устройств отличаются на 9-10 дБ (См. фиг. 10 и 11 а)). Более того, эта разница тем выше, чем ближе друг к другу величины ρ и r. Вместе с тем, график зависимости argS₂₄(θ) на фиг. 11 б) подтверждает наличие близких к π величин фазовых соотношений между колебаниями в ненагруженном и нагруженном портах, которые необходимо обеспечить для достижения высоких направленностей ответвителей.

Таким образом, рассмотренный пример конкретной реализации инверсного направленного ответвителя подтверждает возможность получения в них высоких величин направленности без усложнения конструкции. Экспериментальные результаты полностью подтверждают полученные теоретические выводы.

Источники информации

1. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ / А.Л. Фельдштейн, Л.Р. Явич. - М.: Связь, 1965. - 352 с.

2. Антенны / А.А. Пистолькорс. - М.: Связьиздат, 1947. - 479 с.

3. Автоматизированное проектирование направленных ответвителей / В.П. Мещанов, А.Л. Фельдштейн. - М: Связь, 1980. - 143 с.

4. Проектирование СВЧ устройств с помощью Microwave Office / В.Д. Разевиг, Ю.В. Потапов, А.А. Курушин; под ред. В.Д. Разевига. - М.: Солон-Пресс, 2003. - 496 с.

Изобретение относится к СВЧ-технике. Направленный ответвитель состоит из основной 43 и второстепенных - первой 44 и второй 45 распределенно связанных линий передач, при этом концы второй и первой линий, которые расположены со сторон входа и выхода основной линии, подключены через балластные резисторы 47 и 46 к общей шине, в результате чего элементы 43, 44, 46 образуют противонаправленный, а элементы 43, 45, 47 - сонаправленный восьмиполюсники. При электрической длине связи трех линий где - геометрическая длина связи, а λ - длина волны в диэлектрике, данный ответвитель приобретает инверсные свойства, когда при балластных резисторах, равных волновым сопротивлениям R стандартных подводящих трактов, на свободных концах первой и второй линий выделяются, соответственно, мощности отраженной и падающей волн. Противонаправленный и сонаправленный восьмиполюсники могут быть описаны волновыми матрицами, содержащими информацию о электродинамических волновых сопротивлениях одиночной и связанной линий. Технический результат - увеличение направленности без усложнения конструкции направленного ответвителя. 11 ил.

Направленный ответвитель, состоящий из основной 43 и второстепенных - первой 44 и второй 45 распределенно связанных линий передач, при этом выводы второй и первой линий, которые расположены со сторон входа и выхода основной линии, подключены через балластные резисторы 47 и 46 к общей шине, в результате чего элементы 43, 44, 46 образуют противонаправленный, а элементы 43, 45, 47 - сонаправленный восьмиполюсники, отличающийся тем, что при электрической длине связи трех линий , где - геометрическая длина связи, а λ - длина волны в диэлектрике, ответвитель становится инверсным, когда при балластных резисторах, равных волновым сопротивлениям R стандартных подводящих трактов, на свободные выводы второй и первой линий ответвляются волны, распространяющиеся, соответственно, в прямом и обратном направлениях, при этом противонаправленный и сонаправленный восьмиполюсники описываются соответствующими им волновыми матрицами:

где ρ и r - нормированные по R электродинамические волновые сопротивления одиночной и связанной линий, соответственно, которые, в свою очередь, вычисляются по формулам:

при ρ⁺⁺ρ^+- = 1, где ρ⁺⁺, ρ^+- - волновые сопротивления связанных линий при их четном и нечетном возбуждении.