Способ формирования пар фазоманипулированных широкополосных сигналов с поляризационным кодированием с оптимальными апериодическими автокорреляционными и взаимокорреляционными функциями Российский патент 2023 года по МПК H04B7/204 

Изобретение относится к области радиосвязи и может быть использовано в широкополосных системах для передачи информации, оценки параметров канала распространения и выполнения процедур частотно-временной синхронизации.

В последние годы для увеличения пропускной способности систем радиосвязи в условиях жесткого дефицита радиочастотного спектра большое внимание уделяется разработке новых видов сложных широкополосных сигналов с поляризационным кодированием (ПК) элементов [1, 2].

Известен способ радиосвязи, приведенный в патенте US 6448941, H01Q 1/36 от 10.09.2002 г., в котором осуществляется скачкообразная перестройка поляризации сигнала несущей синхронно с псевдослучайной перестройкой несущей частоты, что достигается использованием на передающей и приемной сторонах идентичных антенн специальной конструкции; поляризационное состояние (поляризационная структура) элементов излучаемого сигнала зависит от частоты питающего напряжения и на длительности сигнала может принимать несколько заданных состояний.

У этого способа можно выделить несколько основных недостатков:

- жесткая связь поляризационного состояния элементов сигнала с частотой несущего колебания, что ограничивает количество возможных сигналов в ансамбле;

- необходимость антенн специальной конструкции, идентичных на передающей и приемной сторонах;

- неиспользование поляризационной избыточности сигнала для улучшения его корреляционных свойств.

В заявке US 2004/0114548 Н04В 7/204 от 17.06.2004 г. предложен способ использования сигнала с поляризационным кодированием, в котором также осуществляется скачкообразная перестройка поляризации сигнала несущей в соответствии с кодом псевдослучайной последовательности (ПСП). Этому способу присущ следующий недостаток - избыточность, которую вносит разнесение элементов сигнала по ортогональным поляризационным состояниям, используется только для разделения абонентов в системах связи и не используется для улучшения корреляционных свойств сигнала.

Вопросам повышения пропускной способности и помехозащищенности систем радиосвязи (СРС), использующих двоичные фазоманипулированные широкополосные сигналы (ФМШПС), без дополнительных затрат радиочастотного и энергетического ресурсов за счет применения метода поляризационного кодирования элементов указанных сигналов и дополнительной инверсной поляризационной манипуляции достаточно большое внимание уделяется в работах [1, 2, 3].

Широко известным является способ формирования двоичного фазоманипулированного широкополосного сигнала с ортогональным ПК, приведенный в статье [4].

Данный способ формирования фазоманипулированных широкополосных сигналов с поляризационным кодированием [4] заключается в следующем.

Известным образом формируют две псевдослучайные М-последовательности одинакового периода N [5], но с разными порождающими полиномами и

- Строят бинарную последовательность w_k=2d_k-1,

- Формируют последовательность длины N двумерных векторов p_k, согласно правилу (1):

- Последовательности w_k и р_k, поэлементно перемножают и формируют соответствующую последовательность произведений.

- Для текущего значения времени t из интервала периода 0≤t≤Nτ₀ двоичного ФМШПС с ортогональным ПК формируют значение векторной комплексной огибающей. При этом каждый k-й элемент последовательности произведений перемножают на соответствующий сформированный элементарный импульс единичной амплитуды длительностью τ₀.

В этом способе используют принцип дополнительной избыточности за счет ортогонального поляризационного кодирования элементов широкополосного фазоманипулированного сигнала в соответствии с двоичной псевдослучайной последовательностью, в том числе М-последовательностью.

Фазоманипулированный широкополосный сигнал с поляризационным кодированием [4] состоит из последовательности элементарных радиоимпульсов с начальными значениями фаз, определяемых кодом первой псевдослучайной последовательности (ПСП), и поляризационными состояниями, определяемыми кодом второй ПСП. При этом обе ПСП имеют одинаковую длину N.

Общее выражение, описывающее один период данного двоичного фазоманипулированного широкополосного радиосигнала с ортогональным ПК и дополнительной инверсной поляризационной манипуляцией, может быть представлено в виде [4]:

где - амплитуда сигнала; Р - средняя мощность сигнала;

N - период псевдослучайных последовательностей, используемых в качестве фазового и поляризационного кодов; - оператор, описывающий дополнительную инверсную поляризационную манипуляцию;

- единичный комплексный вектор-столбец (состоящий из двух элементов) [6], определяющий поляризацию k-го элементарного импульса (чипа) сигнала;

- прямоугольная огибающая элементарного радиоимпульса единичной амплитуды длительностью τ₀;

- несущая частота сигнала; - начальная фаза k-го элементарного импульса (d_l, d₂, …, d_N - код расширяющей спектр сигнала ПСП); - символ операции взятия реальной части;

Т₀=Nτ₀ - длительность периода ПСП.

Оператор при использовании согласованного поляризационного базиса [2] имеет матричное представление вида в отсутствие инверсии поляризационных состояний элементарных импульсов сигнала и - при ее наличии, где П₀, П₁ - матрицы Паули [7].

Вектор определяет состояние поляризации k-го элементарного импульса двоичного ФМШПС в соответствии с кодом поляризационной ПСП. Причем при использовании согласованного поляризационного базиса [2] это соответствие задается следующим образом:

где - символ соответствия; - символ операции транспонирования.

Так как сигнал (2) в радиотехническом смысле является узкополосным то для упрощения анализа его свойств целесообразно перейти к его комплексной огибающей [8, 9].

Полагая А=1 и вводя обозначения векторную комплексную огибающую одного периода двоичного ФМШПС с ортогональным ПК (2) можно представить в виде

где - бинарная кодовая последовательность, задающая закон фазовой манипуляции элементарных радиоимпульсов; - кодовая последовательность единичных векторов задающая закон поляризационной манипуляции элементарных радиоимпульсов; р_{1 k} и р_{2 k} - компоненты вектора в согласованном поляризационно-ортогональном базисе [2].

Решетчатая апериодическая автокорреляционная функция (АКФ) векторной комплексной огибающей S(t) двоичного ФМШПС с ортогональным ПК (3) имеет вид (4):

где - символ операции комплексного сопряжения.

Решетчатая апериодическая взаимокорреляционная функция (ВКФ) i-й и j-й комплексных огибающих S_i(t) и S_j(t) двоичных ФМШПС с ортогональным поляризационным кодированием с соответствующими кодовыми последовательностями имеет вид (5)

Существенным недостатком данного способа формирования двоичных ФМШПС с ортогональным ПК при фазовом и поляризационных кодах в виде М-последовательностей является то, что апериодические АКФ данных сигналов (4) имеют ненулевые боковые лепестки, а апериодические ВКФ (5) - ненулевые боковые и центральные лепестки.

Наиболее близким аналогом по технической сущности к предлагаемому является способ формирования фазоманипулированных широкополосных сигналов с поляризационным кодированием с оптимальными апериодическими автокорреляционными функциями по патенту RU 2776777, Н04В 7/204 [10], принятый за прототип.

Способ-прототип заключается в следующем.

1. Выбирают длину последовательности N=2^Р, где р=1, 2, ….

2. На основе обобщенных символических матриц Адамара [13] формируют последовательность Е-кода Велти [5, 8] длиной N=2^P, р=1, 2, …. с элементами алфавита α, β, γ, δ.

Для этого:

3. Строят первообразную квадратную матрицу второго порядка где α, β, γ, δ - элементы алфавита четверичного кода, удовлетворяющие правилу инверсии

где «-» - символ операции инверсии.

4. С использованием матрицы Е₂ строят квадратную блочную матрицу четвертого порядка в которой блоками являются матрицы Е₂.

5. В полученной матрице в соответствии с правилом инверсии в правом верхнем и правом нижнем блоках выполняется инверсия элементов: в верхнем блоке - всех элементов в правой половине блока, а в нижнем блоке - всех элементов в левой половине блока.

6. При необходимости с использованием в качестве блоков полученной в соответствии с правилом инверсии матрицы Е₄ строят квадратную блочную матрицу восьмого порядка

7. В полученной матрице Е₈ в соответствии с правилом инверсии в правом верхнем и правом нижнем блоках выполняется инверсия элементов: в верхнем блоке - всех элементов в правой половине блока, а в нижнем блоке -всех элементов в левой половине блока.

8. Описанная процедура рекурсивно повторяется для матриц порядка N=2^Р, р=1, 2, …, до тех пор, пока порядок матрицы не совпадет с выбранным значением длины последовательности.

9. При этом строки полученной матрицы являются последовательностями Е-кода Велти с требуемыми корреляционными свойствами.

10. На основе полученной последовательности Е-кода Велти с помощью таблицы соответствия 1 находят элементы кодовых последовательностей и

11. Найденные элементы кодовых последовательностей и поэлементно перемножают и формируют соответствующую последовательность произведений.

12. Для текущего значения времени t из интервала периода 0≤t≤Nτ₀ двоичного ФМШПС с ортогональным ПК формируют значение векторной комплексной огибающей. При этом каждый k-й элемент последовательности произведений перемножают на соответствующий сформированный элементарный импульс единичной амплитуды длительностью τ₀.

Полученная таким образом векторная комплексная огибающая S(t) двоичного ФМШПС с ортогональным поляризационным кодированием (3) имеет АКФ (4) с нулевыми боковыми лепестками.

Основные недостатки способа-прототипа заключаются в следующем. Во-первых, получаемые множества кодовых последовательностей и для формирования комплексных огибающих двоичных ФМШПС с ортогональным поляризационным кодированием ограничены периодами Во-вторых, при данном способе формирования двоичных ФМШПС с ортогональным поляризационным кодированием ВКФ любых пар несовпадающих комплексных огибающих этих сигналов имеют ненулевые боковые и центральные лепестки.

Задача заявляемого способа заключается в разработке процедуры формирования пар двоичных ФМШПС с ортогональным поляризационным кодированием на основе пар дополнительных последовательностей Е-кода Велти с периодами N=2^Р⋅10^q⋅26^r, где числа одновременно не равны нулю, у которых боковые лепестки АКФ и боковые и центральные лепестки ВКФ имеют нулевые уровни.

Для решения поставленной задачи в способе формирования пар фазоманипулированных широкополосных сигналов с поляризационным кодированием с оптимальными апериодическими автокорреляционными и взаимокорреляционными функциями, заключающемся в том, что формируют кодовые последовательности и i=1, 2 комплексных огибающих S₁(t) и S₂(t) двоичных ФМШПС с ортогональным поляризационным кодированием (ПК);

- последовательности и i=1, 2 поэлементно перемножают и формируют соответствующие последовательности произведений i=1, 2;

- для текущего значения времени t из интервала периода 0≤t≤Nτ₀ двоичного ФМШПС с ортогональным ПК одновременно формируют значения двух векторных комплексных огибающих, при этом каждый k-й элемент i-й последовательности произведений перемножают на соответствующий сформированный элементарный импульс единичной амплитуды длительностью τ₀, согласно изобретению,

- выбирают длину последовательностей N, представимую в виде N=2^Р⋅10^q⋅26^r, где числа одновременно не равны нулю;

- по выбранному значению числа N путем разложения его на множители 2, 10 и 26 находят числа р, q и r;

- в зависимости от полученных значений параметров р, q и r в соответствии с табличным правилом формирования символической матрицы Е на основе базовых матриц пар дополнительных последовательностей Е-кода Велти с использованием процедуры поблочного формирования символических матриц с элементами четверичного алфавита α, β, γ, δ предварительно формируют вспомогательные символические матрицы А, В и С;

- на основе вспомогательных символических матриц А, В и С с использованием процедуры поблочного формирования символических матриц находят символическую матрицу Е размера 2×N в соответствии с табличным правилом; при этом строки полученной матрицы Е образуют пару дополнительных последовательностей и Е-кода Велти с требуемыми корреляционными свойствами;

- на основе полученных дополнительных последовательностей и Е-кода Велти с помощью таблицы соответствия однозначно находят элементы кодовых последовательностей и

В отличие от способа-прототипа, реализованного на основе процедуры формирования обобщенных символических матриц Адамара [13], для решения поставленной задачи в заявляемом способе кодовые последовательности i=1, 2 комплексных огибающих S₁(t) и S₂(t) двоичных ФМШПС с ортогональным поляризационным кодированием (ПК) формируют следующим образом.

Формируют кодовые последовательности и i=1, 2 комплексных огибающих S₁(t) и S₂(t) двоичных ФМШПС с ортогональным поляризационным кодированием (ПК);

- последовательности и i=1, 2 поэлементно перемножают и формируют соответствующие последовательности произведений i=1, 2;

- для текущего значения времени t из интервала периода 0≤t≤Nτ₀ двоичного ФМШПС с ортогональным ПК одновременно формируют значения двух векторных комплексных огибающих, при этом каждый k-й элемент i-й последовательности произведений перемножают на соответствующий сформированный элементарный импульс единичной амплитуды длительностью τ₀, выбирают длину последовательностей N, представимую в виде N=2^Р⋅10^q⋅26^r, где числа одновременно не равны нулю;

- по выбранному значению числа N путем разложения его на множители 2, 10 и 26 находят числа р, q и r;

- на основе базовых матриц пар дополнительных последовательностей Е-кода Велти из таблицы 2 с использованием процедуры поблочного формирования символических матриц с элементами четверичного алфавита α, β, γ, δ, ставящей в соответствие символическим матрицам размера 2×n и размера символическую блочную матрицу размера согласно правилу:

где «-» - символ операции инверсии элементов матрицы в соответствии с правилом (6), и обозначаемой далее как формируют пару дополнительных последовательностей Е-кода Велти длиной N; для этого:

- если то формируют вспомогательную символическую матрицу А размера 2 х 2^Р, для чего из таблицы 2 берут базовую матрицу для N=2 и рекурсивно р-1 раз выполняют процедуру (7):

при р=1

- если q≠0, то формируют вспомогательную символическую матрицу В размера 2×10^q, для чего из таблицы 2 берут на каждом шаге произвольные базовые матрицы для N=10 и рекурсивно q-1 раз выполняют процедуру (7): ; при q=1

- если r≠0, то формируют вспомогательную символическую матрицу С размера 2×26^r, для чего из таблицы 2 берут на каждом шаге произвольные базовые матрицы для N=26 и рекурсивно r-1 раз выполняют процедуру (7): при r=1

- на основе вспомогательных символических матриц А, В и С с использованием процедуры (7) находят символическую матрицу Е размера 2×N согласно правилу, задаваемому таблицей 3;

- при этом строки полученной матрицы Е образуют пару дополнительных последовательностей и Е-кода Велти с требуемыми корреляционными свойствами;

- на основе полученных дополнительных последовательностей и Е-кода Велти с помощью таблицы соответствия 1 однозначно находят элементы кодовых последовательностей и

Предварительно строится пара дополнительных четверичных кодовых

последовательностей Е-кода Велти [5, 8] длиной N=2^Р⋅10^q⋅26^r, где числа одновременно не равны нулю [14]. Известно [5, 8], что дополнительные кодовые последовательности Е-кода Велти имеют апериодические АКФ с нулевым уровнем боковых лепестков и апериодические ВКФ с нулевым уровнем боковых и центральных лепестков, а все возможные произведения элементов последовательностей i=1, 2 вида принадлежат алфавиту этого кода [14]. Поэтому построенные на основе пар этих кодовых последовательностей пары ФМШПС с ПК будут обладать необходимыми корреляционными свойствами.

Заявляемый способ формирования пары дополнительных последовательностей Е-кода Велти заключается в следующем.

1. Выбирают длину последовательностей N, представимую в виде N=2^Р⋅10^q⋅26^r, где числа одновременно не равны нулю.

2. По выбранному значению числа N путем разложения его на множители 2, 10 и 26 находят числа р, q и r.

3. На основе базовых матриц пар дополнительных последовательностей Е-кода Велти таблицы 2 с использованием процедуры (7) поблочного формирования символических матриц с элементами четверичного алфавита α, β, γ, δ формируют пару дополнительных последовательностей Е-кода Велти длиной N.

Для этого:

4. Если р≠0, то формируют вспомогательную символическую матрицу А размера 2×2^P, для чего из таблицы 2 берут базовую матрицу для N=2 и рекурсивно р-1 раз выполняют процедуру (7): при р=1

5. Если q≠0, то формируют вспомогательную символическую матрицу В размера 2×10^q, для чего из таблицы 2 берут на каждом шаге произвольные базовые матрицы для N=10 и рекурсивно q-1 раз выполняют процедуру (7): при q=1

6. Если r≠0, то формируют вспомогательную символическую матрицу С размера 2×26^r, для чего из таблицы 2 берут на каждом шаге произвольные базовые матрицы для N=26 и рекурсивно r-1 раз выполняют процедуру (7): при r=1

7. На основе вспомогательных символических матриц А, В и С с использованием процедуры (7) находят символическую матрицу Е размера 2×N согласно правилу, задаваемому таблицей 3.

8. При этом строки полученной матрицы Е образуют пару дополнительных последовательностей и Е-кода Велти с требуемыми корреляционными свойствами.

9. На основе полученных дополнительных последовательностей и Е-кода Велти с помощью таблицы соответствия 1 однозначно находят элементы кодовых последовательностей и

10. Найденные последовательности и i=1, 2 поэлементно перемножают и формируют соответствующие последовательности произведений i=1, 2.

11. Для текущего значения времени t из интервала периода 0≤t≤Nτ₀ двоичного ФМШПС с ортогональным ПК одновременно формируют значения двух векторных комплексных огибающих, при этом каждый k-й элемент i-й последовательности произведений перемножают на соответствующий сформированный элементарный импульс единичной амплитуды длительностью τ₀.

В соответствии с данным правилом для пары двоичных ФМШПС с ортогональным ПК можно построить любую прямоугольную символическую матрицу Е размера 2×N, где N=2^Р⋅10^q⋅26^r, а числа одновременно не равны нулю. Как отмечалось ранее, решетчатые апериодические АКФ и ВКФ векторных комплексных огибающих двоичных ФМШПС с ортогональным ПК данной пары имеют оптимальный вид: АКФ с нулевыми боковыми лепестками, ВКФ - с нулевыми боковыми и центральными лепестками.

Предлагаемый способ реализуется устройством, структурная схема которого представлена на фиг. 1, где обозначено:

1 - блок управления (БУ);

2. - формирователь сигналов управления;

3. - рекурсивный генератор вспомогательных матриц А, В, С;

4. - формирователь матрицы Е;

5. - блок соответствия;

6. - поэлементный перемножитель;

7 - формирователь векторной комплексной огибающей.

Устройство содержит последовательно соединенные блок управления 1, формирователь сигналов управления 2, рекурсивный генератор вспомогательных матриц А, В, С 3, формирователь матрицы Е 4 и блок соответствия 5, два выхода которого соединены с соответствующими входами поэлементного перемножителя 6, выход которого соединен с входом формирователя векторной комплексной огибающей 7, выход которого является выходом устройства. Второй и третий выходы блока управления 1 соединены со вторыми входами рекурсивного генератора вспомогательных матриц А, В, С 3 и формирователя матрицы Е 4 соответственно. При этом все соединения блоков выполнены шинами. Вход блока управления 1 является входом устройства.

Работает устройство следующим образом.

Предварительно формируют начальные параметры устройства. Для этого выбирают необходимую длину последовательностей N, представимую в виде N=2^Р⋅10^q⋅26^r , где числа одновременно не равны нулю. Данное значение N в качестве управляющего сигнала подается на вход блока управления 1, в котором по выбранному значению N путем разложения его на множители 2, 10 и 26 находят числа р, q и г, и подают на вход формирователя сигналов управления 2, в котором выполняют их анализ и формируют соответствующие сигналы управления в соответствии с таблицей 3, которые определяют варианты формирования матрицы Е и подаются на первый вход блока 3. Со второго и третьего выходов блока управления 1 на вторые входы блоков 3 и 4 соответственно подаются сигналы управления, определяющие процедуру поблочного формирования символических матриц А, В, С и Е соответственно.

В блоке 1 определяется процедура поблочного формирования в блоке 3 матриц А, В, С с использованием соответствующих матриц таблицы 2. В блоке 1 определяется процедура формирования матрицы Е с учетом сформированных в блоке 3 вспомогательных матриц А, В и С. С выхода блока 3 на первый вход блока 4 поступают сформированные вспомогательные матрицы А, В, С.

С выхода блока 4 сформированная матрица Е подается на вход блока соответствия 5, в котором согласно таблице соответствия 1 на основе полученных дополнительных последовательностей и Е-кода Велти, являющихся строками матрицы Е, однозначно находят элементы кодовых последовательностей и которые подаются на первый и второй входы блока 6 соответственно, где выполняется операция их поэлементного перемножения. Результаты перемножения с выхода блока 6 подаются на вход блока 7, где выполняется операция вычисления векторных комплексных огибающих пар двоичных ФМШПС с ортогональным ПК с оптимальными корреляционными свойствами.

В качестве примера рассмотрим последовательность операций нахождения бинарных кодовых последовательностей и кодовых последовательностей единичных векторов i=1, 2 для N=40.

В данном случае р=2. q=1 и r=0. Находим вспомогательную символическую матрицу А:

В качестве вспомогательной символической матрицы В выбираем из таблицы 2 матрицу

В соответствии с правилом таблицы 3 для набора значений чисел р, q и r для данного случая найдем матрицу Е как

Таким образом, для N=40 получим следующую пару дополнительных кодовых последовательностей Е-кода Велти (первая и вторая строки матрицы Е):

На основании этих последовательностей с помощью таблицы соответствия 1 для произведений элементов кодовых последовательностей и i=1, 2 получаем:

На фиг. 2-4 представлены формы ненормированных решетчатых апериодических АКФ (4) и ВКФ (5) комплексных огибающих двоичных ФМШПС с ортогональным ПК (3) при использовании бинарных кодовых последовательностей и кодовых последовательностей единичных векторов на основе синтезированной в примере пары дополнительных кодовых последовательностей Е-кода Велти.

Видно, что форма АКФ каждой огибающей из пары имеет оптимальный вид. Также видно, что форма ВКФ пары огибающих имеет оптимальный вид.

Таким образом, достигается технический результат - формирование пар двоичных ФМШПС с поляризационным кодированием с оптимальными апериодическими автокорреляционными функциями, имеющими нулевые боковые лепестки, и оптимальными взаимокорреляционными функциями, имеющими нулевые боковые и центральные лепестки.

Сравнение заявляемого способа формирования пар фазоманипулированных широкополосных сигналов с поляризационным кодированием с оптимальными апериодическими автокорреляционными и взаимокорреляционными функциями с другими известными решениями в данной области техники не позволило выявить признаки, заявленные в отличительной части формулы изобретения.

Известно, что в современных радиотехнических системах часто используют цифровые сигналы. Вследствие этого в узлах устройства, реализующего заявляемый способ, целесообразно применять дискретные и цифровые сигналы. Для обработки таких сигналов наряду с аппаратными часто используют программные и вычислительные средства. В данном случае для реализации заявляемого способа разумно использовать стандартные процедуры матричного анализа [11, 15, 16, 17, 18], что позволяет применять высокопроизводительные специализированные цифровые сигнальные процессоры, например, (digital signal processor (DSP)) и быстродействующие программируемые логические интегральные схемы (ПЛИС, Field Programmable Gate Array (FPGA)), например, типов 1892BM3T (Multicore), 1892 ВМ10Я (NVcom), FPGA Virtex-7 и их перспективные версии [19, 20,21].

Литература.

1. Pat. 7310379 US, Int. C1.7 H04В 7/02. Polarization state techniques for wireless communications / S. Sibecas, C. Corral, S. Emami, G. Stratis, G. Rasor; Motorola, Inc. No 10/631430; Filed 31.07.2003; Pub. 18.12.2007.

2. Лукьянчиков В.Д., Ливенцев В.В. Способ повышения пропускной способности систем радиосвязи с шумоподобными сигналами // Изв. ВУЗов. Радиоэлектроника. 2007. Т. 50, №8. С. 22-35.

3. Ливенцев В.В. Анализ эффективности энергетического обнаружения широкополосных сигналов с поляризационным кодированием // Теория и техника радиосвязи: науч.-тех. сб. / АО «Концерн «Созвездие». 2007. Вып. 2. С. 21-29.

4. Зарубин B.C., Ливенцев В.В., Лукьянчиков В.Д., Прибытков Ю.Н. Спектральные характеристики фазоманипулированных широкополосных сигналов с поляризационным кодированием // Теория и техника радиосвязи: науч.-тех. сб. / АО «Концерн «Созвездие». - 2019. - Вып. 2. - С. 55-61.

5. Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами / Л.Е. Варакин. - М.: Радио и связь, 1985. - 384 с.

6. Козлов А.И., Логвин А.И., Сарычев В.А. Поляризация радиоволн. Поляризационная структура радиолокационных сигналов. М.: Радиотехника, 2005. 704 с.

7. Гусев К.Г., Филатов А.Д., Сополев А.П. Поляризационная модуляция. М.: Сов. радио, 1974. 288 с.

8. Варакин Л.Е. Теория сложных сигналов. М., изд-во «Советское радио», 1970, 376 с, С.50.

9. Гоноровский И.С. Радиотехнические цепи и сигналы: Учебник для вузов. - М.: Радио и связь, 1986. - 512 с., С. 104.

10. Патент RU 2776777, Н04В 7/204. Способ формирования фазоманипулированных широкополосных сигналов с поляризационным кодированием с оптимальными апериодическими автокорреляционными функциями (Прототип).

11. G.H. Golub, C.F. Van Loan. Matrix computations, The Johns Hopkins University Press, Baltimore, 2013. 756 p.

12. Варакин Л.Е. Теория сложных сигналов. М., изд-во «Советское радио», 1970, 376 с. (С. 257-261).

13. Литюк В.И., Литюк Л.В. Методы цифровой многопроцессорной обработки ансамблей радиосигналов. - М., СОЛОН-ПРЕСС, 2007. - 592 с.: - (серия «Библиотека инженера» (С. 396-398).

14. Luke H.D. Sets of one and higher dimensional Welti codes and complementary codes // IEEE Trans. Aerospace and Electronic Systems. 1985. V. AES-21.N2. P. 170-179.

15. Куприянов M.C., Матюшкин Б.Д. Цифровая обработка сигналов: процессоры, алгоритмы, средства проектирования / М.С. Куприянов, Б.Д. Матюшкин. - Спб: Политехника, 1999. - 592 с.

16. Гантмахер Ф.Р. Теория матриц. 4-е издание. М.: Наука, 1988. - 552 с.

17. Беллман Р. Введение в теорию матриц. 2-е издание: Пер. с англ. М.: Наука, 1976. - 352 с.

18. Хорн Р., Джонсон Ч. Матричный анализ: Пер. с англ. М.: Мир, 1989. - 655 с.

19. Максфилл К. Проектирование на ПЛИС.Курс молодого бойца / К. Максфилл. - М.: Издательский дом «Додэка XXI», 2007. - 408 с.

20. Бродин В.Б., Калинин А.В. Системы на микроконтроллерах и БИС программируемой логики / В.Б. Бродин, А.В. Калинин. - М.: Издательство ЭКОМ, 2002. - 400 с.

21. Грушвицкий Р.И., Мурсаев А.Х., Угрюмов ЕЛ. Проектирование систем на микросхемах программируемой логики / Р.И. Грушвицкий, А.Х. Мурсаев., Е.П. Угрюмов. - СПб: БХВ-Петербург, 2002. - 608 с.

Изобретение относится к области радиосвязи и может быть использовано в широкополосных системах для передачи информации, оценки параметров канала распространения и выполнения процедур частотно-временной синхронизации. Техническим результатом является формирование пар двоичных фазоманипулированных широкополосных сигналов (ФМШПС) с поляризационным кодированием с оптимальными апериодическими автокорреляционными функциями, имеющими нулевые боковые лепестки, и оптимальными взаимокорреляционными функциями, имеющими нулевые боковые и центральные лепестки. Упомянутый технический результат достигается тем, что в заявляемый способ включена процедура формирования оригинальных фазовых и поляризационных кодовых последовательностей для двоичных ФМШПС с ортогональным поляризационным кодированием (ПК). Таким образом, сформированные двоичные ФМШПС с ортогональным ПК имеют оптимальные апериодические АКФ и ВКФ. 4 ил.

Способ формирования пар фазоманипулированных широкополосных сигналов (ФМШПС) с поляризационным кодированием с оптимальными апериодическими автокорреляционными и взаимокорреляционными функциями, заключающийся в том, что формируют кодовые последовательности и , комплексных огибающих и двоичных ФМШПС с ортогональным поляризационным кодированием (ПК);

- последовательности и , поэлементно перемножают и формируют соответствующие последовательности произведений , , ;

- для текущего значения времени из интервала периода двоичного ФМШПС с ортогональным ПК одновременно формируют значения двух векторных комплексных огибающих, при этом каждый -й элемент -й последовательности произведений перемножают на соответствующий сформированный элементарный импульс единичной амплитуды длительностью , отличающийся тем, что

- выбирают длину последовательностей , представимую в виде , где числа одновременно не равны нулю;

- по выбранному значению числа путем разложения его на множители 2, 10 и 26 находят числа , и ;

- в зависимости от полученных значений параметров , и в соответствии с табличным правилом формирования символической матрицы на основе базовых матриц пар дополнительных последовательностей Е-кода Велти с использованием процедуры поблочного формирования символических матриц с элементами четверичного алфавита предварительно формируют вспомогательные символические матрицы А, В и С;

- на основе вспомогательных символических матриц , и с использованием процедуры поблочного формирования символических матриц находят символическую матрицу размера в соответствии с табличным правилом; при этом строки полученной матрицы образуют пару дополнительных последовательностей и Е-кода Велти с требуемыми корреляционными свойствами;

- на основе полученных дополнительных последовательностей и Е-кода Велти с помощью таблицы соответствия однозначно находят элементы кодовых последовательностей , и , .