УСТРОЙСТВО И СПОСОБ РАСПРЕДЕЛЕНИЯ РЕСУРСОВ ВО ВРЕМЕННОЙ ОБЛАСТИ НА ОСНОВЕ ИХ АГРЕГИРОВАНИЯ Российский патент 2023 года по МПК H04W72/04 H04B1/713 

ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ, К КОТОРОЙ ОТНОСИТСЯ ИЗОБРЕТЕНИЕ

Настоящее изобретение относится, в общем, к беспроводной связи с использованием усовершенствованных опорных сигналов демодуляции (DMRS) и, более конкретно, к устройствам и способам распределения ресурсов во временной области на основе их агрегирования.

ПРЕДШЕСТВУЮЩИЙ УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ

На современном этапе имеет место все более и более активное развертывание сетей беспроводной связи 5^го поколения (5G) стандарта New Radio (NR), преимущества и возможности которых широко известны.

На базовых станциях (Transmission-Reception Point, TRP) в системе 5G NR используются сложные антенные решетки, содержащие множественные приемопередающие антенные элементы, которые позволяют эффективно реализовать технологию MIMO

("многоканальный вход - многоканальный выход"), когда для передачи данных (например, физического нисходящего совместно используемого канала данных (PDSCH)) формируется ряд параллельно передаваемых пространственных MIMO-потоков или слоев (MIMO-1ayers).

Цифровой сигнал передается или принимается с помощью одного или нескольких цифровых портов, соединенных с антенными элементами базовой станции, с помощью радиочастотного блока, выполняющего функцию преобразования цифрового сигнала в аналоговый и обратно. Так, для диапазона частот 3.5 ГГц могут задействоваться до 64 цифровых антенных портов, позволяющих на базовых станциях использовать различные схемы пространственной цифровой обработки сигнала. Например, с помощью технологии пространственного мультиплексирования (SM) обеспечивается возможность повторного использования одних и тех же частотно-временных ресурсов для передачи множественных сигналов (MIMO-потоков) на одно или несколько пользовательских устройств (UE), а с помощью технологии адаптивного формирования диаграммы направленности (beamforming) обеспечивается динамическое

фокусирование энергии передаваемого сигнала в одном или более заданных направлениях. За счет применения передовых методов модуляции, таких как модуляция с ортогональным частотным разделением (OFDM), обеспечивается эффективная широкополосная передача сигнала. OFDM обеспечивает ортогональность сигналов, одновременно передаваемых на разных поднесущих (т.е. ортогональность в частотной области). Пространственные MIMO-потоки в общем случае не ортогональны, и сигналы, передаваемые в различных MIMO-потоках, создают взаимные помехи на стороне приемника. Для уменьшения взаимных помех, как правило, и применяются различные техники адаптивного формирования диаграммы направленности на передатчике и приемнике.

Соответственно, передаваемые MIMO-потоки надлежащим образом принимаются пользовательскими устройствами, которыми указанные технологии также поддерживаются.

Множественные MIMO-потоки, передаваемые с базовой станции, могут все предназначаться одному UE, и в этом случае речь идет об однопользовательском режиме MIMO (SU-MIMO), либо могут предназначаться разным UE, и в этом случае речь идет о многопользовательском режиме MIMO (MU-MIMO).

Для обеспечения связи между различными устройствами в системе 5G NR, в том числе между базовыми станциями и пользовательскими устройствами, используются специализированные опорные сигналы (RS). Одним из таких опорных сигналов является опорный сигнал демодуляции (DMRS). DMRS-сигналы передаются только в составе соответствующего физического канала (в частности, следующих физических каналов данных: PDSCH и физического восходящего совместно используемого канала данных (PUSCH)). Таким образом, они не являются непрерывно или периодически передаваемыми опорными сигналами, с которыми связана дополнительная нагрузка на пропускную способность. Более конкретно, разный DMRS-сигнал передается вместе с каждым из пространственных MIMO-потоков PDSCH/PUSCH, одновременно

передаваемых соответствующей передающей стороной; помимо этого, в отношении DMRS-сигнала используется та же самая адаптивная пространственная обработка сигнала (precoding). С каждым DMRS-сигналом в системе связи 5G NR связан уникальный индекс (номер), именуемый DMRS-портом. Таким образом, к примеру, к каждому пространственному MIMO-потоку PDSCH, передаваемому от TRP в системе связи 5G NR, однозначно привязан DMRS-порт; следовательно, количество MIMO-слоев равно количеству DMRS-портов.

Последовательность передачи множественных пространственных MIMO-потоков совместно с DMRS-сигналами проиллюстрирована на Фиг. 1.

На Фиг. 1 представлена упрощенная схема пространственной обработки на передатчике, где на первом этапе осуществляется адаптивная цифровая пространственная обработка сигнала, преобразующая входной сигнал MIMO-потоков в сигнал цифровых антенных портов. При этом соответствующая пространственная обработка в OFDM-системах может проводиться в частотной области, что позволяет обеспечить гибкое формирование различных диаграмм направленности на различных поднесущих. После процедуры цифровой пространственной обработки применяется процедура аналогового формирования луча, преобразующая входной сигнал цифрового порта в сигналы физических антенн подрешетки. Данная пространственная обработка сигнала проводится во временной области для всего OFDM-сигнала, что накладывает ограничения на количество одновременно формируемых лучей.

Основным назначением DMRS-сигналов является обеспечение когерентного приема физических каналов данных (PDSCH и PUSCH). Более конкретно, в ходе прохождения через канал связи каждый из переданных MIMO-потоков подвергается разного рода искажениям, и для корректного приема данного MIMO-потока на стороне приемника осуществляется процедура оценки канала (channel estimation), алгоритмы которой используют соответствующий данному MIMO-потоку DMRS-сигнал. Оценка канала является важнейшей процедурой в системе связи 5G NR, и ее надежность имеет исключительную роль. В связи с этим, большую важность имеет качественный прием DMRS-сигналов на приемной стороне.

Для одновременной передачи множественных DMRS-сигналов соответствующих MIMO-слоев в системе связи 5G NR применяется надлежащее их мультиплексирование по ресурсным элементам (RE). В контексте мультиплексирования DMRS-сигналов в системе связи 5G NR поддерживаются два типа структур DMRS: структура DMRS Типа 1 (Туре 1) и структура DMRS Типа 2 (Туре 2), которые проиллюстрированы на сетке ресурсных элементов на Фиг. 2а и 2b, где каждый RE определяется поднесущей в частотной области и OFDM-символом во временной области.

Прежде всего, поднесущие в частотной области подразделяются по CDM-группам. Для структуры Типа 1 определены две CDM-группы, и в этом случае распределение поднесущих в частотной области имеет равномерный характер, т.е. расстояние между поднесущими разных CDM-групп всегда одинаковое (см. Фиг. 2а). CDM-группы индексируются индексом Δ. Далее, в каждой из двух CDM-групп DMRS-сигналы мультиплексируются посредством применения ортогональных кодов (ОСС) в частотной области (FD) длины 2 и ОСС во временной области (TD) длины 2. У каждого из FD-OCC и у каждого из TD-OCC также есть свой индекс. Таким образом, в структуре Типа 1 мультиплексируются 8 DMRS-сигналов: 2 CDM-группы × 2 FD-OCC длины 2×2 TD-OCC длины 2, т.е. определены 8 DMRS-портов для соответствующих 8 параллельных пространственных MIMO-потоков.

Для структуры Типа 2 определены три CDM-группы с неравномерным распределением в частотной области (см. Фиг. 2b). Далее, в каждой из трех CDM-групп DMRS-сигналы мультиплексируются опять же посредством применения FD-OCC длины 2 и TD-OCC длины 2. Таким образом, в структуре Типа 2 мультиплексируются 12 DMRS-сигналов: 3 CDM-группы × 2 FD-OCC длины 2×2 TD-OCC длины 2, т.е. определены 12 DMRS-портов для соответствующих 12 пространственных MIMO-потоков.

Следовательно, в системе связи 5G NR поддерживается максимум 12 пространственных MIMO-потоков на стороне TRP.

Необходимо подчеркнуть, что мультиплексированные DMRS-сигналы в каждой CDM-группе как структуры Типа 1, так и структуры Типа 2 являются ортогональными, т.е. не создают взаимных помех. Ортогональность в рассматриваемом случае имеет исключительную важность для корректного приема DMRS-сигналов и, следовательно, надежной оценки канала.

Здесь следует отметить, что, хотя, как следует из вышесказанного, на стороне базовой станции в общем поддерживается до 12 MIMO-потоков, в режиме SU-MIMO поддерживается максимум 8 MIMO-потоков, т.е. на одно UE единовременно может передаваться не более 8 MIMO-потоков. Помимо этого, в системе связи 5G NR предусмотрено полустатическое переключение между структурами DMRS Типа 1 и Типа 2, реализуемое посредством сигнализации управления радиоресурсами (RRC), когда нужно соответственно увеличить или уменьшить максимальное число передаваемых MIMO-потоков; иными словами, их число до передачи априорно не известно. Таким образом, UE должно заблаговременно знать, какие DMRS-порты использовать для приема нисходящего (DL) канала данных, а также для передачи восходящего (UL) канала данных.

Общая схема информирования пользовательского устройства (UE) об используемых DMRS-портах в системе 5G NR приведена на Фиг. 3.

Согласно Фиг. 3, изначально от TRP к UE передается физический нисходящий канал управления (PDCCH), несущий служебное сообщение в виде информации управления нисходящей линии связи (DCI). В DCI пользовательскому устройству сообщается о параметрах передачи сигнала PDSCH/PUSCH, выбранных планировщиком на стороне TRP, прежде всего - о том, что в пользовательское устройство запланирована передача PDSCH. Также в DCI на UE передаются сведения о номерах DMRS-портов, которые должны использоваться для демодуляции запланированного количества MIMO-потоков PDSCH, а также для планирования передачи PUSCH. Кроме того, в DCI может включаться и другая служебная информация, например, сведения о схеме модуляции и кодирования (MCS), распределении ресурсов частотной области (FDRA), адаптивной пространственной обработке сигнала и т.п.

Вышеописанное информирование является относительно быстрым (в плане низких задержек), поскольку осуществляется на физическом уровне в компактном DCI-сообщении. В то же время, данная компактность подразумевает жесткое ограничение на общее количество бит в DCI-сообщении (не более 50-70 бит в системе 5G NR), и, следовательно, сведения об используемых DMRS-портах должны кодироваться в DCI с минимизацией расхода битов.

На Фиг. 4а, 4b проиллюстрирован используемый в системе 5G NR подход к организации данных для реализации информирования UE о DMRS-портах, подлежащих использованию. В соответствии с вышеописанным мультиплексированием, с каждым DMRS-портом может быть связан уникальный набор из индекса CDM-группы, FD-OCC и TD-ОСС. Следует отметить, что понятие 'DMRS-порт' зачастую непосредственно относят к уникальной комбинации CDM-группы, FD-OCC и TD-OCC. На Фиг. 4а соответствие номера DMRS-порта комбинации вышеназванных параметров показано в виде таблицы для DMRS Типа 1. Для этого типа DMRS, где на стороне UE могут использоваться не более четырех DMRS-портов (т.е. UE может единовременно принимать или передавать не более 4 пространственных MIMO-потоков физического канала данных), Фиг. 4b иллюстрирует в виде таблицы кодирование комбинации DMRS-портов для использования (правый столбец) с помощью поставленного ей в однозначное соответствие кодового параметра (левый столбец). Именно значение такого кодового параметра и передается из TRP в составе DCI в UE для информирования UE о конкретной комбинации DMRS-портов, которая должна использоваться для PDSCH или для PUSCH. Здесь следует отметить, что нотация индексов '0', '1', '2', '3' DMRS-портов, используемая в правом столбце таблицы на Фиг. 4b, соответственно эквивалентна нотации индексов '1000', '1001', '1002', '1003' DMRS-портов, используемой в левом столбце таблицы на Фиг. 4а; указанные нотации могут использоваться взаимозаменяемо в настоящей заявке понятным для специалиста образом.

В отношении среднего столбца в таблице на Фиг. 4b следует отметить, что OFDM-символы, выделяемые для передачи DMRS-сигналов, могут быть частично использованы для передачи физического канала данных (PDSCH или PUSCH). В частности, кодовому параметру информирования UE о комбинации DMRS-портов согласно Фиг. 4b ставится в соответствие число CDM-групп, не используемых для передачи данных. Например, для кодового параметра, равного '0', первая CDM-группа OFDM-символа DMRS должна быть использована для передачи DMRS, в то время как вторая CDM-группа - для передачи физического канала данных (PDSCH). Для кодового параметра, равного '3', физический канал данных на OFDM-символе, выделенном для DMRS, не передается. При этом, первая и вторая CDM-группы используются для передачи DMRS для двух или более пользователей. Мультиплексирование DMRS с каналом данных в одном OFDM-символе позволяет снизить накладные затраты, связанные с передачей DMRS.

Фиг. 5а-5с иллюстрируют способы выделения временных ресурсов в системе беспроводной связи 5G NR на физическом уровне.

Система 5G NR поддерживает два типа схем выделения временных ресурсов для передачи физического канала данных: Туре А и Туре В. На Фиг. 5а представлен первый подход (Туре А), минимальной единицей выделения временных ресурсов для передачи PDSCH в котором является один слот нисходящей линии связи (DL-слот), состоящий из 14 OFDM-символов. Иллюстрация на Фиг. 5а приведена для используемого в 5G NR частотного диапазона с частотой несущей около 3.5 ГГц. Аналогично, минимальной единицей выделения временных ресурсов для передачи PUSCH является один слот (UL-слот). Туре А характеризуется ограниченной возможностью варьирования стартового OFDM-символа (от 0-го до 3-го) канала данных внутри слота.

На Фиг. 5b проиллюстрирован пример распределения временных ресурсов по схеме Туре А на большем временном интервале. Каждый кадр длительностью 10 мс в системе разбивается на ряд периодов "нисходящей передачи - восходящей передачи" (DL/UL-периодов), каждый из которых включает в себя соответствующее количество DL-слотов и UL-слотов, разделенных защитным интервалом для обеспечения возможности переключения между DL и UL. Как видно из иллюстраций на Фиг. 5а, 5b, в каждом DL/UL-слоте выделены OFDM-символы для передачи физического канала управления и DMRS-сигналов. Следует отметить, что соотношение между количеством DL-слотов и UL-слотов в DL/UL-периоде является гибко настраиваемым.

Туре А обычно используется для расширенного мобильного широкополосного (еМВВ) трафика, что соответствует, например, обычному Интернет-трафику в смартфонах.

На Фиг. 5 с проиллюстрирован другой из используемых в 5G NR типов выделения временных ресурсов, а именно, Туре В, минимальной единицей выделения временных ресурсов которого является минислот.В данном случае внутри слота пользователю могут быть выделены одна или более передач PDSCH, каждая длительностью в один минислот, составляющий 2 (как показано на Фиг. 5с), 4 или 7 OFDM-символов. В типичном случае с каждой из таких передач PDSCH связан нисходящий физический канал управления (DL-ctrl), каждый минислот также содержит DMRS-сигналы (на Фиг. 5с не показаны). То же самое справедливо и в отношении передач PUSCH. Данный тип, в частности, характеризуется большей гибкостью варьирования стартового символа канала данных (от 0-го до 12-го) внутри слота. Сведения о стартовых символах минислотов PDSCH сообщаются UE в DL-ctrl.

Туре В обычно используется для трафика сверхнадежной связи с малыми задержками (URLLC), который по большей части применяется для связи в промышленных приложениях (к примеру, между роботами и т.п.), где требования к достоверности/надежности и к задержке являются высокими.

Следует еще раз отметить, что показанные конфигурации кадра, слота, минислота являются в 5G NR в достаточной степени гибкими, и Фиг. 5а-5с приведены лишь в качестве иллюстрации для обеспечения исчерпывающего понимания настоящей заявки.

Наконец, хотя, в соответствии с вышеприведенным изложением, DMRS-сигналы, передаваемые с одной базовой станции, являются ортогональными, т.е. они не оказывают помех друг другу в пределах соты, обслуживаемой базовой станцией, тем не менее, ортогональность между DMRS-сигналами соседних сот изначально отсутствует, что может приводить к взаимным помехам на границах сот. Для рандомизации помех, в отношении DMRS-сигналов, передаваемых с базовой станции, также выполняется квадратурная фазовая модуляция (QPSK-модуляция). В системе 5G NR QPSK-модуляция осуществляется посредством последовательности Голда (Gold) длины 31 с инициализацией, общей по CDM-группам или индивидуальной для каждой CDM-группы. В последнем случае два начальных инициализирующих значения (seed) конфигурируются для каждой базовой станции посредством сигнализации RRC и динамически сообщаются UE посредством DCI для последующей демодуляции. Таким образом, наборы инициализирующих значений являются разными для разных TRP, чем обеспечивается различие DMRS-сигналов, передаваемых разными TRP. Следует отметить, что аналогичная процедура применяется и в UL для рандомизации взаимных помех между DMRS-сигналами от пользователей, обслуживаемых соседними TRP.

Аспекты функционирования систем беспроводной связи 5G NR, кратко описанные выше, детально раскрыты в спецификациях TS 38.211, 38.212 "NR; Physical channels and modulation", v17.3.0, 2022-09-21, 3gpp.org, которые во всей своей полноте включены в настоящее описание посредством ссылки.

Хотя развертывание систем 5G NR в мире только начинает набирать обороты, уже сейчас ведутся активные исследования в различных направлениях по стандартизации систем беспроводной связи следующего поколения, т.н. 6G, которые буду обладать характеристиками, превосходящими 5G NR.

В частности, для рабочего диапазона 6G 10-12 ГГц (UPPER MID BAND) на базовых станциях (TRP) планируется поддержка сверхбольших антенных решеток, с не менее 1024 антенными элементами, гибридным аналоговым и цифровым формированием диаграммы направленности с большим количеством антенных портов (≥128). Таким образом, с поддержкой, в частности, до 64 одновременно передаваемых пространственных MIMO-потоков в системах связи UPPER MID BAND диапазона концепция радиоинтерфейса со сверхбольшой антенной решеткой (Massive MIM0) будет выведена на принципиально новый уровень.

В 6G планируется поддержка набора опорных сигналов, аналогичного используемому в 5G NR, таких как DM-RS, CSI-RS, SRS, PT-RS, PSS/SSS. Подробности касаемо указанных RS приведены в вышеупомянутых спецификациях. В то же время, подходы к работе с опорными сигналами, применяемые в 5G NR, далеко не всегда могут быть экстраполированы на системы беспроводной связи следующего поколения.

В частности, вышеописанные структуры DMRS, используемые в системах 5G NR, могут обеспечить мультиплексирование максимум 12 DMRS-сигналов, тогда как в системе 6G должна быть обеспечена параллельная передача не менее 64 пространственных MIMO-каналов и, соответственно, 64 DMRS-сигналов. Иными словами, имеющиеся структуры DMRS не могут обеспечить мультиплексирование требующегося для 6G количества DMRS-сигналов.

Затем, как было сказано ранее со ссылкой на Фиг. 2а, 2b, для структуры DMRS Типа 2 характерно неравномерное распределение поднесущих в частотной области, в отличие от равномерного характера структуры Типа 1. Для этих двух типов структуры DMRS используются значительно отличающиеся алгоритмы оценки канала, при том, что для алгоритма неравномерной структуры Типа 2 характерна более высокая сложность. Это не является серьезной проблемой для относительно небольшого количества DMRS-портов в 5G NR, однако может оказаться неприемлемым для существенно большего их числа в 6G, поскольку сложность алгоритма оценки канала в случае вышеуказанной неравномерности в значительной мере возрастает.

Далее, при возникновении необходимости регулирования плотности структуры DMRS в частотной области (в связи с регулированием количества доступных DMRS-портов) в системе связи 5G NR осуществляется соответствующее переключение между структурами Типа 1 и Типа 2, с которыми связаны различные алгоритмы оценки канала, отличающиеся в том числе по сложности. При том, что данное переключение, как было сказано ранее, имеет полустатический характер, т.е. динамическое переключение между структурами Типа 1 и Типа 2 в 5G NR не поддерживается. Иными словами, имеет место весьма ограниченная гибкость адаптации структуры DMRS, с переключением между фактически несогласованными типами структур. В 6G реализация такого подхода привела бы к неприемлемому возрастанию сложности на стороне приемника.

Таким образом, существует актуальная потребность в разработке новой структуры DMRS для систем беспроводной связи следующего поколения (в т.ч. 6G), которая бы удовлетворяла следующим проектным требованиям:

поддержка большего количества портов DMRS (вплоть до 64);

адаптируемость структуры DMRS в зависимости от требований пропускной способности, с возможностью варьирования ее плотности по частоте и времени без модификации самой структуры DMRS;

поддержание низкой сложности алгоритма оценки канала.

При проектировании данной структуры DMRS необходимо учесть, что ввиду вышеуказанного требования по увеличению ее емкости (возможности мультиплексирования большего числа DMRS-сигналов для соответствующего большего числа MIMO-каналов), такая структура будет включать в себя большее количество RE, в том числе - занимать большее количество OFDM-символов во временной области. Если использовать при этом распределение временных ресурсов, аналогичное 5G NR, то характерная для 5G NR относительно высокая частота передачи DMRS неминуемо приведет к нежелательному увеличению служебной нагрузки в случае более емкой структуры DMRS.

В уровне техники известны технические решения, относящиеся к распределению ресурсов во временной области для перспективных систем связи. Такие технические решения предложены, в частности, в US 11297635, US 10560934, CN 110121849.

В US 112 97 635 предложен способ группирования минислотов в основанной на OFDM системе беспроводной связи, согласно которому минислоты агрегируются для повышения вероятности успешного приема посредством повторной передачи заданного блока данных. При этом могут агрегироваться минислоты, которые являются смежными по времени и/или частоте, также могут агрегироваться минислоты из разных слотов. Недостатком предложенного в US 11297635 подхода в рассматриваемом контексте является невозможность использовать данный подход для решения вышеуказанной проблемы служебной нагрузки, связанной с DMRS.

В US 10560934 предложено агрегирование интервалов времени передачи (TTI) для нисходящей (DL) связи. Базовая станция может определить, что нужно обеспечить агрегирование TTI для DL связи для по меньшей мере одной несущей беспроводной линии связи. Базовая станция может выдать на пользовательское устройство указание касаемо обеспечения агрегирования TTI для DL связи для упомянутой определенной несущей(их) беспроводной линии связи. Базовая станция может впоследствии осуществлять основывающиеся на агрегации TTI нисходящие передачи на пользовательское устройство по упомянутой определенной несущей(им). Данным подходом согласно US 10560934 обеспечивается улучшение DL радиопокрытия PDSCH из расчета на компонентную несущую. В то же время, основным его недостатком является то, что структура PDSCH остается без изменений и, следовательно, проблема служебной нагрузки, связанной с DMRS, не может быть решена на основе данного подхода для систем связи следующего поколения, включая 6G с массивным MIMO и функционированием в UPPER MID BAND.

В соответствии с подходом, предложенным в CN 11012184 9, первое устройство может исключить в по меньшей мере двух минислотах первый тип данных или информации управления с заменой на второй тип данных или информации управления. При этом, первое устройство может агрегировать эти по меньшей мере два минислота в пределах подкадра, причем подкадр может включать в себя часть для переноса информации положительного квитирования (АСК) / отрицательного квитирования (NACK), ассоциированной со вторым типом данных или информации управления, и первое устройство может сообщаться с UE в течение упомянутых по меньшей мере двух минислотов в подкадре. Второе устройство может принимать информацию ACK/NACK, ассоциированную со вторым типом данных или информации управления, и второе устройство может снизить мощность передачи для первого типа данных или информации управления в течение последующего подкадра, когда информация ACK/NACK указывает отрицательное квитирование. Недостатки подхода, предложенного в CN 11012184 9, заключаются в том, что позиция DMRS (при наличии) является фиксированной в слоте, а также в том, что подразумевается одна и та же плотность DMRS, тогда как для решений планировщика в системах связи следующего поколения возможно варьирование структуры DMRS.

СУЩНОСТИ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Задачей настоящего изобретения является создание методик распределения ресурсов временной области для широкополосной передачи данных, которые позволили бы избежать указанных негативных эффектов, прежде всего - увеличения служебной нагрузки, связанной с DMRS.

В контексте решения данной задачи, согласно первому аспекту настоящего изобретения предложен способ выделения ресурсов во временной области, осуществляемый на базовой станции (TRP) в системе беспроводной связи. TRP выполнена с возможностью поддерживать одновременную передачу множества пространственных MIMO-потоков для передачи данных, причем с каждым из множества MIMO-потоков связан отличающийся от других опорный сигнал демодуляции (DMRS-сигнал).

Предложенный способ содержит этапы, на которых, в части периода "нисходящей передачи - восходящей передачи" (DL/UL-периода) кадра, соответствующей DL-передаче (DL-части): выделяют заданное число смежных OFDM-символов для передачи нисходящего канала управления; формируют DL блок временных интервалов, содержащий целое число смежных временных интервалов, причем каждый временной интервал включает в себя заданное количество OFDM-символов, при этом нисходящий канал управления относится ко всему DL блоку временных интервалов; выделяют по меньшей мере один DL подблок OFDM-символов для передачи DMRS-сигналов (DL DMRS-подблок) для требуемого числа MIMO-потоков нисходящего физического совместно используемого канала данных (PDSCH); и выделяют в DL блоке временных интервалов OFDM-символы для передачи PDSCH. Способ также содержит этап, на котором выделяют DL блок временных интервалов для DL-передачи. При этом, в нисходящем канале управления переносится служебная информация, включающая в себя, по меньшей мере, указание начала DL блока временных интервалов и длительность DL блока временных интервалов. Предпочтительно длительность кадра составляет 10 мс, при этом кадр содержит множество DL/UL-периодов и длительность DL/UL-периода задается базовой станцией.

Нисходящим каналом управления предпочтительно является физический нисходящий канал управления (PDCCH), и служебная информация представлена в виде информации управления нисходящей линии связи (DCI), переносимой в PDCCH, при этом указанием начала DL блока временных интервалов предпочтительно является указание стартового OFDM-символа DL блока временных интервалов.

Согласно варианту осуществления настоящего изобретения, временным интервалом является слот, содержащий 12 или 14 OFDM-символов. При этом, OFDM-символы, выделенные для передачи нисходящего канала управления, могут быть начальными OFDM-символами первого слота DL блока слотов. Более того, DL блок слотов может включать в себя упомянутый по меньшей мере один DL DMRS-подблок, причем первый DL DMRS-подблок из этого по меньшей мере одного DL DMRS-подблока может быть смежным с OFDM-символами, выделенными для передачи нисходящего канала управления. Указанием начала DL блока слотов может быть указание стартового слота DL блока слотов.

В соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения, упомянутый по меньшей мере один DL DMRS-подблок представляет собой совокупность DL DMRS-подблоков, отделенных друг от друга DL периодом из регулируемого количества OFDM-символов, при этом служебная информация дополнительно включает в себя DL период. DL период является регулируемым на TRP. При этом, количество ресурсов, выделяемых для передачи DMRS-сигналов в первом DL DMRS-подблоке упомянутой совокупности, может быть больше количества ресурсов, выделяемых для передачи DMRS-сигналов в каждом из последующих DL DMRS-подблоков упомянутой совокупности, так что количество OFDM-символов этого последующего DL DMRS-подблока меньше количества OFDM-символов первого DL DMRS-подблока.

Согласно варианту осуществления настоящего изобретения, временным интервалом является минислот, при этом минислот может содержать 1, 2, 4 или 7 OFDM-символов. При этом, границы, по меньшей мере, первого DL DMRS-подблока упомянутого по меньшей мере одного DL DMRS-подблока во временной области могут быть выровнены по границам минислота.

В соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения, предложенный способ дополнительно содержит этап, на котором выполняют, в отношении данных, подлежащих передаче в OFDM-символах, выделенных для PDSCH в DL блоке временных интервалов, канальное кодирование и получают кодовые блоки, представляющие закодированные данные. Количество и длину кодовых блоков выбирают согласно длительности временного интервала так, чтобы, при выделении частотно-временных ресурсов для каждой совокупности кодовых блоков в упомянутом количестве, границы данной совокупности во временной области были выровнены по границам временного интервала в DL блоке временных интервалов. Канальным кодированием предпочтительно является кодирование LDPC, при этом количество и длину кодовых блоков выбирают согласно количеству доступных ресурсных элементов (RE) во временном интервале, используемой модуляции и скорости кодирования.

Согласно варианту осуществления настоящего изобретения, DL/UL-период дополнительно содержит часть, соответствующую UL-передаче (UL-часть), после DL-части. При этом, предложенный способ дополнительно содержит этапы, на которых, в UL-части: формируют UL блок временных интервалов, содержащий целое число смежных временных интервалов; выделяют по меньшей мере один UL подблок OFDM-символов для передачи DMRS-сигналов (UL DMRS-подблок) для требуемого числа MIMO-потоков восходящего физического совместно используемого канала данных (PUSCH); и выделяют в UL блоке временных интервалов OFDM-символы для передачи PUSCH. Способ также содержит этап, на котором выделяют UL блок временных интервалов для UL-передачи. При этом, служебная информация дополнительно включает в себя указание начала UL блока временных интервалов и длительность UL блока временных интервалов. Способ согласно данному варианту осуществления может дополнительно содержать этап, на котором в UL-части выделяют заданное число смежных OFDM-символов для передачи физического восходящего канала управления (PUCCH). При этом, OFDM-символы, выделенные для передачи PUCCH, могут следовать после UL DMRS-подблока и OFDM-символов, выделенных для передачи PUSCH. Либо UL DMRS-подблок и OFDM-символы, выделенные для передачи PUSCH, могут следовать после OFDM-символов, выделенных для PUCCH.

В соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения, UL временным интервалом является слот, содержащий 12 или 14 OFDM-символов. При этом, OFDM-символы, выделенные для передачи PUCCH, могут быть заключительными OFDM-символами последнего слота UL блока слотов. UL блок слотов может включать в себя упомянутый по меньшей мере один UL DMRS-подблок; в частности, UL блок слотов может содержать все слоты UL-части.

Согласно варианту осуществления настоящего изобретения, упомянутый по меньшей мере один UL DMRS-подблок представляет собой совокупность UL DMRS-подблоков, отделенных друг от друга UL периодом из регулируемого количества OFDM-символов, причем служебная информация дополнительно включает в себя UL период. При этом, количество ресурсов, выделяемых для передачи DMRS-сигналов в первом UL DMRS-подблоке упомянутой совокупности, может быть больше количества ресурсов, выделяемых для передачи DMRS-сигналов в каждом из последующих UL DMRS-подблоков упомянутой совокупности, так что количество OFDM-символов этого последующего UL DMRS-подблока меньше количества OFDM-символов первого UL DMRS-подблока.

В соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения, в случае когда UL временным интервалом является минислот, границы, по меньшей мере, первого UL DMRS-подблока упомянутого по меньшей мере одного UL DMRS-подблока во временной области выравниваются по границам минислота.

Согласно варианту осуществления настоящего изобретения, предложенный способ может дополнительно содержать этап, на котором выполняют, в отношении данных, подлежащих передаче в OFDM-символах, выделенных для PUSCH в UL блоке временных интервалов, канальное кодирование и получают кодовые блоки, представляющие закодированные данные. Количество и длину кодовых блоков выбирают согласно длительности временного интервала так, чтобы, при выделении частотно-временных ресурсов для каждой совокупности кодовых блоков в упомянутом количестве, границы данной совокупности во временной области были выровнены по границам временного интервала в UL блоке временных интервалов. Канальным кодированием предпочтительно является кодирование LDPC, при этом количество и длину кодовых блоков выбирают согласно количеству доступных RE во временном интервале, используемой модуляции и скорости кодирования.

Согласно второму аспекту настоящего изобретения предложена базовая станция (TRP) в системе беспроводной связи, содержащая по меньшей мере: приемопередающие устройства; устройства обработки данных; и устройства хранения данных, в которых сохранены машиноисполняемые коды, которыми при их исполнении устройствами обработки данных обеспечивается выполнение базовой станцией способа согласно любому варианту осуществления первого аспекта настоящего изобретения. Также предусмотрен машиночитаемый носитель информации, на котором сохранены машиноисполняемые коды, которые при их исполнении по меньшей мере одним устройством обработки данных из состава базовой станции (TRP) в системе беспроводной связи предписывают TRP выполнять способ согласно любому варианту осуществления первого аспекта настоящего изобретения.

Достигаемый настоящим изобретением технический результат заключается в создании эффективных методик распределения ресурсов временной области для широкополосной передачи данных на основе гибкого агрегирования слотов или минислотов, с обеспечением более крупной единицы выделения/планирования ресурсов во временной области, что позволяет использовать менее частые передачи DMRS и нисходящего канала управления и, тем самым, как минимум избежать увеличения служебной нагрузки, что особенно актуально в случае структур DMRS большей емкости для систем связи следующего поколения. Также обеспечивается повышение эффективности конвейеризации обработки кодовых блоков данных на стороне приемника.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ

Фиг. 1 - иллюстративная схема пространственной обработки сигналов на стороне передатчика;

Фиг. 2а, 2b - структура DMRS Типа 1 5G NR и структура DMRS Типа 2 5G NR, соответственно;

Фиг. 3 - общая схема информирования UE об используемых DMRS-портах в 5G NR;

Фиг. 4а, 4b - иллюстрация подхода 5G NR к информированию UE о DMRS-портах, подлежащих использованию;

Фиг. 5а-5с - иллюстрации выделения временных ресурсов в 5G NR;

Фиг. 6 - иллюстративная схема системы беспроводной связи, в которой могут быть реализованы варианты осуществления настоящего изобретения;

Фиг. 7 - схематичное представление структуры DMRS согласно предпочтительному варианту осуществления настоящей заявки;

Фиг. 8 - схематичное представление структуры DMRS согласно другому варианту осуществления настоящей заявки;

Фиг. 9 - блок-схема варианта осуществления способа мультиплексирования DMRS-сигналов согласно настоящей заявке;

Фиг. 10 - схематичное представление адаптированной структуры DMRS согласно варианту осуществления настоящей заявки;

Фиг. 11 - блок-схема варианта осуществления способа беспроводной связи согласно настоящей заявке;

Фиг. 12а - 12d - иллюстративные варианты осуществления адаптации согласно настоящей заявке;

Фиг. 13а, 13b - иллюстрация выбора сокращенной конфигурации DFT ОСС согласно варианту осуществления настоящей заявки;

Фиг. 14 - блок-схема другого варианта осуществления способа беспроводной связи согласно настоящей заявке;

Фиг. 15 - блок-схема способа указания DMRS-портов для UE согласно одному варианту осуществления настоящей заявки;

Фиг. 16а, 16b, 17 - иллюстрации древовидной иерархии групп DMRS-портов и их кодирования;

Фиг. 18 - блок-схема способа указания DMRS-портов для UE согласно другому варианту осуществления настоящей заявки;

Фиг. 19а - 19с - иллюстрации табличного представления формирования групп смежных DMRS-портов;

Фиг. 20 - блок-схема способа указания DMRS-портов для UE согласно еще одному варианту осуществления настоящей заявки;

Фиг. 21 - пример кодирования комбинации DMRS-портов согласно варианту осуществления способа по Фиг. 20;

Фиг. 22а - иллюстрация общего подхода предварительной обработки таблицы DMRS-портов для случая исключения части DMRS-портов согласно варианту осуществления настоящей заявки;

Фиг. 22b - пример реализации общего подхода по Фиг. 22а;

Фиг. 23 - иллюстрация попытки использования подхода 5G NR к распределению временных ресурсов в системе беспроводной связи следующего поколения;

Фиг. 24а, 2 4b - примерные варианты осуществления агрегирования ресурсов временной области для DL-части DL/UL-периода кадра согласно настоящему изобретению;

Фиг. 25а, 25b - высокоуровневое представление агрегирования ресурсов согласно настоящему изобретению;

Фиг. 26а, 26b - иллюстрации периодического распределения DMRS-подблоков при выделении ресурсов временной области согласно варианту осуществления настоящего изобретения;

Фиг. 27 - иллюстрация агрегирования ресурсов временной области для обеспечения конвейеризации обработки кодовых блоков на стороне приемника согласно варианту осуществления настоящего изобретения;

Фиг. 28а, 28b - блок-схема способа выделения ресурсов во временной области согласно варианту осуществления настоящего изобретения.

ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Далее делается отсылка к примерным вариантам осуществления настоящего изобретения, которые иллюстрируются на сопровождающих чертежах, где одинаковые ссылочные номера обозначают аналогичные элементы. Следует при этом понимать, что варианты осуществления изобретения могут принимать различные формы и не должны рассматриваться как ограниченные приведенными здесь описаниями. Соответственно, иллюстративные варианты осуществления описываются ниже со ссылкой на фигуры чертежей для пояснения существа аспектов настоящего изобретения.

На Фиг. 6 в общем виде проиллюстрирована система беспроводной связи, в которой могут быть реализованы различные аспекты настоящего изобретения. Как показано на Фиг. 6, пользовательские устройства (UE) 601 осуществляют связь с базовыми станциями (TRP) 602 в сети радиодоступа (RAN) 600. UE 601 (например, UE 601-1, 601-2, 601-3, …) распределены по RAN 600, и каждое из UE 601 может быть стационарным или мобильным. Широко известными примерами UE являются смартфоны, планшеты, модемы и т.п.

Базовые станции 602 (например, TRP 602-А, 602-В, 602-С) могут обеспечить радиопокрытие для конкретной географической области, зачастую именуемой "сотой". Базовые станции 602, в основном, имеют стационарную конструкцию, но могут быть и в подвижном исполнении. В общем, базовые станции могут представлять собой макро-TRP (как иллюстрируется TRP 602-А, 602-В, 602-С на Фиг. 6), а также пико-TRP для пикосот или фемто-TRP для фемтосот. Соты, в свою очередь, могут быть разбиты на сектора.

Координацию и управление работой базовых станций 602 может обеспечивать контроллер сети, находящийся на связи с ними (например, через магистральное соединение (backhaul)). RAN 600 может быть на связи с базовой сетью (CN) (к примеру, через контроллер сети), которая обеспечивает различные сетевые функции, такие как, например, управление доступом и мобильностью, управление сеансами, функция сервера аутентификации, функция приложений и т.п. При этом, базовые станции 602 в RAN 600 могут также соединяться между собой (например, через прямое физическое соединение).

При перемещении пользовательского устройства в пределах RAN 600 может быть осуществлена передача его обслуживания (handover) от одной TRP другой TRP. Например, обслуживание UE 601-3 может быть передано от TRP 602-В к TRP 602-А. При этом осуществляется переконфигурирование соответствующих операционных параметров UE для работы с новой TRP. Переключение обслуживания UE может осуществляться и между секторами одной TRP.

В системе беспроводной связи 5G NR реализована концепция облачной RAN (Cloud RAN, C-RAN), которая заключается в разделении базовой станции на три части и использовании специального интерфейса, определенного для обмена информацией между этими функциональными частями. Так, TRP может быть разделена на радиоблок (RU), который выполняет функции радио приемопередатчика, распределенный блок (DU) для вычислений L1 (физического уровня) и вычислений L2 (уровня MAC) и централизованный блок (CU) для вычисления L2 и L3 (уровня RRC). Такое разделение позволяет централизовать CU-блоки в соответствующем центральном узле сети, тогда как DU могут быть в большей степени распределенными, на сотовых узлах. В этом случае переключения соединений между сотовыми узлами можно проводить на уровне L1, то есть с относительно малыми задержками. Поддержка данной концепции ожидается и в сетях беспроводной связи следующих поколений.

Следует отметить, что описание на Фиг. 6 и сама данная фигура имеют исключительно иллюстративный, неограничивающий характер в целях обрисовки общей рабочей среды настоящего изобретения. Хотя на Фиг. 6 проиллюстрированы лишь известные базовые компоненты системы связи, следует понимать, что система связи может дополнительно включать в себя множество других элементов.

Каждая из TRP 602, показанных на Фиг. 6, включает в себя аппаратные и логические средства для реализации соответствующих функций в TRP. К аппаратным средствам относятся, в частности, антенная решетка, состоящая из приемопередающих антенных элементов, о которых говорилось выше, различные специальным образом сконфигурированные процессоры, контроллеры, устройства хранения данных, прочие схемные элементы, а также связывающие их шины. К логическим средствам относится программное обеспечение, хранящееся в соответствующих запоминающих устройствах и конфигурирующее соответствующие схемные элементы. К программному обеспечению также относится и микропрограммное обеспечение, непосредственно прошитое в процессорах и контроллерах. Указанные аппаратные средства конфигурируются, в том числе, для выполнения различной обработки в отношении передаваемых и принимаемых сигналов, включая (де)модуляцию, (де)мультиплексирование, (де)кодирование, усиление, фильтрацию, оцифровку, (де)перемежение, распределение ресурсов, планирование приема/передачи.

Аналогичным образом, каждое из UE 601, показанных на Фиг. 6, включает в себя аппаратные и логические средства для реализации соответствующих функций в UE. К аппаратным средствам относятся, в частности, приемопередающие устройства с соответствующими антенными элементами, различные специальным образом сконфигурированные процессор(ы), контроллеры, устройства хранения данных, прочие схемные элементы, а также связывающие их шины. К логическим средствам относится программное обеспечение, хранящееся в соответствующих запоминающих устройствах и конфигурирующее соответствующие схемные элементы. К программному обеспечению также относится и микропрограммное обеспечение, непосредственно прошитое в контроллерах. Указанные аппаратные средства конфигурируются, в том числе, для выполнения различной обработки в отношении передаваемых и принимаемых сигналов, включая (де)модуляцию, (де)мультиплексирование, (де)кодирование, усиление, фильтрацию, оцифровку, (де)перемежение. Помимо этого, UE содержит средства для взаимодействия с пользователем, включая сенсорный экран, динамики/микрофон, кнопки, а также пользовательские приложения, хранящиеся в памяти UE и исполняющиеся процессором UE в соответствующей операционной системе.

Примеры вышеупомянутых процессоров/контроллеров включают в себя микропроцессоры, микроконтроллеры, устройства цифровой обработки сигналов (DSP), программируемые вентильные матрицы (FPGA), дискретные аппаратные микросхемы и т.п. (Микро)программное обеспечение, исполняемое процессорами/контроллерами, следует толковать в широком смысле, как означающее машиноисполняемые инструкции, наборы инструкций, программный код, сегменты кода, подпрограммы, программные модули, объекты, процедуры и т.п. Программное обеспечение хранится на соответствующих машиночитаемых носителях, которые могут быть реализованы, на пример, в виде ОЗУ (RAM), ПЗУ (ROM), перепрограммируемого ПЗУ (EEPROM), твердотельных запоминающих устройств, магнитных запоминающих устройств, оптических запоминающих устройств и т.п., на которых могут быть записаны или сохранены соответствующие программные коды и структуры данных, к которым может осуществляться доступ со стороны соответствующих процессоров/контроллеров.

Вышеперечисленные аппаратные и программные элементы TRP и UE конфигурируются для обеспечения выполнения в TRP и UE способов согласно настоящей заявке, которые описываются ниже. Сама реализация компонентных аппаратных средств TRP и UE и их специализированное конфигурирование, в т.ч. посредством соответствующих логических средств, является известным в области техники, к которой относится настоящая заявка. При этом, различные функции согласно способам, отвечающим настоящей заявке, могут выполняться в множестве отдельных элементов либо одном или нескольких интегральных элементах, что определяется проектными конструкционными характеристиками.

I. Мультиплексирование DMRS-сигналов

Далее со ссылкой на Фиг. 7-9 описывается способ мультиплексирования DMRS-сигналов для широкополосной передачи согласно настоящей заявке.

Предложенный способ осуществляется на устройстве связи передающей стороны в системе беспроводной связи, предпочтительно системе связи следующего поколения. Устройство связи передающей стороны поддерживает одновременную передачу множества пространственных MIMO-потоков для передачи одного физического канала данных. Как было сказано ранее, с каждым из множества MIMO-потоков связан отличающийся от других DMRS-сигнал. Устройством связи передающей стороны может быть TRP (например, TRP 602 по Фиг. 6), и в этом случае физическим каналом данных является PDSCH. Альтернативно, устройством связи передающей стороны может быть UE (например, UE 601 по Фиг. 6), и в этом случае физическим каналом данных является PUSCH.

Ниже, без ограничения общности, описание будет вестись для случая, когда устройством связи передающей стороны является TRP.

Как было отмечено выше, в системе беспроводной связи 6G для диапазона 10-12 ГГц подразумевается поддержка значительно большего количества пространственных MIMO-потоков, чем в 5G NR. Далее в качестве предпочтительного иллюстративного варианта настоящего изобретения будет рассматриваться случай 64 одновременно передаваемых пространственных MIMO-потоков. Как будет показано ниже, предлагаемым техническим решением охватываются случаи как большего, так и меньшего числа MIMO-потоков.

На Фиг. 7 отвечающая настоящей заявке структура DMRS проиллюстрирована на частотно-временной сетке ресурсных элементов (RE). Данная структура DMRS обеспечивает мультиплексирование 64 DMRS-сигналов для, соответственно, 64 пространственных MIMO-потоков PDSCH. То есть, DMRS-сигналы мультиплексируются по ресурсным элементам структуры DMRS.

Как отмечалось ранее, на частотно-временной сетке каждый RE в частотной области определяется поднесущей OFDM, а во временной области - OFDM-символом. Согласно OFDM, диапазон частот системы разбивается на совокупность поднесущих, и каждая из поднесущих OFDM может модулироваться данными. Общее количество поднесущих OFDM зависит от диапазона частот системы, и интервал между соседними поднесущими может быть фиксированным или варьирующимся. Так, в 5G NR поддерживается базовый интервал между поднесущими (SCS) в 15 кГц, а также поддерживаются другие SCS относительно базового SCS, к примеру, 30 кГц, 60 кГц, 120 кГц, 240 кГц и т.д.

Как показано на Фиг. 7, каждая из поднесущих OFDM в предложенной структуре DMRS отнесена к одной из четырех CDM-групп. Каждая из CDM-групп, изображенных на Фиг. 7, имеет свой индекс Δ, от 0 до 3, и показана отличающимся образом. В каждой из CDM-групп модуляция DMRS-сигналов осуществляется посредством применения основывающихся на дискретном преобразовании Фурье (DFT) FD-OCC (DFT FD-OCC) длины 4 и основывающихся на DFT TD-OCC (DFT TD-OCC) длины 4.

В общем случае, DFT FD-OCC задаются следующим уравнением

где k_ƒ - индекс ортогонального кода частотной области, K_f - длина кода, j - мнимая единица. В рассматриваемом случае K_f=4, и возможные DFT FD-OCC проиллюстрированы в Таблице 1.

Аналогично, в общем случае, DFT TD-OCC задаются следующим уравнением

где k_t - индекс ортогонального кода временной области, K_t - длина кода. В рассматриваемом случае K_t=4, и возможные DFT TD-OCC проиллюстрированы в Таблице 2.

В результате, DMRS-сигналы в каждой CDM-группе являются взаимно ортогональными.

Итак, предложенная структура DMRS обеспечивает ортогональное мультиплексирование 64 DMRS-сигналов: 4 CDM-группы ×4 DFT FD-OCC длины 4×4 DFT TD-OCC длины 4.

Из Фиг. 7 видно, что структура DMRS является непрерывно повторяющейся по совокупности поднесущих OFDM, при этом данная структура является равномерной в частотной области - расстояние между поднесущими любой одной CDM-группы в структуре DMRS является одинаковым, за счет чего, в свою очередь, сложность алгоритма оценки канала на приемной стороне поддерживается на относительно низком уровне.

Как отмечалось ранее, вышеописанная структура DMRS является предпочтительной, но не единственно возможной. Ниже на Фиг. 8 показана отвечающая настоящей заявке равномерная структура DMRS, обеспечивающая ортогональное мультиплексирование 128 DMRS-сигналов для, соответственно, 128 одновременно передаваемых пространственных MIMO-потоков PDSCH за счет использования DFT TD-OCC длины 8, т.е. в Уравнении (2) K_t=8.

В современных системах связи планирование ресурсов в частотной области осуществляется не на уровне отдельных поднесущих, а с некоторой гранулярностью. Скажем, в системе беспроводной связи 5G NR минимальной единицей выделения ресурсов в частотной области является 1 ресурсный блок (RB), состоящий из 12 последовательных поднесущих OFDM.

Как видно из Фиг. 7, 8, граница отвечающей настоящей заявке структуры DMRS, содержащей в частотной области 16 последовательных поднесущих OFDM, не будет совпадать с границей одного RB. Поэтому согласно настоящей заявке предлагается осуществлять планирование ресурсов для передачи с такой гранулярностью, чтобы в частотной области граница целого числа S последовательных структур DMRS была выровнена по границе целого числа PPRB последовательных PRB. В случае, проиллюстрированном на Фиг. 7, 8, планирование ресурсов в частотной области должно осуществляться с гранулярностью 4 PRB (P_PRB=4), которые будут вмещать в себя 3 последовательных структуры DMRS (S=3). Ниже будут показаны другие примеры гранулярности планирования ресурсов.

Далее со ссылкой на Фиг. 9 описывается вариант осуществления способа 900 мультиплексирования DMRS-сигналов согласно настоящей заявке. В качестве иллюстрации, но не ограничения, способ 900 осуществляется на базовой станции (например, TRP 602 на Фиг. 6), которая поддерживает одновременную передачу множества пространственных MIMO-потоков PDSCH.

На этапе 910 для N MIMO-потоков (N - положительное целое число) определяют структуру DMRS, состоящую из ресурсных элементов RE, по которым мультиплексируются соответствующие N DMRS-сигналов. При этом, каждая из поднесущих OFDM в структуре DMRS отнесена к одной из L CDM-групп так, что расстояние между поднесущими OFDM любой одной CDM-группы в структуре DMRS является одинаковым. В каждой CDM-группе обеспечивается мультиплексирование DMRS-сигналов посредством применения DFT FD-ОСС длины K_f и DFT TD-OCC длины K_t. Как было сказано ранее, структура DMRS является непрерывно повторяющейся по совокупности поднесущих OFDM в частотной области.

Для случая, рассмотренного на Фиг. 7, L=4, K_f=4, K_t=4 и, соответственно, N=64; для случая, рассмотренного на Фиг. 8, L=4, K_f=4, K_t=8 и, соответственно, N=128. Ниже будут приведены примеры с другими значениями указанных целочисленных параметров. Здесь следует отметить, что K_f согласно настоящему раскрытию также может принимать значение, равное 8.

Как было сказано ранее, этап 910 способа 900 может осуществляться и на UE, поддерживающем широкополосную передачу, естественно с учетом того, что на UE поддерживается меньшее максимальное количество одновременно передаваемых MIMO-потоков, чем на TRP. Скажем, для рассмотренного выше случая планируемой поддержки 64 DMRS-портов на TRP для 10-12 ГГц 6G, на UE будет поддерживаться максимум 16 DMRS-портов.

Способ 900 может включать в себя последующие выполняемые на TRP этапы, связанные с использованием структуры DMRS, определенной на этапе 910, для осуществления связи.

Так, на этапе 920 планировщик TRP осуществляет планирование передачи PDSCH на одно или более UE (например, UE 601 по Фиг. 6) с использованием N MIMO-потоков. Также на данном этапе планировщиком TRP может осуществляться и планирование передачи PUSCH с UE.

На этапе 940 TRP посылает на UE служебную информацию. В служебной информации содержатся сведения о структуре DMRS, определенной на этапе 910, включающие в себя по меньшей мере параметры L, K_f и K_t. Более подробно аспекты сигнализирования для UE сведений касаемо DMRS описываются ниже.

Согласно предпочтительному варианту осуществления, служебная информация передается на UE в DCI, переносимой посредством PDCCH. В DCI при этом содержатся и другие сведения, о чем говорилось выше со ссылкой на Фиг. 3. В частности, посредством DCI UE также информируется о том, что для него запланирована передача.

В соответствии с другими вариантами осуществления, служебная информация может передаваться в UE на уровне RRC (т.е. L3) либо на уровне MAC (т.е. L2), которые являются более высокими уровнями по сравнению с физическим уровнем (т.е. L1), на котором передается DCI.

На этапе 950 TRP осуществляет запланированную широкополосную передачу PDSCH.

Ниже со ссылкой на Фиг. 10-14 будут описываться варианты адаптации предложенной структуры DMRS согласно настоящей заявке.

Необходимость в подобной адаптации может возникать в случаях, когда передача большого числа (к примеру, 64) пространственных MIMO-потоков больше не требуется, например, в виду снижения пользовательской нагрузки на канал данных, и в таком случае на базовой станции осуществляется их сокращение. Естественно, под такое сокращение должна быть адаптирована и структура DMRS соответствующим снижением количества DMRS-сигналов, ортогонально мультиплексированных в ней, или, иными словами, соответствующим уменьшением емкости DMRS.

В основу одного варианта осуществления адаптации положен тот факт, что DFT ОСС являются хорошо параметризуемыми. Так, на Фиг. 10 показана адаптация структуры DMRS посредством задания длины K_f' DFT FD-OCC и длины K_t' DFT TD-OCC равными 2 (см. Уравнения (1), (2)), при тех же четырех CDM-группах.

Данной структурой DMRS, которая является непрерывно повторяющейся по совокупности поднесущих OFDM, обеспечивается ортогональное мультиплексирование 16 DMRS-портов для, соответственно, 16 MIMO-потоков. Эта адаптированная структура обладает меньшей емкостью DMRS, но при этом для нее характерны меньшая служебная нагрузка (overhead), а также более высокое качество оценки канала вследствие большей плотности DMRS в частотной области.

Как показано на Фиг. 10, планирование ресурсов в частотной области в случае данной адаптации будет осуществляться с гранулярностью 2 PRB, которые будут вмещать в себя 3 последовательных структуры DMRS.

Дополнительной возможной реализацией рассматриваемого одного варианта осуществления является адаптация структуры DMRS посредством использования двух CDM-групп и опять же задания длины DFT FD-OCC и длины DFT TD-OCC равными 2. Полученной таким образом адаптированной структурой DMRS обеспечивается ортогональное мультиплексирование 8 DMRS-портов для, соответственно, 8 MIMO-потоков. Следует подчеркнуть, что данная адаптированная структура DMRS в точности соответствует структуре DMRS Типа 1 5G NR, рассмотренной выше со ссылкой на Фиг. 2а. Таким образом, предложенная здесь структура DMRS обладает обратной совместимостью и может использоваться в действующих системах беспроводной связи.

Следует также отметить в свете вышесказанного, что структура DMRS, показанная на Фиг. 7, может быть получена путем адаптации структуры DMRS, показанной на Фиг. 8, посредством задания длины DFT TD-OCC равной 4 при неизменной длине DFT FD-OCC и четырех CDM-группах.

Далее со ссылкой на Фиг. 11 описывается вариант осуществления способа 1100 беспроводной связи согласно настоящей заявке. Способ 1100 осуществляется на базовой станции (например, TRP 602 по Фиг. 6), которая поддерживает одновременную передачу N пространственных MIMO-потоков PDSCH (например, 64), с каждым из которых связан отличающийся от других DMRS-сигнал.

На этапе 1110 планируют передачу PDSCH на по меньшей мере одно UE (например, UE 601 по Фиг. 6) с использованием требуемого количества М MIMO-потоков из N MIMO-потоков, где М - положительное целое число меньшее N (например, М=16 или 8).

На этапе 1120 выполняют соответственную адаптацию структуры DMRS, изначально определенной для N MIMO-потоков (см. этап 910 со ссылкой на Фиг. 9). Как отмечено выше, эта изначальная структура DMRS характеризуется использованием L CDM-групп {L=4), DFT FD-OCC длины K_f и DFT TD-OCC длины K_t. Для рассматриваемого примерного случая N=64 эта изначальная структура DMRS проиллюстрирована на Фиг. 7, где K_f=4 и K_t=4.

Структуру DMRS адаптируют на этапе 1120 посредством уменьшения длины K_f DFT FD-OCC до K_f' и/или длины K_t DFT TD-OCC до K_t', где K_f' - положительное целое число меньшее K_f и K_t' - положительное целое число меньшее K_t; при этом L может быть задано равным 2 или 4. Адаптированная структура DMRS обеспечивает мультиплексирование М DMRS-сигналов для М MIMO-потоков.

Для случая, проиллюстрированного на Фиг. 10 (М=16), L остается равным 4, K_f'=2 и K_t'=2. Для случая, проиллюстрированного на Фиг. 2а (М=8), L задается равным 2, K_f'=2 и K_t'=2.

На этапе 1140, аналогично этапу 940, TRP посылает на UE служебную информацию. В служебной информации содержатся сведения о структуре DMRS, адаптированной на этапе 1120, включая по меньшей мере параметры L, K_f' и K_t'.

На этапе 1150, аналогично этапу 950, осуществляют запланированную передачу PDSCH.

Другой вариант осуществления адаптации предложенной здесь структуры DMRS основывается на исключении конкретных DFT FD-OCC и/или конкретных DFT TD-OCC из соответствующих доступных DFT ОСС, в требующемся количестве и без изменения их длины.

Рассматриваемый другой вариант осуществления адаптации, как и рассмотренный ранее, направлен на изменение соответствующей плотности DMRS-сигналов в целях повышения качества оценки канала на приемной стороне.

Обобщенно говоря, есть отвечающая настоящей заявке структура DMRS с доступными набором из K_f DFT FD-OCC и набором из K_t DFT TD-OCC. Для структуры DMRS, проиллюстрированной на Фиг. 7, доступные наборы DFT ОСС приведены в Таблицах 1 и 2, соответственно {K_f=4, K_t=4). В основе рассматриваемого подхода, в общем, лежит такое исключение ортогональных кодов из доступного набора DFT FD-OCC и/или из доступного набора DFT TD-OCC, т.е. такое создание соответствующего сокращенного их поднабора, чтобы сокращенный поднабор включал в себя DFT ОСС, для которых расстояние между индексами кода по модулю длина кода было максимальным. Данной максимизацией, в свою очередь, обеспечивается повышение эффективности оценки канала на приемной стороне, что будет более подробно освещено ниже.

Отвечающий настоящей заявке подход к рассматриваемому варианту адаптации в общем виде проиллюстрирован на Фиг. 12a-12d: Фиг. 12а, 12 с - для DFT TD-OCC и Фиг. 12b, 12d - для DFT FD-OCC.

На каждой из Фиг. 12а, 12b доступные наборы DFT ОСС для наглядности показаны на окружности, с индексацией ортогональных кодов в наборе против часовой стрелки. Хотя показано по 8 DFT ОСС, следует понимать, что доступный набор может содержать другое количество DFT ОСС, что подразумевается многоточиями на этих фигурах.

Сокращенный поднабор DFT FD-OCC определяется согласно следующему выражению:

где

K_{t_reduced} - требующееся количество ортогональных кодов в поднаборе, т.е. после сокращения; K_t - длина DFT TD-OCC;

- индекс поднабора DFT TD-OCC;

i=0,1, …, K_{t_reduced}-1 - индекс DFT TD-OCC в сокращенном поднаборе;

- операция округления до ближайшего меньшего целого;

mod{a, b] (или b⋅mod(a)) - операция взятия остатка от деления b на а;

k_t - индекс кодовой последовательности (кодового вектора) DFT TD-OCC в изначально доступном наборе DFT TD-OCC (см., например, Таблицу 2).

Черными кружками на Фиг. 12а иллюстративно обозначены DFT TD-OCC, составляющие сокращенный поднабор.

При этом, на Фиг. 12с конкретно иллюстрируются возможные опции сокращения изначально доступного набора из 8 DFT TD-OCC, что соответствует иллюстративной структуре DMRS на Фиг. 8, до поднабора из 4 DFT TD-OCC согласно настоящей заявке. Как видно из данной фигуры, могут быть получены поднабор 0 из 4 DFT TD-OCC с индексами k_t {0, 2, 4, 6} и поднабор 1 из 4 DFT TD-OCC с индексами k_t {1, 3, 5, 7} согласно Уравнению (3).

Далее, сокращенный поднабор DFT FD-OCC аналогично определяется согласно следующему выражению:

где

K_{f_reduced} - требующееся количество ортогональных кодов в сокращенном поднаборе;

K_f - длина DFT FD-OCC;

- индекс поднабора DFT FD-OCC;

i=0,1, …, K_{ƒ_reduced}-1 - инлекс DFT FD-OCC в сокращенном поднаборе;

k_ƒ - индекс кодовой последовательности DFT FD-OCC в изначально доступном наборе DFT FD-OCC (см., например, Таблицу 1).

Черными кружками на Фиг. 12b также иллюстративно обозначены DFT FD-OCC, составляющие сокращенный поднабор. При этом, на Фиг. 12d исключительно в качестве иллюстрации приведены возможные опции сокращения доступного набора из 2 DFT FD-OCC до 1 DFT FD-OCC согласно настоящей заявке.

На окружностях по Фиг. 12а-12 с видно максимальное `расстояние' между DFT ОСС, остающимися в сокращенном поднаборе. Следует также понимать, что конфигурация из трех DFT TD-OCC сокращенного поднабора, показанная в качестве иллюстрации на Фиг. 12а, не является единственно возможной реализацией, и могут быть получены поднаборы такого же размера из других кодовых последовательностей с той же характеристикой `расстояния'.

Аналогичным образом, конфигурация из четырех DFT FD-OCC сокращенного поднабора, показанная в качестве иллюстрации на Фиг. 12b, не является единственно возможной реализацией, и может быть получен поднабор(ы) такого же размера из других кодовых последовательностей k_ƒ с той же характеристикой `расстояния'. Такие возможные реализации одной конфигурации проиллюстрированы на Фиг. 12с.

Ниже в Таблице 3 приведены различные конфигурации сокращенных поднаборов ортогональных кодов для предложенной здесь структуры DMRS, проиллюстрированной на Фиг. 7 и в Таблицах 1, 2.

Согласно вышесказанному, под емкостью DMRS в Таблице 3 подразумевается требующееся количество используемых DMRS-портов.

Выбор сокращенной конфигурации DFT ОСС из соответствующей изначально доступной совокупности ортогональных кодов проиллюстрирован на Фиг. 13а, 13b.

На Фиг. 13а показано формирование сокращенного поднабора 0, состоящего из DFT FD-OCC с индексом 0 и DFT FD-OCC с индексом 2, согласно подходу, отвечающему рассматриваемому варианту осуществления настоящей заявки, что отвечает конфигурации 1 или 3 по Таблице 3. Аналогично, на Фиг. 13b показано формирование сокращенного поднабора 1, состоящего из DFT TD-OCC с индексом 1 и DFT TD-OCC с индексом 3, что отвечает конфигурации 2 или 3 по Таблице 3.

Здесь необходимо подчеркнуть, что требуемая ортогональность поддерживается в каждом из рассматриваемых возможных вариантов сокращенных поднаборов DFT ОСС.

Вышеописанный другой вариант осуществления адаптации структуры DMRS обеспечивает дополнительный выигрыш на приемной стороне, поскольку предложенным в настоящей заявке подходом к формированию сокращенных наборов кодов в целях снижения емкости DMRS обеспечивается более надежное устранение взаимных помех между DMRS-сигналами, особенно в виду разного рода искажений, которым передаваемые MIMO-потоки могут подвергаться при распространении; это, в свою очередь, приводит к более качественному выполнению оценки канала на приемной стороне.

Здесь следует пояснить, что при использовании ортогональных кодов (ОСС) в структуре DMRS, для устранения взаимных помех между ортогональными кодами на стороне приемника необходимо проводить процедуру сжатия (de-spreading) принятой последовательности DMRS на всей длине соответствующего ортогонального кода (например, на длине 4, что соответствует ряду вариантов осуществления настоящей заявки). Процедура формирования сокращенного набора ОСС с максимизацией межкодового расстояния, как рассматривалось выше со ссылкой на Фиг. 12-13, обеспечивает полное подавление помех с помощью сжатия принятой последовательности DMRS на меньшей длине (например, на длине 2). Это позволяет свести к минимуму влияние возможной потери ортогональности между кодами в сценариях с существенными частотно-селективными или временными замираниями канала.

Далее со ссылкой на Фиг. 14 описывается другой вариант осуществления способа 1400 беспроводной связи согласно настоящей заявке. Способ 1400 выполняется на базовой станции (например, TRP 602 по Фиг. 6), которая поддерживает одновременную передачу N пространственных MIMO-потоков PDSCH (например, 64), с каждым из которых связан отличающийся от других DMRS-сигнал.

На этапе 1410 планируют передачу PDSCH на по меньшей мере одно UE (например, UE 601 на Фиг. 6) с использованием требуемого количества М MIMO-потоков из N MIMO-потоков, где М положительное целое число меньшее N (например, М=32, 16 или 8).

На этапе 1420 выполняют соответственную адаптацию структуры DMRS, изначально определенной для N MIMO-потоков (см. этап 910 со ссылкой на Фиг. 9). Как отмечено выше, эта изначальная структура DMRS характеризуется использованием L CDM-групп (L=4), DFT FD-OCC длины K_f и DFT TD-OCC длины K_t. Для рассматриваемого примерного случая N=64 эта изначальная структура DMRS проиллюстрирована на Фиг. 7, где K_f=4 и K_t=4.

Структуру DMRS адаптируют на этапе 1420 посредством сокращения K_f изначально доступных DFT FD-OCC до сокращенного поднабора из K_{f_reduced} DFT FD-OCC и/или K_t изначально доступных DFT TD-OCC до сокращенного поднабора из K_{t reduced} DFT TD-OCC, K_{f reduced} - положительное целое число меньшее K_f и K_{t_reduced} - положительное целое число меньшее K_t; при этом L может быть задано равным 2 или 4. Адаптированная структура DMRS обеспечивает мультиплексирование М DMRS-сигналов для М MIMO-потоков. Упомянутое сокращение осуществляется таким образом, чтобы соответствующий сокращенный поднабор включал в себя основывающиеся на DFT ОСС, для которых расстояние между индексами кода по модулю длина кода является максимальным, что раскрыто выше со ссылкой на Фиг. 12, 13 и Таблицу 3.

На этапе 1440, аналогично этапу 940, TRP посылает на UE служебную информацию. В служебной информации, помимо параметров L, K_f и K_t, также содержится указание сокращенного поднабора DFT FD-OCC и/или сокращенного поднабора DFT TD-OCC. Аспекты сигнализирования служебной информации, в том числе указание набора(ов) ортогональных кодов, будут раскрыты ниже.

На этапе 1450, аналогично этапу 950, осуществляют запланированную передачу PDSCH.

Необходимо обратить внимание на то, что при любом из вышеописанных вариантов адаптации структура DMRS, отвечающая настоящей заявке, остается постоянной и сохраняет равномерность в частотной области. То есть, предложенным здесь техническим решением избегается переход на, по сути, принципиально другую структуру DMRS при необходимости изменения емкости DMRS, как, например, в случае переключения между Типом 1 и Типом 2 в 5G NR, и связанное с этим повышение сложности алгоритма оценки канала на приемной стороне.

Согласно настоящей заявке, не исключается комбинированное использование обоих раскрытых вариантов адаптации структуры DMRS. К примеру, структура DMRS, изображенная на Фиг. 8, может быть адаптирована до структуры DMRS, изображенной на Фиг. 7, посредством соответственного уменьшения длины DFT TD-OCC, как говорилось ранее, а впоследствии в отношении этой адаптированной структуры DMRS может быть выполнена дополнительная адаптация посредством исключения ортогональных кодов в соответствии с раскрытием по Фиг. 12, 13 со ссылкой на Таблицу 3.

Хотя вышеописанные способы адаптации согласно настоящей заявке были описаны для случая уменьшения емкости DMRS, следует понимать, что они применимы и для случая ее увеличения, когда может потребоваться опять передавать большее количество MIMO-потоков.

Так, со ссылкой на Фиг. 11 иллюстрируется вариант осуществления способа 1100 беспроводной связи, соответствующий по меньшей мере частичной инверсии упомянутого первого варианта реализации адаптации структуры DMRS. Способ 1100 осуществляется на базовой станции (например, TRP 602 по Фиг. 6), которая поддерживает одновременную передачу N пространственных MIMO-потоков PDSCH (например, 64), с каждым из которых связан отличающийся от других DMRS-сигнал. В рассматриваемом здесь варианте осуществления подразумевается, что на текущий момент на TRP используется прежде адаптированная структура DMRS, в которой мультиплексируются М {М<N) DMRS-сигналов (например, адаптированная структура DMRS, проиллюстрированная на Фиг. 10, где М=16).

На этапе 1110 планируют другую передачу PDSCH на по меньшей мере одно UE (например, UE 601 по Фиг. 6) с использованием М' MIMO-потоков, где М<М'≤N.

На этапе 1120 выполняют адаптацию структуры DMRS посредством соответственного увеличения длины K_f' DFT FD-OCC до K_f'', где K_f'<K_f''≤K_f, и/или увеличения длины K_t' DFT TD-OCC до K_t'', где K_t'<K_t''≤K_t (см. Уравнения (1), (2)). Адаптированная структура DMRS обеспечивает мультиплексирование М' DMRS-сигналов для М' MIMO-потоков. Для рассматриваемого здесь примерного случая M'=N=64 получаемая на этапе 1120 структура DMRS проиллюстрирована на Фиг. 7, где K_f''=K_f=4 и K_t''=K_t=4 при L=4.

На этапе 1140 TRP посылает на UE служебную информацию. В служебной информации содержатся сведения о структуре DMRS, полученной на этапе 1120, включая по меньшей мере параметры L, K_f'' и K_t''.

На этапе 1150 осуществляют запланированную другую передачу PDSCH.

Для случая инверсии упомянутого другого варианта реализации адаптации структуры DMRS базовая станция использует новое, увеличенное значение количества ОСС, например, K_{t_reduced}=K_t (см. Уравнение (3)) и/или K_{f_reduced}=K_f (см. Уравнение (4)) и сигнализирует это новое значение(я) на UE.

Резюмируя вышесказанное, отвечающая настоящей заявке структура DMRS, с одной стороны, обеспечивает мультиплексирование большего количества DMRS-сигналов, соответствующего требованиям систем беспроводной связи следующего поколения (в частности, 64 в случае диапазона частот 10-12 ГГц 6G), и, с другой стороны, имеет гибкую, динамическую (в отличие от полустатической в 5G NR) адаптируемость, без существенного изменения самой структуры DMRS (т.е. предложенная структура DMRS является унифицированной) и с поддержанием надлежащего качества и низкой сложности оценки канала на приемной стороне, а также поддержкой обратной совместимости.

Далее, как говорилось неоднократно ранее, DMRS-сигналы, передаваемые с одной базовой станции, являются ортогональными, т.е. они не оказывают помех друг другу в пределах соты, обслуживаемой этой базовой станцией. Например, если обратиться к схеме на Фиг. 6, DMRS-сигналы, передаваемые с TRP 602-В, не создают взаимных помех на каждом из UE 601-1, UE 601-2, UE 601-3, находящихся в соте, обслуживаемой TRP 602-В; DMRS-сигналы, передаваемые с TRP 602-С, не создают взаимных помех на каждом из UE 601-4, UE 601-5, UE 601-6, UE 601-7, находящихся в соте, обслуживаемой TRP 602-С. В то же время, ортогональность между DMRS-сигналами соседних сот изначально не гарантирована, что может приводить к взаимным помехам на границах сот. Как видно из Фиг. 6, UE 601-3 одновременно находится в пределах зон радиопокрытия базовых станций TRP 602-А и TRP 602-В и в непосредственной близости от границы соты, обслуживаемой базовой станцией TRP 602-С. Следовательно, на UE 601-3 могут иметь место взаимные помехи между DMRS-сигналами, принимаемыми одновременно от TRP 602-А, TRP 602-В, TRP 602-С. Указанная возможная неортогональность может приводить к крайне нежелательному снижению качества оценки канала в UE 601-3.

Как и в случае известных систем беспроводной связи, о которых говорилось выше, в настоящей заявке, в целях купирования данной проблемы, в отношении DMRS-сигналов, передаваемых с каждой из TRP, выполняется QPSK-модуляция для обеспечения меж-TRP рандомизации DMRS-сигналов и, тем самым, во избежание взаимных помех между ними. Как и в случае упомянутых известных систем (в частности, 5G NR), согласно настоящей заявке последовательность QPSK-символов для модуляции структуры DMRS получают из псевдошумовых (PN) последовательностей. Более конкретно, PN последовательности представляют собой последовательности Голда длины 31. Инициализация PN последовательностей является индивидуально конфигурируемой для каждой базовой станции. Параметр инициализации (seed) PN последовательности обозначается в настоящей заявке как N_ID.

Инициализация PN последовательностей в соответствии с настоящей заявкой проиллюстрирована ниже в Таблице 4 для случая использования предложенной здесь унифицированной структуры DMRS (см., например, Фиг. 7).

Согласно настоящей заявке предложена совокупность наборов параметров инициализации {N_IDⁱ}. Для Таблицы 4 такие наборы соответствуют ее столбцам. Каждый параметр инициализации в каждом из наборов задается независимо для каждой из L CDM-групп, т.е. в общем i=0, …, L-1; конкретно для случая по Фиг. 7 и Таблице 4 i=0, 1, 2, 3. Далее, с каждым из наборов параметров инициализации связывается уникальный параметр - параметр скремблирования n_SCID - который, по сути, однозначно идентифицирует соответствующий набор параметров инициализации. Наборы параметров инициализации, идентифицируемые любыми разными n_SCID, являются поэлементно отличающимися. Порядок следования параметров инициализации {N_IDⁱ}, i=0, 1, 2, 3 в наборах параметров инициализации, соответственно идентифицируемых четырьмя параметрами скремблирования n_SCID, конкретно проиллюстрирован в Таблице 4. При этом, ячейки, выделенные в Таблице 4 более жирной линией, относятся к случаю структуры с двумя CDM-группами (т.е. L=2, Δ=0, 1, i=0, 1), что соответствует вышеописанным структурам DMRS 5G NR, а также вышеупомянутой адаптированной структуре DMRS согласно настоящей заявке. Каждой из соседствующих базовых станций назначается свой отличающийся n_SCID, т.е. свой отличающийся набор параметров инициализации.

В целях пояснения вышеизложенного по Таблице 4, для набора параметров инициализации, идентифицируемого n_SCID, равным 0, сигналы CDM-группы с индексом Δ=0 модулируются PN последовательностью, инициализируемой N_ID⁰, сигналы CDM-группы с индексом Δ=1 модулируются PN последовательностью, инициализируемой N_ID¹, сигналы CDM-группы с индексом Δ=2 модулируются PN последовательностью, инициализируемой N_ID², и сигналы CDM-группы с индексом Δ=3 модулируются PN последовательностью, инициализируемой N_ID³. Аналогичная картина будет и в случаях n_SCID, равного 1, 2 или 3.

Использование параметров скремблирования, однозначным образом идентифицирующих соответствующие разные наборы параметров инициализации PN последовательностей, позволяет оперативно, динамически извещать пользовательские устройства о том, какие параметры инициализации необходимо использовать для QPSK-демодуляции принимаемых сигналов. Данное извещение предпочтительно осуществляется посредством DCI, передаваемой в PDCCH. К примеру, включение в DCI, передаваемую с TRP (например, TRP 602-В по Фиг. 6), n_SCID, равного 1, предписывает всем UE, обслуживаемым в данный момент этой TRP, использовать набор параметров инициализации {N_ID¹, N_ID⁰, N_ID³, N_ID²} для CDM-групп Δ=0, 1, 2, 3, соответственно. Следует отметить, что использование одного параметра n_SCID позволяет избежать излишней битовой нагрузки на DCI. Также при этом обеспечивается и быстрое (т.е. с малыми задержками) переключение набора параметров инициализации на стороне UE. Следуя вышеприведенному примеру, если впоследствии UE (к примеру, UE 601-3 по Фиг. 6) принимает от TRP (например, TRP 602-А по Фиг. 6), DCI с другим параметром скремблирования, например, n_SCID, равным 3, то на UE 601-3 обеспечивается оперативное переключение на соответствующий набор параметров инициализации {N_ID³, N_ID², N_ID¹, N_ID⁰}. Следует отметить, что приведенный здесь пример переключения параметров инициализации PN последовательностей имеет исключительно иллюстративный характер.

Здесь необходимо подчеркнуть, что благодаря использованию технологии C-RAN, о которой речь шла выше, в действующих и перспективных системах беспроводной связи обеспечивается, в частности, быстрое переключение UE между базовыми станциями. Следовательно, возникает необходимость и в соответствующем оперативном переключении между наборами параметров инициализации. Описываемое здесь техническое решение позволяет обеспечить требуемую оперативность.

Таким образом, каждый из способов 900, 1100, 1400, описанных выше со ссылкой на Фиг. 9, 11, 14, дополняется, предпочтительно перед этапами 940, 1140, 1440 отправки служебной информации, этапом 930, 1130, 1430, на котором осуществляют модуляцию DMRS последовательностью QPSK-символов, которая получается из PN последовательностей, каждая из которых инициализируется разным параметром N_ID инициализации из набора, содержащего L параметров инициализации, причем с каждым из L наборов параметров инициализации связан разный параметр n_SCID скремблирования, при этом в каждом из L наборов параметров инициализации каждый из L параметров инициализации задан разным для каждой из L CDM-групп, так что для каждой из L CDM-групп параметры инициализации являются разными для разных параметров скремблирования (см. Таблицу 4 в качестве иллюстрации). При этом служебная информация для планирования передачи PDSCH или PUSCH, соответственно передаваемая на этапах 940, 1140, 1440 предпочтительно посредством DCI в каждое из UE, обслуживаемых базовой станцией, дополнительно содержит текущее значение параметра n_SCID скремблирования, использованное для упомянутой модуляции, для указания UE использовать идентифицируемый им набор параметров инициализации.

Как отмечалось ранее, аналогичная процедура применяется и в восходящей линии связи для рандомизации взаимных помех между DMRS-сигналами от UE, обслуживаемых соседними TRP.

Отвечающие настоящей заявке подходы к мультиплексированию DMRS-сигналов, раскрытые выше со ссылками на Фиг. 7-14, резюмируются следующим математическим выражением, описывающим значение α DMRS-сигнала для DMRS-порта р на поднесущей k и OFDM-символе 1:

где

β^DMRS - смещение мощности для DMRS;

w_ƒ(k') - DFT FD-OCC (см. Уравнение (1) и пояснения к нему), где k_ƒ - индекс кодового вектора DFT FD-OCC, - длина DFT FD-OCC, k' - индекс поднесущей DMRS в CDM-группе (для структуры DMRS согласно настоящей заявке, показанной на Фиг. 7, см. Таблицу 1: K_ƒ=4, k'=0, 1, 2, 3, k_ƒ=0, 1, 2, 3);

- DFT TD-OCC (см. Уравнение (2) и пояснения к нему), где k_t - индекс кодового вектора DFT TD-OCC, K_t - длина DFT TD-OCC, - индекс OFDM-символа DMRS в CDM-группе (для структуры DMRS согласно настоящей заявке, показанной на Фиг. 7, см. Таблицу 2: K_t=4, k_t=0, 1, 2, 3);

k - индекс поднесущей, где Δ - индекс CDM-группы, L - количество CDM-групп (для структуры DMRS согласно настоящей заявке, показанной на Фиг. 7, L=4, K_f-L=16);

- индекс OFDM-символа, где - индекс стартового OFDM-символа блока временных интервалов PDSCH в DL/UL-периоде, - индекс события передачи DMRS в DL/UL-периоде, T_DMRS - период DMRS. Речь о DL/UL-периодах, а также параметрах T_DMRS пойдет более подробно в нижеследующих разделах описания настоящего изобретения;

r(n) - QPSK-последовательность, где с(…) - последовательность Голда длины 31, являющаяся уникальной для каждой CDM-группы и, соответственно, инициализирующаяся для каждой CDM-группы своим собственным c_init. Для варианта осуществления, рассмотренного выше со ссылкой на Таблицу 4,

где

n_SCID - параметр скремблирования (согласно вышесказанному со ссылкой на Таблицу 4, может динамически указываться в DCI среди значений {00, 01, 10, 11}), N_ID - параметр инициализации (см. Таблицу 4, при этом )

- количество OFDM-символов в DL/UL-периоде,

- индекс DL/UL-периода.

II. Указание DMRS-портов для UE

В виду сказанного выше при описании предшествующего уровня техники, в контексте проектирования систем беспроводной связи следующего поколения (в т.ч. 6G) имеет место следующая проблема.

С одной стороны, необходимо повышение емкости структуры DMRS в виду значительного увеличения поддерживаемого количества пространственных MIMO-потоков для широкополосной передачи данных. При этом, существующая в 5G NR схема указания DMRS-портов, конспективно описанная выше со ссылкой на Фиг. 4а, 4b, поддерживает максимум 12 DMRS-портов на стороне TRP и максимум 8 DMRS-портов из расчета на UE (SU-MIMO), при отсутствии на текущий момент систематизированного подхода, позволяющего расширить эту существующую схему на требующееся большее число DMRS-портов - в частности, 64 на стороне TRP и 16 на стороне UE.

С другой стороны, сведения о DMRS, в т.ч. о DMRS-портах, подлежащих использованию, должны сообщаться на пользовательские устройства с малой задержкой, для чего в типичном случае используется передача DCI по PDCCH; при этом, есть жесткое ограничение на общее число битов DCI, как отмечалось выше. Как следствие, попытка непосредственной экстраполяции существующей схемы или подобных ей подходов в системах беспроводной связи следующего поколения для передачи на UE сведений о DMRS-портах, которые должны использоваться, по физическому каналу управления приведет к неприемлемо большому количеству битов в DCI.

В настоящей заявке в рассматриваемом контексте предлагаются методики, обеспечивающие эффективное кодирование передаваемой с TRP служебной информации о подмножестве DMRS-портов, подлежащих использованию на UE, с относительно малой битовой нагрузкой на служебную информацию.

Вариант 1 осуществления: основывающееся на дереве указание DMRS-портов с префиксным кодированием

Далее со ссылкой на Фиг. 15-17 описывается основывающаяся на древовидной иерархии реализация указания DMRS-портов с префиксным кодированием согласно настоящей заявке. Прежде всего, со ссылкой на Фиг. 15 описывается вариант осуществления способа 1500 указания DMRS-портов для по меньшей мере одного UE в системе беспроводной связи согласно общему подходу, отвечающему данному варианту осуществления. Способ 1500 осуществляется на базовой станции (например, TRP 602 по Фиг. 6), которая поддерживает одновременную передачу N пространственных MIMO-потоков PDSCH (например, 64), с каждым из которых связан отличающийся от других DMRS-сигнал.

На этапе 1510 формируют древовидную иерархию групп DMRS-портов, где каждый узел иерархии соответствует группе из одного или более DMRS-портов. Так, каждый узел на самом нижнем (листовом) уровне иерархии соответствует одному из заданного числа N' DMRS-портов. Предпочтительно, N'=N, т.е. общему количеству DMRS-портов, доступных для использования на TRP. На каждом последующем уровне древовидной иерархии, отсчитывая от листового ее уровня, каждый узел соответствует группе DMRS-портов, полученной посредством объединения одинакового количества разных групп DMRS-портов с предыдущего уровня иерархии. Самым верхним (подкорневым) уровнем дерева групп DMRS-портов является уровень, на котором количество DMRS-портов в каждой группе DMRS-портов равно общему количеству М DMRS-портов, доступных для использования на UE (например, 16), где М≤N'.

На этапе 1520 представляют каждый узел сформированного дерева групп DMRS-портов кодовым набором. Каждый кодовый набор состоит из первого поднабора битов и второго поднабора битов, причем число битов в первом поднаборе и число битов во втором поднаборе являются переменными. Для каждого узла иерархии групп DMRS-портов на конкретном уровне иерархии, битами первого поднабора кодируется количество DMRS-портов в каждой группе DMRS-портов на данном конкретном уровне иерархии, а битами второго поднабора кодируется группа DMRS-портов, соответствующая этому узлу иерархии.

На этапе 1530 выбирают, в древовидной иерархии групп DMRS-портов, группу, содержащую С DMRS-портов, подлежащих использованию на UE, где С≤М.

На этапе 1540 определяют кодовый набор, соответствующий выбранной группе DMRS-портов, из кодовых наборов, полученных на этапе 1520.

На этапе 1550 сигнализируют на UE служебную информацию, которая включает в себя кодовый набор, определенный на этапе 1540. Данное сигнализирование предпочтительно осуществляется посредством DCI, передаваемой в PDCCH. Сообщение кодового набора на этапе 1550 может указывать UE использовать выбранные С DMRS-портов для приема С MIMO-потоков PDSCH. Либо данное сообщение может указывать UE использовать выбранные С DMRS-портов для передачи С MIMO-потоков PUSCH.

Общий подход, изложенный выше со ссылкой на Фиг. 15, иллюстрируется на Фиг. 16а, 16b конкретным вариантом осуществления попарного иерархического объединения групп DMRS-портов, в каковом случае N и М являются целыми числами степени 2.

На Фиг. 16а, 16b показано единое дерево групп DMRS-портов, получаемое согласно рассматриваемому конкретному варианту осуществления для случая N'=N=64 и М=16 (верхняя часть фигур), а также соответствующие им кодовые наборы (нижняя часть фигур).

Индексы, используемые в представленной древовидной иерархии групп DMRS-портов, соответствуют последовательным индексам DMRS-портов. Каждый узел на самом нижнем уровне иерархии (лист) соответствует одному из 64 DMRS-портов, доступных для использования на TRP. Начиная от листового уровня, каждую группу DMRS-портов последующего уровня дерева получают посредством объединения двух смежных групп DMRS-портов с предыдущего уровня иерархии так, что каждая группа DMRS-портов предыдущего уровня иерархии входит в состав только одной группы DMRS-портов последующего уровня иерархии. На самом верхнем уровне рассматриваемого дерева узлы соответствуют четырем комбинациям из последовательных 16 DMRS-портов, которые могут быть доступны для использования на UE.

Далее, в каждом кодовом поднаборе, которые иллюстрируются нижней частью Фиг. 16а, 16b, второй поднабор битов является постфиксным поднабором, а первый поднабор битов является префиксным поднабором. Для каждого узла древовидной иерархии групп DMRS-портов на конкретном ее уровне, битами префиксного поднабора кодируется количество DMRS-портов в каждой группе DMRS-портов на этом конкретном уровне иерархии, а битами постфиксного поднабора кодируется конкретная группа DMRS-портов, соответствующая этому узлу. Так, согласно иллюстрации по Фиг. 16а, группа DMRS-портов {12,13,14,15} представлена кодовым набором {0,0,1,0,0,1,1}, в котором префиксом (0,0,1), по сути, кодируется уровень дерева, находящиеся на котором узлы представляют группы из 4 DMRS-портов каждый, а постфиксом (0,0,1,1) кодируется конкретная группа {12,13,14,15} на данном уровне. Соответственно, на этапе 1550 в DCI будет сигнализироваться именно кодовый набор {0,0,1,0,0,1,1}. Аналогично, на Фиг. 16а лист дерева, соответствующий DMRS-порту 8, представлен кодовым набором {1,0,0,1,0,0,0}, в котором префиксом (1) кодируется самый нижний уровень дерева, а постфиксом (0,0,1,0,0,0) кодируется конкретный одиночный порт. В данном случае, на этапе 1550 в DCI будет сигнализироваться кодовый набор {1,0,0,1,0,0,0}. В обоих рассмотренных иллюстративных случаях размер кодового набора составляет всего 7 бит, т.е. битовая нагрузка на DCI для указания требующейся комбинации DMRS-портов является низкой.

На Фиг. 17 схожим образом проиллюстрирована адаптация рассматриваемого подхода, когда группы DMRS-портов формируются из общего количества 16 DMRS-портов, т.е. N'=М=16 (верхняя часть фигуры), и соответственно представляются кодовыми наборами (нижняя часть фигуры). Каждый лист на самом нижнем уровне древовидной иерархии соответствует конкретному одному из 16 DMRS-портов, а самый ее верхний уровень соответствует комбинации из всех последовательных 16 DMRS-портов. Каждый кодовый набор аналогичным образом своей префиксной частью кодирует уровень дерева, а своей постфиксной частью - конкретную группу DMRS-портов. В рассмотренном здесь иллюстративном случае размер кодового набора составляет 5 бит, т.е. битовая нагрузка на DCI для указания требующейся комбинации DMRS-портов опять же является весьма низкой.

Следует понимать, что представленное на Фиг. 16, 17 и соответствующем раскрытии битовое представление кодовых наборов является иллюстративным, но не единственно возможным. Так, без ограничения общности, в каждом кодовом наборе его постфиксный поднабор может кодировать уровень дерева DMRS-групп, а префиксный поднабор - конкретную DMRS-группу с этого уровня; кроме того или в дополнение к этому, в одном или обоих из постфиксного поднабора и префиксного поднабора могут быть использованы другие комбинации битов для кодирования - в частности, значения битов в одном или обоих из постфиксного поднабора и префиксного поднабора могут быть соответственно инвертированы: 0→1, 1→0.

Преимуществами рассмотренного варианта 1 осуществления являются очень низкая битовая нагрузка на DCI и хорошая масштабируемость. Основным же его недостатком является низкая гибкость, поскольку можно указывать для использования только относительно небольшое число строго определенных комбинаций смежных DMRS-портов.

Вариант 2 осуществления: указание смежных DMRS-портов

Далее со ссылкой на Фиг. 18, 19 описывается основывающаяся на однозначном кодировании (отображении) реализация указания смежных DMRS-портов согласно настоящей заявке. Прежде всего, со ссылкой на Фиг. 18 описывается вариант осуществления способа 1800 указания DMRS-портов для по меньшей мере одного UE в системе беспроводной связи беспроводной связи согласно общему подходу, отвечающему данному варианту осуществления. Способ 1800 осуществляется на базовой станции (например, TRP 602 по Фиг. 6), которая поддерживает одновременную передачу множества пространственных MIMO-потоков PDSCH, с каждым из которых связан отличающийся от других DMRS-сигнал.

На этапе 1810 выбирают группу DMRS-портов, содержащую С последовательных индексов DMRS-портов, подлежащих использованию на UE, из общего количества М последовательных индексов DMRS-портов, доступных для использования на UE, где С≤М.

На этапе 182 0 получают кодовый параметр Р, представляющий группу DMRS-портов, выбранную на этапе 1810. Кодовый параметр вычисляется следующим образом: если (С - 1)≤М/₂

иначе

где s - стартовый индекс DMRS-порта в выбранной группе DMRS-портов, s=0, 1, …, С - 1.

На этапе 1830 сигнализируют на UE служебную информацию, которая включает в себя двоичное представление кодового параметра Р, полученного на этапе 1820. Данное сигнализирование предпочтительно осуществляется посредством DCI, передаваемой в PDCCH. На UE соответствующая группа DMRS-портов, подлежащая использованию, может быть очевидным образом восстановлена исходя из полученного кодового параметра Р. При этом, аналогично варианту 1 осуществления, сообщение кодового параметра на этапе 1830 может указывать UE использовать выбранные С DMRS-портов для приема С MIMO-потоков PDSCH, либо указывать UE использовать выбранные С DMRS-портов для передачи С MIMO-потоков PUSCH.

Если наложено требование по лимитированию битового размера кодового параметра Р, то возможные значения С могут быть дополнительно ограничены на этапе 1810 как 2^γ3^ς, где γ и ς - целые неотрицательные числа, например, С=2, 3, 4, 6, 8, 9, 12, 16.

Общий подход, изложенный выше со ссылкой на Фиг. 18, иллюстрируется на Фиг. 19а-19 с табличным представлением конкретных вариантов осуществления формирования возможных групп смежных DMRS-портов из общего числа М=16 последовательных индексов DMRS-портов.

К примеру, сигнализированием кодового параметра Р=12 на этапе 1830, UE предписывается использовать комбинацию DMRS-портов {8,9,10,11,13} (см. Фиг. 19b).

Перечеркивание таблицы на Фиг. 19 с иллюстрирует вышеупомянутое ограничение значений С на этапе 1810 способа 1800; т.е. С=9 исключается из использования.

В рассмотренном здесь иллюстративном случае размер кодового параметра не превышает 8 бит, т.е. битовая нагрузка на DCI для указания требующейся комбинации DMRS-портов опять же является невысокой, хотя в целом и превышает оную согласно варианту 1 осуществления.

Преимуществами рассмотренного варианта 2 осуществления являются невысокая битовая нагрузка на DCI, хорошая масштабируемость для разного количества поддерживаемых DMRS-портов и большая гибкость по сравнению с вариантом 1 осуществления в плане большего разнообразия возможности выбора комбинаций DMRS-портов. Также следует отметить высокую эффективность рассмотренного здесь кодирования в плане компактности представления всех возможных групп смежных DMRS-портов из общего доступного их количества посредством кодового параметра, определяемого Уравнением (6), без разбросов и пропусков.

Вариант 3 осуществления: указание DMRS-портов на основе комбинаторного кодирования

Далее со ссылкой на Фиг. 20, 21 описывается основывающаяся на комбинаторном кодировании реализация указания, в общем, несмежных DMRS-портов согласно настоящей заявке. Прежде всего, со ссылкой на Фиг. 20 описывается вариант осуществления способа 2000 указания DMRS-портов для по меньшей мере одного UE в системе беспроводной связи беспроводной связи согласно общему подходу, отвечающему данному варианту осуществления. Способ 2000 осуществляется на базовой станции (например, TRP 602 по Фиг. 6), которая поддерживает одновременную передачу множества пространственных MIMO-потоков PDSCH, с каждым из которых связан отличающийся от других DMRS-сигнал.

На этапе 2 010 выбирают группу DMRS-портов, содержащую С индексов DMRS-портов, подлежащих использованию на UE, из общего количества М последовательных индексов DMRS-портов, доступных для использования на UE, где С≤М.

На этапе 2020 получают кодовый параметр Р, представляющий группу DMRS-портов, выбранную на этапе 2010. Кодовый параметр вычисляется посредством комбинаторного кодирования следующим образом:

где

{p_i} - упорядоченный набор индексов p-i выбранной группы DMRS-портов, i=0,…,С₁, p_i=1,2,…,М.

На этапе 2030 сигнализируют на UE служебную информацию, которая включает в себя двоичное представление кодового параметра Р, полученного на этапе 2020, а также значения С. Данное сигнализирование предпочтительно осуществляется посредством DCI, передаваемой в PDCCH. При этом, аналогично вариантам 1 и 2 осуществления, описанным выше, сообщение кодового параметра на этапе 2030 может указывать UE использовать выбранные С DMRS-портов для приема С MIMO-потоков PDSCH, либо указывать UE использовать выбранные С DMRS-портов для передачи С MIMO-потоков PUSCH.

Предположим для иллюстрации общего подхода, раскрытого выше со ссылкой на Фиг. 20, что на этапе 2010 выбрана следующая комбинация из С=4 DMRS-портов - {9,10,13,14} - для использования на UE, где, в общем, для использования доступно М=16 DMRS-портов. Тогда, используя Уравнение (7) по этапу 2020, получаем кодовый параметр:

Данный пример иллюстрируется на Фиг. 21.

Соответственно, посредством сигнализирования кодового параметра Р=60 и С=4 на этапе 2030, UE предписывается использовать непоследовательную комбинацию DMRS-портов {9,10,13,14} (см. Фиг. 21). В рассмотренном здесь иллюстративном примере битовая нагрузка на DCI составляет 14 бит.

Существует ряд известных подходов, которые могут быть реализованы на UE для восстановления подлежащей использованию комбинации DMRS-портов исходя из принятой служебной информации, переданной с TRP на этапе 2030, прежде всего - кодового параметра, полученного посредством комбинаторного кодирования согласно Уравнению (7).

Основным преимуществом рассмотренного варианта 3 осуществления является значительно более высокая гибкость даже по сравнению с вариантом 2 осуществления, поскольку вариант 3 осуществления позволяет указывать фактически произвольную комбинацию DMRS-портов. Недостатком же данного варианта осуществления является заметно более высокая битовая нагрузка на DCI.

Ниже будет описано возможное применение вышеописанных вариантов 1-3 осуществления для случая, когда на TRP осуществляется уменьшение количества MIMO-потоков и соответствующая адаптация структуры DMRS, варианты осуществления которой были подробно описаны выше в подразделе I описания изобретения со ссылкой на Фиг. 10-14.

Здесь следует отметить, что в вариантах 1-3 осуществления, где осуществляется соответствующее кодирование индексов DMRS-портов для их сигнализирования в DCI, подразумевается наличие таблицы, характеризующей DMRS-порты, подобной той, что проиллюстрирована на Фиг. 4а. К примеру, при использовании на TRP структуры DMRS согласно настоящей заявке, проиллюстрированной на Фиг. 7, в такой общей таблице будут проиндексированы 64 DMRS-порта, каждому из которых будет соответствовать свой уникальный набор из CDM-группы, DFT FD-OCC длины 4 и DFT TD-OCC длины 4.

В рассматриваемом контексте адаптации структуры DMRS, прежде чем будет осуществляться способ согласно какому-либо из вариантов 1-3 осуществления, раскрытых выше в настоящем подразделе описания изобретения, должно быть выполнено соответствующее 'прореживание' упомянутой общей таблицы, чтобы кодирование согласно этим вариантам осуществления выполнялось в отношении актуальных DMRS-портов.

На Фиг. 22а показан общий подход предварительной обработки таблицы DMRS-портов для случая исключения части DMRS-портов из использования в виду вышеупомянутой адаптации структуры DMRS.

Сначала в отношении каждой из совокупности индексов Д CDM-групп, совокупности индексов {k_ƒ} FD-OCC и совокупности индексов {k^t} TD-OCC, соответствующих основной, неадаптированной структуре DMRS, используемой в TRP, выполняется перестановка с инвертированием битов (bit reversal permutation). Скажем, для проиллюстрированной на Фиг. 7 структуры DMRS согласно настоящей заявке, Δ={0,1,2,3}, k_ƒ={0,1,2,3}, k_t={0,1,2,3} (соответственно, N=64 на Фиг. 22а). Конспективно говоря, при перестановке с инвертированием битов каждый индекс в каждой из указанных совокупностей представляется в двоичном виде, затем в отношении этого двоичного представления осуществляется инвертирование порядка битов (т.е. первый бит становится последним, а последний - первым; второй бит становится предпоследним, а предпоследний -вторым; и т.д.), после чего инвертированное битовое представление конвертируется обратно в числовое представление. В результате получаются соответствующие преобразованные совокупности индексов, которые обозначены на Фиг. 22а как {Δ'}, , , соответственно.

Соответствующее исключение выполняется именно в отношении одной или более из этих преобразованных совокупностей индексов. Исключение в отношении каждого из {Δ'}, обозначено на Фиг. 21а как опциональное, что означает, что необязательно, чтобы все из указанных совокупностей подвергались сокращению - как следует из соответствующего раскрытия согласно подразделу I описания изобретения, сокращение может быть выполнено только в отношении конкретной одной из этих совокупностей, либо в отношении двух из них, либо в отношении их всех. В результате такого сокращения получаются соответствующие прореженные совокупности индексов, которые обозначены на Фиг. 22а как {Δ'''}, , , соответственно.

В конечном итоге, исходя из общей таблицы DMRS-портов строится адаптированная, сокращенная таблица, в которой перечисляются индексы DMRS-портов согласно прореженным совокупностям индексов {Δ'''}, ,

Общий подход, описанный выше со ссылкой на Фиг. 22а, иллюстрируется на конкретном примере по Фиг. 22b. Данный пример, по сути, соответствует адаптации структуры DMRS, проиллюстрированной на Фиг. 8, согласно подходу, раскрытому со ссылкой на Фиг. 12с в подразделе I описания изобретения.

Как видно из Фиг. 22b, прореживание выполняется только в отношении DFT TD-OCC посредством отбрасывания последних четырех индексов в их преобразованной совокупности, что соответствует левой ветви на Фиг. 12с. В итоге, получается сокращенная таблица DMRS-портов, где отсутствуют записи для индексов DMRS-портов с исключенными DFT TD-OCC.

Здесь следует отметить, что с математической точки зрения прореживание на основе перестановки с инвертированием битов, описанное со ссылкой на Фиг. 22а, 22b, эквивалентно варианту осуществления адаптации согласно настоящей заявке, раскрытому в подразделе I описания изобретения со ссылкой на Фиг. 12-14.

Как говорилось выше, способы согласно вариантам осуществления 1-3 в рассматриваемом случае будут осуществляться исходя из сокращенных таблиц, полученных согласно подходу, раскрытому выше со ссылками на Фиг. 22а, 22b. Иллюстрацией этого может служить дерево групп DMRS-портов по Фиг. 17 как соответствующее исключению 48 DMRS-портов из общего их доступного числа 64, каковому случаю соответствует древовидная иерархия групп DMRS-портов по Фиг. 16а, 16b. Из этих фигур видно, что для кодового представления узла дерева по Фиг. 16а, 16b требуется 7 бит, тогда как для кодового представления узла дерева по Фиг. 17 требуется 5 бит. То есть, благодаря применению подхода согласно Фиг. 22а, 22b может быть обеспечено дополнительное снижение битовой нагрузки на DCI.

Необходимо подчеркнуть, что хотя во вариантах осуществления, рассмотренных в настоящем подразделе описания изобретения, для примера использовались структуры DMRS, раскрытые со ссылками на Фиг. 7, 8, следует понимать что предложенный здесь подход к указанию DMRS-портов для UE в равной степени может быть применим к другим перспективным структурам DMRS, планируемым для использования в системах беспроводной связи следующего поколения.

III. Распределение ресурсов во временной области В виду сказанного выше при описании предшествующего уровня техники, увеличение емкости новой структуры DMRS для систем беспроводной связи следующего поколения (в т.ч. 6G) приводит к тому, что такая структура будет занимать большее количество OFDM-символов во временной области. Если использовать при этом распределение временных ресурсов 5G NR, например, согласно Туре А, описанному со ссылкой на Фиг. 5а, 5b, то наличие более емкой структуры DMRS наряду с каналом управления в каждом слоте приведет к нежелательному увеличению служебной нагрузки. Данный аспект наглядно проиллюстрирован на Фиг. 23, где для примера в качестве упомянутой новой структуры DMRS подразумевается предложенная в настоящей заявке структура DMRS, описанная со ссылкой на Фиг. 7, и из правой части Фиг. 23 видно, что для 6G-передачи PDSCH в слоте останется всего 4 OFDM-символа.

Здесь следует напомнить, что в Type A 5G NR в типичном случае необходимо выделение по меньшей мере одного OFDM-символа для DMRS-сигнала(ов) в каждом слоте. Таким образом, DMRS-сигнал будет передаваться на UE с каждым слотом, даже если в распределении DMRS-портов не произошло никаких изменений; также в каждом слоте как минимум один символ занят под канал управления.

Следовательно, в рассматриваемом контексте требуются усовершенствованные методики распределения ресурсов временной области для широкополосной передачи данных, которые позволили бы избежать указанных негативных эффектов.

В соответствии с настоящим изобретением предлагается агрегированный подход к распределению ресурсов во временной области, как на уровне слотов, так и на уровне минислотов, который подробно раскрывается ниже со ссылкой на Фиг. 24-28.

Как и в случае 5G NR, с перспективы макроуровня кадр длительностью 10 мс разбивается на ряд одинаковых DL/UL-периодов, при этом длительность DL/UL-периода является конфигурируемой на базовой станции. Базовая станция может сообщить заданную длительность DL/UL-периода на обслуживаемые ею UE с использованием вышеупомянутых сигнализации DCI (L1), сигнализации MAC (L2), сигнализации RRC (L3) или даже некоей их комбинации. Каждый DL/UL-период разбит на слоты, причем каждый слот может состоять из 14 или 12 (если в слоте используется расширенный циклический префикс) OFDM-символов. Всего в каждом DL/UL-периоде содержится OFDM-символов.

В типичном случае, часть слотов DL/UL-периода отводится под нисходящую (DL) передачу (DL-часть), а другая часть слотов DL/UL-периода может быть отведена под восходящую (UL) передачу (UL-часть). DL-часть и UL-часть отделяются друг от друга защитным интервалом (GI) для обеспечения времени для осуществления переключения между DL и UL передачей. Под защитный интервал обычно отводится часть слота DL-части или UL-части. Следует отметить, что распределение слотов между DL- и UL-частями является конфигурируемым на базовой станции - скажем, все OFDM-символов DL/UL-периода могут быть выделены только под DL-часть.

Согласно настоящему изобретению предлагается гибкое агрегирование слотов или минислотов, так что в результате вводится более крупная единица выделения/планирования ресурсов во временной области, чем отдельный слот (Туре А в 5G NG) или отдельный минислот (Туре В в 5G NG). То есть, предполагается, что выделение ресурсов во временной области для передачи данных может осуществляться в таких агрегированных единицах.

Ниже со ссылкой на Фиг. 24а, 24b сначала будут описаны примерные варианты осуществления агрегирования для DL-части DL/UL-периода кадра.

На Фиг. 24а по оси времени показаны OFDM-символы, составляющие три слота DL-части DL/UL-периода. Эти слоты агрегируются в единый блок (bundle) слотов, который составляет новую единицу планирования/выделения ресурсов временной области.

В отличие от соответствующего Type A 5G NR (см. Фиг. 5а), смежные OFDM-символы, выделенные для передачи нисходящего канала управления (DL-ctrl), выделяются из расчета на весь блок слотов, а не на каждый слот, как в случае Type A 5G NR. Также выделяются смежные OFDM-символы для передачи структуры DMRS; такие смежные символы далее по тексту могут именоваться DMRS-подблоком. В структуре DMRS мультиплексируются DMRS-сигналы для требуемого числа MIMO-потоков передаваемого PDSCH. Здесь для примера в качестве структуры DMRS предполагается отвечающая настоящей заявке структура DMRS, описанная со ссылкой на Фиг. 7. Каждое событие передачи DMRS-подблока в DL/UL-периоде индексируется индексом

Необходимо подчеркнуть, что распределение DMRS-подблоков, показанное на Фиг. 24а, является иллюстративным и могут использоваться другие их распределения. Далее, выше рассматривались менее и более емкие структуры DMRS, имеющие, соответственно, большую и меньшую плотность во временной области и/или частотной области, чем предполагаемая здесь в качестве иллюстрации структура по Фиг. 7; то есть, показанный на Фиг. 24а размер DMRS-подблока в 4 OFDM-символа также не налагает ограничения. Аспекты выделения DMRS-подблоков будут рассмотрены более подробно ниже.

Остальные OFDM-символы в блоке слотов могут быть выделены для передачи PDSCH. Хотя на Фиг. 24а показано выделение всех остальных символов, следует понимать, что для передачи PDSCH может быть выделено и меньшее их количество. Далее, каждый слот на Фиг. 24а показан содержащим 14 OFDM-символов; в то же время, как было сказано ранее, слот может содержать и 12 OFDM-символов. Указанными моментами не накладывается каких-либо ограничений на рассматриваемое изобретение.

На Фиг. 24b по той же оси времени показаны OFDM-символы, составляющие четыре минислота DL-части DL/UL-периода, каждый из которых содержит 4 OFDM-символа. Эти минислоты агрегируются в единый блок минислотов, который также составляет новую единицу планирования/выделения ресурсов временной области. В отличие от соответствующего Туре В 5G NR (см. Фиг. 5с), смежные OFDM-символы нисходящего канала управления (DL-ctrl), как и в случае по Фиг. 24а, выделяются из расчета на весь блок минислотов, а не для каждого минислота, как в случае Туре В 5G NR. Следует обратить внимание, что в рассматриваемом примере смежные OFDM-символы, выделенные для передачи DL-ctrl, предшествуют блоку минислотов, не входя в его состав. Этим не накладывается ограничения, и блок минислотов может быть организован включающим в себя OFDM-символы DL-ctrl.

Аналогично рассмотрению по Фиг. 24а, в блоке минислотов также может быть выделен DMRS-подблок для передачи структуры DMRS. В данном случае, исключительно в качестве иллюстрации, DMRS-подблок показан занимающим целый минислот в блоке минислотов, следующий за символами DL-ctrl.

Остальные OFDM-символы в блоке минислотов могут быть выделены для передачи PDSCH. Хотя на Фиг. 24b показано выделение всех остальных символов, следует понимать, что для передачи PDSCH может быть выделено и меньшее их количество.

Далее, каждый минислот на Фиг. 24b показан содержащим 4 OFDM-символа; в то же время, как было сказано ранее, минислот может также состоять из 1 или 2 или 7 OFDM-символов, и DMRS-подблок может сам по себе иметь другой размер, как было отмечено в отношении Фиг. 24а, и не быть выровнен по границам минислота. Указанными моментами не накладывается каких-либо ограничений на рассматриваемое изобретение.

Длительность минислота, в общем, задается на TRP и сигнализируется с TRP на UE с помощью служебного сообщения. Например, для указания длительности минислота можно использовать сообщение RRC или сообщение DCI. Может быть также использована комбинация сообщений RRC и DCI, когда сообщением RRC задается подмножество значений длительности минислота: например, задается подмножество {2, 7} из совокупного их множества {2, 4, 7, 14}, а сообщение DCI указывает одно конкретное значение из этого подмножества (к примеру, 1 бит в DCI выбирает либо 2, либо 7), которое относится к текущей передаче сигнала PDSCH.

На Фиг. 25а, 25b предложенное в настоящей заявке агрегирование показано с перспективы макроуровня.

На Фиг. 25а показан случай, когда блок слотов или минислотов занимает всю DL-часть, а на Фиг. 25b проиллюстрирован случай, когда блоку слотов или минислотов предшествует слот.Для варианта осуществления по Фиг. 25b необходимо подчеркнуть, что вышеупомянутые OFDM-символы для DL-ctrl входят в состав предшествующего слота, в то же время в этом DL-ctrl содержится служебная информация для планирования блока слотов/минислотов. Иными словами, наличие OFDM-символов DL-ctrl в блоке слотов, как показано на Фиг. 24а, не является обязательным согласно настоящей заявке. Вариант осуществления по Фиг. 25b можно рассматривать как соответствующий сочетанию известного подхода (Type A 5G NR) и подхода, предлагаемого в настоящей заявке. Следует также понимать, что блоку слотов/минислотов может предшествовать более одного слота; кроме того, возможен вариант, когда блок слотов/минислотов будет предшествовать одному или более слотам.

Следует пояснить, что согласно подходу, отвечающему настоящему изобретению, DL-ctrl может, в общем, находиться в любом месте DL/UL-периода согласно конфигурации декодирования канала управления. Главное требование состоит в том, чтобы для конкретного UE передача DL-ctrl имела место до начала блока слотов/минислотов, чтобы UE могло принять канал управления и декодировать DCI, в которой будут содержаться сведения о планировании PDSCH (включая информацию о начале передачи блока слотов/минислотов и его длительности).

Из иллюстраций по Фиг. 25а, 25b наглядно видно уменьшение служебной нагрузки - так, избегается резервирование OFDM-символа (ов) для DL-ctrl для каждого слота/минислота; также обеспечивается возможность использования менее частых передач DMRS в DL/UL-периоде, без снижения качества оценки канала.

Согласно предпочтительному варианту осуществления

настоящего изобретения, DMRS-подблоки выделяются в DL-части с заданным периодом T-DMRS. На Фиг. 26а показано периодическое следование DMRS-подблоков, выделяемых для передачи структуры DMRS с неизменной плотностью, в блоке слотов/минислотов. Этому случаю соответствует иллюстрация по Фиг. 24а.

Необходимо подчеркнуть, что периодическая конфигурация DMRS-подблоков не обязательно должна иметь место именно в границах блока слотов/минислотов, как показано на Фиг. 24а, 26а - скажем, во варианте осуществления по Фиг. 25b данная периодичность DMRS может быть не привязана к границам блока слотов/минислотов. Иными словами, этим не накладывается ограничение на рассматриваемое изобретение.

На Фиг. 26b показан другой предпочтительный вариант его осуществления, где DMRS-подблоки распределяются в DL-части также с заданным периодом T-DMRS, но при этом количество ресурсов, выделяемых для передачи структуры DMRS в первом DMRS-подблоке, больше количества ресурсов, выделяемых для передачи структуры DMRS в каждом из последующих DMRS-подблоков. В частности, как видно из Фиг. 26b, число OFDM-символов последующего DMRS-подблока меньше числа OFDM-символов первого DMRS-подблока, в отличие от Фиг. 26а, и в случае по Фиг. 26b первый DMRS-подблок может именоваться как DMRS-подблок высокой плотности (HD), а каждый последующий подблок - как DMRS-подблок низкой плотности (LD). При этом, очевидно, имеет место дополнительное снижение служебной нагрузки.

К примеру, структура DMRS, соответствующая проиллюстрированной на Фиг. 10 или 2а, может передаваться с дублированием в HD DMRS-подблоке, занимая таким образом 4 OFDM-символа во временной области, и без дублирования в каждом последующем LD DMRS-подблоке, занимая по 2 OFDM-символа. Данный пример можно считать условно соответствующим иллюстрации по Фиг. 26b.

Ситуация, иллюстрируемая Фиг. 26b, может иметь место в следующем случае. При установлении соединения между TRP и UE на стороне UE может понадобиться более надежная оценка канала, и для этого может потребоваться большая плотность DMRS во временной и частотной области, в связи с чем будет выделен HD DMRS-подблок. Впоследствии, после установления соединения, на UE оценка канала будет осуществляться, по сути, на уровне подстройки, исходя из уже имеющихся соответствующих сведений/измерений, полученных ранее. В таком случае, для передачи DMRS будут использоваться LD DMRS-подблоки.

Следует подчеркнуть, что рассмотренный периодический подход к распределению DMRS является предпочтительным, но не ограничительным и DMRS-подблоки могут выделяться непериодическим образом, что, в частности, следует из иллюстрации по Фиг. 25а, 25b.

Как отмечалось выше, планирование ресурсов временной области для передачи данных осуществляется планировщиком из состава базовой станции (TRP), и UE информируются о зарезервированных планировщиком ресурсах через передаваемый с TRP нисходящий канал управления. Согласно настоящему изобретению, в качестве единицы планирования/выделения ресурсов временной области для передачи может использоваться блок слотов или минислотов, в отличие от одиночного слота или минислота согласно 5G NR. Конфигурация агрегирования согласно настоящей заявке задается базовой станцией (TRP), и сведения о ней сигнализируются на UE в нисходящем канале управления (DL-ctrl). Согласно предпочтительному варианту осуществления, эти сведения по меньшей мере отчасти передаются в DCI-сообщении, переносимом в PDCCH. В DCI, в частности, сигнализируется указание начала блока слотов/минислотов в DL/UL-периоде, длительность блока слотов/минислотов, указание количества слотов/минислотов, выделяемых в блоке слотов/минислотов для PDSCH, период DMRS, который, в общем, может быть разным для DL-части и UL-части. Следует отметить, что в DCI при этом также могут сигнализироваться другие служебные сведения, о которых говорилось в этом и предшествующих подразделах описания изобретения.

В качестве начала блока слотов/минислотов, в DCI может указываться его начальный OFDM-символ в рамках DL/UL-периода; для блока слотов в качестве начала может указываться его начальный слот.

Длительность блока слотов/минислотов задается на TRP в зависимости от решения планировщика, которое может зависеть от размера передаваемых данных пользователю, необходимости передачи данных другому пользователю, типа передаваемого трафика, состояния канала (модуляции, скорости кодирования, числа MIMO-каналов), передачи других запланированных сигналов и т.д.

Период T-DMRS блока слотов/минислотов может задаваться на TRP в зависимости от скорости изменения канала передачи во времени. Так, может иметь место быстрое изменение канала из-за, в частности, перемещения UE, и вследствие этого изменения на TRP может быть принято решение отрегулировать T-DMRS в сторону его уменьшения, чтобы DMRS-сигналы посылались чаще для соответствующей подстройки.

Далее, в отношении данных, подлежащих передаче в PDSCH, в типичном случае выполняется канальное кодирование. Канальное кодирование является блочным, и в результате закодированные данные представляются в виде кодовых блоков определенной длины. Возможным вариантом канального кодирования является кодирование LDPC. Кодовые блоки затем соответствующим образом отображаются на частотно-временные ресурсы для передачи в PDSCH. Каждый кодовый блок отображается на частотно-временные ресурсы целиком.

При этом, если при отображении кодовых блоков на частотно-временные ресурсы напрямую применять существующую процедуру определения количества кодовых блоков для передачи данных, которая описана в спецификации TS 38.212 5G NR, то эта процедура должна будет применяться ко всему блоку слотов/минислотов согласно настоящему изобретению (например, всей DL-части DL/UL-периода), и, как следствие, согласование временных границ целого числа кодовых блоков будет гарантировано только к концу такого блока слотов/минислотов. То есть, при непосредственном использовании существующего подхода согласование временных границ целого числа кодовых блоков с границей слота или минислота, в общем, не будет гарантировано. Как следствие, обработка принимаемых данных не сможет начаться на стороне приемника до тех пор, пока не будет принят весь агрегированный блок слотов/минислотов. Иными словами, на стороне приемника имеет место простой, связанный с необходимостью буферизации принимаемых кодовых блоков в ожидании конца приема агрегированного блока, чтобы приступить к их обработке.

Предложенный в настоящей заявке подход гибкого агрегирования ресурсов временной области позволяет устранить эту проблему и повысить эффективность конвейеризации обработки кодовых блоков на стороне приемника, что проиллюстрировано на Фиг. 27.

Согласно предпочтительному варианту осуществления, количество и длина кодовых блоков подбираются согласно длительности минислота так, чтобы, при выделении частотно-временных ресурсов для каждой совокупности кодовых блоков в упомянутом количестве, границы данной совокупности во временной области были выровнены именно по границам минислота в блоке минислотов. Более конкретно, количество и длина кодовых блоков подбираются согласно количеству доступных RE в минислоте, используемой модуляции и скорости канального кодирования. При этом, в рассматриваемом варианте осуществления использование упомянутой существующей процедуры определения числа кодовых блоков, описанной в спецификации TS 38.212 5G NR, по сути, осуществляется конкретно в отношении каждой группы OFDM-символов, составляющих минислот, в отдельности.

На Фиг. 27 показано выравнивание наборов из трех кодовых блоков по границам минислотов в блоке минислотов. Как следствие, обработка данных на приемнике может начаться фактически сразу после приема первого минислота, содержащего три (т.е. целое число) кодовых блоков; затем, по приему второго минислота, будет выполняться обработка следующих трех кодовых блоков; и т.д. Очевидно, что в рассматриваемом варианте осуществления простои, связанные с обработкой принимаемых данных, снижаются в значительной степени. Также следует отметить высокую гибкость рассматриваемого варианта осуществления, поскольку, помимо длины и количества кодовых блоков, и сама длительность минислота является гибко конфигурируемой.

Необходимо подчеркнуть, что хотя описанный выше вариант осуществления является предпочтительным для агрегации на уровне минислотов, тем не менее он в равной степени применим и к агрегации на уровне слотов. В силу вышесказанного, при реализации на уровне слотов, очевидно, будет иметь место большая задержка, чем в проиллюстрированном случае минислотов.

Методики агрегации ресурсов временной области согласно настоящей заявке, описанные выше со ссылкой на Фиг. 24-27 в отношении DL-части DL/UL-периода кадра, применимы и к его UL-части. В данном случае специфика заключается в том, что решение планировщика TRP является единым в отношении DL-части и UL-части, и сведения о распределении ресурсов временной области для UL-части также сигнализируются в нисходящем канале управления (DL-ctrl), о чем говорилось выше. Так, начало и длительность передачи UL блока слотов/минислотов выбирается на TRP и сигнализируется в UE посредством служебной информации в нисходящем канале управления; более конкретно, данный выбор осуществляется планировщиком TRP и сигнализирование осуществляется посредством DCI в PDCCH.

Соответственно, восходящий канал управления, которым в рассматриваемом случае является PUCCH, будет иметь, в целом, другой функционал по отношению к нисходящему каналу управления. В частности, в UL-части нет обязательного требования, чтобы канал управления предшествовал DMRS и PUSCH; более того, в UL-части восходящий канал управления может вообще отсутствовать.

Так, на Фиг. 25а, 25b, исключительно в качестве иллюстрации, канал управления показан находящимся в хвосте блока слотов/минислотов и содержащим информацию квитирования (ACK/NACK). Тем не менее, в UL-части OFDM-символы, выделяемые для восходящего канала управления, могут и предшествовать OFDM-символам, выделяемым для DMRS и PUSCH. Следует подчеркнуть, что в общем блок слотов/минислотов согласно настоящему изобретению может быть, по сути, в любом месте UL-части.

Поскольку PUCCH непосредственно не связан с планированием ресурсов, возможны варианты, когда передача PUCCH не будет иметь отношения к блоку(ам) слотов/минислотов (и вообще к слотам или минислотам), к примеру, использоваться для передачи запроса планирования (Scheduling Request) или информации о состоянии канала (CSI), либо когда передача PUCCH будет относиться к предшествовавшим слотам, минислотам или блоку(ам) слотов/минислотов.

Далее со ссылкой на Фиг. 28а, 28b описывается вариант осуществления способа 2800 выделения ресурсов во временной области согласно настоящему изобретению. В качестве иллюстрации, способ 2800 осуществляется на базовой станции (например, TRP 602 по Фиг. 6), которая поддерживает одновременную передачу множества пространственных MIMO-потоков PDSCH.

Ниже со ссылкой на Фиг. 28а рассматриваются этапы 2810-2860 способа 2800, выполняемые в отношении DL-части DL/UL-периода кадра.

На этапе 2810 выделяют заданное число смежных OFDM-символов для передачи нисходящего канала управления, которым предпочтительно является PDCCH.

На этапе 2820 формируют DL блок временных интервалов, содержащий целое число смежных временных интервалов, причем каждый временной интервал включает в себя заданное количество OFDM-символов. При этом PDCCH, который должен переноситься в выделенных для него OFDM-символах DL-части, относится ко всему блоку временных интервалов. Согласно вышеприведенному раскрытию, временным интервалом может быть слот, который может содержать 12 или 14 OFDM-символов, либо минислот, который может содержать 1, 2, 4 или 7 OFDM-символов.

На этапе 2830 выделяют по меньшей мере один DL DMRS-подблок для передачи DMRS-сигналов для требуемого числа MIMO-потоков PDSCH.

На этапе 2840 выделяют в DL блоке временных интервалов OFDM-символы для передачи PDSCH.

Возможные варианты взаимного расположения OFDM-символов для PDCCH, DL DMRS-подблока(ов) и блока(ов) слотов/минислотов в DL-части описаны выше, в том числе - со ссылкой на Фиг. 24-26.

На этапе 2850 выделяют DL блок временных интервалов для планируемой DL-передачи.

Как неоднократно указывалось ранее, в PDCCH, более конкретно - в DCI-сообщении, должна переноситься служебная информация. Помимо служебных сведений, о которых говорилось выше, в рассматриваемом случае служебная информация будет включать в себя указание начала DL блока временных интервалов и длительность DL блока временных интервалов. Если, согласно предпочтительному варианту осуществления (см. Фиг. 26), DMRS-подблоки организованы с периодом T-DMRS, то Т-DMRS также включается в служебную информацию.

На этапе 2860 для данных, подлежащих передаче в OFDM-символах, выделенных для PDSCH в DL блоке временных интервалов, определяют размер и количество кодовых блоков для выполнения канального кодирования (предпочтительно LDPC) и получают кодовые блоки, представляющие закодированные данные. Количество и длину кодовых блоков подбирают так, чтобы, при выделении частотно-временных ресурсов для каждой совокупности кодовых блоков в упомянутом количестве, границы данной совокупности во временной области были выровнены по границам временного интервала в блоке временных интервалов (см. Фиг. 27).

Ниже со ссылкой на Фиг. 28b рассматриваются этапы 2870-2875 способа 2800, выполняемые в отношении UL-части DL/UL-периода.

На этапе 2870 формируют UL блок временных интервалов, содержащий целое число смежных временных интервалов.

На этапе 2871 выделяют по меньшей мере один UL DMRS-подблок для передачи структуры DMRS, в которой мультиплексируются DMRS-сигналы для требуемого числа MIMO-потоков PUSCH.

На этапе 2872 выделяют в UL блоке временных интервалов OFDM-символы для передачи PUSCH.

На этапе 2873 выделяют заданное число смежных OFDM-символов для передачи PUCCH.

Возможные варианты взаимного расположения OFDM-символов для PUCCH, UL DMRS-подблока(ов) и блока(ов) слотов/минислотов в UL-части описаны выше.

На этапе 2874 выделяют UL блок временных интервалов для UL-передачи.

На этапе 2875, аналогично этапу 2860, в отношении данных, подлежащих передаче в OFDM-символах, выделенных для PUSCH в UL блоке временных интервалов, выполняют канальное кодирование с соответствующим подбором количества и длины кодовых блоков.

Необходимо подчеркнуть, что хотя во вариантах осуществления, рассмотренных в настоящем подразделе описания изобретения, для примера использовалась структура DMRS, раскрытая со ссылкой на Фиг. 7, и прочие структуры DMRS, предложенные в настоящей заявке, следует понимать что предложенный здесь подход к выделению ресурсов временной области в равной степени может быть применим к другим перспективным структурам DMRS, планируемым для использования в системах беспроводной связи следующего поколения.

Следует также понимать, что проиллюстрированные примерные варианты осуществления являются всего лишь предпочтительными, а не единственно возможными вариантами реализации настоящего изобретения. Точнее, объем настоящего изобретения определяется нижеследующей формулой изобретения и ее эквивалентами.

Изобретение относится к области беспроводной связи. Технический результат заключается в обеспечении возможности использовать менее частые передачи опорных сигналов демодуляции DMRS без снижения качества оценки канала. Способ выделения ресурсов во временной области, осуществляемый на базовой станции, поддерживающей одновременную передачу множества пространственных MIMO-потоков для передачи данных, с каждым из которых связан отличающийся от других DMRS-сигнал, содержит этапы, на которых в части DL/UL-периода кадра, соответствующей нисходящей передаче, выделяют заданное число смежных OFDM-символов для передачи PDCCH, формируют блок временных интервалов, содержащий целое число смежных временных интервалов, причем каждый временной интервал включает в себя заданное количество OFDM-символов, при этом PDCCH относится ко всему блоку временных интервалов, выделяют по меньшей мере один подблок OFDM-символов для передачи структуры DMRS, в которой мультиплексируются DMRS-сигналы для требуемого числа MIMO-потоков PDSCH, и выделяют в блоке временных интервалов OFDM-символы для передачи PDSCH. 3 н. и 25 з.п. ф-лы, 28 ил., 4 табл.

1. Способ выделения ресурсов во временной области, осуществляемый на базовой станции (TRP) в системе беспроводной связи, при этом TRP выполнена с возможностью поддерживать одновременную передачу множества пространственных MIMO-потоков для передачи данных, причем с каждым из множества MIMO-потоков связан отличающийся от других опорный сигнал демодуляции (DMRS-сигнал), при этом способ содержит этапы, на которых:

в части периода "нисходящей передачи - восходящей передачи" (DL/UL-периода) кадра, соответствующей DL-передаче (DL-части),

выделяют заданное число смежных OFDM-символов для передачи нисходящего канала управления,

формируют DL-блок временных интервалов, содержащий целое число смежных временных интервалов, причем каждый временной интервал включает в себя заданное количество OFDM-символов, при этом нисходящий канал управления относится ко всему DL-блоку временных интервалов,

выделяют по меньшей мере один DL-подблок OFDM-символов для передачи DMRS-сигналов (DL DMRS-подблок) для требуемого числа MIMO-потоков нисходящего физического совместно используемого канала данных (PDSCH), и

выделяют в DL-блоке временных интервалов OFDM-символы для передачи PDSCH; и

выделяют DL-блок временных интервалов для DL-передачи,

при этом в нисходящем канале управления переносится служебная информация, включающая в себя, по меньшей мере, указание начала DL-блока временных интервалов и длительность DL-блока временных интервалов.

2. Способ по п. 1, в котором временным интервалом является слот, содержащий 12 или 14 OFDM-символов.

3. Способ по п. 2, в котором OFDM-символы, выделенные для передачи нисходящего канала управления, являются начальными OFDM-символами первого слота DL-блока слотов.

4. Способ по п. 3, в котором DL-блок слотов включает в себя упомянутый по меньшей мере один DL DMRS-подблок, при этом первый DL DMRS-подблок из этого по меньшей мере одного DL DMRS-подблока является смежным с OFDM-символами, выделенными для передачи нисходящего канала управления.

5. Способ по п. 1, в котором упомянутый по меньшей мере один DL DMRS-подблок представляет собой совокупность DL DMRS-подблоков, отделенных друг от друга DL-периодом из регулируемого количества OFDM-символов, причем DL-период является регулируемым на TRP, при этом служебная информация дополнительно включает в себя DL-период.

6. Способ по п. 5, в котором количество ресурсов, выделяемых для передачи DMRS-сигналов в первом DL DMRS-подблоке упомянутой совокупности, больше количества ресурсов, выделяемых для передачи DMRS-сигналов в каждом из последующих DL DMRS-подблоков упомянутой совокупности, так что количество OFDM-символов этого последующего DL DMRS-подблока меньше количества OFDM-символов первого DL DMRS-подблока.

7. Способ по п. 1, в котором временным интервалом является мини-слот, при этом мини-слот содержит 1, 2, 4 или 7 OFDM-символов.

8. Способ по п. 7, в котором границы по меньшей мере первого DL DMRS-подблока упомянутого по меньшей мере одного DL DMRS-подблока во временной области выровнены по границам мини-слота.

9. Способ по п. 1, дополнительно содержащий этап, на котором выполняют в отношении данных, подлежащих передаче в OFDM-символах, выделенных для PDSCH в DL-блоке временных интервалов, канальное кодирование и получают кодовые блоки, представляющие собой закодированные данные, при этом количество и длину кодовых блоков выбирают согласно длительности временного интервала так, чтобы, при выделении частотно-временных ресурсов для каждой совокупности кодовых блоков в упомянутом количестве, границы данной совокупности во временной области были выровнены по границам временного интервала в DL-блоке временных интервалов.

10. Способ по п. 9, в котором канальным кодированием является кодирование LDPC, при этом количество и длину кодовых блоков выбирают согласно количеству доступных ресурсных элементов (RE) во временном интервале, используемой модуляции и скорости кодирования.

11. Способ по п. 1, в котором нисходящим каналом управления является физический нисходящий канал управления (PDCCH) и служебная информация включена в информацию управления нисходящей линии связи (DCI), переносимую в PDCCH, при этом указанием начала DL-блока временных интервалов является указание стартового OFDM-символа DL-блока временных интервалов.

12. Способ по п. 2, в котором нисходящим каналом управления является PDCCH и служебная информация включена в DCI, переносимую в PDCCH, при этом указанием начала DL-блока слотов является указание стартового слота DL-блока слотов.

13. Способ по п. 1, в котором DL/UL-период дополнительно содержит часть, соответствующую UL-передаче (UL-часть), после DL-части, при этом способ дополнительно содержит этапы, на которых:

в UL-части

формируют UL-блок временных интервалов, содержащий целое число смежных временных интервалов,

выделяют по меньшей мере один UL-подблок OFDM-символов для передачи DMRS-сигналов (UL DMRS-подблок) для передачи DMRS-сигналов для требуемого числа MIMO-потоков физического восходящего совместно используемого канала данных (PUSCH), и

выделяют в UL-блоке временных интервалов OFDM-символы для передачи PUSCH; и

выделяют UL-блок временных интервалов для UL-передачи,

при этом служебная информация дополнительно включает в себя указание начала UL-блока временных интервалов и длительность UL-блока временных интервалов.

14. Способ по п. 13, дополнительно содержащий этап, на котором в UL-части выделяют заданное число смежных OFDM-символов для передачи физического восходящего канала управления (PUCCH).

15. Способ по п. 14, в котором OFDM-символы, выделенные для передачи PUCCH, следуют после упомянутого по меньшей мере одного UL DMRS-подблока и OFDM-символов, выделенных для передачи PUSCH.

16. Способ по п. 14, в котором упомянутый по меньшей мере один UL DMRS-подблок и OFDM-символы, выделенные для передачи PUSCH, следуют после OFDM-символов, выделенных для PUCCH.

17. Способ по п. 15, в котором временным интервалом в UL-части является слот, содержащий 12 или 14 OFDM-символов, при этом OFDM-символы, выделенные для передачи PUCCH, являются заключительными OFDM-символами последнего слота UL-блока слотов.

18. Способ по п. 17, в котором UL-блок слотов включает в себя упомянутый по меньшей мере один UL DMRS-подблок.

19. Способ по п. 18, в котором UL-блок слотов содержит все слоты UL-части.

20. Способ по п. 13, в котором упомянутый по меньшей мере один UL DMRS-подблок представляет собой совокупность UL DMRS-подблоков, отделенных друг от друга UL периодом из регулируемого количества OFDM-символов, при этом служебная информация дополнительно включает в себя UL-период.

21. Способ по п. 20, в котором количество ресурсов, выделяемых для передачи DMRS-сигналов в первом UL DMRS-подблоке упомянутой совокупности, больше количества ресурсов, выделяемых для передачи DMRS-сигналов в каждом из последующих UL DMRS-подблоков упомянутой совокупности, так что количество OFDM-символов этого последующего UL DMRS-подблока меньше количества OFDM-символов первого UL DMRS-подблока.

22. Способ по п. 13, в котором временным интервалом в UL-части является мини-слот, при этом мини-слот содержит 1, 2, 4 или 7 OFDM-символов.

23. Способ по п. 22, в котором границы по меньшей мере первого UL DMRS-подблока упомянутого по меньшей мере одного UL DMRS-подблока во временной области выровнены по границам мини-слота.

24. Способ по п. 13, дополнительно содержащий этап, на котором выполняют, в отношении данных, подлежащих передаче в OFDM-символах, выделенных для PUSCH в UL-блоке временных интервалов, канальное кодирование и получают кодовые блоки, представляющие собой закодированные данные, при этом количество и длину кодовых блоков выбирают согласно длительности временного интервала так, чтобы, при выделении частотно-временных ресурсов для каждой совокупности кодовых блоков в упомянутом количестве, границы данной совокупности во временной области были выровнены по границам временного интервала в UL-блоке временных интервалов.

25. Способ по п. 24, в котором канальным кодированием является кодирование LDPC, при этом количество и длину кодовых блоков выбирают согласно количеству доступных RE во временном интервале, используемой модуляции и скорости кодирования.

26. Способ по п. 1, в котором длительность кадра составляет 10 мс, при этом кадр содержит множество DL/UL-периодов и длительность DL/UL-периода задается базовой станцией.

27. Базовая станция (TRP) в системе беспроводной связи, содержащая, по меньшей мере:

приемопередающие устройства;

устройства обработки данных; и

устройства хранения данных, в которых сохранены машиноисполняемые коды, которыми при их исполнении устройствами обработки данных обеспечивается выполнение базовой станцией способа по любому одному из предшествующих пунктов.

28. Машиночитаемый носитель информации, на котором сохранены машиноисполняемые коды, которые при их исполнении по меньшей мере одним устройством обработки данных базовой станции (TRP) в системе беспроводной связи предписывают TRP выполнять способ по любому одному из пп. 1-26.